(12) TŁUMACZENIE PATENTU EUROPEJSKIEGO (19) PL (11) PL/EP (96) Data i numer zgłoszenia patentu europejskiego:

Transkrypt

1 RZECZPOSPOLITA POLSKA (12) TŁUMACZENIE PATENTU EUROPEJSKIEGO (19) PL (11) PL/EP (96) Data i numer zgłoszenia patentu europejskiego: (13) (51) T3 Int.Cl. H04L 1/00 ( ) H04L 27/26 ( ) Urząd Patentowy Rzeczypospolitej Polskiej (97) O udzieleniu patentu europejskiego ogłoszono: Europejski Biuletyn Patentowy 2013/46 EP B1 (54) Tytuł wynalazku: Urządzenie i sposób przesyłania i odbierania rozgłaszanego sygnału (30) Pierwszeństwo: US P (43) Zgłoszenie ogłoszono: w Europejskim Biuletynie Patentowym nr 2012/39 (45) O złożeniu tłumaczenia patentu ogłoszono: Wiadomości Urzędu Patentowego 2014/03 (73) Uprawniony z patentu: LG Electronics Inc., Seoul, KR (72) Twórca(y) wynalazku: PL/EP T3 WOO SUK KO, Seoul, KR SANG CHUL MOON, Seoul, KR (74) Pełnomocnik: rzecz. pat. Anna Grzelak WTS RZECZNICY PATENTOWI WITEK, ŚNIEŻKO I PARTNERZY ul. R. Weigla Wrocław Uwaga: W ciągu dziewięciu miesięcy od publikacji informacji o udzieleniu patentu europejskiego, każda osoba może wnieść do Europejskiego Urzędu Patentowego sprzeciw dotyczący udzielonego patentu europejskiego. Sprzeciw wnosi się w formie uzasadnionego na piśmie oświadczenia. Uważa się go za wniesiony dopiero z chwilą wniesienia opłaty za sprzeciw (Art. 99 (1) Konwencji o udzielaniu patentów europejskich).

2 1 EP B1 PZ/2353/AGR Opis TŁO WYNALAZKU Dziedzina wynalazku [0001] Niniejszy wynalazek dotyczy sposobu nadawania i odbierania sygnału oraz urządzenia do nadawania i odbierania sygnału, i bardziej dokładnie, sposobu nadawania i odbierania sygnału oraz urządzenia do nadawania i odbierania sygnału, które są zdolne do poprawiania skuteczności transmisji danych. Opis dziedziny pokrewnej [0002] Dzięki rozwojowi cyfrowej technologii rozgłaszania, użytkownicy mogą odbierać obraz ruchomy o wysokiej rozdzielczości (HD). Wraz z ciągłym rozwojem algorytmu kompresji i wysokiej wydajności sprzętu komputerowego, użytkownicy będą mieli zapewnione lepsze warunki w przyszłości. System telewizji cyfrowej (DTV) może odbierać sygnał nadawany cyfrowo i dostarczać użytkownikom rozmaite dodatkowe usługi, jak również sygnał wideo i sygnał dźwiękowy. [0003] Standard cyfrowego nadawania sygnałów wideo (Digital Video Broadcasting) (DVB)-C2 stanowi trzecią specyfikację, która dołączyła do rodziny DVB systemów transmisji drugiej generacji. Opracowany w 1994, obecnie DVB-C jest stosowany w ponad 50 milionach tunerów kablowych na całym świecie. Zgodnie z innymi systemami DVB drugiej generacji, DVB-C2 wykorzystuje kombinacje kodów Lowdensity parity-check (LDPC) i kodów BCH. Ta silna korekcja błędów powstających podczas nadawania (Forward Error Correction FEC) poprawia stosunek sygnału do szumów o około 5 db względem DVB-C. Odpowiednie schematy przeplatania bitów optymalizują całkowitą odporność systemu FEC. Ramki te wraz z ich nagłówkiem są określane jako potoki warstwy fizycznej (Physical Layer Pipes, PLP). Jeden lub więcej potoków PLP jest multipleksowanych do postaci segmentów danych. Dla każdego segmentu stosuje się przeplatanie dwuwymiarowe (w dziedzinach czasu i częstotliwości), co umożliwia odbiornikowi wyeliminowanie wpływu osłabienia impulsu i interferencji selektywnej częstotliwości, takiej jak wejście pojedynczej częstotliwości. [0004] Wraz z rozwojem tych technologii cyfrowego nadawania, stopniowo wzrastały wymagania dotyczące usług powiązanych przykładowo z sygnałami wideo i sygnałami audio, jak również ilości danych pożądanych przez użytkowników czy liczby kanałów rozgłaszania. [0005] Dokument ETSI "Digital Video Broadcasting (DVB) Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)", publikacja internetowa z października 2008 roku ( ) ujawnia rozmaite struktury ramkowe i systemy modulacji dla celów rozgłaszania naziemnej telewizji cyfrowej. [0006] Dokument Sony "Response to the DVB-C2 Call for Technologies (CfT)" z 16 czerwca 2008 roku ujawnia dane sygnałowe L1 zawierające informację o długości ramki, informację o przedziale zabezpieczającym, informację o początku wcięcia i informacja o szerokości wcięcia. ISTOTA WYNALAZKU [0007] Zgodnie z tym, niniejszy wynalazek jest ukierunkowany na sposób nadawania i odbierania sygnału oraz na urządzenie do nadawania i odbierania sygnału, które zasadniczo eliminują jeden lub więcej problemów będących wynikiem ograniczeń i wad sposobów i urządzeń znanych ze stanu techniki.

3 2 [0008] Celem niniejszego wynalazku jest dostarczenie sposobu nadawania i odbierania sygnału oraz urządzenia do nadawania i odbierania sygnału, które są zdolne do poprawiania skuteczności transmisji danych. [0009] Kolejnym celem niniejszego wynalazku jest dostarczenie sposobu nadawania i odbierania sygnału oraz urządzenia do nadawania i odbierania sygnału, które są zdolne do poprawiania zdolności do korekcji błędów bitów konfigurujących usługę. [0010] Dodatkowe zalety, przedmioty, i właściwości wynalazku zostaną przedłożone w części w poniższym opisie i w części staną się oczywiste dla osób posiadających przeciętne umiejętności w dziedzinie po przeanalizowaniu tego co poniżej. Cele i inne zalety wynalazku mogą być realizowane i osiągane przez strukturę szczególnie wskazaną w przedstawionym opisie oraz w zastrzeżeniach patentowych, jak również na załączonych figurach rysunku. [0011] Ażeby osiągnąć te cele, w pierwszym aspekcie niniejszy wynalazek dostarcza nadajnik do nadawania rozgłaszanych danych do odbiornika, nadajnik obejmujący elementy, takie jak pierwszy koder BCH skonfigurowany do kodowania BCH danych sygnałowych warstwy 1; pierwszy koder LDPC skonfigurowany do kodowania LDPC zakodowanych z wykorzystaniem BCH danych sygnałowych warstwy 1 w celu wygenerowania co najmniej jednego bitu parzystości LDPC; elementy do przebijania skonfigurowane do przeprowadzania przebijania na wygenerowanym bicie parzystości LDPC; pierwszy element przeplatający bity skonfigurowany do przeplatania bitów zakodowanych z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych warstwy 1 i przebitego bitu parzystości LDPC; i pierwszy element odwzorowujący QAM skonfigurowany do demultipleksowania przeplecionych bitowo danych sygnałowych warstwy 1 na słowa komórkowe i do odwzorowywania słów komórkowych na wartości konstelacji, który to nadajnik jest skonfigurowany do przetwarzania danych sygnałowych warstwy 1, przy czym dane sygnałowe warstwy 1 zawierają informację o długości ramki, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnału. [0012] W kolejnym aspekcie niniejszy wynalazek dostarcza odbiornik do przetwarzania rozgłaszanych danych, odbiornik obejmujący elementy, takie jak element odwzorowujący odwrotnie QAM skonfigurowany do odwzorowywania odwrotnego wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym warstwy 1 na słowa komórkowe i do multipleksowania odwzorowanych odwrotnie słów komórkowych na dane sygnałowe warstwy 1; element rozplatający bity skonfigurowany do rozplatania bitów zmultipleksowanych danych sygnałowych warstwy 1 i co najmniej jednego bitu parzystości LDPC; elementy przebijające odwrotnie skonfigurowane do przeprowadzania przebijania odwrotnego na bicie parzystości LDPC; dekoder LDPC skonfigurowany do dekodowania w wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych warstwy 1 i przebitego odwrotnie bitu parzystości LDPC; i dekoder BCH skonfigurowany do dekodowania z wykorzystaniem BCH zdekodowanych przy użyciu LDPC danych sygnałowych warstwy 1 i przebitego odwrotnie bitu parzystości LDPC, który to odbiornik jest skonfigurowany do przetwarzania danych sygnałowych warstwy 1 zawierających informację o długości ramki, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnału. [0013] Kolejny aspekt wynalazku dostarcza sposób przetwarzania rozgłaszanych danych, sposób obejmujący: odwzorowywanie odwrotne wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym warstwy 1 na słowa komórkowe; multipleksowanie odwzorowanych odwrotnie słów komórkowych na dane sygnałowe warstwy 1; rozplatanie bitów zmultipleksowanych danych sygnałowych warstwy 1 i co najmniej jednego bitu parzystości LDPC; przeprowadzanie przebijania odwrotnego na bicie parzystości

4 3 LDPC; dekodowanie z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych warstwy 1 i przebitego odwrotnie bitu parzystości LDPC; i dekodowanie z wykorzystaniem BCH zdekodowanych przy użyciu LDPC danych sygnałowych warstwy 1 i przebitego odwrotnie bitu parzystości LDPC, w którym dane sygnałowe warstwy 1 zawierają informację o długości ramki, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnału. [0014] Jeszcze inny aspekt wynalazku dostarcza sposób nadawania rozgłaszanych danych, sposób obejmujący: kodowanie BCH danych sygnałowych warstwy 1; kodowanie LDPC zakodowanych z wykorzystaniem BCH danych sygnałowych warstwy 1 w celu generowania co najmniej jednego bitu parzystości LDPC; przeprowadzanie przebijania na wygenerowanym bicie parzystości LDPC; przeplatanie bitów zakodowanych z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych warstwy 1 i przebitego bitu parzystości LDPC; i demultipleksowanie przeplecionych bitowo danych sygnałowych warstwy 1 na słowa komórkowe; i odwzorowywanie słów komórkowych na wartości konstelacji, przy czym dane sygnałowe warstwy 1 zawierają informację o długości ramki, która to informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnału. [0015] Jedna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy systemu transmisji cyfrowej i metody sygnalizowania w warstwie fizycznej. Kolejna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy kwadraturowej modulacji amplitudy (Quadrature Amplitude Modulation, QAM), zwłaszcza, kombinacji zmodyfikowanej QAM wykorzystującej kod Gray a odzwierciedlony binarnie (Binary Reflected Gray Code, BRGC) i modyfikacji wykorzystującej modulowanie nierównomierne (Non-uniform modulation) do efektywnego modulowania. [0016] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy efektywnego wzorca rozproszonego sygnału pilotującego i konstrukcji preambuły do oszacowania kanału oraz konstrukcji dekodera do realizowania efektywnego wzorca rozproszonego sygnału pilotującego i konstrukcji preambuły w systemie, w którym wydajność widmowa jest wzmacniana z wykorzystaniem łączenia kanałów. [0017] W szczególności, realizacja dotyczy konstrukcji preambuły do zwiększania wzmocnienia kodowania poprzez zwiększanie wydajności widmowej oraz odbiornika do efektywnego dekodowania. Dodatkowo, są opisane wzorce rozproszonego sygnału pilotującego, które mogą być stosowane w konstrukcji preambuły i konstrukcja odbiornika. Poprzez zastosowanie sugerowanego wzorca sygnału pilotującego, możliwe jest dekodowanie sygnału L1 nadawanego w preambule w przypadkowej pozycji okna tunera, bez stosowania informacji w informacji o łączeniu kanałów. [0018] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy zoptymalizowanej sygnalizacji L1 do redukowania narzutu sygnalizacji w systemie łączenia kanałów i efektywnej konstrukcji odbiornika. [0019] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy konstrukcji bloku L1, który może maksymalizować wydajność widmową bez przebijania, tj., bez pogorszenia osiągów. [0020] Jedna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy konstrukcji dla sygnalizacji L1 ze zminimalizowanym narzutem lub adaptacyjnej konstrukcji bloku L1 dla zwiększonej wydajności widmowej w otoczeniu łączenia kanałów. Konstrukcja jest zdolna do adaptowania się do bloku L1, który może zmieniać się w zależności od struktury łączenia kanałów lub otoczenia kanału transmisyjnego. [0021] Jedna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy struktury przeplatania odpowiedniej dla systemu łączenia kanałów. Sugerowana struktura przeplatania może umożliwić dekodowanie usługi żądanej przez użytkownika w przypadkowej pozycji okna tunera.

5 4 [0022] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy nadawania informacji o typach segmentów danych w nagłówku FECFrame w otoczeniu łączenia kanałów. Typy segmentów danych mogą stanowić albo typy o stałym kodowaniu i modulacji (Constant Coding and Modulation, CCM) lub typu o adaptacyjnym kodowaniu i modulowaniu/zmiennym kodowaniu i modulowaniu (Adaptive Coding and Modulation/Variable Coding and Modulation, ACM/VCM). Narzut sygnalizacji L1 może być minimalizowany. [0023] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy nadawania parametrów przeplatania po czasie bloku L1 w nagłówku preambuły. Dodatkowo, sugerowany jest mechanizm zabezpieczenia do zapewniania sygnalizacji odporności. [0024] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy konstrukcji nagłówka, który może nadawać informację o wielkości L1 sygnalizacji L1, która jest nadawana w preambule i parametr przeplatania po czasie w postaci L1-pre. [0025] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy efektywnej struktury przeplatania po czasie bloku L1. [0026] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy sposobu adresowania, który może redukować narzut związany z adresowaniem PLP w konstrukcji sygnalizacji L1. [0027] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy elementu przeplatającego po czasie, który może mieć całkowitą głębokość przeplatania w otoczeniu szumów impulsowych. [0028] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy przeplatania po czasie preambuł, które może mieć całkowitą głębokość przeplatania. [0029] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy efektywnego elementu rozplatającego, który może zmniejszać pamięć wymaganą do rozplatania o połowę poprzez przeprowadzanie rozplatania symboli z zastosowaniem po0jedynczej 2-D pamięci buforowej. [0030] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy architektury odbiornika systemu OFDM wykorzystującego segment danych. [0031] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy sposobów przeplatania po czasie i rozplatania po czasie dla preambuły. Poprzez przeplatanie preambuł z wyłączeniem sygnałów pilotujących, efekty przeplatania po czasie i częstotliwości mogą być maksymalizowane, a pamięć wymagana do rozplatania może być minimalizowana. [0032] Jeszcze jedna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy pól sygnałowych i konstrukcji nagłówka L1, które są nadawane w symbolach preambuły. [0033] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy sygnalizacji L1 i odbiornika wykorzystującego sygnalizację L1 do efektywnego rozgłaszania kablowego. [0034] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy efektywnej sygnalizacji L1 oraz odbiornika wykorzystującego efektywną sygnalizację L1 do efektywnego rozgłaszania kablowego. [0035] Jeszcze inna realizacja niniejszego wynalazku dotyczy bardziej efektywnej sygnalizacji L1 i odbiornika wykorzystującego bardziej efektywną sygnalizację L1 do efektywnego rozgłaszania kablowego. [0036] Jeszcze inna realizacja wynalazku dotyczy przykładu sposobów efektywnej sygnalizacji L1 i wydajnego dekodowania L1 przez odbiornik. [0037] Jeszcze inna realizacja wynalazku dotyczy efektywnego wzorca sygnału pilotującego i konstrukcji preambuły do oszacowania kanału oraz konstrukcji dekodera do realizowania efektywnego wzorca

6 5 sygnału pilotującego i i konstrukcji preambuły w systemie, w którym wydajność widmowa jest wzmacniana z wykorzystaniem łączenia kanałów. [0038] W szczególności, realizacja dotyczy konstrukcji preambuły do zwiększania wzmocnienia kodowania poprzez zwiększanie wydajności widmowej oraz odbiornika do efektywnego dekodowania. Dodatkowo, są opisane wzorce rozproszonego sygnału pilotującego, które mogą być stosowane w konstrukcji preambuły i konstrukcja odbiornika. Poprzez zastosowanie sugerowanego wzorca sygnału pilotującego, możliwe jest dekodowanie sygnału L1 nadawanego w preambule w przypadkowej pozycji okna tunera, bez stosowania informacji w informacji o łączeniu kanałów. [0039] Jeszcze inna realizacja wynalazku dotyczy zoptymalizowanej sygnalizacji L1 do redukowania narzutu sygnalizacji w systemie łączenia kanałów i efektywnej konstrukcji odbiornika. [0040] Jeszcze inny przykład wynalazku dotyczy efektywnego sposobu podziału na zbiory L1 dla przeplatania po czasie L1. OPIS KORZYSTNYCH REALIZACJI [0041] Towarzyszące figury rysunku, które są zawarte w niniejszym opisie, ażeby umożliwić dalsze zrozumienie wynalazku i są do niego włączone i stanowią część niniejszego zgłoszenia, ilustrują przykład(y) wykonania wynalazku i razem z opisem służą do wyjaśnienia istoty wynalazku. Na figurach rysunku: [0042] Na fig. 1 zilustrowano przykład modulacji 64-kwadraturowej modulacji amplitudy (Quadrature amplitude modulation, QAM) stosowanej w europejskim DVB-T. [0043] Na fig. 2 zilustrowano metodę kodów Gray a odzwierciedlonych binarnie (Binary Reflected Gray Code, BRGC). [0044] Na fig. 3 zilustrowano wyjście zbliżone do gaussowskiego na drodze modyfikacji modulacji 64- QAM stosowanej w DVB-T. [0045] Na fig. 4 zilustrowano odstęp Hamminga pomiędzy odzwierciedlonymi parami w BRGC. [0046] Na fig. 5 zilustrowano charakterystyki przy modulacji QAM, gdzie istnieje odzwierciedlona para dla każdej osi I i osi Q. [0047] Na fig. 6 zilustrowano sposób modyfikowania modulacji QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC. [0048] Na fig. 7 zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 64/256/1024/4096-QAM. [0049] Na fig. 8-9 zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 64-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC. [0050] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 256-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC. [0051] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 1024-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(0~511). [0052] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 1024-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(512~1023). [0053] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(0~511). [0054] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(512~1023). [0055] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary

7 6 odzwierciedlonej BRGC(1024~1535). [0056] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(1536~2047). [0057] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(2048~2559). [0058] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(2560~3071). [0059] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(3072~3583). [0060] Na fig zilustrowano przykład zmodyfikowanej modulacji 4096-QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC(3584~4095). [0061] Na fig. 32 zilustrowano przykład odwzorowania bitów zmodyfikowanej modulacji QAM, gdzie modulacja 256-QAM jest modyfikowana z zastosowaniem BRGC. [0062] Na fig. 33 zilustrowano przykład transformacji MQAM w konstelację nierównomierną. [0063] Na fig. 34 zilustrowano przykład cyfrowego systemu nadawania. [0064] Na fig. 35 zilustrowano przykład procesora wejściowego. [0065] Na fig. 36 zilustrowano informacje, które mogą być zawarte w paśmie podstawowym (BB). [0066] Na fig. 37 zilustrowano przykład BICM. [0067] Na fig. 38 zilustrowano przykład skróconego/przebitego kodera. [0068] Na fig. 39 zilustrowano przykład zastosowania rozmaitych konstelacji. [0069] Na fig. 40 zilustrowano kolejny przykład przypadków, w których uwzględniana jest kompatybilność pomiędzy konwencjonalnymi systemami. [0070] Na fig. 41 zilustrowano konstrukcję ramki, która obejmuje preambułę dla sygnałowego bloku L1 i symbol danych dla danych PLP. [0071] Na fig. 42 zilustrowano przykład konstruktora ramki. [0072] Na fig. 43 zilustrowano przykład wstawki pilotującej (404) przedstawionej na fig. 4. [0073] Na fig. 44 zilustrowano konstrukcję SP. [0074] Na fig. 45 zilustrowano nową konstrukcję SP lub wzorzec sygnału pilotującego (PP) 5. [0075] Na fig. 46 zilustrowano sugerowaną konstrukcję PP5. [0076] Na fig. 47 zilustrowano zależność pomiędzy symbolem danych a preambułą. [0077] Na fig. 48 zilustrowano kolejną zależność pomiędzy symbolem danych a preambułą. [0078] Na fig. 49 zilustrowano przykład profilu opóźnienia w kanale telewizji kablowej. [0079] Na fig. 50 zilustrowano rozproszoną konstrukcję pilotującą, która wykorzystuje z=56 i z=112. [0080] Na fig. 51 zilustrowano przykład modulatora bazującego na OFDM. [0081] Na fig. 52 zilustrowano przykład konstrukcji preambuły. [0082] Na fig. 53 zilustrowano przykład dekodowania preambuły. [0083] Na fig. 54 zilustrowano sposób konstruowania bardziej zoptymalizowanej preambuły. [0084] Na fig. 55 zilustrowano kolejny przykład konstrukcji preambuły [0085] Na fig. 56 zilustrowano kolejny przykład dekodowania preambuły. [0086] Na fig. 57 zilustrowano przykład konstrukcji preambuły. [0087] Na fig. 58 zilustrowano przykład dekodowania L1. [0088] Na fig. 59 zilustrowano przykład procesora analogowego.

8 7 [0089] Na fig. 60 zilustrowano przykład systemu cyfrowego odbiornika. [0090] Na fig. 61 zilustrowano przykład procesora analogowego stosowanego w odbiorniku. [0091] Na fig. 62 zilustrowano przykład demodulatora. [0092] Na fig. 63 zilustrowano przykład parsera ramki. [0093] Na fig. 64 zilustrowano przykład demodulatora BICM. [0094] Na fig. 65 zilustrowano przykład dekodowania LDPC z zastosowaniem skracania / przebijania. [0095] Na fig. 66 zilustrowano przykład procesora wyjściowego. [0096] Na fig. 67 zilustrowano przykład częstotliwości powtarzania bloku L1 wynoszącej 8 MHz. [0097] Na fig. 68 zilustrowano przykład częstotliwości powtarzania bloku L1 wynoszącej 8 MHz. [0098] Na fig. 69 zilustrowano nową częstotliwość powtarzania bloku L1 wynoszącą 7,61 MHz. [0099] Na fig. 70 zilustrowano przykład sygnałowego bloku L1, który jest nadawany w nagłówku ramki. [0100] Na fig. 71 zilustrowano wynik symulacji konstrukcji preambuły i bloku L1. [0101] Na fig. 72 zilustrowano przykład elementu przeplatającego symbole. [0102] Na fig. 73 zilustrowano przykład nadawania bloku L1. [0103] Na fig. 74 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1, który jest nadawany wewnątrz nagłówka ramki. [0104] Na fig. 75 zilustrowano przykład przeplatania / rozplatania po częstotliwości lub czasie. [0105] Na fig. 76 zilustrowano tablicę z analizą narzutu sygnałowego bloku L1, który jest nadawany w nagłówku FECFRAME w module wstawiającym nagłówek ModCod 307 na ścieżce danych modułu BICM przedstawionego na fig. 3. [0106] Na fig. 77 zilustrowano konstrukcję dla nagłówka FECFRAME mającą na celu zminimalizowanie narzutu. [0107] Na fig. 78 zilustrowano osiągi współczynnika błędnych bitów (bit error rate, BER) wspomnianego powyżej zabezpieczenia bloku L1. [0108] Na fig. 79 zilustrowano przykłady ramki transmisyjnej i konstrukcji ramki FEC. [0109] Na fig. 80 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0110] Na fig. 81 zilustrowano przykład sygnalizacji wstępnej L1. [0111] Na fig. 82 zilustrowano konstrukcję sygnałowego bloku L1. [0112] Na fig. 83 zilustrowano przeplatanie po czasie L1. [0113] Na fig. 84 zilustrowano przykład modulacji wydzielania i informacji o kodzie. [0114] Na fig. 85 zilustrowano kolejny przykład sygnalizacji wstępnej L1. [0115] Na fig. 86 zilustrowano przykład szeregowania sygnałowego bloku L1, który jest nadawany w preambule. [0116] Na fig. 87 zilustrowano przykład sygnalizacji wstępnej L1, w której uwzględnia się zwiększanie mocy. [0117] Na fig. 88 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0118] Na fig. 89 zilustrowano kolejny przykład modulacji wydzielania i informacji o kodzie. [0119] Na fig. 90 zilustrowano kolejny przykład modulacji wydzielania i informacji o kodzie. [0120] Na fig. 91 zilustrowano przykład wstępnej synchronizacji L1. [0121] Na fig. 92 zilustrowano przykład sygnalizacji wstępnej L1. [0122] Na fig. 93 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0123] Na fig. 94 zilustrowano przykład ścieżki sygnalizacji L1.

9 8 [0124] Na fig. 95 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1, który jest nadawany wewnątrz nagłówka ramki. [0125] Na fig. 96 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1, który jest nadawany wewnątrz nagłówka ramki. [0126] Na fig. 97 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1, który jest nadawany wewnątrz nagłówka ramki. [0127] Na fig. 98 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0128] Na fig. 99 zilustrowano przykład elementu przeplatającego symbole. [0129] Na fig. 100 zilustrowano wydajność przeplatania elementu przeplatającego po czasie przedstawionego na fig. 99. [0130] Na fig. 101 zilustrowano przykład elementu przeplatającego symbole. [0131] Na fig. 102 zilustrowano wydajność przeplatania elementu przeplatającego po czasie przedstawionego na fig [0132] Na fig. 103 zilustrowano przykład elementu rozplatającego symbole. [0133] Na fig. 104 zilustrowano kolejny przykład przeplatania po czasie. [0134] Na fig. 105 zilustrowano wynik przeplatania z zastosowaniem sposobu pokazanego na fig [0135] Na fig. 106 zilustrowano przykład sposobu adresowania przedstawionego na fig [0136] Na fig. 107 zilustrowano kolejny przykład przeplatania po czasie L1. [0137] Na fig. 108 zilustrowano przykład elementu rozplatającego symbole. [0138] Na fig. 109 zilustrowano kolejny przykład elementu rozplatającego. [0139] Na fig. 110 zilustrowano przykład elementu rozplatającego symbole. [0140] Na fig. 111 zilustrowano przykład adresów rzędów i kolumn dla rozplatania po czasie. [0141] Na fig. 112 zilustrowano przykład ogólnego przeplatania bloku w obszarze symboli danych, w którym nie są stosowane sygnały pilotujące. [0142] Na fig. 113 zilustrowano przykład nadajnika OFDM, który wykorzystuje segmenty danych. [0143] Na fig. 114 zilustrowano przykład odbiornika OFDM, który wykorzystuje segment danych. [0144] Na fig. 115 zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie oraz przykład elementu rozplatającego po czasie. [0145] Na fig. 116 zilustrowano przykład tworzenia symboli OFDM. [0146] Na fig. 117 zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie (Time Interleaver, TI). [0147] Na fig. 118 zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie (Time Interleaver, TI). [0148] Na fig. 119 zilustrowano przykład konstrukcji preambuły w nadajniku i przykład przetwarzania w odbiorniku. [0149] Na fig. 120 zilustrowano przykład przetwarzania w odbiorniku w celu uzyskania L1_XFEC_FRAME z preambuły. [0150] Na fig. 121 zilustrowano przykład konstrukcji preambuły w nadajniku i przykład przetwarzania w odbiorniku. [0151] Na fig. 122 zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie (Time Interleaver, TI). [0152] Na fig. 123 zilustrowano przykład nadajnika OFDM wykorzystującego segmenty danych. [0153] Na fig. 124 zilustrowano przykład odbiornika OFDM wykorzystującego segmenty danych. [0154] Na fig. 125 zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie (Time Interleaver, TI). [0155] Na fig. 126 zilustrowano przykład elementu rozplatającego po czasie (Time De-Interleaver, TDI).

10 9 [0156] Na fig. 127 zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie (Time Interleaver, TI). [0157] Na fig. 128 zilustrowano przykład przepływu przeplatania i rozplatania po czasie preambuły. [0158] Na fig. 129 zilustrowano parametr głębokościowy przeplatania po czasie w nagłówku sygnalizacji L1. [0159] Na fig. 130 zilustrowano przykład nagłówka sygnalizacji L1, konstrukcji L1 oraz sposobu wypełniania bloku danych. [0160] Na fig. 131 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0161] Na fig. 132 zilustrowano przykład pola dslice_ti_depth. [0162] Na fig. 133 zilustrowano przykład pola dslice_type. [0163] Na fig. 134 zilustrowano przykład pola plp_type. [0164] Na fig. 135 zilustrowano przykład pola Plp_payload_type. [0165] Na fig. 136 zilustrowano przykład pola Plp_modcod. [0166] Na fig. 137 zilustrowano przykład GI. [0167] Na fig. 138 zilustrowano przykład PAPR. [0168] Na fig. 139 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0169] Na fig. 140 zilustrowano przykład pola plp_type. [0170] Na fig. 141 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0171] Na fig. 142 zilustrowano przykład nagłówka sygnalizacji L1, konstrukcji L1, oraz sposobu wypełniania bloku danych. [0172] Na fig. 143 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0173] Na fig. 144 zilustrowano przykłady pól sygnalizacji L1. [0174] Na fig. 145 zilustrowano przykład sygnalizacji L1. [0175] Na fig. 146 zilustrowano przykład pola plp_type. [0176] Na fig. 147 zilustrowano przykład sygnalizacji L1 i sygnalizacji L2 dla normalnych i powiązanych w wiązki typów PLP. [0177] Na fig. 148 zilustrowano przykład przepływu czynności dekodowania L1 i L2 przez konwencjonalny odbiornik DVB-C2 z zastosowaniem pojedynczego tunera 8 MHz. [0178] Na fig. 149 zilustrowano przykład przepływu czynności dekodowania L1 i L2 przez ulepszony odbiornik DVB-C2 z zastosowaniem wielu tunerów lub pojedynczego szerokopasmowego tunera. [0179] Na fig. 150 zilustrowano przykład sygnalizacji L2 dla C2. [0180] Na fig. 151 zilustrowano przykład czasu trwania aktywnego symbolu OFDM. [0181] Na fig. 152 zilustrowano przykład wartości przedziału międzykanałowego. OPIS KORZYSTNYCH REALIZACJI [0182] Teraz zostaną przedstawione szczegółowe informacje dotyczące korzystnych realizacji według niniejszego wynalazku, których przykłady są zilustrowane na załączonych figurach rysunku. Gdziekolwiek jest to możliwe, takie same oznaczenia liczbowe będą stosowane na wszystkich figurach rysunku w odniesieniu do takich samych lub podobnych części. [0183] W przedstawionym poniżej opisie, stosowany termin usługa wskazuje na nadawaną zawartość, która może być nadawana / odbierana przez urządzenie do nadawania / odbierania sygnału. [0184] Kwadraturowa modulacja amplitudy (quadrature amplitude modulation, QAM) z zastosowaniem kodu Gray a odzwierciedlonego binarnie (Binary Reflected Gray Code, BRGC) jest stosowana do modulacji w środowisku transmisji rozgłaszającej, gdy stosowana jest konwencjonalna modulacja

11 10 zakodowana przy użyciu przeplatania bitów (Bit Interleaved Coded Modulation, BICM). Na fig. 1 zilustrowano przykład modulacji 64-QAM stosowanej w europejskim DVB-T. [0185] Metoda BRGC może być wykonywana sposobem pokazanym na fig. 2. N-bitowy BRGC może być utworzony przez dodanie kodu odwrotnego (reverse code) (n-1)-bitowego BRGC (tj., kodu odbitego) z tyłu (n-1)-bitowego, przez dodanie zer z przodu pierwotnego (n-1)-bitowego BRGC, i przez dodanie jedynek z przodu kodu odzwierciedlonego. Kod BRGC utworzony w ten sposób posiada odstęp Hamminga pomiędzy sąsiednimi kodami wynoszący jeden (1). Dodatkowo, gdy metoda BRGC jest stosowana do modulacji QAM, odstęp Hamminga pomiędzy punktem i czterema punktami, które znajdują się najbliżej tego punktu, wynosi jeden (1) i odstęp Hamminga pomiędzy punktem i innymi czterema punktami, które są w drugiej kolejności najbliżej tego punktu, wynosi dwa (2). Takie charakterystyki odstępów Hamminga pomiędzy specyficzną konstelacją punktu i innymi sąsiednimi punktami mogą być określane jako odwzorowanie zasady Gray a w modulacji QAM. [0186] W celu uodpornienia systemu na addytywny gaussowski szum biały (Additive White Gaussian Noise, AWGN), można spowodować, ażeby rozkład sygnałów przesyłanych z nadajnika był zbliżony do rozkładu gaussowskiego. Żeby było to możliwe, umiejscowienia punktów w konstelacji mogą być modyfikowane. Na fig. 3 zilustrowano wyjście zbliżone do gaussowskiego na drodze modyfikacji modulacji 64-QAM stosowanej w DVB-T. Taka konstelacja może być określana jako nierównomierna modulacja QAM (NU-QAM). [0187] W celu uzyskania konstelacji typu nierównomiernej modulacji QAM, można stosować dystrybuantę rozkładu gaussowskiego (Gaussian Cumulative Distribution Function, CDF). W przypadku modulacji 64, 256, lub 1024 QAM, tj., 2^N AM, modulacja QAM może być podzielona na dwie niezależne modulacje amplitudowe impulsów N-PAM. Dzieląc dystrybuantę rozkładu gaussowskiego CDF na N części o identycznym prawdopodobieństwie i umożliwiając, aby punkt sygnału w każdej części reprezentował tą część, można uzyskać konstelację posiadającą rozkład gaussowski. Innymi słowy, współrzędna xj nowo zdefiniowanej nierównomiernej N-PAM może być zdefiniowana w następujący sposób: (Równanie 1) [0188] Na fig. 3 zilustrowano przykład przekształcenia modulacji 64QAM, stosowanej w DVB-T, w modulację NU-64QAM z zastosowaniem powyższych metod. Na fig. 3 przedstawiono wynik modyfikowania współrzędnych każdej osi I i osi Q z zastosowaniem powyższych metod i odwzorowania wcześniejszych punktów konstelacji do nowo zdefiniowanych współrzędnych. W przypadku modulacji 32, 128, lub 512 QAM, tj., skrośnej (cross) modulacji QAM, która nie stanowi modulacji 2^N QAM, w wyniku właściwej modyfikacji wartości Pj można znaleźć nową współrzędną. [0189] W jednej realizacji według niniejszego wynalazku można modyfikować modulację QAM z wykorzystaniem BRGC, stosując charakterystyki BRGC. Jak zilustrowano na fig. 4, odstęp Hamminga pomiędzy odzwierciedlonymi parami w BRGC wynosi jeden, ponieważ różni się jedynie jednym bitem, który jest dodawany z przodu każdego kodu. Na fig. 5 zilustrowano charakterystyki przy modulacji QAM,

12 11 gdzie istnieje odzwierciedlona para dla każdej osi I i osi Q. Na tej fig. znajduje się odzwierciedlona para na każdej stronie czarnej linii punktowej. [0190] Poprzez zastosowanie par odzwierciedlonych istniejących w modulacji QAM, średnia moc konstelacji QAM można być obniżana, przy jednoczesnym zachowaniu zasady odwzorowania Gray a w modulacji QAM. Innymi słowy, w konstelacji, w której średnia moc jest znormalizowana do 1, minimalna odległość euklidesowa w konstelacji może być zwiększana. Gdy taka zmodyfikowana modulacja QAM jest stosowana w systemach do rozgłaszania lub komunikacji, możliwe jest uzyskanie systemu bardziej odpornego na zakłócenia przy zastosowaniu takiej samej energii, jak w konwencjonalnym systemie lub systemu o osiągach takiej samej wydajności jak, konwencjonalny system, lecz który wykorzystuje mniej energii. [0191] Na fig. 6 zilustrowano sposób modyfikowania modulacji QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC. Na fig. 6a zilustrowano konstelację i na fig. 6b zilustrowano sieć działań do modyfikowania modulacji QAM z zastosowaniem pary odzwierciedlonej BRGC. Na początku trzeba znaleźć punkt docelowy, który ma największą moc spośród punktów konstelacji. Punkty kandydujące stanowią punkty, w które można przesuwać punkt docelowy i znajdują się w najbliższym sąsiedztwie punktów z pary odzwierciedlonej punktu docelowego. Następnie, spośród punktów kandydujących trzeba wybrać punkt pusty (tj., punkt, który jeszcze nie jest zajęty przez inne punkty) posiadający najmniejszą moc, po czym porównuje się moc punktu docelowego i moc punktu kandydującego. Jeśli moc punktu kandydującego jest mniejsza, punkt docelowy przesuwa się do punktu kandydującego. Te procesy są powtarzane do momentu, w którym średnia moc punktów w konstelacji osiągnie wartość minimalną, przy jednoczesnym zachowaniu zasady odwzorowania Gray a. [0192] Na fig. 7 zilustrowano przykład zmodyfikowanej 64/256/1024/4096-QAM. Wartości odwzorowane według zasady Gray a odpowiadają wartościom przedstawionym na fig. 8 ~ 31 odpowiednio. Oprócz tych przykładów, mogą być realizowane inne typy zmodyfikowanej modulacji QAM, które umożliwiają identyczną optymalizację mocy. Jest to spowodowane tym, że punkt docelowy może przesuwać się do wielu punktów kandydujących. Sugerowana zmodyfikowana modulacja QAM może być stosowana nie tylko do modulacji 64/256/1024/4096-QAM, lecz także do skrośnej modulacji QAM, do modulacji QAM o większej wymiarowości, lub do modulacji wykorzystujących inną metodę BRGC innych niż QAM. [0193] Na fig. 32 zilustrowano przykład odwzorowania bitów według zmodyfikowanej modulacji QAM, w którym modulacja 256-QAM jest modyfikowana z zastosowaniem BRGC. Na fig. 32a i na fig. 32b zilustrowano odwzorowywanie najbardziej znaczących bitów (MSB). Punkty oznaczone jako wypełnione okręgi reprezentują odwzorowania jedynek, natomiast punkty oznaczone jako puste okręgi reprezentują odwzorowania zer. W taki sam sposób, każdy bit jest odwzorowywany jak pokazano na fig. od (a) do (h) na fig. 32, do momentu, w którym zostaną odwzorowane najmniej znaczące bity (LSB). Jak zilustrowano na fig. 32, zmodyfikowana modulacja QAM może umożliwiać decyzję o odebraniu bitu z zastosowaniem tylko osi I lub Q, jak w konwencjonalnej modulacji QAM, za wyjątkiem bitu, który znajduje się najbliżej MSB (fig. 32c i fig. 32d). Dzięki zastosowaniu tych charakterystyk, można otrzymać prosty odbiornik poprzez częściową modyfikację odbiornika dla QAM. Efektywny odbiornik można otrzymać poprzez sprawdzanie obydwu wartości I i Q tylko podczas określania bitu sąsiadującego z MSB oraz poprzez obliczanie tylko I lub Q dla pozostałych bitów. Ten sposób może być stosowany w przybliżonym logarytmicznym stosunku prawdopodobieństw (Approximate LLR), w dokładnym logarytmicznym stosunku prawdopodobieństw (Exact LLR), lub w decyzji twardej (Hard decision).

13 12 [0194] Poprzez zastosowanie zmodyfikowanej modulacji QAM (Modified-QAM lub MQAM), która wykorzystuje charakterystyki powyższej metody BRGC, można otrzymać konstelację nierównomierną (Non-uniform lub NU-MQAM). W powyższym równaniu, w którym stosowana jest dystrybuanta rozkładu gaussowskiego CDF, wartość Pj może być modyfikowana tak, ażeby była dostosowana do MQAM. Tak jak w modulacji QAM, w MQAM mogą być rozważane dwie modulacje PAM posiadające oś I i oś Q. Jednakże, w odróżnieniu od modulacji QAM, gdzie liczba punktów odpowiadających wartości każdej osi PAM jest identyczna, liczba punktów zmienia się w MQAM. Jeśli liczba punktów, która odpowiada wartości j PAM jest zdefiniowana jako nj w MQAM, gdzie istnieje łącznie M punktów konstelacji, to wówczas wartość Pj może być zdefiniowana w następujący sposób: (Równanie 2) [0195] Poprzez zastosowanie nowo zdefiniowanej wartości Pj, MQAM może być przekształcona w konstelację nierównomierną. Wartość Pj może być zdefiniowana w następujący sposób, na przykład dla 256-MQAM. [0196] Na fig. 33 zilustrowano przykład transformacji MQAM w konstelację nierównomierną. Konstelacja NU-MQAM utworzona z zastosowaniem tych metod może zachowywać charakterystyki odbiorników MQAM ze zmodyfikowanymi współrzędnymi każdej PAM. W ten sposób można otrzymać efektywny odbiornik. Dodatkowo, można otrzymać system bardziej odporny na zakłócenia niż wcześniejsze NU- QAM. W celu uzyskania bardziej efektywnego systemu transmisyjnego transmisji rozgłaszającej, możliwe jest hybrydyzowanie MQAM i NU-MQAM. Innymi słowy, system bardziej odporny na zakłócenia można otrzymać poprzez zastosowanie MQAM dla środowiska, w którym jest stosowany kod korekcji błędu o wysokiej sprawności kodowania (code rate) i oprócz tego poprzez zastosowanie NU-MQAM. W takim przypadku, nadajnik może podać odbiornikowi informacje dotyczące sprawności kodowania (code rate) kodu korekcji błędu aktualnie stosowanego oraz rodzaju modulacji aktualnie stosowanej, dzięki czemu odbiornik może prowadzić demodulację stosownie do aktualnie stosowanej modulacji. [0197] Na fig. 34 zilustrowano przykład cyfrowego systemu transmisyjnego. Wejścia mogą obejmować wiele strumieni MPEG-TS lub strumieni GSE (strumieni kapsułkowanych za pomocą schematu kapsułkowania ogólnego strumienia, General Stream Encapsulation). Moduł procesora wejściowego 101 może dodawać parametry transmisyjne do strumienia wejściowego i przeprowadzać szeregowanie dla modułu BICM 102. Moduł BICM 102 może dodawać dane dotyczące nadmiarowości i przeplotu w celu korekcji błędu kanału transmisyjnego. Konstruktor ramki 103 może budować ramki przez dodanie informacji sygnalizującej warstwy fizycznej i sygnałów pilotujących. Modulator 104 może przeprowadzać modulację na symbolach wejściowych skutecznymi metodami. Procesor analogowy 105 może przeprowadzać rozmaite procesy mające na celu przekształcenie wejściowych sygnałów cyfrowych w wyjściowe sygnały analogowe.

14 13 [0198] Na fig. 35 zilustrowano przykład procesora wejściowego. Strumień wejściowy MPEG-TS lub GSE może być przekształcony przez preprocesor wejściowy ogółem w n strumieni, które będą przetwarzane niezależnie. Każdy z tych strumieni może być w postaci kompletnej ramki TS, która zawiera części składowe dotyczące wielu usług lub w postaci minimalnej ramki TS, która zawiera część składową dotyczącą usługi (tj., wideo lub audio). Dodatkowo, każdy z tych strumieni może być strumieniem GSE, który nadaje wiele usług albo pojedynczą usługę. [0199] Moduł interfejsu wejściowego może alokować liczbę bitów wejściowych równą maksymalnej pojemności pola danych ramki pasma podstawowego (Baseband, BB). Może być wstawiane wypełnienie w celu wypełnienia pojemności bloku kodu LDPC/BCH. Moduł synchronizujący strumień wejściowy może zapewniać mechanizm regenerowania, w odbiorniku, zegara strumienia transportowego (lub strumienia rodzajowego, Generic Stream, w postaci pakietów), w celu zagwarantowania od jednego do drugiego końca stałej szybkości transmisji danych i stałego opóźnienia. [0200] W celu umożliwienia ponownego połączenia strumienia transportowego bez konieczności stosowania dodatkowej pamięci w odbiorniku, wejściowe strumienie transportowe są opóźniane przez kompensatory opóźniające 204-1~n, uwzględniające parametry przeplatania potoków danych PLP w grupie i odpowiadający im potok wspólny PLP. Moduły kasujące pakiet zerowy 205-1~n mogą zwiększać efektywność transmisji na drodze usuwania wstawionego pakietu zerowego dla przypadku usługi VBR (zmienna przepływność, variable bit rate). Moduły kodera cyklicznej kontroli nadmiarowej (CRC) 206-1~n mogą dodawać parzystość CRC w celu zwiększenia niezawodności transmisji ramki BB. Moduły wstawiające nagłówek BB 207-1~n mogą dodawać nagłówek ramki BB w części początkowej ramki BB. Informacje, które mogą być zawarte w nagłówku BB przedstawiono na fig. 36. [0201] Moduł łączenia/segmentowania 208 może przeprowadzać segmentowanie ramki BB z każdego potoku PLP, łączenie ramek BB z wielu potoków PLP, i szeregowanie każdej ramki BB wewnątrz ramki transmisyjnej. W ten sposób, moduł łączenia/segmentowania 208 może dawać na wyjściu informacje sygnałowe L1, które dotyczą alokacji potoku PLP w ramce. W końcu, moduł mieszający BB 209 może randomizować strumienie wejściowe bitów w celu zminimalizowania korelacji pomiędzy bitami wewnątrz strumieni bitów. Moduły, które są zacienione na fig. 35 oznaczają moduły stosowane, gdy system nadawczy wykorzystuje pojedynczy potok PLP, natomiast pozostałe moduły pokazane na fig. 35 są modułami stosowanymi, gdy urządzenie nadające wykorzystuje wiele potoków PLP. [0202] Na fig. 37 zilustrowano przykład modułu BICM. Na fig. 37a zilustrowano ścieżkę danych i na fig. 37b zilustrowano ścieżkę L1 modułu BICM. Moduł zewnętrznego kodera 301 i moduł wewnętrznego kodera 303 może dodawać nadmiarowość do strumieni wejściowych bitów w celu korekcji błędu. Moduł zewnętrznego przeplatania 302 i moduł wewnętrznego przeplatania 304 mogą przeplatać bity ażeby zapobiec błędom impulsowym. Moduł zewnętrznego przeplatania 302 może być pominięty, jeśli modulowanie BICM jest przeznaczone do DVB-C2. Moduł demultipleksera bitów 305 może kontrolować niezawodność wyjścia każdego bitu z modułu wewnętrznego przeplatania 304. Moduł programu odwzorowującego symbol 306 może przekształcać strumienie wejściowe bitów w strumienie symboli. W tym czasie, możliwe jest stosowanie dowolnej spośród konwencjonalnych modulacji QAM, modulacji MQAM, która wykorzystuje wspomnianą powyżej metodę BRGC w celu poprawy wydajności, modulacji NU-QAM, która wykorzystuje nierównomierną modulację, lub modulacji NU-MQAM, która wykorzystuje nierównomierną modulację z zastosowaniem metody BRGC w celu poprawy wydajności. Do konstruowania systemu, który jest bardziej odporny na szumy, można rozważać kombinacje modulacji

15 14 wykorzystujących MQAM i/lub NU-MQAM w zależności od sprawności kodowania (code rate) kodu korekcji błędu i pojemności konstelacji. W tym czasie, moduł programu odwzorowującego symbol 306 może stosować odpowiednią konstelację stosownie do sprawności kodowania (code rate) i pojemności konstelacji. Na fig. 39 zilustrowano przykład takich kombinacji. [0203] Przypadek 1 ilustruje przykład stosowania tylko NU-MQAM przy małej sprawności kodowania (code rate) w celu implementacji uproszczonego systemu. Przypadek 2 ilustruje przykład stosowania zoptymalizowanej konstelacji przy każdej sprawności kodowania (code rate). Nadajnik może wysyłać do odbiornika informacje dotyczące sprawności kodowania (code rate) kodu korekcji błędu i pojemności konstelacji, dzięki czemu odbiornik może stosować odpowiednią konstelację. Na fig. 40 zilustrowano kolejny przykład spośród przypadków, w których uwzględniana jest kompatybilność pomiędzy konwencjonalnymi systemami. Oprócz tych przykładów, możliwe są kolejne kombinacje mające na celu zoptymalizowanie systemu. [0204] Moduł wstawiający nagłówek ModCod 307 przedstawiony na fig. 37 może przyjmować informacje zwrotne dotyczące adaptacyjnego kodowania i modulacji (ACM)/zmiennego kodowania i modulacji (VCM) i dodawać informacje dotyczące parametru stosowanego w kodowaniu i modulacji do bloku FEC w postaci nagłówka. Nagłówek obejmujący typ modulacji/sprawność kodowania (ModCod) może zawierać następujące informacje: * Typ FEC (1 bit) - długi lub krótki LDPC * Sprawność kodowania (3 bity) * Modulacja (3 bity) - do 64K QAM * Identyfikator PLP (8 bitów) [0205] Moduł przeplatania symbolu 308 może przeprowadzać przeplatanie w dziedzinie symbolu w celu uzyskania dodatkowych efektów przeplatania. Procesy podobne do przeprowadzanych na ścieżce danych mogą być przeprowadzane na ścieżce sygnałowej L1, lecz z zastosowaniem możliwie różnych parametrów (301-1 ~ 308-1). W tym punkcie, moduł skróconego/przebitego kodowania (303-1) może być stosowany do kodowania wewnętrznego. [0206] Na fig. 38 zilustrowano przykład kodowania LDPC z zastosowaniem skracania / przebijania. Proces skracania może być przeprowadzany na blokach wejściowych, które zawierają mniej bitów niż wymagana liczba bitów do kodowania LDPC, ponieważ może być wprowadzonych wiele bitów zerowych wymaganych do kodowania LDPC (301c). Strumienie wejściowe bitów z wprowadzonymi zerami mogą zawierać bity parzystości przez cały proces kodowania LDPC (302c). W tym czasie, w celu uzyskania strumieni bitów, które odpowiadają pierwotnym strumieniom bitów, mogą zostać usunięte zera (303c) i w celu uzyskania parzystości strumieni bitów, może być przeprowadzone przebijanie (304c) stosownie do sprawności kodowania. Te przetworzone informacyjne strumienie bitów i parzyste strumienie bitów mogą być multipleksowane do sekwencji pierwotnych i podawane na wyjście (305c). [0207] Na fig. 41 zilustrowano konstrukcję ramki, która obejmuje preambułę dla sygnałowego bloku L1 i symbol danych dla danych PLP. Można zobaczyć, że preambuła i symbole danych są generowane cyklicznie, z zastosowaniem jednej ramki jako jednostki. Symbole danych obejmują potok PLP typu 0, który jest nadawany z zastosowaniem ustalonej modulacji/ustalonego kodowania, i potok PLP typu 1, który jest nadawany z zastosowaniem zmiennej modulacji/zmiennego kodowania. W przypadku potoku PLP typu 0, informacje, takie jak modulacja, typ FEC, i sprawność kodowania (code rate) FEC są przesyłane w preambule (patrz fig. 42, wstawienie nagłówka ramki 401). W przypadku potoku PLP typu

16 15 1, odpowiednie informacje mogą być przesyłane w nagłówku bloku FEC symbolu danych (patrz fig. 37 wstawienie nagłówka ModCod 307). W wyniku rozdzielenia typów potoków PLP, narzut ModCod może być zmniejszony o 3~4% względem całkowitej szybkości transmisji, dla potoku PLP typu 0, który jest nadawany ze stałą szybkością transmisji danych. W odbiorniku, w przypadku ustalonej modulacji/ustalonego kodowania PLP potoku PLP typu 0, element usuwający nagłówek ramki r401 przedstawiony na fig. 63 może wydobywać informacje dotyczące modulacji oraz sprawności kodowania (code rate) FEC i dostarczać uzyskane informacje do modułu dekodowania BICM. W przypadku zmiennej modulacji/zmiennego kodowania PLP potoku PLP typu 1, moduły wydobywające ModCod, r307 i r307-1 przedstawione na fig. 64, mogą wydobywać i dostarczać parametry niezbędne do dekodowania BICM. [0208] Na fig. 42 zilustrowano przykład konstruktora ramki. Moduł wstawiający nagłówek ramki 401 może tworzyć ramkę z wejściowych strumieni symboli i może dodawać nagłówek ramki z przodu każdej przesyłanej ramki. Nagłówek ramki może zawierać następujące informacje: * Liczba połączonych kanałów (4 bity) * Przedział zabezpieczający (2 bity) * PAPR (2 bity) * Wzorzec sygnału pilotującego (2 bity) * identyfikacja Systemu Cyfrowego (16 bitów) * Identyfikacja ramki (16 bitów) * Długość ramki (16 bitów) - liczba symboli multipleksacji z podziałem na ortogonalne częstotliwości (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) (OFDM) na ramkę * Długość superramki (16 bitów) - liczba ramek na superramkę * liczba ramek PLP (8 bitów) * dla każdego potoku PLP Identyfikacja PLP (8 bitów) id łączenia kanałów (4 bity) Początek potoku PLP (9 bitów) Typ potoku PLP (2 bity) - potok wspólny PLP lub inne Typ bloku danych potoku PLP (5 bitów) Typ MC (1 bit) - ustalona/zmienna modulacja i kodowanie gdy typ MC == ustalona modulacja i kodowanie Typ FEC (1 bit) - długi lub krótki LDPC Sprawność kodowania (3 bity) Modulacja (3 bity) - do 64K QAM koniec pętli gdy; Liczba wycięć kanałów (2 bity) dla każdego wycięcia Początek wycięcia (9 bitów) Szerokość wycięcia (9 bitów) Koniec pętli dla; Szerokość potoku PLP (9 bitów) - maksymalna liczba bloków FEC w potoku PLP Typ przeplatania czasowego PLP (2 bity)

17 16 koniec pętli dla; * CRC-32 (32 bity) [0209] Przyjmuje się, że otoczenie łączenia kanałów dla informacji L1 przesyłanych w nagłówku ramki oraz w danych, które odpowiadają każdemu segmentowi danych, jest zdefiniowane jako potok PLP. Dlatego też, informacje, takie jak identyfikator potoku PLP, identyfikator łączenia kanałów, i początkowy adres PLP, są wymagane dla każdego kanału stosowanego w łączeniu. W jednej realizacji według niniejszego wynalazku sugeruje się przesyłanie pola danych ModCod w nagłówku ramki FEC, jeśli typ potoku PLP obsługuje zmienną modulację/zmienne kodowanie i przesyłanie pola danych ModCod w nagłówku ramki, jeśli typ potoku PLP obsługuje ustaloną modulację/ustalone kodowanie, ażeby zmniejszyć narzut sygnałowy. Dodatkowo, jeśli istnieje pasmo wycięcia (Notch band) dla każdego potoku PLP, dzięki przesyłaniu początkowego adresu wycięcia i jego szerokości, dekodowanie odpowiednich nośnych w odbiorniku może stać się zbędne. [0210] Na fig. 43 zilustrowano przykład wzorca sygnału pilotującego 5 (PP5) stosowanego w otoczeniu łączenia kanałów. Jak pokazano, w przypadku, gdy pozycje SP są koincydencyjne z pozycjami preambuły sygnału pilotującego, może wystąpić nieregularna konstrukcja pilotująca. [0211] Na fig. 43a zilustrowano przykład modułu wstawiającego sygnał pilotujący 404, jak pokazany na fig. 42. Jak przedstawiono na fig. 43, gdy stosowane jest pasmo o pojedynczej częstotliwości (na przykład, 8 MHz), dostępna szerokość pasma częstotliwości wynosi 7,61 MHz, lecz jeśli łączone są pasma o wielu częstotliwościach, pasma zabezpieczające mogą zostać usunięte, co może znacząco zwiększyć wydajność częstotliwości. Na fig. 43b zilustrowano przykład modułu wstawiającego preambułę 504 przedstawionego na fig. 51, która jest przesyłana w przedniej części ramki i nawet w przypadku łączenia kanałów, preambuła ma częstotliwość powtarzania wynoszącą 7,61 MHz, która stanowi szerokość pasma częstotliwości bloku L1. Jest to konstrukcja uwzględniająca szerokość pasma częstotliwości tunera, który wykonuje początkowe skanowanie kanałów. [0212] Wzorce sygnału pilotującego istnieją zarówno dla preambuły, jak i symboli danych. Dla symboli danych mogą być stosowane wzorce rozproszonego sygnału pilotującego (SP). Wzorzec sygnału pilotującego (PP5) i wzorzec sygnału pilotującego (PP7) T2 mogą być dobrymi kandydatami dla interpolacji samej częstotliwości. Wzorzec PP5 ma x=12, y=4, z=48 dla GI=1/64, a wzorzec PP7 ma x=24, y=4, z=96 dla GI=1/128. Możliwa jest także dodatkowa interpolacja czasowa w celu lepszego oszacowywania kanału. Wzorce sygnału pilotującego dla preambuły mogą pokrywać wszystkie możliwe pozycje sygnału pilotującego w celu wykrywania początkowego kanału. Dodatkowo, pozycje sygnału pilotującego dla preambuły powinny być koincydencyjne z pozycjami SP i wymagany jest pojedynczy wzorzec sygnału pilotującego zarówno dla preambuły, jak i SP. Sygnały pilotujące dla preambuły mogą także być stosowane do interpolacji czasowej i każda preambuła może mieć identyczny wzorzec sygnału pilotującego. Te wymagania są ważne dla detekcji C2 podczas przeszukiwania i niezbędne dla oszacowania przesunięcia częstotliwości z zastosowaniem korelacji sekwencji mieszającej. W otoczeniu łączenia kanałów, koincydencja w pozycjach sygnału pilotującego powinna także być utrzymywana podczas łączenia kanałów, ponieważ nieregularna konstrukcja pilotująca może obniżać wydajność interpolacji. [0213] W szczególności, jeśli odległość z pomiędzy rozproszonymi sygnałami pilotującymi (SPs) w symbolu OFDM wynosi 48 i jeśli odległość y pomiędzy rozproszonymi sygnałami pilotującymi (SPs)

18 17 odpowiadającymi specyficznej nośnej SP wzdłuż osi czasu wynosi 4, użyteczna odległość x po interpolacji czasowej będzie wynosić 12. Tak jest w przypadku, gdy ułamek przedziału zabezpieczającego (GI) wynosi 1/64. Jeśli ułamek GI wynosi 1/128, to wówczas mogą być stosowane parametry x=24, y=4, i z=96. W przypadku, gdy stosuje się łączenie kanałów, mogą zostać ustawione na koincydencyjne z pozycjami sygnału pilotującego dla preambuły, poprzez wygenerowanie nieciągłych punktów w rozproszonej konstrukcji pilotującej. [0214] W tym czasie, pozycje sygnału pilotującego dla preambuły mogą być koincydencyjne ze wszystkimi pozycjami SP symboli danych. Gdy stosuje się łączenie kanałów, segment danych, w którym przesyłana jest usługa, może być wyznaczany bez względu na 8 MHz ziarnistość szerokości pasma częstotliwości. Jednakże, w celu zmniejszenia narzutu dla adresowego segmentu danych, można wybrać transmisję zaczynającą się od pozycji SP i kończącą się na pozycji SP. [0215] Gdy odbiornik otrzymuje takie rozproszone sygnały pilotujące SP, jeśli to niezbędne, moduł oszacowujący kanał r501 przedstawiony na fig. 62 może przeprowadzać interpolację czasową w celu uzyskiwania sygnałów pilotujących przedstawionych liniami przerywanymi na fig. 43 i może przeprowadzać interpolację częstotliwości. W tym czasie, w przypadku punktów nieciągłych, których przedziały są oznaczone jako 32 na fig. 43, można przeprowadzić interpolacje z lewej i z prawej strony oddzielnie lub można przeprowadzić interpolacje tylko z jednej strony, a następnie można przeprowadzić interpolację z drugiej strony poprzez zastosowanie już interpolowanych pozycji sygnału pilotującego, którego przedział wynosi 12 jako punkt odniesienia. W tym czasie, szerokość segmentu danych może zmieniać się w zakresie 7,61 MHz, a zatem odbiornik może zminimalizować pobór mocy poprzez przeprowadzanie oszacowywania kanału i dekodowania tylko niezbędnych podnośnych. [0216] Na fig. 44 zilustrowano kolejny przykład wzorca PP5 stosowanego w otoczeniu łączenia kanałów lub konstrukcji SP do utrzymywania użytecznej odległości x na poziomie 12 w celu uniknięcia nieregularnej konstrukcji SP przedstawionej na fig. 43, gdy stosowane jest łączenie kanałów. Na fig. 44a zilustrowano konstrukcję SP dla symboli danych, a na fig. 44b zilustrowano konstrukcję SP dla symboli preambuły. [0217] Jak pokazano, jeśli SP odległość jest zgodnie utrzymywana w przypadku łączenie kanałów, to wówczas nie będzie problemów podczas interpolacji częstotliwości, lecz pozycje sygnału pilotującego pomiędzy symbolem danych i preambułą mogą nie być koincydencyjne. Innymi słowy, ta konstrukcja nie wymaga dodatkowego oszacowania kanału dla nieregularnej konstrukcji SP, jednakże, pozycje SP stosowane w łączeniu kanałów i pozycje sygnału pilotującego dla preambuły stają się różne dla każdego kanału. [0218] Na fig. 45 zilustrowano nową konstrukcję SP lub PP5, która ma na celu zapewnienie rozwiązania dwóch problemów wspomnianych powyżej w otoczeniu łączenia kanałów. W szczególności, odległość sygnału pilotującego wynosząca x=16 może rozwiązać te problemy. W celu zabezpieczenia gęstości sygnału pilotującego lub utrzymania takiego samego narzutu, wzorzec PP5 może mieć x=16, y=3, z=48 dla GI=1/64 i wzorzec PP7 może mieć x=16, y=6, z=96 dla GI=1/128. Zdolność do interpolacji samej częstotliwości może wciąż być utrzymana. Pozycje sygnału pilotującego są przedstawione na fig. 45 w celu porównania z konstrukcją PP5. [0219] Na fig. 46 zilustrowano przykład nowego wzorca SP lub konstrukcji PP5 w otoczeniu łączenia kanałów. Jak pokazano na fig. 46, niezależnie czy stosowany jest pojedynczy kanał lub łączenie kanałów, użyteczna odległość sygnału pilotującego x=16 może być zapewniona. Dodatkowo, ponieważ

19 18 możliwe jest spowodowanie, aby pozycje SP były koincydencyjne z pozycjami sygnału pilotującego dla preambuły, można uniknąć pogorszenia się oszacowywania kanału spowodowanego przez nieregularność SP lub brak koincydencji pozycji SP. Innymi słowy, nie istnieje nieregularna pozycja SP dla interpolatora częstotliwości i zapewniana jest koincydencja pomiędzy preambułą i pozycjami SP. [0220] Konsekwentnie, proponowane nowe wzorce SP mogą być korzystne pod tym względem, że pojedynczy wzorzec SP może być stosowany zarówno dla pojedynczego, jak i połączonego kanału; można spowodować brak nieregularnej konstrukcji pilotującej, dzięki czemu możliwe jest dobre oszacowanie kanału; zarówno pozycje preambuły, jak i pozycje sygnału pilotującego SP mogą być utrzymywane tak by były koincydencyjne; może być utrzymywana gęstość sygnału pilotującego taka sama jak dla wzorców PP5 i PP7, odpowiednio; i zdolność do interpolacji samej częstotliwości może także być zachowana. [0221] Dodatkowo, konstrukcja preambuły może spełniać wymagania, takie jak pozycje sygnału pilotującego dla preambuły, które powinny pokrywać wszystkie możliwe pozycje SP w celu wykrywania początkowego kanału; maksymalna liczba nośnych powinna wynosić 3409 (7,61 MHz) dla początkowego przeszukiwania; dokładnie takie same wzorce sygnału pilotującego i sekwencji mieszającej powinny być stosowane dla detekcji C2; i nie jest wymagana preambuła specyficzna względem detekcji taka jak P1 w T2. [0222] W kategoriach relacji z konstrukcją ramki, ziarnistość pozycji segmentu danych może być modyfikowana raczej do 16 nośnych niż do 12, dzięki czemu może wystąpić mniejszy narzut związany z adresowaniem pozycji i można oczekiwać braku innych problemów dotyczących stanu segmentu danych, stanu zerowej szczeliny, itp. [0223] Dlatego też, w module oszacowującym kanał r501 przedstawionym na fig. 62, sygnały pilotujące w każdej preambule mogą być stosowane, gdy przeprowadzana jest interpolacja czasowa SP symboli danych. A zatem, ulepszone może być wykrywanie kanału i oszacowywanie kanału przy granicach ramki. [0224] Teraz, biorąc pod uwagę wymagania dotyczące preambuły i konstrukcji pilotującej, istnieje zgodność, że pozycje sygnałów pilotujących preambuły i SP powinny pokrywać się bez względu na łączenie kanałów; liczba wszystkich nośnych w bloku L1 powinna dzielić się przez odległość sygnału pilotującego w celu uniknięcia nieregularnej konstrukcji przy krawędzi pasma; bloki L1 powinny być powtarzane w dziedzinie częstotliwości; i bloki L1 powinny zawsze nadawać się do dekodowania w dowolnej pozycji okna tunera. Dodatkowe wymagania mogą być takie, że pozycje sygnału pilotującego i wzorce powinny być powtarzane z okresem 8 MHz; prawidłowe przesunięcie częstotliwości nośnej powinno być oszacowane bez wiedzy na temat łączenia kanałów; i dekodowanie L1 (ponowne uporządkowanie) jest niemożliwe przed wyrównaniem przesunięcia częstotliwości. [0225] Na fig. 47 zilustrowano zależność pomiędzy symbolem danych i preambułą, gdy stosowane są konstrukcje preambuły przedstawione na fig. 52 i na fig. 53. Blok L1 może być powtarzany z okresem 6 MHz. W celu dekodowania L1, powinno być znalezione zarówno przesunięcie częstotliwości, jak i wzorzec przesunięcia preambuły. Dekodowanie L1 nie jest możliwe w dowolnej pozycji tunera bez informacji dotyczących łączenia kanałów i odbiornik nie może odróżniać wartości przesunięcia preambuły i przesunięcia częstotliwości. [0226] A zatem, odbiornik musi otrzymać strukturę łączenia kanałów, w szczególności aby element usuwający nagłówek ramki r401, przedstawiony na fig. 63, mógł przeprowadzić dekodowanie sygnału L1. Ponieważ oczekiwana wielkość przesunięcia preambuły w dwóch pionowo zacienionych obszarach

20 19 na fig. 47 jest znana, moduł synchronizujący czas/częstotliwość r505, przedstawiony na fig. 62, może oszacować przesunięcie częstotliwości nośnej. Bazując na tym oszacowaniu, ścieżka sygnałowa L1 (r308-1 ~ r301-1), przedstawiona na fig. 64, może dekodować L1. [0227] Na fig. 48 zilustrowano zależność pomiędzy symbolem danych i preambułą, gdy stosowana jest konstrukcja preambuły taka jak zilustrowano na fig. 55. Blok L1 może być powtarzany z okresem 8 MHz. W celu dekodowania L1, trzeba znaleźć tylko przesunięcie częstotliwości i wiedza na temat łączenia kanałów może nie być wymagana. Przesunięcie częstotliwości może być łatwo oszacowane poprzez zastosowanie znanej binarnej sekwencji pseudolosowej (Pseudo Random Binary Sequence, PRBS). Jak zilustrowano na fig. 48, preambuła i symbole danych są wyrównane, i w ten sposób dodatkowe poszukiwanie synchronizacji może stać się niepotrzebne. Dlatego też, dla odbiornika, w szczególności dla modułu usuwającego nagłówek ramki r401, przedstawionego na fig. 63, wystarczy aby była otrzymana tylko szczytowa wartość korelacji z pilotującą sekwencją mieszającą w celu przeprowadzenia dekodowania sygnału L1. Moduł synchronizujący czas/częstotliwość r505, przedstawiony na fig. 62, może oszacować przesunięcie częstotliwości nośnej względem pozycji szczytowej. [0228] Na fig. 49 zilustrowano przykład profilu opóźnienia w kanale telewizji kablowej. [0229] Z punktu widzenia konstrukcji pilotującej, powszechnie używany GI już nadmiernie zabezpiecza rozprzestrzenianie się opóźnienia kanału telewizji kablowej. W najgorszym przypadku, pewną opcją może być przekonstruowanie modelu kanału. W celu powtarzania wzorca dokładnie co 8 MHz, odległość sygnału pilotującego powinna być dzielnikiem 3584 nośnych (z=32 lub 56). Gęstość sygnału pilotującego wynosząca z=32 może zwiększać narzut sygnału pilotującego, a zatem może zostać wybrana gęstość wynosząca z=56. Nieco mniejszy obszar pokrycia opóźnienia może nie mieć znaczenia dla kanału telewizji kablowej. Na przykład, może wynosić 8 µs dla PP5 i 4 µs dla PP7, w porównaniu do 9,3 µs (PP5) i 4,7 µs (PP7). Znaczące opóźnienia mogą być pokrywane przez oba wzorce sygnału pilotującego, nawet w najgorszym przypadku. Dla pozycji preambuły sygnału pilotującego, potrzebne są tylko wszystkie pozycje SP w symbolu danych. [0230] Jeśli ścieżka opóźniająca -40 db może być ignorowana, rzeczywiste rozszerzanie się opóźnienia może zacząć wynosić 2,5 µs, 1/64 GI = 7 µs, lub 1/128 GI = 3,5 µs. To ilustruje, że parametr odległości sygnału pilotującego, z=56 może mieć wystarczająco dobrą wartość. Dodatkowo, z=56 może być dogodną wartością do konstruowania wzorca sygnału pilotującego, który umożliwia konstrukcję preambuły przedstawioną na fig. 48. [0231] Na fig. 50 zilustrowano rozproszoną konstrukcję pilotującą wykorzystującą z=56 i z=112, która jest skonstruowana przy module wstawiającym sygnał pilotujący 404, przedstawionym na fig. 42. Proponowane są: PP5 (x=14, y=4, z=56) i PP7 (x=28, y=4, z=112). Nośne krawędziowe mogą być wstawione dla końcowej krawędzi. [0232] Jak zilustrowano na fig. 50, sygnały pilotujące są wyrównane przy 8 MHz od każdej krawędzi pasma, każda pozycja sygnału pilotującego i konstrukcja pilotująca może być powtarzana co 8 MHz. W ten sposób, ta konstrukcja może stanowić podporę konstrukcji preambuły przedstawionej na fig. 48. Dodatkowo może być stosowana wspólna konstrukcja pilotująca pomiędzy preambułą i symbolami danych. Dlatego też, moduł oszacowujący kanał r501, przedstawiony na fig. 62, może przeprowadzać oszacowanie kanału z zastosowaniem interpolacji na preambule i symbolach danych, ponieważ nie może pojawić się żaden nieregularny wzorzec sygnału pilotującego, bez względu na pozycję okna, o której decyduje segment danych umiejscowienia. W tym czasie, z zastosowaniem tylko interpolacji

21 20 częstotliwości, możliwe jest wystarczające wyrównywanie odkształcenia kanału wynikającego z rozszerzania się opóźnienia. Jeśli interpolacja czasowa jest wykonywana dodatkowo, może być przeprowadzane bardziej dokładne oszacowanie kanału. [0233] Konsekwentnie, w tym nowo zaproponowanym wzorcu sygnału pilotującego, pozycja i wzorzec sygnału pilotującego mogą być powtarzane bazując na okresie 8 MHz. Pojedynczy wzorzec sygnału pilotującego może być stosowany zarówno dla preambuły, jak i dla symboli danych. Dekodowanie L1 może zawsze być możliwe bez wiedzy dotyczącej łączenia kanałów. Dodatkowo, zaproponowany wzorzec sygnału pilotującego może nie oddziaływać na wspólność z T2, ponieważ może być stosowana taka sama strategia pilotująca wzorca rozproszonego sygnału pilotującego; T2 już wykorzystuje 8 różnych wzorców sygnału pilotującego; i modyfikowane wzorce sygnału pilotującego nie mogą powodować znaczącego zwiększenia złożoności odbiornika. Dla pilotującej sekwencji mieszającej, okres PRBS może wynosić 2047 (m-sekwencja); generowanie PRBS którego okres wynosi 3584 może być resetowane co 8 MHz; częstotliwość powtarzania sygnału pilotującego wynosząca 56 może być także wspólnie pierwsza z okresem 2047; i można oczekiwać, że nie będzie żadnych problemów z PAPR. [0234] Na fig. 51 zilustrowano przykład modulatora bazującego na OFDM. Wejściowe strumienie symboli mogą być przekształcane w dziedzinę czasową przez moduł IFFT 501. Jeśli jest to niezbędne, stosunek mocy szczytowej do średniej (PAPR) może być zmniejszany w module zmniejszającym PAPR 502. W metodach PAPR można stosować metodę rozszerzenia aktywnej konstelacji (Active constellation extension, ACE) lub metodę rezerwacji tonów (tone reservation). Moduł wstawiający GI 503 może kopiować ostatnią część użytecznego symbolu OFDM w celu wypełnienia przedziału zabezpieczającego w postaci cyklicznego prefiksu. [0235] Moduł wstawiający preambułę 504 może wstawiać preambułę z przodu każdej przesyłanej ramki tak, że odbiornik może wykrywać sygnał cyfrowy, ramkę i może gromadzić dane dotyczące przesunięcia czas/częstotliwość. W tym czasie, sygnał preambuły może przeprowadzać sygnalizowanie w warstwie fizycznej informacji takich, jak wymiar FFT (3 bity) i wymiar przedziału zabezpieczającego (3 bity). Moduł wstawiający preambułę 504 może być pominięty, jeśli modulator jest przeznaczony do DVB-C2. [0236] Na fig. 52 zilustrowano przykład konstrukcji preambuły do łączenia kanałów, generowanej w module wstawiającym preambułę 504, przedstawionym na fig. 51. Jeden kompletny blok L1 powinien być zawsze dekodowalny w każdej dowolnej pozycji okna strojenia 7,61 MHz i nie powinna wystąpić strata sygnałowego L1 bez względu na pozycję okna tunera. Jak pokazano, bloki L1 mogą być powtarzane w dziedzinie częstotliwości z okresem 6 MHz. Symbol danych może stanowić połączony kanał dla każdych 8 MHz. Jeśli, w celu dekodowania L1, odbiornik wykorzystuje tuner, taki jak tuner r603 przedstawiony na fig. 61, który wykorzystuje szerokość pasma częstotliwości 7,61 MHz, to wówczas element usuwający nagłówek ramki r401, przedstawiony na fig. 63, potrzebuje przegrupowania odbieranego cyklicznie przesuniętego bloku L1 (fig. 53) do jego pierwotnej formy. Takie przegrupowanie jest możliwe, ponieważ blok L1 jest powtarzany dla każdego bloku 6 MHz. Fig. 53a może być przegrupowana do fig. 53b. [0237] Na fig. 54 zilustrowano sposób konstruowania bardziej zoptymalizowanej preambuły. Konstrukcja preambuły przedstawionej na fig. 52 wykorzystuje tylko 6 MHz z całkowitej szerokość pasma częstotliwości tunera wynoszącej 7,61 MHz w celu dekodowania L1. W kategoriach efektywności widmowej, szerokość pasma częstotliwości tunera wynosząca 7,61 MHz nie jest w pełni wykorzystywana. Dlatego też, można przeprowadzić dalszą optymalizację dotyczącą efektywności widmowej.

22 21 [0238] Na fig. 55 zilustrowano kolejny przykład konstrukcji preambuły lub konstrukcji symboli preambuły służącej do uzyskania pełnej efektywności widmowej, generowanej w module wstawiającym nagłówek ramki 401, przedstawionym na fig. 42. Tak jak symbol danych, bloki L1 mogą być powtarzane w dziedzinie częstotliwości z okresem 8 MHz. Jeden kompletny blok L1 jest nadal zawsze dekodowalny w każdej dowolnej pozycji okna strojenia 7,61 MHz. Po przeprowadzeniu strojenia, dane częstotliwości 7,61 MHz mogą być uważane za wirtualnie przebity kod. Dzięki dokładnie takiej samej szerokości pasma częstotliwości zarówno dla preambuły, jak i symboli danych i dokładnie takiej samej konstrukcji pilotującej zarówno dla preambuły, jak i symboli danych, można zmaksymalizować efektywność widmową. Inne cechy charakterystyczne, takie jak właściwość przesunięcia cyklicznego i brak wysyłania bloku L1 w przypadku braku segmentu danych, mogą być utrzymywane w stanie niezmienionym. Innymi słowy, szerokość pasma częstotliwości symboli preambuły może być identyczna jak szerokość pasma częstotliwości symboli danych lub, jak zilustrowano na fig. 57, szerokość pasma częstotliwości symboli preambuły może być szerokością pasma częstotliwości tunera (w tym przypadku jest to 7,61 MHz). Szerokość pasma częstotliwości tunera może być zdefiniowana jako szerokość pasma częstotliwości, która odpowiada liczbie wszystkich aktywnych nośnych, gdy stosowany jest pojedynczy kanał. To znaczy, szerokość pasma częstotliwości symbolu preambuły może odpowiadać liczbie wszystkich aktywnych nośnych (w tym przypadku jest to 7,61 MHz). [0239] Na fig. 56 zilustrowano wirtualnie przebity kod. Dane 7,61 MHz między 8 MHz bloku L1 mogą być uważane za kodowane jako przebity kod. Gdy tuner r603, przedstawiony na fig. 61, wykorzystuje szerokość pasma częstotliwości wynoszącą 7,61 MHz w celu dekodowania L1, element usuwający nagłówek ramki r401, przedstawiony na fig. 63, potrzebuje przegrupowania otrzymanego, cyklicznie przesuniętego bloku L1 do jego pierwotnej formy, jak zilustrowano na fig. 56. W tym czasie, dekodowanie L1 jest przeprowadzane z zastosowaniem całkowitej szerokości pasma częstotliwości tunera. Po przegrupowaniu bloku L1, widmo przegrupowanego bloku L1 może zawierać obszar pusty wewnątrz widma, jak pokazano na fig. 56 w górnej części prawej strony, ponieważ pierwotny wymiar bloku L1 ma 8 MHz szerokości pasma częstotliwości. [0240] Po wypełnieniu zerami obszaru pustego, albo po przeprowadzeniu rozplatania (deinterleaving) w dziedzinie symbolu przez element rozplatający w dziedzinie częstotliwości r403, przedstawiony na fig. 63, lub przez element rozplatający w dziedzinie symbolu r308-1, przedstawiony na fig. 64, lub po przeprowadzeniu rozplatania w dziedzinie bitów przez program odwzorowujący odwrotnie symbol r306-1, multiplekser bitów r305-1, i wewnętrzny element rozplatający r304-1 przedstawiony na fig. 64, blok może mieć postać, która wydaje się być przebita, jak pokazano na fig. 56, w części dolnej prawej strony. [0241] Ten blok L1 może być dekodowany w module przebitego/skróconego dekodowania r303-1, przedstawionym na fig. 64. Poprzez zastosowanie tych konstrukcji preambuły, może być wykorzystana całkowita szerokość pasma częstotliwości tunera, i w ten sposób można uzyskać zwiększenie efektywności widmowej i wydajność kodowania. Dodatkowo, identyczna szerokość pasma częstotliwości i konstrukcji pilotującej może być stosowana dla preambuły i symboli danych. [0242] Ponadto, jeśli szerokość pasma częstotliwości preambuły lub szerokość pasma częstotliwości symboli preambuły jest ustawiona tak, jak szerokość pasma częstotliwości tunera, jak zilustrowano na fig. 58, (w tym przykładzie jest to 7,61 MHz), po przegrupowaniu można otrzymać kompletny blok L1 nawet nie stosując przebijania. Innymi słowy, dla ramki zawierającej symbole preambuły, w której symbole preambuły obejmują co najmniej jedną warstwę 1 (L1) bloku, można powiedzieć, że blok L1

23 22 zawiera 3408 aktywnych podnośnych oraz, że 3408 aktywnych podnośnych odpowiada 7,61 MHz z pasma częstotliwości radiowej (RF) wynoszącej 8 MHz. [0243] W ten sposób, efektywność widmowa i wydajność dekodowania L1 mogą zostać zmaksymalizowane. Innymi słowy, w odbiorniku, dekodowanie może być przeprowadzane w module przebitego/skróconego dekodowania r303-1, przedstawionym na fig. 64, po wykonaniu jedynie rozplatania w dziedzinie symboli. [0244] Konsekwentnie, proponowana nowa konstrukcja preambuły może być korzystna pod tym względem, że jest w pełni kompatybilna z wcześniej stosowaną preambułą, za wyjątkiem tego, że szerokość pasma częstotliwości jest różna; bloki L1 są powtarzane z okresem 8 MHz; blok L1 może zawsze nadawać się do dekodowania, bez względu na pozycję okna tunera; pełna szerokość pasma częstotliwości tunera może być stosowana do dekodowania L1; maksymalna efektywność widmowa może zagwarantować większą wydajność kodowania; niekompletny blok L1 może być uważany za kodowany w sposób przebity; prosta i taka sama konstrukcja pilotująca może być stosowana zarówno dla preambuły, jak i danych; i identyczna szerokość pasma częstotliwości może być stosowana zarówno dla preambuły, jak i danych. [0245] Na fig. 59 zilustrowano przykład procesora analogowego. Moduł DAC 601 może konwertować wejściowy sygnał cyfrowy w sygnał analogowy. Po konwersji w górę szerokości pasma częstotliwości nadawania (602) i przefiltrowaniu analogowym (603), sygnał może być nadawany. [0246] Na fig. 60 zilustrowano przykład cyfrowego systemu odbiorczego. Odbierany sygnał jest przekształcany w sygnał cyfrowy w module przetwarzania analogowego r105. Demodulator r104 może konwertować sygnał do danych w dziedzinie częstotliwości. Parser ramki r103 może usuwać sygnały pilotujące oraz nagłówki i umożliwiać selekcję informacji dotyczących usług, które muszą być dekodowane. Demodulator BICM r102 może korygować błędy w kanale transmisyjnym. Procesor wyjściowy r101 może przywracać pierwotnie nadawany strumień usługi i informacje dotyczące taktowania. [0247] Na fig. 61 zilustrowano przykład procesora analogowego stosowanego w odbiorniku. Moduł tuner/agc r603 może wybierać pożądaną szerokość pasma częstotliwości z odbieranego sygnału. Moduł zmieniający częstotliwość sygnałów w dół r602 może przywracać pasmo podstawowe. Moduł ADC r601 może konwertować sygnał analogowy w sygnał cyfrowy. [0248] Na fig. 62 zilustrowano przykład demodulatora. Moduł wykrywania ramki r506 może wykrywać preambułę, sprawdzać czy istnieje odpowiadający jej sygnał cyfrowy, i wykrywać początek ramki. Moduł synchronizujący czas/częstotliwość r505 może przeprowadzać synchronizację w dziedzinach czasu i częstotliwości. W tym czasie, w celu synchronizacji w dziedzinie czasu, może być stosowana korelacja przedziału zabezpieczającego. W celu synchronizacji w dziedzinie częstotliwości, może być stosowana korelacja lub przesunięcie może być oszacowywane na podstawie informacji dotyczących fazy podnośnej, która jest przesyłana w dziedzinie częstotliwości. Moduł usuwający preambułę r504 może usuwać preambułę z części przedniej wykrytej ramki. Moduł usuwający GI r503 może usuwać przedział zabezpieczający. Moduł FFT r501 może przekształcać sygnał w dziedzinie czasu na sygnał w dziedzinie częstotliwości. Moduł oszacowywania/wyrównywania kanału r501 może kompensować błędy na drodze oszacowywania odkształcenia w kanale transmisyjnym z zastosowaniem symbolu sygnału pilotującego. Moduł usuwający preambułę r504 może być pominięty w przypadku, gdy demodulator jest przystosowany do DVB-C2.

24 23 [0249] Na fig. 63 zilustrowano przykład parsera ramki. Moduł usuwający sygnał pilotujący r404 może usuwać symbol sygnału pilotującego. Moduł rozplatania w dziedzinie częstotliwości r403 może przeprowadzać rozplatanie w dziedzinie częstotliwości. Element łączący symbol OFDM r402 może przywracać ramkę danych ze strumieni symboli przesyłanych w postaci symboli OFDM. Moduł usuwający nagłówek ramki r401 może wydobywać sygnałową warstwę fizyczną z nagłówka każdej przesyłanej ramki i usuwać nagłówek. Wydobyte informacje mogą być stosowane jako parametry do następnych procesów przeprowadzanych w odbiorniku. [0250] Na fig. 64 zilustrowano przykład demodulatora BICM. Na fig. 64a zilustrowano ścieżkę danych, a na fig. 64b zilustrowano ścieżkę sygnałową L1. Element rozplatający w dziedzinie symbolu r308 może przeprowadzać rozplatanie w dziedzinie symboli. Ekstraktor ModCod r307 może wydobywać parametry ModCod z części przedniej każdej ramki BB i powodować, że parametry te staną się dostępne dla następnych procesów adaptacyjnej/zmiennej demodulacji i procesów dekodowania. Program odwzorowujący odwrotnie symbol r306 może odwzorowywać odwrotnie wejściowe strumienie symboli w strumienie bitów o logarytmicznym stosunku prawdopodobieństw (Log-Likelyhood Ratio, LLR). Strumienie wyjściowe bitów LLR mogą być obliczane z wykorzystaniem konstelacji stosowanej w programie odwzorowującym symbol 306 nadajnika jako punktu odniesienia. W tym punkcie, gdy stosowana jest wspomniana powyżej MQAM lub NU-MQAM, poprzez obliczanie zarówno osi I, jak i osi Q podczas obliczania bitu znajdującego się najbliżej MSB i poprzez obliczanie osi I lub osi Q, podczas obliczania pozostałych bitów, można otrzymać efektywny program odwzorowujący odwrotnie symbol. Ten sposób może być stosowany na przykład w przybliżonym logarytmicznym stosunku prawdopodobieństw (Approximate LLR), w dokładnym logarytmicznym stosunku prawdopodobieństw (Exact LLR), lub w decyzji twardej (Hard decision). [0251] Gdy stosowana jest zoptymalizowana konstelacja stosownie do pojemności konstelacji i sprawności kodowania (code rate) kodu korekcji błędu w programie odwzorowującym symbol 306 nadajnika, program odwzorowujący odwrotnie symbol r306 odbiornika może otrzymywać konstelację z zastosowaniem informacji dotyczących sprawności kodowania (code rate) i pojemności konstelacji przesyłanych od nadajnika. Multiplekser bitów r305 odbiornika może wykonywać funkcję odwrotną niż demultiplekser bitów 305 nadajnika. Wewnętrzny element rozplatający r304 i zewnętrzny element rozplatający r302 odbiornika mogą wykonywać funkcje odwrotne niż odpowiednio moduł wewnętrznego przeplatania 304 i moduł zewnętrznego przeplatania 302 nadajnika, w celu uzyskania strumienia bitów w jego pierwotnej sekwencji. Zewnętrzny element rozplatający r302 może być pominięty w przypadku, gdy demodulator BICM jest przeznaczony do DVB-C2. [0252] Wewnętrzny dekoder r303 i zewnętrzny dekoder r301 odbiornika mogą przeprowadzać odpowiednie procesy dekodowania odpowiednio do modułu wewnętrznego kodera 303 i modułu zewnętrznego kodera 301 nadajnika, w celu skorygowania błędów w kanale transmisyjnym. Podobne procesy do wykonywanych na ścieżce danych mogą być przeprowadzane na ścieżce sygnałowej L1, lecz z zastosowaniem różnych parametrów (r308-1 ~ r301-1). W tym punkcie, jak wyjaśniono w części wstępnej, moduł skróconego/przebitego kodowania r303-1 może być stosowany do dekodowania sygnału L1. [0253] Na fig. 65 zilustrowano przykład dekodowania LDPC z zastosowaniem skracania / przebijania. Demultiplekser r301a może oddzielnie podawać na wyjście część dotyczącą informacji i część dotyczącą parzystości systematycznego kodu z wejściowych strumieni bitów. Dla części dotyczącej informacji,

25 24 wypełnianie zerami (r302a) może być przeprowadzane stosownie do liczby wejściowych strumieni bitów dekodera LDPC, natomiast dla części dotyczącej parzystości, wejściowe strumienie bitów dla (r303a) dekodera LDPC mogą być generowane na drodze przebijania odwrotnego części przebitej. Dekodowanie LDPC (r304a) może być przeprowadzane na generowanych strumieniach bitów, zera w części dotyczącej informacji mogą zostać usunięte i podawane na wyjście (r305a). [0254] Na fig. 66 zilustrowano przykład procesora wyjściowego. Deszyfrator BB r209 może przywracać zaszyfrowane (209) strumienie bitów w nadajniku. Rozdzielacz r208 może przywracać ramki BB odpowiadające wielu potokom PLP, które są multipleksowane i przesyłane od nadajnika zgodnie ze ścieżką PLP. Dla każdej ścieżki PLP, element usuwający nagłówek BB r207-1~n może usuwać nagłówek, który jest przesyłany z przodu ramki BB. Dekoder CRC r206-1~n może przeprowadzać dekodowanie CRC i powodować, aby niezawodne ramki BB stały się dostępne dla selekcjonowania. Moduły wstawiające pakiet zerowy r205-1-n mogą przywracać pakiety zerowe, które zostały usunięte w celu uzyskania wyższej efektywności transmisji, do ich pierwotnej lokalizacji. Moduły odzyskujące opóźnienie r204-1~n mogą przywracać opóźnienie, które istnieje pomiędzy każdą ścieżką PLP. [0255] Moduły odzyskujące zegar wyjściowy r203-1-n mogą przywracać pierwotne taktowanie strumienia usługi z informacji dotyczących taktowania przesyłanych od modułów synchronizujących strumień wejściowy 203-1~n. Moduły interfejsu wyjściowego r202-1~n mogą przywracać dane w pakiecie TS/GS z wejściowych strumieni bitów, które są segmentowane w ramce BB. Moduły wyjściowego przetwarzania końcowego r201-1~n mogą przywracać wiele strumieni TS/GS do postaci kompletnego strumienia TS/GS, jeśli jest to niezbędne. Zacienione bloki, przedstawione na fig. 66, reprezentują moduły, które mogą być stosowane, gdy w jednym czasie przetwarzany jest pojedynczy potok PLP, natomiast pozostałe bloki reprezentują moduły, które mogą być stosowane, gdy wiele ramek PLP jest przetwarzanych w tym samym czasie. [0256] Wzorce sygnału pilotującego dla preambuły zostały uważnie skonstruowane, ażeby uniknąć zwiększenia PAPR, a zatem, konieczne jest rozważenie, czy częstotliwość powtarzania bloku L1 może zwiększyć PAPR. Liczba bitów informacyjnych bloku L1 zmienia się dynamicznie stosownie do łączenia kanałów, liczby potoków PLP, itp. W szczególności, konieczne jest wzięcie pod uwagę następujących kwestii: ustalona wielkość bloku L1 może wprowadzać zbyteczny narzut; blok sygnałowy L1 powinien być silniej chroniony niż symbole danych; i przeplatanie po czasie bloku L1 może poprawiać odporność na osłabienie kanału takie jak niedostatek zakłóceń impulsywnych. [0257] Dla częstotliwości powtarzania bloku L1 wynoszącej 8 MHz, jak zilustrowano na fig. 67, całkowita efektywność widmowa (26,8% zwiększenie BW) jest wykazywana przy zastosowaniu wirtualnego przebijania, lecz stosunek PAPR może być zwiększany, ponieważ szerokość pasma częstotliwości bloku L1 jest taka sama jak szerokość pasma częstotliwości symboli danych. Dla częstotliwości powtarzania wynoszącej 8 MHz, w celu uwspólnienia może być stosowane przeplatanie częstotliwościowe 4K-FFT DVB-T2 i taki sam wzorzec może się powtarzać w 8 MHz okresie po przeplataniu. [0258] Dla częstotliwości powtarzania bloku L1 wynoszącej 6 MHz, jak zilustrowano na fig. 68, zmniejszona efektywność widmowa może być wykazywana bez wirtualnego przebijania. Podobny problem dotyczący stosunku PAPR jak w przypadku 8 MHz może wystąpić, ponieważ szerokości pasma częstotliwości bloku L1 i symbolu danych dzielą wspólnie LCM=24 MHz. Dla częstotliwości powtarzania wynoszącej 6 MHz, w celu uwspólnienia może być stosowane przeplatanie częstotliwościowe 4K-FFT DVB-T2 i taki sam wzorzec może się powtarzać z okresem wynoszącym 24 MHz po przeplataniu.

26 25 [0259] Na fig. 69 zilustrowano nową częstotliwość powtarzania bloku L1 wynoszącą 7,61 MHz lub całkowitą szerokość pasma częstotliwości tunera. Całkowita efektywność widmowa (26,8% zwiększenie BW) może być otrzymywana bez stosowania wirtualnego przebijania. W tym przypadku może nie być problemu ze stosunkiem PAPR, ponieważ szerokości pasma częstotliwości bloku L1 i symbolu danych dzielą wspólnie LCM=1704 MHz. Dla częstotliwości powtarzania wynoszącej 7,61 MHz, w celu uwspólnienia może być stosowane przeplatanie częstotliwościowe 4K-FFT DVB-T2 i taki sam wzorzec może się powtarzać z okresem wynoszącym około 1704 MHz po przeplataniu. [0260] Na fig. 70 zilustrowano przykład bloku sygnałowego L1, który jest nadawany w nagłówku ramki. Każda informacja w bloku sygnałowym L1 może być nadawana do odbiornika i może być stosowana jako parametr dekodujący. Szczególnie, informacja może być stosowana w ścieżce sygnałowej L1 przedstawionej na fig. 64 i potoki PLP mogą być nadawane w każdym segmencie danych. W ten sposób można uzyskać zwiększoną odporność dla każdego potoku PLP. [0261] Na fig. 72 zilustrowano przykład elementu przeplatającego symbole 308-1, jak przedstawiony na ścieżce sygnałowej L1 na fig. 37, który może także stanowić przykład odpowiadającego mu elementu rozplatającego symbole r308-1, jak pokazany na ścieżce sygnałowej L1 na fig. 64. Bloki z nachylonymi liniami reprezentują bloki L1, a bloki lite reprezentują nośniki danych. Bloki L1 mogą być nadawane nie tylko wewnątrz pojedynczej preambuły, lecz mogą być także nadawane wewnątrz wielokrotnych bloków OFDM. W zależności od wielkości bloku L1, wielkość bloku przeplatania może się zmieniać. Innymi słowy, parametry num_l1_sym i L1_span mogą być różne od siebie. W celu zminimalizowania zbytecznego narzutu, dane mogą być nadawane wewnątrz reszty nośników symboli OFDM, w których nadawany jest blok L1. W tym punkcie, całkowita efektywność widmowa może być zagwarantowana, ponieważ powtarzający się cykl bloku L1 nadal stanowi całkowita szerokość pasma częstotliwości tunera. Na fig. 72, liczby w blokach z nachylonymi liniami reprezentują kolejność bitów wewnątrz pojedynczego bloku LDPC. [0262] W konsekwencji, gdy bity są zapisywane w pamięci przeplatanej w kierunku wyznaczanym przez rzędy według indeksu symbolu, jak pokazano na fig. 72 i są odczytywane w kierunku wyznaczanym przez kolumny według indeksu nośnika, można uzyskać efekt przeplatania bloku. Innymi słowy, jeden blok LDPC może być przelatany w dziedzinie czasu i w dziedzinie częstotliwości, a następnie może być nadawany. Parametr num_l1_sym może mieć wcześniej określoną wartość, na przykład, liczba pomiędzy 2-4 może być ustawiona jako liczba symboli OFDM. W tym punkcie, w celu zwiększenia ziarnistości wielkości bloku L1, do ochrony bloku L1 może być stosowany przebity/skrócony kod LDPC posiadający słowo kodowe o minimalnej długości. [0263] Na fig. 73 zilustrowano przykład nadawania bloków L1. Na fig. 73 zilustrowano fig. 72 w dziedzinie ramki. Jak pokazano na fig. 73a, bloki L1 mogą zajmować całkowitą szerokość pasma częstotliwości tunera lub jak pokazano na fig. 73b, bloki L1 mogą zajmować część, a reszta nośników może być stosowana jako nośnik danych. W każdym przypadku, można zobaczyć, że częstotliwość powtarzania bloku L1 może być identyczna jak całkowita szerokość pasma częstotliwości tunera. Dodatkowo, dla symboli OFDM, które wykorzystują blok sygnałowy L1 zawierający preambułę, może być przeprowadzane tylko przeplatanie symboli, które nie pozwala na nadawanie danych w tych symbolach OFDM. W konsekwencji, w przypadku symbolu OFDM stosowanego dla bloku sygnałowego L1, odbiornik może dekodować L1, przeprowadzając rozplatanie bez dekodowania danych. W tym punkcie, blok L1 może nadawać blok sygnałowy L1 bieżącej ramki lub blok sygnałowy L1 następnej ramki. Po

27 26 stronie odbiornika, dekodowane parametry L1 ze ścieżki dekodowania bloku sygnałowego L1 pokazanej na fig. 64, mogą być stosowane do procesu dekodowania dla ścieżki danych z parsera ramki następnej ramki. [0264] W skrócie, w nadajniku, przeplatanie bloków obszaru L1 może być przeprowadzane poprzez zapisywanie bloków w pamięci w kierunku wyznaczanym przez rzędy i odczytywanie zapisanych bloków z pamięci w kierunku wyznaczanym przez kolumny. W odbiorniku, rozplatanie bloków z obszaru L1 może być przeprowadzane poprzez zapisywanie bloków w pamięci w kierunku wyznaczanym przez kolumny i odczytywanie zapisanych bloków z pamięci w kierunku wyznaczanym przez rzędy. Kierunki odczytywania i zapisywania w nadajniku i odbiorniku mogą być zamienione. [0265] Po przeprowadzeniu symulacji, stosując założenia, takie jak CR=1/2 do ochrony bloku L1 i w celu uwspólnieniat2; odwzorowywanie symboli z wykorzystaniem modulacji 16-QAM; gęstość sygnału pilotującego wynosząca 6 w preambule; i numer krótkiego LDPC, który implikuje wymaganą ilość przebijania/skracania, można uzyskać wyniki lub wnioski, takie jak do nadawania bloku L1 sama preambuła może nie być wystarczająca; liczba symboli OFDM zależy od wielkości bloku L1; najkrótsze słowo kodowe LDPC (np. informacja 192 bitowa) spośród skróconych/przebitych kodów może być stosowana w celu uzyskania elastyczności i drobnej ziarnistości; i może być dodawane wypełnianie, jeśli jest to wymagane, z nieznacznym narzutem. Ten wynik podsumowano na fig. 71. [0266] W konsekwencji, dla częstotliwości powtarzania bloku L1, wykorzystywanie całkowitej szerokości pasma częstotliwości tunera bez stosowania wirtualnego przebijania może być dobrym rozwiązaniem i wciąż może nie pojawić się problem z PAPR przy całkowitej efektywności widmowej. Dla bloku sygnałowego L1, efektywna struktura sygnałowa może umożliwić maksymalną konfigurację w otoczeniu łączenia 8 kanałów, 32 wycięć, 256 segmentów danych, i 256 potoków PLP. Dla struktury bloku L1, elastyczny blok sygnałowy L1 może być implementowany stosownie do wielkości bloku L1. Przeplatanie czasowe może być przeprowadzone w celu uzyskania lepszej odporności dla wspólności T2. Mniejszy narzut może umożliwić nadawanie danych w preambule. [0267] W celu uzyskania lepszej odporności może być przeprowadzone przeplatanie bloku L1. Przeplatanie może być przeprowadzane z zastosowaniem ustalonej, wcześniej zdefiniowanej liczby symboli L1 (num_l1_sym) i liczby nośników łączonych przez L1 jako parametr (L1_span). Taka sama technika jest stosowana dla przeplatania preambuły P2 w DVB-T2. [0268] Stosowany może być także blok L1 o zmiennej wielkości. Wielkość może być dostosowywana do ilości bitów bloku sygnałowego L1, powodując zmniejszenie narzutu. Całkowita efektywność widmowa może być otrzymywana bez problemu ze stosunkiem PAPR. Powtarzanie mniejsze niż 7,61 MHz może oznaczać, że można przesyłać więcej nadmiarowości, lecz jest to niewykorzystane. W tym przypadku może nie pojawić się problem ze stosunkiem PAPR z powodu 7,61 MHz częstotliwości powtarzania dla bloku L1. [0269] Na fig. 74 zilustrowano kolejny przykład bloku sygnałowego L1 nadawanego wewnątrz nagłówka ramki. Ta fig. 74 jest inna niż fig. 70 pod tym względem, że pole L1_span posiadające 12 bitów zostało podzielone na dwa pola. Innymi słowy, pole L1_span zostało podzielone na pole L1_column posiadające 9 bitów i pole L1_row posiadające 3 bity. Pole L1_column reprezentuje indeks nośnika, który obejmuje blok L1. Ponieważ segment danych zaczyna się i kończy co każde 12 nośników, co stanowi gęstość sygnału pilotującego, 12 bitów narzutu może być zmniejszone o 3 bity z uzyskaniem 9 bitów. [0270] Pole L1_row reprezentuje liczbę symboli OFDM, które obejmuje blok L1 podczas stosowania

28 27 przeplatania czasowego. W konsekwencji, przeplatanie czasowe może być przeprowadzone wewnątrz pól L1_columns pomnożonych przez pola L1_rows. Alternatywnie, mogą być nadawane bloki L1 o całkowitej wielkości, dzięki czemu pole L1_span pokazane na fig. 70 może być stosowane, gdy przeplatanie czasowe nie jest przeprowadzane. W takim przypadku, wielkość bloku L1 wynosi 11,776 x 2 bity w tym przykładzie, a zatem 15 bitów jest wystarczające. W konsekwencji, pole L1_span może być tworzone przez 15 bitów. [0271] Na fig. 75 zilustrowano przykład przeplatania/rozplatania w dziedzinie częstotliwości lub czasu. Fig. 75 przedstawia część całej nadawanej ramki. Fig. 75 pokazuje także łączenie wielu 8 MHz szerokości pasm częstotliwości. Ramka może składać się z preambuły, która przesyła bloki L1 i z symbolu danych, który przesyła dane. Różne rodzaje symboli danych reprezentują segmenty danych dla różnych usług. Jak pokazano na fig. 75, preambuła przesyła bloki L1 dla każdych 7,61 MHz. [0272] W przypadku preambuły, przeplatanie w dziedzinie częstotliwości lub czasu jest przeprowadzane wewnątrz bloków L1 i nie jest przeprowadzane pomiędzy blokami L1. Oznacza to, że dla preambuły, można powiedzieć, że przeplatanie jest przeprowadzane na poziomie bloku L1. Umożliwia to dekodowanie bloków L1 poprzez przesyłanie bloków L1 wewnątrz szerokości pasma częstotliwości okna tunera nawet, gdy okno tunera zostało przesunięte do przypadkowej lokalizacji wewnątrz systemu łączenia kanałów. [0273] W przypadku dekodowania symbolu danych przy przypadkowej szerokości pasma częstotliwości okna tunera, przeplatanie pomiędzy segmentami danych nie powinno występować. Oznacza to, że dla segmentów danych, można powiedzieć, że przeplatanie jest przeprowadzane na poziomie segmentu danych. W konsekwencji, przeplatanie częstotliwościowe i przeplatanie po czasie powinny być przeprowadzane wewnątrz segmentu danych. Dlatego też, element przeplatający symbole 308 w ścieżce danych modułu BICM nadajnika, jak zilustrowano na fig. 37, może przeprowadzać przeplatanie symboli dla każdego segmentu danych. Element przeplatający symbole w ścieżce sygnałowej L1 może przeprowadzać przeplatanie symboli dla każdego bloku L1. [0274] Element przeplatający po częstotliwości 403, zilustrowany na fig. 42, musi oddzielnie przeprowadzać przeplatanie na preambule i symbolach danych. W szczególności, dla preambuły, przeplatanie częstotliwościowe może być przeprowadzane dla każdego bloku L1, a dla symboli danych, przeplatanie częstotliwościowe może być przeprowadzane dla każdego segmentu danych. W tym punkcie, przeplatanie po czasie w ścieżce danych lub ścieżce sygnałowej L1 może nie być przeprowadzane, biorąc pod uwagę tryb małej zwłoki. [0275] Na fig. 76 zilustrowano tablicę z analizą narzutu sygnałowego bloku L1, który jest nadawany w nagłówku FECFRAME w module wstawiającym nagłówek ModCod (307) na ścieżce danych modułu BICM, jak zilustrowano na fig. 37. Jak jest widoczne na fig. 76, dla krótkiego bloku LDPC (wielkość = 16200) może wystąpić maksymalny narzut wynoszący 3,3%, który może nie być nieznaczny. W analizie, założonych jest 45 symboli w celu zabezpieczenia FECFRAME, preambułę stanowi specyficzny dla ramki C2 blok sygnałowy L1 i nagłówek FECFRAME stanowi specyficzny dla FECFRAME blok sygnałowy L1, tj. identyfikator Mod, Cod, i PLP. [0276] W celu zmniejszenia narzutu sygnalizacji L1, można rozważać podejścia stosownie do dwóch typów segmentów danych. W przypadkach dotyczących typu ACMNCM i wielu potoków PLP, może być zachowywana taka sama ramka jak dla nagłówka FECFRAME. W przypadkach dotyczących typu ACMNCM i pojedynczego potoku PLP, identyfikator potoku PLP mogą zostać usunięty z nagłówka

29 28 FECFRAME, powodując zmniejszenie narzutu do 1,8%. W przypadkach dotyczących typu CCM i wielu potoków PLP, pole Mod/Cod może zostać usunięte z nagłówka FECFRAME, powodując zmniejszenie narzutu do 1,5%. Natomiast, w przypadkach dotyczących typu CCM i pojedynczego potoku PLP, nie jest wymagany nagłówek FECFRAME, a zatem, można uzyskać zmniejszenie narzutu aż do 3,3%. [0277] W skróconej sygnalizacji L1, może być przesyłany albo identyfikator Mod/Cod (7 bitów) lub identyfikator PLP (8 bitów), lecz może być zbyt krótki, ażeby uzyskać jakikolwiek zysk kodowania. Jednakże, możliwy jest brak wymogu synchronizacji, ponieważ potoki PLP mogą być dostosowane do ramki transmisyjnej C2; każdy ModCod każdego potoku PLP może być znany z preambuły; i proste obliczenie może umożliwić synchronizację ze specyficznym nagłówkiem FECFRAME. [0278] Na fig. 77 zilustrowano konstrukcję dla nagłówka FECFRAME do minimalizowania narzutu. Na fig. 77, bloki ze skośnymi liniami i konstruktor FECFRAME reprezentują schemat blokowy części modułu wstawiającego nagłówek ModCod 307 na ścieżce danych modułu BICM, jak zilustrowano na fig. 37. Lite bloki reprezentują przykład modułu wewnętrznego kodowania 303, wewnętrznego elementu przeplatającego 304, demultipleksera bitów 305, i elementu odwzorowującego symbole 306 na ścieżce danych modułu BICM, jak zilustrowano na fig. 37. W tym punkcie, może być przeprowadzana skrócona sygnalizacja L1, ponieważ CCM nie wymaga pola Mod/Cod, pojedynczy potok PLP nie wymaga identyfikatora PLP. Na tym sygnale L1 ze zmniejszoną liczbą bitów, sygnał L1 może być powtarzany trzykrotnie w preambule i może być przeprowadzana modulacja BPSK, a zatem możliwe jest bardzo wytrzymałe sygnalizowanie. W końcu, moduł wstawiający nagłówek ModCod 307 może wstawiać wygenerowany nagłówek do każdej ramki FEC. Na fig. 84 zilustrowano przykład modułu wydobywającego ModCod r307 na ścieżce danych modułu demodulatora BICM, pokazanego na fig. 64. [0279] Jak zilustrowano na fig. 84, nagłówek FECFRAME może być analizowany (r301b), a następnie symbole, które transmitują identyczne informacje w powtarzanych symbolach mogą być opóźniane, wyrównywane, po czym łączone (moduł łączący odchylenia r302b). W końcu, gdy jest przeprowadzana demodulacja BPSK (r303b), otrzymane pole sygnału L1 może zostać odtworzone i to odtworzone pole sygnału L1 może zostać przesłane do kontrolera systemowego w celu jego zastosowania jako parametru do dekodowania. Przeanalizowany nagłówek FECFRAME może zostać przesłany do elementu odwzorowującego odwrotnie symbole. [0280] Na fig. 78 zilustrowano osiągi współczynnika błędnych bitów (bit error rate, BER) wspomnianego powyżej zabezpieczenia bloku L1. Można zobaczyć, że uzyskiwane jest około 4,8 db wzmocnienia SNR poprzez trzykrotne powtarzanie. Wymagane SNR wynosi 8,7 db przy BER = 1E-11. [0281] Na fig. 79 zilustrowano przykłady ramki transmisyjnej i konstrukcji ramki FEC. Konstrukcje ramki FEC przedstawione na górze po prawej stronie fig. 79 reprezentują nagłówek FECFRAME wstawiany przez moduł wstawiający nagłówek ModCod 307 przedstawiony na fig. 37. Można zobaczyć, że w zależności od rozmaitych kombinacji warunków, tj., typu CCM lub ACMNCM i pojedynczego lub wielu potoków PLP, wstawiane mogą być nagłówki o różnych wielkościach. Albo, nagłówki mogą nie być wstawiane. Ramki transmisyjne tworzone stosownie do typów segmentów danych i przedstawione na dole po lewej stronie fig. 79 mogą być tworzone przez moduł wstawiający nagłówek ramki 401 konstruktora ramki, jak zilustrowano na fig. 42 oraz moduł łączenia/segmentowania 208 procesora wejściowego pokazanego na fig. 35. W tym punkcie, nagłówek FECFRAME może być nadawany stosownie do różnych typów segmentu danych. Stosując ten sposób można zmniejszyć maksymalnie 3,3% narzutu. W prawym górnym rogu fig. 79 zilustrowano cztery różne typy konstrukcji, lecz specjalista

30 29 w dziedzinie będzie rozumiał, że są to jedynie przykłady, i dowolne spośród tych typów lub ich kombinacje mogą być stosowane dla segmentu danych. [0282] Po stronie odbiornika, moduł usuwający nagłówek ramki r401 modułu parsera ramki, jak zilustrowany na fig. 63, i moduł wydobywający ModCod r307 modułu demodulatora BICM, jak pokazany na fig. 64, mogą wydobywać parametr pola ModCod, który jest wymagany do dekodowania. W tym punkcie, stosownie do typów segmentów danych mogą być wydobywane parametry ramki transmisyjnej. Na przykład, dla typu CCM, parametry mogą być wydobywane z bloku sygnałowego L1, który jest nadawany w preambule, a dla typu ACM/VCM, parametry mogą być wydobywane z nagłówka FECFRAME. [0283] Jak pokazano w prawym górnym rogu fig. 79, konstrukcja fecframe może być podzielona na dwie grupy, w których pierwszą grupę stanowią górne trzy konstrukcje ramki z nagłówkiem, a drugą grupę stanowi ostatnia konstrukcja ramki bez nagłówka. [0284] Na fig. 80 zilustrowano przykład sygnalizacji L1, która może być nadawana w preambule przez moduł wstawiający nagłówek ramki 401 modułu konstruktora ramki, pokazany na fig. 42. Ta sygnalizacja L1 różni się od poprzedniej sygnalizacji L1 tym, że wielkość bloku L1 może być nadawana w bitach (L1_size, 14 bitów); możliwe jest włączanie/wyłączanie przeplatania po czasie na segmencie danych (dslice_time_intrlv, 1 bit); i poprzez definiowanie typu segmentu danych (dslice_type, 1 bit), zmniejszany jest narzut sygnalizacji L1. W tym punkcie, gdy typ segmentu danych stanowi CCM, pole Mod/Cod może być raczej nadawane w preambule niż w nagłówku FECFRAME (plp_mod (3 bity), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bity)). [0285] Po stronie odbiornika, moduł skróconego/przebitego wewnętrznego dekodowania r303-1 demodulatora BICM, jak zilustrowany na fig. 64, może otrzymywać pierwszy blok LDPC, który ma ustaloną wielkość bloku L1, i jest nadawany w preambule, poprzez dekodowanie. Można także otrzymać liczby i wielkość pozostałych bloków LDPC. [0286] Przeplatanie po czasie może być stosowane, gdy potrzebnych jest wiele symboli OFDM do nadawania L1 lub, gdy znajduje się przeplatany po czasie segment danych. Elastyczne włączanie/wyłączanie przeplatania po czasie jest możliwe z zastosowaniem znacznika stanu przeplatania. Do przeplatania preambuły po czasie, może być wymagany znacznik stanu przeplatania po czasie (1 bit) i liczba przelatanych symboli OFDM (3 bity), a zatem, w sumie 4 bity mogą być chronione w sposób podobny do skróconego nagłówka FECFRAME. [0287] Na fig. 81 zilustrowano przykład sygnalizacji wstępnej L1, która może być przeprowadzana w module wstawiającym nagłówek ModCod na ścieżce danych modułu BICM przedstawionego na fig. 37. Bloki ze skośnymi liniami i Konstruktor Preambuły stanowią przykłady modułu wstawiającego nagłówek ModCod na ścieżce sygnałowej L1 modułu BICM pokazanego na fig. 37. Lite bloki są przykładami modułu wstawiającego nagłówek ramki 401 konstruktora ramki, jak zilustrowano na fig. 42. [0288] Także, lite bloki mogą stanowić przykłady modułu skróconego/przebitego wewnętrznego kodowania 303-1, wewnętrznego elementu przeplatającego 304-1, demultipleksera bitów 305-1, i elementu odwzorowującego symbole na ścieżce sygnałowej L1 modułu BICM przedstawionego na fig. 37. [0289] Jak jest widoczne na fig. 81, sygnał L1, który jest nadawany w preambule może być chroniony z zastosowaniem skróconego/przebitego kodowania LDPC. Powiązane parametry mogą być wstawiane do nagłówka w postaci sygnalizacji wstępnej L1. W tym punkcie, w nagłówku preambuły mogą być

31 30 nadawane tylko parametry przeplatania po czasie. W celu zapewnienia większej odporności można przeprowadzać czterokrotne powtarzanie. Po stronie odbiornika, ażeby umożliwić dekodowanie sygnału L1, który jest nadawany w preambule, element wydobywający ModCod r307-1 na ścieżce sygnałowej L1 demodulatora BICM, jak zilustrowany na fig. 64, musi wykorzystać moduł dekodowania pokazany na fig. 84. W tym punkcie, ponieważ przeprowadzane jest tu czterokrotne powtarzanie, inaczej niż poprzednim dekodującym nagłówku FECFRAME, wymagany jest proces odbierania odchylenia, który synchronizuje czterokrotne powtarzane symbole i dodaje symbole. [0290] Na fig. 82 zilustrowano konstrukcję bloku sygnalizacyjnego L1, który jest przesyłany z modułu wstawiającego nagłówek ramki 401 modułu konstruktora ramki, jak zilustrowano na fig. 42. Pokazuje to przypadek, w którym w preambule nie jest stosowane przeplatanie po czasie. Jak zilustrowano na fig. 82, różne rodzaje bloków LDPC mogą być nadawane w kolejności nośnych. Po utworzeniu i przesłaniu symbolu OFDM, tworzony jest następny symbol OFDM i nadawany. W przypadku ostatniego symbolu OFDM, który ma być nadawany, jeśli znajduje się jakakolwiek pozostała nośna, to wówczas te nośne mogą być stosowane do nadawania danych lub mogą być sztucznie wypełniane. Przykład pokazany na fig. 82 ilustruje preambułę, która zawiera trzy symbole OFDM. Po stronie odbiornika, w przypadku tego braku przeplatania, element rozplatający w dziedzinie symbolu r308-1 na ścieżce sygnałowej L1 demodulatora BICM, jak zilustrowano na fig. 31, może zostać pominięty. [0291] Na fig. 83 zilustrowano przypadek, w którym przeprowadzane jest przeplatanie po czasie L1. Jak zilustrowano na fig. 83, przeplatanie bloku może być przeprowadzane w sposób obejmujący tworzenie symbolu OFDM dla identycznych wskaźników nośnych, a następnie tworzenie symboli OFDM dla następnych wskaźników nośnych. Jak w przypadku, w którym nie jest przeprowadzane żadne przeplatanie, jeśli znajduje się jakakolwiek pozostała nośna, to wówczas te nośne mogą być stosowane do nadawania danych lub mogą być sztucznie wypełniane. Po stronie odbiornika, w przypadku tego braku przeplatania, element rozplatający w dziedzinie symbolu r308-1 na ścieżce sygnałowej L1 demodulatora BICM, jak pokazany na fig. 64, może przeprowadzać rozplatanie bloków przez odczytywanie bloków LDPC w rosnącej kolejności liczb bloków LDPC. [0292] Dodatkowo, mogą występować co najmniej dwa typy segmentów danych. Segment danych typu 1 ma dslice_type = 0 w polach bloku sygnałowego L1. Ten typ segmentu danych nie ma nagłówka XFECFRAME i ma swoje wartości mod/cod w polach bloku sygnałowego L1. Segment danych typu 2 ma dslice_type = 1 w polach bloku sygnałowego L1. Ten typ segmentu danych ma nagłówek XFECFRAME i ma swoje wartości mod/cod w nagłówku XFECFRAME. [0293] XFECFRAME oznacza XFEC(compleX Forward Error Correction)Frame, a mod/cod oznacza typ modulacji / sprawność kodowania (code rate). [0294] W odbiorniku, parser ramki może tworzyć ramkę ze zdemodulowanych sygnałów. Ramka posiada symbole danych, a symbole danych mogą mieć pierwszy typ segmentu danych, który zawiera XFECFRAME i nagłówek XFECFRAME i drugi typ segmentu danych, który zawiera XFECFRAME bez nagłówka XFECFRAME. Także, odbiornik może wydobywać z L1 symboli preambuły pole wskazujące na to czy przeprowadzać rozplatanie po czasie na symbolach preambuły, czy też nie przeprowadzać rozplatania po czasie na symbolach preambuły. [0295] W nadajniku, konstruktor ramki może konstruować ramkę. Symbole danych ramki obejmują pierwszy typ segmentu danych, który posiada XFECFRAME i nagłówek XFECFRAME oraz drugi typ segmentu danych, który posiada XFECFRAME bez nagłówka XFECFRAME. Dodatkowo, w L1 symboli

32 31 preambuły może być wstawione pole wskazujące na to czy przeprowadzać przeplatanie po czasie na symbolach preambuły czy też nie przeprowadzać przeplatania po czasie na symbolach preambuły. [0296] Na koniec, w przypadku skróconego/przebitego kodu dla modułu wstawiającego nagłówek ramki 401 konstruktora ramki pokazanego na fig. 42, może być określana minimalna wielkość słowa kodowego, które może otrzymywać zysk kodowania i może być nadawane w pierwszym bloku LDPC. W ten sposób, dla reszty wielkości bloków LDPC mogą być one otrzymywane z wielkości nadawanego bloku L1. [0297] Na fig. 85 zilustrowano kolejny przykład sygnalizacji wstępnej L1, która może być przesyłana od modułu wstawiającego nagłówek ModCod na ścieżkę sygnalizacyjną L1 modułu BICM przedstawionego na fig. 37. Fig. 85 różni się od fig. 81 tym, że w części nagłówkowej został zmodyfikowany mechanizm zabezpieczający. Jak jest widoczne na fig. 85, informacja o wielkości bloku L1 L1_size (14 bitów) nie jest nadawana w bloku L1, lecz jest nadawana w nagłówku. W nagłówku, może być także przesyłana 4-bitowa informacja o przeplataniu po czasie. Dla w sumie 18 bitów sygnału wejściowego, stosowane są kody BCH (45, 18), które dają na wyjściu 45 bitów i są kopiowane do dwóch ścieżek i w końcu odwzorowywane QPSK. Dla ścieżki Q można przeprowadzać 1-bitowe przesunięcie cykliczne w celu zróżnicowania wzmocnienia i można przeprowadzać modulację PRBS stosownie do słowa synchronizującego. W sumie 45 symboli QPSK może być wyprowadzonych z tych wejść ścieżki I/Q. W tym punkcie, jeśli głębokość przeplatania po czasie jest ustawiona tak, jak liczba preambuł, która jest wymagana do przesyłania bloku L1, to wówczas parametr L1_span (3 bity), który wskazuje głębokość przeplatania po czasie może nie musi być nadawany. Innymi słowy, tylko znacznik stanu włączone/wyłączone przeplatanie po czasie (1 bit) może być nadawany. Po stronie odbiornika, poprzez sprawdzanie tylko liczby przesyłanych preambuł, bez stosowania parametru L1_span, można uzyskać głębokość rozplatania po czasie. [0298] Na fig. 86 zilustrowano przykład szeregowania sygnałowego bloku L1, który jest nadawany w preambule. Jeśli wielkość informacji L1, która może być nadawana w preambule wynosi Nmax, to wówczas, gdy wielkość L1 jest mniejsza niż Nmax, jedna preambuła może przesyłać informację. Jednakże, gdy wielkość L1 jest większa niż Nmax, to informacja L1 może zostać równo podzielona tak, że podzielony podblok L1 jest mniejszy niż Nmax, i wówczas podzielony podblok L1 może być przesyłany w preambule. W tym punkcie, dla nośnej, która nie jest stosowana, ponieważ informacja L1 jest mniejsza niż Nmax, nie są przesyłane żadne dane. [0299] Zamiast tego, jak zilustrowano na fig. 88, moc nośnych, w których przesyłane są bloki L1 może być tak zwiększana, ażeby utrzymywać całkowitą moc sygnału preambuły równą mocy symbolu danych. Współczynnik zwiększania mocy może zmieniać się w zależności od wielkości przesyłanego L1, a nadajnik i odbiornik mogą mieć ustaloną wartość tego współczynnika zwiększania mocy. Na przykład, jeśli stosowana jest tylko połowa wszystkich nośnych, współczynnik zwiększania mocy może wynosić dwa. [0300] Na fig. 87 zilustrowano przykład sygnalizacji wstępnej L1, w której uwzględnia się zwiększanie mocy. Porównując z fig. 85, można zobaczyć, że moc symbolu QPSK może być zwiększana i przesyłana do konstruktora preambuły. [0301] Na fig. 89 zilustrowano kolejny przykład modułu wydobywającego ModCod r307-1 na ścieżce sygnalizacyjnej L1 modułu demodulatora BICM pokazanego na fig. 64. Z wejściowego symbolu preambuły, może być wyprowadzany FECFRAME bloku sygnałowego L1 do elementu odwzorowującego odwrotnie symbole i dekodowana może być tylko część nagłówkowa.

33 32 [0302] Dla wejściowego symbolu nagłówka, może być przeprowadzane odwzorowywanie odwrotne QPSK i można otrzymać wartość logarytmicznego stosunku prawdopodobieństw (Log-Likelihood Ratio, LLR). Dla ścieżki Q, może być przeprowadzana demodulacja PRBS stosownie do słowa synchronizującego i w celu przywrócenia może być przeprowadzany proces odwrotny do 1-bitowego przesunięcia cyklicznego. [0303] Te wyrównane dwie wartości ścieżki I/Q mogą być łączone i można otrzymać wzmocnienie SNR. Wyjście decyzji twardej może stanowić wejście do dekodera BCH. Dekoder BCH może przywracać 18 bitów L1-pre spośród wejściowych 45 bitów. [0304] Na fig. 90 zilustrowano część odpowiadającą, ekstraktor ModCod odbiornika. Porównując z fig. 89, kontrola mocy może być przeprowadzana na elemencie odwzorowującym odwrotnie QPSK symbole wejściowe w celu przywrócenia nadajnika do jego pierwotnej wartości z poziomu o zwiększonej mocy. W tym punkcie, kontrola mocy może być przeprowadzana wykorzystując uwzględnianie liczby nośnych stosowanych dla sygnałowego bloku L1 w preambule i biorąc wartość odwrotną otrzymanego współczynnika zwiększania mocy nadajnika. Współczynnik zwiększania mocy nastawia moc preambuły i moc symbolu danych tak, by miały identyczne wartości. [0305] Na fig. 91 zilustrowano przykład wstępnej synchronizacji L1, która może być przeprowadzana w module wydobywającym ModCod r307-1 na ścieżce sygnałowej L1 modułu demodulacji BICM pokazanego na fig. 64. Jest to proces synchronizujący mający na celu uzyskanie początkowej pozycji nagłówka w preambule. Symbole wejściowe mogą być odwzorowywane odwrotnie QPSK, a następnie dla wyjściowej ścieżki Q, może być przeprowadzana odwrotność 1-bitowego przesunięcia cyklicznego i można przeprowadzać wyrównanie. Dwie wartości ścieżki I/Q mogą być zwielokrotniane i zmodulowane wartości przez sygnalizację wstępną L1 mogą być demodulowane. A zatem, sygnał wyjściowy z powielacza może wyrażać tylko PRBS, który jest słowem synchronizującym. W przypadku, gdy sygnał wyjściowy jest skorelowany ze znaną sekwencją PRBS, można uzyskać szczytową wartość korelacji w nagłówku. A zatem, można otrzymać początkową pozycję nagłówka w preambule. Jeśli jest to niezbędne, kontrola mocy, która jest przeprowadzana w celu przywrócenia pierwotnego poziomu mocy, jak na fig. 90, może być przeprowadzana na wejściu elementu odwzorowującego odwrotnie QPSK. [0306] Na fig. 92 zilustrowano kolejny przykład pola nagłówka bloku L1, które jest przesyłane do modułu wstawiającego nagłówek na ścieżce sygnałowej L1 modułu BICM, jak zilustrowano na fig. 37. Fig. 92 różni się od fig. 85 tym, że parametr L1_span, który reprezentuje głębokość przeplatania po czasie, jest zmniejszony do 2 bitów i zastrzeżone bity są zwiększone o 1 bit. Odbiornik może otrzymywać parametr przeplatania po czasie bloku L1 z przesyłanego parametru L1_span. [0307] Na fig. 93 zilustrowano procesy równego dzielenia bloku L1 na tak wiele części jak liczba preambuł, a następnie wstawianie nagłówka do każdego z podzielonych bloków L1, i przyporządkowywanie bloków L1 ze wstawionymi nagłówkami do preambuły. Może być to przeprowadzane, gdy przeplatanie po czasie jest wykonywane z zastosowaniem pewnej liczby preambuł, przy czym ta liczba preambuł jest większa niż minimalna liczba preambuł, która jest wymagana do nadawania bloku L1. Może być to przeprowadzane w bloku L1 na ścieżce sygnałowej L1 modułu BICM, jak zilustrowano na fig. 37. Reszta nośników, po przesyłaniu bloków L1 może posiadać wzorce cyklicznego powtarzania zamiast tego wypełniania zerami. [0308] Na fig. 94 zilustrowano przykład elementu odwzorowującego odwrotnie symbole r306-1 modułu demodulacji BICM, jak zilustrowany na fig. 64. Dla przypadku, w którym bloki L1 FEC są powtarzane, jak

34 33 zilustrowano na fig. 93, każdy punkt początkowy bloków L1 FEC może być wyrównywany, łączony (r301f), a następnie odwzorowywany odwrotnie z wykorzystaniem QAM (r302f) w celu uzyskania wzmocnienia zróżnicowania i wzmocnienia SNR. W tym punkcie, element łączący może obejmować procesy wyrównywania i dodawania każdego bloku L1 FEC i dzielenia dodanego bloku L1 FEC. Dla przypadku, w którym tylko część ostatniego bloku FEC jest powtarzana, jak zilustrowano na fig. 93, tylko powtarzana część może być podzielona na tyle części ile wynosi liczba nagłówków bloku FEC, a inna część może być podzielona przez wartość, która jest o jeden mniejsza niż liczba nagłówków bloku FEC. Innymi słowy, liczba dzieląca odpowiada liczbie nośnych, która jest dodana do każdej nośnej. [0309] Na fig. 98 zilustrowano kolejny przykład szeregowania bloku L1. Fig. 98 różni się od fig. 93 tym, że zamiast przeprowadzania wypełniania zerami bloku danych lub powtarzania, gdy bloki L1 nie wypełniają jednego symbolu OFDM, symbol OFDM może być wypełniany z zastosowaniem nadmiarowości parzystości poprzez przeprowadzanie mniejszego przebijania na skróconym/przebitym kodzie w nadajniku. Innymi słowy, gdy przebijanie parzystości (304c) jest przeprowadzane na fig. 38, efektywna sprawność kodowania (code rate) może być określana stosownie do wskaźnika przebijania, a zatem, stosując przebijanie, w którym mniej bitów musi być wypełniane zerami, może zostać obniżona efektywna sprawność kodowania (code rate) i można otrzymać lepszy zysk kodowania. Moduł przebijania odwrotnego parzystości r303a odbiornika, jak zilustrowano na fig. 65, może przeprowadzać przebijanie odwrotne, biorąc pod uwagę mniej przebitą nadmiarowość parzystości. W tym punkcie, ponieważ odbiornik i nadajnik mogą posiadać informację dotyczącą całkowitej wielkości bloku L1, może być obliczany wskaźnik przebijania. [0310] Na fig. 95 zilustrowano kolejny przykład pola sygnalizacji L1. Fig. 95 różni się od fig. 74 tym, że dla przypadku, w którym typ segmentu danych stanowi CCM, może być transmitowany adres początkowy (21 bitów) potoku PLP. To może umożliwić utworzenie ramki transmisyjnej przez nagłówek FECFRAME każdego potoku PLP, bez wyrównywania nagłówka FECFRAME z początkową pozycją ramki transmisyjnej. A zatem, narzut wypełniający, który może występować, gdy szerokość segmentu danych jest mała, może zostać wyeliminowany. W przypadku, gdy typ segmentu danych stanowi CCM, odbiornik może otrzymywać informację ModCod z preambuły na ścieżce sygnałowej L1 modułu demodulatora BICM, jak zilustrowano na fig. 64, zamiast uzyskiwania tej informacji z nagłówka FECFRAME. Dodatkowo, nawet, gdy w przypadkowej lokalizacji ramki transmisyjnej wystąpi przełączanie, synchronizacja FECFRAME może być przeprowadzana bez opóźnienia, ponieważ adres początkowy potoku PLP może być już otrzymany z preambuły. [0311] Na fig. 96 zilustrowano kolejny przykład pól sygnalizacji L1, które mogą zmniejszać adresujący narzut potoku PLP. [0312] Na fig. 97 zilustrowano liczby symboli QAM, które odpowiadają FECFRAME w zależności od typów modulacja. W tym punkcie, największy wspólny dzielnik symbolu QAM wynosi 135, tak więc, narzut log2(135) 7 bitów może zostać zmniejszony. A zatem, fig. 96 różni się od fig. 95 tym, że liczba bitów pola PLP_start może zostać zmniejszona z 21 bitów do 14 bitów. Jest to wynikiem rozważania 135 symboli jako pojedynczej grupy i grupy adresującej. Odbiornik może otrzymywać indeks nośnika OFDM, gdzie potok PLP zaczyna się w ramce transmisyjnej po uzyskaniu wartości pola PLP_start i pomnożeniu jej przez 135. [0313] Na fig. 99 i fig. 101 zilustrowano przykłady elementu przeplatającego symbole 308, który może przeplatać po czasie symbole danych, które są przesyłane od modułu wstawiającego nagłówek ModCod

35 na ścieżkę danych modułu BICM, jak zilustrowano na fig. 37. [0314] Na fig. 99 zilustrowano przykład elementu przeplatającego bloki, który może działać na bazie segment danych. Wartość rzędu oznacza liczbę komórek obciążenia użytecznego w czterech spośród symboli OFDM w jednym segmencie danych. Przeplatanie na podstawie symbolu OFDM może nie być możliwe, ponieważ liczba komórek może zmieniać się pomiędzy sąsiadującymi komórkami OFDM. Wartość kolumny K oznacza głębokość przeplatania po czasie, która może wynosić 1, 2, 4, 8, lub Sygnalizowanie K dla każdego segmentu danych może być przeprowadzane wewnątrz sygnalizacji L1. Element przeplatający po częstotliwości 403, jak zilustrowano na fig. 42, może wykonywać swoje działania przed elementem przeplatającym po czasie 308, jak zilustrowano na fig. 37. [0315] Na fig. 100 zilustrowano wydajność przeplatania elementu przeplatającego po czasie, jak zilustrowany na fig. 99. Założono tu, że wartość kolumny wynosi 2, wartość rzędu wynosi 8, szerokość segmentu danych wynosi 12 komórek danych oraz, że w segmencie danych nie znajdują się ciągłe sygnały pilotujące. Górna figura na fig. 100 ilustruje konstrukcję symbolu OFDM, gdy przeplatanie po czasie nie jest przeprowadzane, a dolna figura ilustruje konstrukcję symbolu OFDM, gdy jest przeprowadzane przeplatanie po czasie. Czarne komórki reprezentują rozproszony sygnał pilotujący, a komórki, które nie są czarne reprezentują komórki danych. Taki sam rodzaj komórek danych reprezentuje symbol OFDM. Na fig. 100, komórki danych, które odpowiadają pojedynczemu symbolowi OFDM są przeplatane do dwóch symboli. Stosowana jest pamięć przeplatania, która odpowiada ośmiu symbolom OFDM, lecz głębokość przeplatania odpowiada tylko dwóm symbolom OFDM, a zatem, nie jest otrzymywana całkowita głębokość przeplatania. [0316] Fig. 101 jest sugerowana do osiągania całkowitej głębokości przeplatania. Na fig. 101, czarne komórki reprezentują rozproszone sygnały pilotujące, a komórki, które nie są czarne reprezentują komórki danych. Element przeplatający po czasie, jak zilustrowany na fig. 101, może być implementowany w postaci elementu przeplatającego bloki i może przeplatać segmenty danych. Na fig. 101, liczba kolumn, K reprezentuje szerokość segmentu danych, numer rzędu, N reprezentuje głębokość przeplatania po czasie i wartość, K może być przypadkową spośród wartości tj., K=1,2,3,... Proces przeplatania obejmuje zapisywanie komórki danych w kolumnie w sposób kręty oraz odczytywanie w kierunku wyznaczanym przez kolumny, wyłączając pozycje sygnału pilotującego. Oznacza to, że można powiedzieć, że przeplatanie jest przeprowadzane w sposób skręcony wiersz-kolumna. [0317] Dodatkowo, w nadajniku, komórki, które są odczytywane w kolumnie w sposób kręty z pamięci przeplatania, odpowiadają pojedynczemu symbolowi OFDM, a pozycje sygnału pilotującego symboli OFDM mogą być zachowywane podczas przeplatania komórek. [0318] Także, w odbiorniku, komórki, które są odczytywane w kolumnie w sposób kręty z pamięci rozplatania, odpowiadają pojedynczemu symbolowi OFDM, a pozycje sygnału pilotującego symboli OFDM mogą być zachowywane, podczas rozplatania po czasie komórek. [0319] Na fig. 102 zilustrowano osiągi przeplatania po czasie przedstawionego na fig Dla porównania z fig. 99, założono, że numer rzędu wynosi 8, szerokość segmentu danych wynosi 12 komórek danych, oraz, że w segmencie danych nie znajdują się ciągłe sygnały pilotujące. Na fig. 102, komórki danych odpowiadające pojedynczemu symbolowi OFDM są przeplatane do ośmiu symboli OFDM. Jak zilustrowano na fig. 102, stosowana jest pamięć przeplatania, która odpowiada ośmiu symbolom OFDM i wynikająca głębokość przeplatania odpowiada ośmiu symbolom OFDM, a zatem, uzyskiwana jest całkowita głębokość przeplatania.

36 35 [0320] Element przeplatający po czasie, jak zilustrowano na fig. 101, może być korzystny pod tym względem, że całkowita głębokość przeplatania może być otrzymywana z zastosowaniem identycznej pamięci; głębokość przeplatania może być elastyczna, w przeciwieństwie do fig. 99; a w konsekwencji, długość ramki transmisyjnej może być także elastyczna, tj., rzędy nie muszą być wielokrotnościami czterech. Dodatkowo, element przeplatający po czasie stosowany dla segmentu danych, może być identyczny dla sposobu przeplatania stosowanego dla preambuły i także może mieć wspólność z cyfrowym systemem nadawania, który wykorzystuje ogólną multipleksację OFDM. W szczególności, element przeplatający po czasie 308, jak zilustrowany na fig. 37, może być stosowany przed użyciem elementu przeplatającego po częstotliwości 403, jak zilustrowany na fig. 42. Biorąc pod uwagę złożoność odbiornika, może nie być wymagana żadna dodatkowa pamięć, inna niż dodatkowa adresowa logika sterująca, która może wymagać bardzo małej złożoności. [0321] Na fig. 103 zilustrowano odpowiedni element rozplatający w dziedzinie symbolu (r308) w odbiorniku. Element ten może przeprowadzać rozplatanie po odebraniu sygnału wyjściowego od modułu usuwającego nagłówek ramki r401. W procesach rozplatania, w porównaniu do fig. 99, procesy zapisywania i odczytywania przeplatania bloku są odwrócone. Poprzez zastosowanie informacji o pozycji sygnału pilotującego, element rozplatający po czasie może przeprowadzać wirtualne rozplatanie nie przez zapisywanie w lub odczytywanie z pozycji sygnału pilotującego w pamięci elementu przeplatającego, a poprzez zapisywanie w lub odczytywanie z pozycji komórki danych w pamięci elementu przeplatającego. Rozpleciona informacja może być wyprowadzana do modułu wydobywającego ModCod r307. [0322] Na fig. 104 zilustrowano kolejny przykład przeplatania po czasie. Można tu przeprowadzać zapisywanie w kierunku ukośnym i odczytywanie rząd po rzędzie. Tak jak na fig. 101, przeplatanie jest przeprowadzane, biorąc pod uwagę pozycje sygnału pilotującego. Odczytywanie i zapisywanie nie jest przeprowadzane dla pozycji sygnału pilotującego, lecz pamięć przeplatania jest udostępniana przez uwzględnianie tylko pozycji komórki danych. [0323] Na fig. 105 zilustrowano wynik przeplatania z zastosowaniem sposobu pokazanego na fig Porównując z fig. 102, komórki o takich samych wzorcach są rozpraszane nie tylko w dziedzinie czasu, lecz także w dziedzinie częstotliwości. Innymi słowy, całkowita głębokość przeplatania może być otrzymywana zarówno w dziedzinie czasu, jak i częstotliwości. [0324] Na fig. 108 zilustrowano element rozplatający w dziedzinie symbolu r308 odpowiedniego odbiornika. Sygnał wyjściowy modułu usuwającego nagłówek ramki r401 może być rozplatany. Porównując z fig. 99, rozplatanie zmienia kolejność odczytywania i zapisywania. Element rozplatający po czasie może wykorzystywać informację o pozycji sygnału pilotującego do przeprowadzania wirtualnego rozplatania tak, że na pozycjach sygnału pilotującego nie jest przeprowadzane żadne odczytywanie ani zapisywanie, lecz odczytywanie lub zapisywanie może być przeprowadzane tylko na pozycjach komórki danych. Rozplecione dane mogą być wyprowadzane do modułu wydobywającego ModCod r307. [0325] Na fig. 106 zilustrowano przykład sposobu adresowania przedstawionego na fig NT oznacza głębokość przeplatania po czasie, a ND oznacza szerokość segmentu danych. Założono tu, że wartość rzędu, N wynosi 8, szerokość segmentu danych wynosi 12 komórek danych, a w segmencie danych nie znajdują się ciągłe sygnały pilotujące. Na fig. 106 przedstawiono sposób generowania adresów do zapisywania danych w pamięci przeplatania po czasie, gdy nadajnik wykonuje przeplatanie po czasie. Adresowanie zaczyna się od pierwszego adresu z Adresem Rzędu (RA) = 0 i Adresem Kolumny (CA) =

37 36 0. W każdym przypadku adresowania, RA i CA są zwiększane. Dla RA, może być przeprowadzana operacja modulo z zastosowaniem symboli OFDM stosowanych w elemencie przeplatającym po czasie. Dla CA, może być przeprowadzana operacja modulo z zastosowaniem liczby nośnych, która odpowiada szerokości segmentu danych. RA może być zwiększane o 1, gdy nośne które odpowiadają segmentowi danych są zapisywane w pamięci. Zapisywanie w pamięci może być przeprowadzane tylko, gdy lokalizacja bieżącego adresu nie jest lokalizacją sygnału pilotującego. Jeśli lokalizacja bieżącego adresu stanowi lokalizację sygnału pilotującego, zwiększana może być tylko wartość adresu. [0326] Na fig. 106, liczba kolumn, K reprezentuje szerokość segmentu danych, numer rzędu, N reprezentuje głębokość przeplatania po czasie, wartość, K może być przypadkową spośród wartości tj., K=1,2,3,... Proces przeplatania może obejmować zapisywanie komórki danych w kolumnie w sposób kręty i odczytywanie w kierunku kolumny, wyłączając pozycje sygnału pilotującego. Innymi słowy, wirtualna pamięć przeplatania może obejmować pozycje sygnału pilotującego, lecz pozycje sygnału pilotującego mogą być wykluczone w przeplataniu rzeczywistym. [0327] Na fig. 109 zilustrowano rozplatanie, proces odwrotny do przeplatania po czasie, jak zilustrowane na fig Zapisywanie rząd po rzędzie i odczytywanie w kierunku ukośnym może przywracać komórki w pierwotnych sekwencjach. [0328] Sposób adresowania stosowany w nadajniku może być stosowany w odbiorniku. Odbiornik może zapisywać rząd po rzędzie otrzymane dane w pamięci elementu rozplatającego po czasie i może odczytywać zapisane dane z zastosowaniem wygenerowanych wartości adresowych i informacje o lokalizacji sygnału pilotującego, które mogą być generowane w podobny sposób jak w przypadku nadajnika. Jako alternatywny sposób, do odczytywania rząd po rzędzie można stosować wygenerowane wartości adresowe i informacje o sygnale pilotującym, które były stosowane do zapisywania. [0329] Te sposoby mogą być stosowane w preambule, która przesyła L1. Ponieważ każdy symbol OFDM, który obejmuje preambułę może mieć sygnały pilotujące w identycznych lokalizacjach, można przeprowadzać albo przeplatanie odnoszące się do wartości adresowych, biorąc pod uwagę lokalizacje sygnału pilotującego lub przeplatanie odnoszące się do wartości adresowych bez uwzględniania lokalizacji sygnału pilotującego. Dla przypadku odnoszącego się do wartości adresowych bez uwzględniania lokalizacji sygnału pilotującego, nadajnik za każdym razem przechowuje dane w pamięci przeplatania po czasie. W takim przypadku, wielkość pamięci wymaganej do przeprowadzania przeplatania/rozplatania preambuł w odbiorniku lub nadajniku staje się identyczna z liczbą komórek obciążenia użytecznego występujących w symbolach OFDM stosowanych dla przeplatania po czasie. [0330] Na fig. 107 zilustrowano kolejny przykład przeplatania po czasie L1. W tym przykładzie, przeplatanie po czasie może umieszczać nośne we wszystkich symbolach OFDM, chociaż wszystkie nośne mogłyby być umiejscowione w pojedynczym symbolu OFDM, gdyby nie zostało przeprowadzone przeplatanie po czasie. Na przykład, dla danych umiejscowionych w pierwszym symbolu OFDM, pierwsza nośna pierwszego symbolu OFDM będzie umiejscowiona w jej pierwotnej lokalizacji. Druga nośna pierwszego symbolu OFDM będzie umiejscowiona w drugim indeksie nośnika drugiego symbolu OFDM. Innymi słowy, nośna i-tych danych, która jest zlokalizowana w n-tym symbolu OFDM będzie umiejscowiona w i-tym indeksie nośnika (i+n) mod N-tego symbolu OFDM, w których i = 0, 1, 2..., liczba nośnych-1, n = 0, 1, 2...,N-1, i N oznacza liczbę symboli OFDM stosowanych w przeplataniu po czasie L1. W tym sposobie przeplatania po czasie L1, można powiedzieć, że przeplatanie dla wszystkich symboli OFDM jest przeprowadzane w skręcony sposób, jak zilustrowano na fig Nawet jeśli pozycje

38 37 sygnału pilotującego nie zostały zilustrowane na fig. 107, jak wspomniano powyżej, przeplatanie może być stosowane do wszystkich symboli OFDM zawierających symbole sygnału pilotującego. Oznacza to, że można powiedzieć, że przeplatanie może być przeprowadzane dla wszystkich symboli OFDM bez uwzględniania pozycji sygnału pilotującego lub niezależnie od tego czy symbole OFDM są symbolami sygnału pilotującego czy też nie. [0331] Jeśli wielkość bloku LDPC stosowanego w L1 jest mniejsza niż wielkość pojedynczego symbolu OFDM, pozostałe nośne mogą zawierać kopie części bloku LDPC lub mogą być wypełnione zerami. W tym punkcie można przeprowadzać takie same przeplatanie po czasie jak powyżej. Podobnie, na fig. 107, odbiornik może przeprowadzać rozplatanie wykorzystując przechowywanie w pamięci wszystkich bloków stosowanych w przeplataniu po czasie L1 oraz odczytywanie bloków w kolejności, w której były przeplatane, tj., w kolejności liczb zapisanych w blokach, jak pokazano na fig [0332] Gdy wykorzystywany jest element przeplatający bloki, jak zilustrowano na fig. 106, stosowane są dwie pamięci buforowe. W szczególności, podczas gdy jedna pamięć buforowa przechowuje symbole wejściowe, poprzednie symbole wejściowe mogą być odczytywane z innej pamięci buforowej. Po przeprowadzeniu tych procesów dla jednego bloku przeplatającego symbole, może być przeprowadzane rozplatanie, wykorzystując przełączanie kolejności odczytywania i zapisywania, ażeby uniknąć konfliktu dostępu do pamięci. Ten styl rozplatania typu ping-pong może mieć prostą logikę generowania adresu. Jednakże, zastosowanie dwóch pamięci buforowych przeplatania symboli może zwiększać złożoność sprzętową. [0333] Na fig. 110 przedstawiono przykład elementu rozplatającego w dziedzinie symbolu r308 lub r308-1, jak zilustrowano na fig. 64. Ta zaproponowana realizacja wynalazku może wykorzystywać tylko pojedynczą pamięć buforową do przeprowadzania rozplatania. Po wygenerowaniu wartości adresu przez logikę generowania adresu, wartość adresu może być wyprowadzana z pamięci buforowej i może zostać przeprowadzone przeniesienie operacji z wykorzystaniem przechowywania symbolu, który jest wprowadzany do tego samego adresu. Dzięki zastosowaniu tych procesów można uniknąć konfliktu dostępu do pamięci podczas odczytywania i zapisywania. Dodatkowo, rozplatanie symboli może być przeprowadzane z zastosowaniem tylko pojedynczej pamięci buforowej. Można zdefiniować parametry w celu wyjaśnienia tej zasady generowania adresu. Jak zilustrowano na fig. 106, liczba rzędów pamięci rozplatania może być zdefiniowana jako głębokość przeplatania po czasie, D, a liczba kolumn pamięci rozplatania może być zdefiniowana jako szerokość segmentu danych, W. Następnie, generator adresu może generować następujące adresy. i-ta próbka na j-tym bloku, włączając sygnał pilotujący i=0,1,2,...,n-1; N=D*W; Ci,j=i mod W; Tw=((Ci,j mod D) *j) mod D; Ri,j=((i div W)+Tw) modd; Li,j(1)=Ri,j*W+Ci,j; Lub

39 38 Li,j(2)=Ci,j*D+Ri,j; [0334] Adresy zawierają pozycje sygnału pilotującego, a zatem, założone jest, że symbole wejściowe zawierają pozycje sygnału pilotującego. Jeśli symbole wejściowe, które zawierają tylko symbole danych muszą być przetwarzane, może być wymagana dodatkowa logika sterująca, która pomija odpowiadające adresy. W tym punkcie, i reprezentuje indeks symboli wejściowych, j reprezentuje indeks wejściowego bloku przeplatania, a N=D*W reprezentuje długość bloku przeplatania. Operacja Mod reprezentuje operację modulo, która daje resztę po dzieleniu. Operacja Div reprezentuje operację dzielenia, która daje iloraz po dzieleniu. Ri,j i Ci,j reprezentują odpowiednio adres rzędu i adres kolumny wejścia i-tego symbolu j-tego bloku przeplatania. Tw reprezentuje wartość skręcenia kolumny dla adresów, w których są umiejscowione symbole. Innymi słowy, każda kolumna może być uznana za pamięć buforową, w której przeprowadzane jest niezależne skręcenie stosownie do wartości Tw. Li,j reprezentuje adres, gdy pojedyncza pamięć buforowa jest implementowana w jednym wymiarze pamięci sekwencyjnej, a nie w dwóch wymiarach. Li,j może mieć wartości od 0 do (N-1). Dwa różne sposoby są możliwe. Li,j(1) jest stosowany, gdy matryca pamięci jest połączona rząd po rzędzie i Li,j(2) jest stosowany, gdy matryca pamięci jest połączona kolumna po kolumnie. [0335] Na fig. 111 zilustrowano przykład adresów rzędów i kolumn dla rozplatania po czasie, gdy D wynosi 8, a W wynosi 12. J zaczyna się od j=0 i dla każdej wartości j, pierwszy rząd może reprezentować adres rzędu, a drugi rząd może reprezentować adres kolumny. Na fig. 111 zilustrowano tylko adresy pierwszych 24 symboli. Każdy indeks kolumny może być identyczny z indeksem symboli wejściowych i. [0336] Na fig. 113 zilustrowano przykład nadajnika OFDM z zastosowaniem segmentu danych. Jak zilustrowano na fig. 113, nadajnik może obejmować ścieżkę danych PLP, ścieżkę sygnałową L1, konstruktora ramki, i część modulacji OFDM. Ścieżka danych PLP jest wskazywana przez bloki z liniami poziomymi i liniami pionowymi. Ścieżka sygnałowa L1 jest wskazywana przez bloki ze skośnymi liniami. Moduły przetwarzania wejściowego 701-0, 701-N, 701-K, i 701-M mogą obejmować bloki i sekwencje modułu interfejsu wejściowego 202-1, modułu synchronizującego strumień wejściowy 203-1, modułu kompensacji opóźnienia 204-1, modułu kasującego pakiety zerowe 205-1, kodera CRC 206-1, modułu wstawiającego nagłówek BB 207-1, i modułu mieszającego BB 209 przeprowadzane dla każdego potoku PLP, jak zilustrowano na fig. 35. Moduły FEC 702-0, 702-N, 702-K, i 702-M mogą obejmować bloki i sekwencje modułu zewnętrznego kodowania 301 i modułu wewnętrznego kodowania 303, jak zilustrowano na fig. 37. Moduł FEC 702-L1 stosowany na ścieżce L1 może obejmować bloki i sekwencje modułu zewnętrznego kodowania i modułu skróconego/przebitego wewnętrznego kodowania 303-1, jak zilustrowano na fig. 37. Moduł sygnału L1 700-L1 może generować informację L1 wymaganą do objęcia ramki. [0337] Moduły przeplatania bitów 703-0, 703-N, 703-K, i 703-M mogą obejmować bloki i sekwencje wewnętrznego elementu przeplatającego 304 i demultipleksera bitów 305, jak zilustrowano na fig. 37. Moduł przeplatania bitów 703-L1 stosowany na ścieżce L1 może obejmować bloki i sekwencje modułu wewnętrznego przeplatania i demultipleksera bitów 305-1, jak zilustrowano na fig. 37. Moduły odwzorowujące symbole 704-0, 704-N, 704-K, i 704-M mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami elementu odwzorowującego symbole 306 pokazanego na fig. 37. Moduł odwzorowujący symbole 704-L1 stosowany na ścieżce L1 może wykonywać funkcje identyczne z funkcjami elementu odwzorowującego symbole pokazanego na fig. 37. Moduły nagłówka FEC 705-0, 705-N, 705-K, i 705-M mogą

40 39 wykonywać funkcje identyczne z funkcjami modułu wstawiającego nagłówek ModCod 307 pokazanego na fig. 37. Moduł nagłówka FEC 705-L1 dla ścieżki L1 może wykonywać funkcje identyczne z funkcjami modułu wstawiającego nagłówek ModCod pokazanego na fig. 37. [0338] Moduły odwzorowujące segmenty danych i 706-K mogą umieszczać bloki FEC w odpowiadających im segmentach danych i mogą przesyłać umieszczone bloki FEC, gdzie bloki FEC odpowiadają potokom PLP, które są przypisane do każdego segmentu danych. Element odwzorowujący preambułę 707-L1 może umieszczać bloki FEC sygnalizacji L1 w preambułach. Bloki FEC sygnalizacji L1 są nadawane w preambułach. Moduły przeplatające po czasie i 708-K mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami elementu przeplatającego symbole 308, pokazanego na fig. 37, który może przeplatać segmenty danych. Element przeplatający po czasie 708-L1 stosowany na ścieżce L1 może wykonywać funkcje identyczne z funkcjami elementu przeplatającego symbole 308-1, pokazanego na fig. 37. [0339] Alternatywnie, element przeplatający po czasie 708-L1 stosowany na ścieżce L1 może wykonywać identyczne funkcje z elementem przeplatającym symbole pokazanym na fig. 37, lecz tylko na symbolach preambuły. [0340] Elementy przeplatające po częstotliwości i 709-K mogą przeprowadzać przeplatanie częstotliwościowe na segmentach danych. Element przeplatający po częstotliwości 709-L1 stosowany na ścieżce L1 może przeprowadzać przeplatanie częstotliwościowe stosownie do szerokości pasma częstotliwości preambuły. [0341] Moduł generujący sygnały pilotujące 710 może generować sygnały pilotujące, które są odpowiednie dla ciągłego sygnału pilotującego (CP), rozproszonego sygnału pilotującego (SP), zbocza segmentu danych, i preambuły. Ramka może być konstruowana (711) poprzez szeregowanie segmentu danych, preambuły, i sygnału pilotującego. Moduł IFFT 712 i moduł wstawiający GI 713 mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami odpowiednio bloków modułu IFFT 501 i modułu wstawiającego GI 503 pokazanych na fig. 51. Na koniec, moduł DAC 714 może konwertować sygnały cyfrowe na sygnały analogowe i przekształcone sygnały mogą być transmitowane. [0342] Na fig. 114 zilustrowano przykład odbiornika OFDM, który wykorzystuje segment danych. Na fig. 114, tuner r700 może wykonywać funkcję modułu tuner/agc r603 oraz funkcje modułu konwertującego w dół r602 pokazanego na fig. 61. ADC r701 może konwertować odbierane sygnały analogowe na sygnały cyfrowe. Moduł synchronizujący czas/częstotliwość r702 może wykonywać funkcje identyczne z funkcjami modułu synchronizującego czas/częstotliwość r505 pokazanego na fig. 62. Moduł wykrywający ramkę r703 może wykonywać funkcje identyczne z funkcjami modułu wykrywającego ramkę r506 pokazanego na fig. 62. [0343] W tym punkcie, po przeprowadzeniu synchronizacji po czasie/częstotliwości, synchronizacja może być ulepszana poprzez zastosowanie preambuły w każdej ramce, która jest przesyłana od modułu wykrywającego ramkę r703 podczas procesu trasowania. [0344] Moduł usuwający GI r704 i moduł FFT r705 mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami odpowiednio modułu usuwającego GI r503 i modułu FFT r502 pokazanych na fig. 62. [0345] Moduł oszacowujący kanał r706 i moduł wyrównujacy kanał r707 mogą przeprowadzać część oszacowywania kanału i część korygowania modułu Est/Eq kanału r501, jak zilustrowano na fig. 62. Parser ramki r708 może wyprowadzać segment danych i preambułę, w których nadawane są usługi wybrane przez użytkownika. Bloki wskazywane przez skośne linie przetwarzają preambułę. Bloki

41 40 wskazywane przez linie poziome, które mogą obejmować wspólne potoki PLP, przetwarzają segmenty danych. Element rozplatania w dziedzinie częstotliwości r709-l1 stosowany na ścieżce L1 może przeprowadzać rozplatanie po częstotliwości wewnątrz szerokości pasma częstotliwości preambuły. Element rozplatania w dziedzinie częstotliwości r709 stosowany na segmencie ścieżki danych może przeprowadzać rozplatanie po częstotliwości wewnątrz segmentu danych. Moduł dekodowania nagłówka FEC r712-l1, element rozplatający po czasie r710-l1, i element odwzorowujący odwrotnie symbole r713-l1 stosowane na ścieżce L1 mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami modułu wydobywającego ModCod r307-1, elementu rozplatającego w dziedzinie symbolu r308-1, i elementu odwzorowującego odwrotnie symbole r306-1, pokazanych na fig. 64. [0346] Element rozplatający bity r714-l1 może obejmować moduły i sekwencje demultipleksera bitów r305-1 i wewnętrznego elementu rozplatającego r304-1, jak zilustrowano na fig. 64. Moduł dekodowania FEC r715-l1 może obejmować moduły i sekwencje modułu skróconego/przebitego wewnętrznego kodowania r303-1 i zewnętrznego modułu dekodowania r301-1, pokazanych na fig. 64. W tym punkcie, sygnał wyjściowy ścieżki L1 może stanowić informacja o sygnalizacji L1 i może być przesyłany do kontrolera systemowego w celu przywracania danych PLP, które są nadawane w segmentach danych. [0347] Element rozplatający po czasie r710 stosowany na segmencie ścieżki danych może wykonywać funkcje identyczne z funkcjami elementu rozplatającego w dziedzinie symbolu r308 pokazanego na fig. 64. Parser segmentu danych r711 może wyprowadzać wybrany przez użytkownika potok PLP z segmentów danych i, jeśli jest to niezbędne, wspólne potoki PLP związane z wybranym przez użytkownika potokiem PLP. Moduły dekodowania nagłówka FEC r712-c i r712-k mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami modułu wydobywającego ModCod r307 pokazanego na fig. 64. Elementy odwzorowujące odwrotnie symbole r713-c i r713-k mogą wykonywać funkcje identyczne z funkcjami elementu odwzorowującego odwrotnie symbole r306 pokazanego na fig. 64. [0348] Element rozplatający bity r714-c i r714-k może obejmować bloki i sekwencje demultipleksera bitów r305 i wewnętrznego elementu rozplatającego r304, jak zilustrowane na fig. 64. Moduł dekodowania FEC r715-c i r715-k może obejmować bloki i sekwencje wewnętrznego dekodera r303 i zewnętrznego dekodera r301, jak zilustrowane na fig. 64. Na koniec, procesor wyjściowy r716-c i r716-k może obejmować bloki i sekwencje deszyfratora BB r209, modułu usuwającego nagłówek BB r207-1, dekodera CRC r206-1, modułu wstawiającego pakiet zerowy r205-1, elementu odzyskującego opóźnienie r204-1, elementu odzyskującego zegar wyjściowy r203-1, i modułu interfejsu wyjściowego r202-1, których funkcje są przeprowadzane dla każdego potoku PLP na fig. 35. W przypadku, gdy stosowane są wspólne potoki PLP, to wówczas wspólne potoki PLP i PLP danych związane ze wspólnymi potokami PLP mogą być przesyłane do elementu łączącego ponownie TS i mogą być przekształcane w wybrane przez użytkownika potoki PLP. [0349] W odniesieniu do fig. 114 należy zauważyć, że w odbiorniku, bloki na ścieżce L1 nie mają symetrycznie ustalonej kolejności do nadajnika w przeciwieństwie do ścieżki danych, gdzie bloki są rozmieszczone symetrycznie lub w sekwencji przeciwległej do nadajnika. Innymi słowy, dla ścieżki danych, element rozplatania w dziedzinie częstotliwości r709, element rozplatający po czasie r710, parser segmentu danych r711, i dekoder nagłówka FEC r712-c i r712-k mają ustalone położenie. Jednakże, dla ścieżki L1, element rozplatający po częstotliwości r709-l1, dekoder nagłówka FEC r712- L1, i element rozplatający po czasie r710-l1 mają ustalone położenie. [0350] Na fig. 112 zilustrowano przykład ogólnego przeplatania bloku w obszarze symboli danych, gdzie

42 41 nie są stosowane sygnały pilotujące. Jak można zobaczyć na fig. 112a, pamięć przeplatania może być wypełniona bez czarnych sygnałów pilotujących. W celu utworzenia prostokątnej pamięci, jeśli jest to niezbędne, można stosować komórki wypełniające. Na fig. 112a, komórki wypełniające są wskazane jako komórki ze skośnymi liniami. W tym przykładzie, ponieważ jeden ciągły sygnał pilotujący może pokrywać się z jednym rodzajem wzorca rozproszonego sygnału pilotującego, wymagane są w sumie trzy komórki wypełniające podczas czasu trwania czterech symboli OFDM. W końcu, na fig. 112b pokazano zawartość przeplatanej pamięci. [0351] Jak na fig. 112a, można przeprowadzać albo zapisywanie rząd po rzędzie i przeprowadzanie skręcenia kolumn; lub zapisywanie w skręcony sposób od początku. Wyjście elementu przeplatającego może obejmować odczytywanie rząd po rzędzie z pamięci. Dane wyjściowe, które zostały odczytane mogą być umieszczane, jak pokazano na fig. 112c, gdy rozważane jest nadawanie OFDM. W tym czasie, dla uproszczenia, przeplatanie częstotliwościowe może być ignorowane. Jak widać na fig. 112, zróżnicowanie częstotliwości nie jest tak duże jak to przedstawione na fig. 106, lecz jest utrzymywane na podobnym poziomie. Przede wszystkim, może być to korzystne pod tym względem, że pamięć wymagana do przeprowadzania przeplatania i rozplatania może być optymalizowana. W tym przykładzie, wielkość pamięci może być zmniejszana od W * D do (W-1) * D. Zwiększając szerokość segmentu danych można dalej zmniejszać wielkość pamięci. [0352] Dla sygnałów wejściowych dla elementu rozplatającego po czasie, odbiornik powinien przywracać zawartość pamięci buforowej w postaci środkowej figury z fig. 112, jednocześnie biorąc pod uwagę komórki wypełniające. Zasadniczo, symbole OFDM mogą być odczytywane symbol po symbolu i mogą być zachowywane rząd po rzędzie. Następnie może być przeprowadzane rozkręcenie kolumny odpowiadające jej skręceniu. Sygnał wyjściowy z elementu rozplatającego może być wyprowadzany w postaci odczytywania rząd po rzędzie z pamięci fig. 112a. W ten sposób, w porównaniu do sposobu pokazanego na fig. 106, narzut sygnału pilotującego może być minimalizowany, i w konsekwencji można zminimalizować pamięć przeplatania/rozplatania. [0353] Na fig. 115 zilustrowano przeplatanie po czasie (fig. 115a) i rozplatanie po czasie (fig. 115b). [0354] Na fig. 115a zilustrowano przykład elementu przeplatającego po czasie 708-L1 dla ścieżki L1 przedstawionej na fig Jak pokazano na fig. 115a, przeplatanie po czasie dla preambuły, w której nadawany jest L1, może obejmować przeplatanie komórek danych L1, wyłączając sygnały pilotujące, które są zazwyczaj nadawane w preambule. Sposób przeplatania może obejmować zapisywanie danych wejściowych w kierunku ukośnym (linie ciągłe) i odczytywanie danych rząd po rzędzie (linie przerywane), z zastosowaniem identycznych metod do tych przedstawionych w odniesieniu do fig [0355] Na fig. 115b zilustrowano przykład elementu rozplatającego po czasie r712-l1 na ścieżce L1, jak przedstawiony na fig Jak zilustrowano na fig. 115b, dla preambuły, w której nadawany jest L1, można przeprowadzać rozplatanie komórki danych L1, wyłączając sygnały pilotujące, które są regularnie nadawane w preambule. Metoda rozplatania może być identyczna jak sposób zilustrowany na fig. 109, w którym dane wejściowe są zapisywane rząd po rzędzie (linie ciągłe) i są odczytywane w kierunku ukośnym (linie przerywane). Dane wejściowe nie zawierają żadnego sygnału pilotującego, i w konsekwencji, dane wyjściowe posiadają komórki danych L1, które także nie zawierają sygnału pilotującego. W przypadku, gdy odbiornik wykorzystuje pojedynczą pamięć buforową w elemencie rozplatającym po czasie dla preambuły, może być stosowana pamięć elementu rozplatającego posiadająca konstrukcję generatora adresu, jak zilustrowano na fig. 110.

43 42 [0356] Rozplatanie r712-l1 może być przeprowadzane z zastosowaniem operacji adresowania w następujący sposób: i-ta próbka na j-tym bloku, włączając sygnał pilotujący i=0,1,2,...,n-1; N=D*W; Ci,j=i mod W; Tw=((Ci,j mod D)*j) mod D; Ri,j=((i div W)+Tw) mod D; Li,j(1)=Ri,j*W+Ci,j; lub Li,j(2)=Ci,j*D+Ri,j; [0357] W powyższych operacjach, długość rzędu, W oznacza długość rzędu pamięci przeplatania, jak zilustrowana na fig Długość kolumny, D oznacza głębokość przeplatania preambuły po czasie, stanowiącą liczbę symboli OFDM, które są wymagane do nadawania preambuł. [0358] Na fig. 116 zilustrowano przykład tworzenia symboli OFDM poprzez szeregowanie sygnałów pilotujących i preambuł wejściowych z konstruktora ramki 711, jak zilustrowano na fig Puste komórki tworzą nagłówek L1, który stanowi sygnał wyjściowy nagłówka FEC 705-L1 na ścieżce L1, jak zilustrowano na fig Szare komórki reprezentują ciągłe sygnały pilotujące dla preambuły, które są generowane przez moduł generujący sygnały pilotujące 710, jak zilustrowano na fig Komórki z wzorami reprezentują komórki sygnalizacji L1, które stanowią sygnał wyjściowy elementu odwzorowującego preambułę 707-L1, jak zilustrowano na fig Na fig. 116a przedstawiono symbole OFDM, gdy przeplatanie po czasie jest wyłączone, a na fig. 116b przedstawiono symbole OFDM, gdy przeplatanie po czasie jest włączone. Nagłówek L1 może być wykluczony z przeplatania po czasie, ponieważ nagłówek L1 przesyła informację o długości pola sygnalizacji L1 oraz informację o znaczniku stanu włączone/wyłączone przeplatanie po czasie. Wynika to z tego, że nagłówek L1 jest dodawany przed przeplataniem po czasie. Jak wspomniano powyżej, przeplatanie po czasie jest przeprowadzane, wyłączając komórki sygnału pilotującego. Pozostałe komórki danych L1 mogą być przeplatane, jak zilustrowano na fig. 115, a następnie mogą być przypisywane do podnośnych OFDM. [0359] Na fig. 117 zilustrowano przykład elementów przeplatających po czasie K, które mogą przeplatać symbole danych przesyłane z elementów odwzorowujących segment danych ~ 706-K na ścieżce danych nadajnika OFDM z zastosowaniem segmentu danych pokazanego na fig Przeplatanie po czasie może być przeprowadzany dla każdego segmentu danych. Symbole przeplatane po czasie może być wyprowadzane do elementów przeplatających po częstotliwości K. [0360] Na fig. 117 zilustrowano także przykład prostego elementu przeplatającego po czasie wykorzystującego pojedynczą pamięć buforową. Na fig. 117a zilustrowano konstrukcję symboli OFDM przed przeplataniem po czasie. Bloki o takich samych wzorcach reprezentują taki sam rodzaj symboli OFDM. Na fig. 117b i 117c zilustrowano konstrukcję symboli OFDM po przeplataniu po czasie. Metoda przeplatania po czasie może być podzielona na Typ 1 i Typ 2. Każdy typ może być przeprowadzany alternatywnie dla symboli parzystych i symboli nieparzystych. Stosownie do tego odbiornik może

44 43 przeprowadzać rozplatanie. Jednym z powodów alternatywnego stosowania typu 1 i typu 2 jest zmniejszenie wymaganej pamięci w odbiorniku poprzez zastosowanie pojedynczej pamięci buforowej podczas rozplatania po czasie. [0361] Na fig. 117b zilustrowano przeplatanie po czasie z zastosowaniem przeplatania typu 1. Symbole wejściowe mogą być zapisywane w kierunku ukośnym do dołu i mogą być odczytywane w kierunku wyznaczanym przez rzędy. Na fig. 117c zilustrowano przeplatanie po czasie z zastosowaniem przeplatania typu 2. Symbole wejściowe mogą być zapisywane w kierunku ukośnym do góry i mogą być odczytywane w kierunku wyznaczanym przez rzędy. Różnica pomiędzy typem 1 i typem 2 polega na tym, że kierunek zapisywania symbolu wejściowego jest skierowany albo do góry albo do dołu. Te dwie metody różnią się sposobem zapisywania symboli, jednakże te dwie metody są identyczne w kategoriach wykazywania całkowitej głębokości przeplatania po czasie i całkowitego zróżnicowania częstotliwości. Jednakże, zastosowanie tych metod może spowodować problemy podczas synchronizacji w odbiorniku ze względu na wykorzystywanie dwóch schematów przeplatania. [0362] Możliwe są dwa ewentualne rozwiązania. Pierwszym rozwiązaniem może być sygnalizowanie 1 bitu typu przeplatania pierwszego bloku elementu przeplatającego, który przechodzi pierwszy po każdej preambule przez blok sygnałowy L1 preambuły. Ten sposób przeprowadza prawidłowe przeplatanie poprzez sygnalizowanie. Drugim rozwiązaniem może być tworzenie ramki tak, by miała długość o liczbie parzystej przeplatanych bloków. Stosując ten sposób, pierwszy przeplatany blok każdej ramki może mieć identyczny typ, a zatem, problem dotyczący synchronizacji przeplatanych bloków może zostać rozwiązany. Na przykład, problem związany z synchronizacją może zostać rozwiązany poprzez zastosowanie przeplatania typu 1 do pierwszego przeplatanego bloku i następnie zastosowanie do kolejnych przeplatanych bloków w każdej ramce, kończąc ostatni przeplatany blok każdej ramki z zastosowaniem przeplatania typu 2. Ten sposób wymaga, aby ramka składała się z dwóch bloków przeplatania, lecz może być korzystny pod tym względem, że tak jak w pierwszym sposobie, nie jest wymagane żadne dodatkowe sygnalizowanie. [0363] Na fig. 122 zilustrowano konstrukcję elementu rozplatającego po czasie r710 odbiornika, pokazanego na fig Rozplatanie po czasie może być przeprowadzane na danych wyjściowych elementu rozplatania w dziedzinie częstotliwości r709. Element rozplatający po czasie przedstawiony na fig. 122 reprezentuje schemat rozplatania, który jest procesem odwrotnym do przeplatania po czasie pokazanego na fig Rozplatanie, w porównaniu do fig. 117, będzie posiadało odwrotny sposób odczytywania i zapisywania. Innymi słowy, typ 1 elementu rozplatającego może zapisywać symbole wejściowe w kierunku wyznaczanym przez rzędy i może odczytywać zapisane symbole w kierunku ukośnym do dołu. Typ 2 elementu rozplatającego może zapisywać symbole wejściowe w kierunku ukośnym do dołu i może odczytywać zapisane symbole w kierunku wyznaczanym przez rzędy. Te sposoby mogą umożliwić zapisywanie otrzymanych symboli, przy czym symbole są wcześniej odczytywane, ustalając kierunek zapisywania symboli typu 2 elementu rozplatającego tak, by był identyczny jak kierunek odczytywania symboli typu 1 elementu rozplatającego. A zatem, odbiornik może przeprowadzać rozplatanie z zastosowaniem pojedynczej pamięci buforowej. Dodatkowo może być realizowana prosta implementacja, ponieważ metody rozplatania typu 1 i typu 2 są przeprowadzane albo poprzez zapisywanie i odczytywanie symboli w kierunku ukośnym lub w kierunku wyznaczanym przez rzędy. [0364] Jednakże, zastosowanie tych sposobów może spowodować problem związany z synchronizacją

45 44 w odbiorniku ze względu na wykorzystywanie dwóch schematów przeplatania. Na przykład, rozplatanie typu 1 przeplatanych w sposób typu 2 symboli może spowodować pogarszanie się osiągów. Możliwe są dwa ewentualne rozwiązania. Pierwszym rozwiązaniem może być określenie typu przeplatanego bloku, który przychodzi po preambule, z zastosowaniem 1 bitu typu przeplatania nadawanej części bloku sygnałowego L1. Drugim rozwiązaniem może być przeprowadzanie rozplatania z zastosowaniem typu stosownie do pierwszego bloku przeplatania w ramce, jeśli liczba bloków przeplatania w ramce jest liczbą parzystą. Rozpleciony symbol może być wyprowadzany do parsera segmentu danych r711. [0365] Na fig. 118 zilustrowano logikę generowania adresu, która jest identyczna z logiką generowania adresu pojedynczej pamięci buforowej, gdy element przeplatający bloki wykorzystuje dwie pamięci buforowe, jak na fig Logika generowania adresu może wykonywać identyczne funkcje jak funkcje pokazane na fig Poprzez definiowanie głębokości przeplatania po czasie D jako liczby rzędów pamięci rozplatania i definiując szerokość segmentu danych W jako liczbę kolumn, adresy przedstawione na fig. 118 mogą być generowane przez generator adresu. Adresy mogą obejmować pozycje sygnału pilotującego. W celu przeplatania po czasie symboli wejściowych, które zawierają tylko symbole danych, może być wymagana logika sterująca, która może pomijać adresy. Adresy stosowane w przeplatanych preambułach mogą nie wymagać pozycji sygnału pilotującego i przeplatanie może być przeprowadzane z zastosowaniem bloków L1. Litera i reprezentuje indeks wejściowego symbolu, N=D*W reprezentuje długość bloku przeplatania. Ri i Ci reprezentują odpowiednio adres rzędu i adres kolumny i-tego wejściowego symbolu. Tw reprezentuje wartość skręcenia kolumny lub parametr skręcenia od adresu, gdzie umiejscowiony jest symbol. Li reprezentuje adresy w przypadku, gdy jednowymiarowa pamięć posiadająca pojedynczą pamięć buforowa jest implementowana. Wartości Li mogą wynosić od 0 do (N- 1). W tej jednowymiarowej pamięci, co najmniej dwa sposoby są możliwe. Li(1) oznacza matrycę pamięci sprzęgającą rząd po rzędzie, a Li(2) oznacza matrycę pamięci sprzęgającą kolumna po kolumnie. Odbiornik może wykorzystywać logikę generowania adresu do odczytywania symboli podczas rozplatania. [0366] Na fig. 119 zilustrowano kolejny przykład preambuły. W przypadku, gdy symbol OFDM posiadający wielkość 4K-FFT jest stosowany w paśmie częstotliwości o szerokości 7,61 MHz i szósta nośna w symbolu OFDM oraz nośne na obydwu końcach są stosowane jako sygnały pilotujące, można założyć, że liczba nośnych, które mogą być stosowane w bloku sygnałowym L1 będzie wynosić Gdy łączonych jest wiele kanałów, może występować wiele szerokości pasma częstotliwości preambuły. Liczba nośnych może zmieniać się w zależności od typu sygnałów pilotujących, które mają być stosowane, wielkości FFT, liczby połączonych kanałów, oraz innych czynników. Jeśli wielkość ramki L1_XFEC_FRAME obejmującej nagłówek L1_header (H), który ma być przypisany do pojedynczego symbolu OFDM i bloku L1 FEC (L1_FEC1) jest mniejsza niż pojedynczy symbol OFDM (5w-a-1), to wówczas ramka L1_XFEC_FRAME zawierająca nagłówek L1_header może być powtarzana w celu zapełnienia pozostałej części pojedynczego symbolu OFDM (5w-a-2). Jest to podobne do konstrukcji preambuły przedstawionej na fig. 93. Dla odbiornika w celu odbierania segmentu danych, który jest zlokalizowana w pewnej szerokości pasma częstotliwości połączonych kanałów, okno tunera odbiornika może być umiejscowione w pewnej szerokości pasma częstotliwości. [0367] Jeśli okno tunera odbiornika jest zlokalizowane jako element 5w-a-3 przedstawiony na fig. 119, podczas łączenia powtarzających się ramek L1_XFEC_FRAME może pojawić się nieprawidłowy wynik. Przypadek 1 przedstawiony na fig. 119 może stanowić taki przykład. Odbiornik wykrywa nagłówek

46 45 L1_header (H) w celu zlokalizowania początkowej pozycji nagłówka L1_header (H) wewnątrz okna tunera, lecz znaleziony nagłówek L1_header może być nagłówkiem niekompletnej ramki L1_XFEC_FRAME (5w-a-4). Informacja o sygnalizacji L1 może nie być otrzymana prawidłowo, jeśli długość ramki L1_XFEC_FRAME jest otrzymywana na podstawie tego nagłówka L1_header, a reszta części (5w-a-5) jest dodawana do początkowej pozycji tego nagłówka L1_header. Ażeby zapobiec takiemu przypadkowi, odbiornik może potrzebować dodatkowych operacji w celu znalezienia nagłówka kompletnej ramki L1_XFEC_FRAME. Na fig. 120 zilustrowano takie operacje. W tym przykładzie, w celu znalezienia nagłówka kompletnej ramki L1_XFEC_FRAME, jeśli niekompletna ramka L1_XFEC_FRAME znajduje się w preambule, odbiornik może wykorzystywać co najmniej dwa nagłówki L1_header w celu znalezienia początkowej lokalizacji nagłówka L1_header do łączenia ramki L1_XFEC_FRAME. Najpierw, odbiornik może znaleźć nagłówek L1_header z symbolu preambuły OFDM (5w-b-1). Następnie, stosując długość ramki L1_XFEC_FRAME wewnątrz znalezionego nagłówka L1_header, odbiornik może sprawdzać czy każda ramka L1_XFEC_FRAME w bieżącym symbolu OFDM stanowi kompletny blok (5w-b-2). Jeśli tak nie jest, odbiornik może znaleźć kolejny nagłówek L1_header z bieżącego symbolu preambuły (5w-b-3). Na podstawie obliczonej odległości pomiędzy nowo znalezionym nagłówkiem L1_header i poprzednim nagłówkiem L1_header, może być określane czy dana ramka L1_XFEC_FRAME stanowi kompletny blok (5w-b-4). Następnie, nagłówek L1_header kompletnej ramki L1_XFEC_FRAME może być stosowany jako punkt określający złączenie. Stosując ten punkt określający, ramka L1_XFEC_FRAME może być łączona (5w-b-5). Wykorzystując te procesy, można oczekiwać, że w odbiorniku będzie miał miejsce przypadek 2 lub prawidłowe łączenie pokazane na fig Te procesy mogą być przeprowadzane w dekoderze nagłówka FEC r712-l1 na ścieżce sygnałowej L1, przedstawionym na fig [0368] Na fig. 121 zilustrowano przykład konstrukcji preambuły, która może wyeliminować wspomniane powyżej dodatkowe operacje w odbiorniku. W przeciwieństwie do poprzedniej konstrukcji preambuły, gdy zapełniana jest pozostała część symbolu OFDM, tylko L1-FEC1 ramki L1_XFEC_FRAME, wyłączając nagłówek L1_header (H) może być wielokrotnie zapełniany (5w-c-2). W ten sposób, gdy odbiornik wykrywa początkową pozycję nagłówka L1_header (H) w celu połączenia ramki L1_XFEC_FRAME, nagłówek L1_header tylko kompletnej ramki L1_XFEC_FRAME może zostać znaleziony (5w-c-4), a zatem, bez dodatkowych operacji, ramka L1_XFEC_FRAME może być łączona z zastosowaniem znalezionego nagłówka L1_header. Dlatego też, w odbiorniku procesy, takie jak 5w-b-2, 5w-b-3, i 5w-b-4, pokazane na fig. 120 mogą zostać wyeliminowane. Te procesy i procesy będące odpowiednikami tych procesów mogą być przeprowadzane w dekoderze nagłówka FEC 712-L1 na ścieżce sygnałowej L1 odbiornika przedstawionego na fig. 114 i w nagłówku FEC 705-L1 na ścieżce sygnałowej L1 nadajnika przedstawionego na fig [0369] Element rozplatający po czasie r712-l1 na ścieżce L1 odbiornika przedstawionego na fig. 114 może rozplatać komórki bloku L1 lub komórki z wzorami, wyłączając inne komórki, takie jak nagłówek preambuły i komórki sygnału pilotującego. Komórki bloku L1 są reprezentowane przez komórki z wzorami, jak zilustrowano na fig Na fig. 123 zilustrowano kolejny przykład nadajnika OFDM, który wykorzystuje segmenty danych. Ten nadajnik może mieć identyczną konstrukcję i może wykonywać identyczną funkcję jak nadajnik przedstawiony na fig. 113, z wyjątkiem dodanych i zmodyfikowanych bloków. Element odwzorowujący preambułę 1007-L1 może odwzorowywać bloki L1 i nagłówki bloku L1, które są sygnałami wyjściowymi z nagłówka FEC 705-L1, na symbole preambuły stosowane w ramce

47 46 transmisyjnej. W szczególności, nagłówek bloku L1 może być powtarzany dla każdej preambuły, a blok L1 może być podzielony na tak wiele jak liczba stosowanych preambuł. Element przeplatający po czasie 1008-L1 mogą przeplatać bloki L1, które są podzielone na preambuły. W tym punkcie, nagłówek bloku L1 może brać udział w przeplataniu albo nie. To czy nagłówek bloku L1 bierze udział czy nie może nie zmieniać konstrukcji sygnału nagłówka bloku L1, lecz może zmieniać kolejność przeplatania i nadawania bloków L1. Element powtarzający L1_XFEC 1015-L1 może powtarzać przeplatane po czasie bloki L1_XFEC wewnątrz szerokość pasma częstotliwości preambuły. W tym punkcie, nagłówek bloku L1 może być albo powtarzany w preambule lub nie powtarzany w preambule. [0370] Na fig. 124 zilustrowano kolejny przykład odbiornika OFDM wykorzystującego segmenty danych. Ten odbiornik ma identyczną konstrukcję i może wykonywać identyczną funkcję jak odbiornik przedstawiony na fig. 114, z wyjątkiem dodanych i zmodyfikowanych bloków. Moduł dekodowania nagłówka FEC r1012-l1 może synchronizować nagłówki L1 w preambule. Jeśli nagłówki L1 są powtarzane, nagłówki L1 mogą być łączone w celu uzyskania wzmocnienia SNR. Następnie, moduł dekodowania nagłówka FEC r712-l1 przedstawiony na fig. 114 może przeprowadzać dekodowanie FEC. Proces synchronizacji może dawać lokalizację nagłówka z wykorzystaniem korelowania słowa synchronizującego nagłówka i preambuł. Dla przesunięć częstotliwości o wiele liczb całkowitych, zakres korelacji może być określany z adresowania cyklicznego. [0371] Moduł łączący L1_XFEC r1017-l1 może łączyć bloki L1_XFEC w celu uzyskania wzmocnienia SRN, gdy podzielone bloki L1 są otrzymywane w preambule. Element rozplatający po czasie r1010-l1 może rozplatać po czasie bloki L1 w preambule. W zależności od tego czy nagłówki bloku L1 są przeplatane po czasie w nadajniku czy też nie, nagłówki bloku L1 mogą być odpowiednio rozplatane w odbiorniku. Kolejność rozplatania bloków L1 może być zmieniana w zależności od tego czy nagłówki bloku L1 są przeplatane po czasie w nadajniku czy też nie. Na przykład, gdy przeplatanie po czasie jest włączone (ON), jak na fig. 116, lokalizacja komórki o numerze 33, która jest pierwszą komórką bloku L1 wewnątrz pierwszej preambuły, może się zmienić. Innymi słowy, gdy nagłówki bloku L1 nie biorą udziału w przeplataniu, zostanie otrzymany przeplatany sygnał posiadający lokalizacje komórek, jak zilustrowano na fig Jeśli nagłówki bloku L1 biorą udział w przeplataniu, lokalizacja komórki o numerze 33 musi zostać zmieniona na komórki rozplatane, które są przeplatane ukośnie, z zastosowaniem pierwszej komórki pierwszego nagłówka bloku L1 wewnątrz pierwszej preambuły, jako odniesienia. Element łączący L1_FEC r1018-l1 może łączyć bloki L1, które są podzielone na wiele preambuł do pojedynczego bloku L1 w celu dekodowania FEC. [0372] Stosując dodatkowy 1 bit, pole PLP_type spośród pól sygnalizacji L1, które są nadawane w preambule, może mieć następujące wartości. PLP_type = 00 (wspólny PLP) PLP_type = 01 (PLP normalnych danych) PLP_type = 10 (PLP demultipleksowanych danych) PLP_type = 11 (zarezerwowane) [0373] PLP normalnych danych reprezentuje PLP danych w przypadku, gdy pojedyncza usługa jest nadawana w pojedynczym segmencie danych. PLP demultipleksowanych danych reprezentuje PLP danych, gdy pojedyncza usługa jest demultipleksowana na wiele segmentów danych. Gdy użytkownik zmienia usługę, jeśli sygnalizacja L1 i sygnalizacja L2 są przechowywane w odbiorniku, może zostać wyeliminowane oczekiwanie na informację o sygnalizacji L1 w następnej ramce. Dlatego też, odbiornik

48 47 może skutecznie zmieniać usługi, a użytkownik może uzyskać korzyść polegającą na mniejszym opóźnieniu podczas zmiany usługi. Na fig. 128 zilustrowano konstrukcje sygnału bloku L1, który jest nadawany w preambule, dla strumienia przeplatania po czasie i strumienia rozplatania po czasie. Jak jest widoczne na fig. 128, przeplatanie i rozplatanie może być przeprowadzane nie na całej szerokości pasma częstotliwości preambuły, lecz na podzielonym bloku L1. [0374] Na fig. 129 zilustrowano przykład pola przeplatania po czasie L1 pól sygnalizacji L1, przetwarzanego przez moduł nagłówka FEC 705-L1 na ścieżce L1, pokazany na fig Jak zilustrowano na fig. 129, jeden bit lub dwa bity można stosować dla parametru przeplatania po czasie. Jeśli stosowany jest jeden bit, przeplatanie nie jest przeprowadzane, gdy wartość bitu wynosi 0, a przeplatanie o głębokości symboli OFDM stosowane w symbolach preambuły może być przeprowadzane, gdy wartość bitu wynosi 1. Jeśli stosowane są dwa bity, gdy wartość bitu wynosi 00 przeprowadzane jest przeplatanie o głębokości przeplatania wynoszącej 0 lub przeplatanie nie jest przeprowadzane, natomiast przeplatanie o głębokości symboli OFDM stosowanych w symbolach preambuły może być przeprowadzane, gdy wartość bitu wynosi 01. Przeplatanie posiadające głębokość czterech symboli OFDM może być przeprowadzane, gdy wartość bitu wynosi 10. Przeplatanie posiadające głębokość ośmiu symboli OFDM może być przeprowadzane, gdy wartość bitu wynosi 11. [0375] Odbiornik, w szczególności, dekoder nagłówka FEC r1012-l1 na ścieżce L1 pokazany na fig. 124 może wydobywać parametry przeplatania po czasie (TI) pokazane na fig Stosując te parametry, element rozplatający po czasie r1010-l1 może przeprowadzać rozplatanie stosownie do głębokości przeplatania. Parametry, które są nadawane w nagłówku L1 obejmują wielkość informacji L1 (15 bitów), parametr przeplatania po czasie (maksymalnie 2 bity), i CRC (maksymalnie 2 bity). Jeśli do kodowania pola nagłówka sygnalizacji L1 stosowany jest kod Reed a-muller a RM (16, 32), ponieważ bity, które mogą być nadawane obejmują 16 bitów, nie ma wystarczającej liczby bitów. Na fig. 130 zilustrowano przykład pola sygnalizacji L1, które może być stosowane w takim przypadku oraz sposób wypełniania bloku danych [0376] Na fig. 130 zilustrowano przetwarzanie przeprowadzane w module nagłówka FEC 705-L1 na ścieżce L1 przedstawionym na fig Na fig. 130a, L1( ) w kolumnie pól sygnalizacji reprezentuje wielkość L1, a TI( ) reprezentuje wielkość dla parametrów przeplatania po czasie. W pierwszym przypadku lub, gdy nadawane są wielkości L1 (15 bitów) i TI(1 bit), dodatkowe wypełnianie bloku danych może nie być niezbędne i można uzyskać znaczne osiągi dekodowania nagłówka L1, jednakże, ponieważ nadawana jest informacja o tym, czy przeprowadzać przeplatanie po czasie, czy też nie, w przypadku krótkiego bloku L1, efekt przeplatania nie może być uzyskany. [0377] W drugim przypadku lub, gdy wielkość L1 jest zmniejszona do 1/8 pierwotnej wielkości, nadawanie informacji z liczbami bitów, takich jak L1 (12 bitów), TI(2 bity), i CRC(2 bity) staje się możliwe. A zatem, dla drugiego przypadku można oczekiwać najlepszych osiągów dekodowania L1 i efektu przeplatania po czasie. Jednakże, drugi przypadek wymaga dodatkowego procesu wypełniania, ażeby uzyskać wielkość L1 będącą wielokrotnością ośmiu, jeśli wielkość L1 nie jest wielokrotnością ośmiu. Na fig. 130b przedstawiono metodę wypełniania, która może być przeprowadzana na sygnale L1 (700-L1) przedstawionym na fig Ilustruje to, że wypełnianie jest zlokalizowane po bloku L1 i pokrywa się z kodowaniem CRC. W konsekwencji, w odbiorniku, moduł dekodowania FEC BCH/LDPC r715-l1 na ścieżce L1 przedstawiony na fig. 124 może przeprowadzać dekodowanie FEC, a następnie jeśli nie ma błędu po sprawdzeniu pola CRC, można przeprowadzać analizę składniową bitów stosownie do pola

49 48 bloku sygnałowego L1, po czym wymagany jest proces definiowania reszty bitów, jak wypełnianie lub CRC32, i wyłączanie reszty bitów z parametrów. [0378] W trzecim przypadku lub, gdy wielkość L1 jest wyrażana jako liczba odwzorowanych z wykorzystaniem QAM komórek, a nie liczba bitów, liczba bitów może zostać zmniejszona. W czwartym przypadku, wielkość L1 jest wyrażana nie jako wielkość całego bloku L1, lecz jako wielkość L1 na każdy symbol OFDM. A zatem, dla odbiornika w celu uzyskania wielkości całego bloku L1, przeprowadzone musi zostać mnożenie wielkości bloku L1 w pojedynczym symbolu OFDM przez liczbę symboli OFDM stosowanych w preambule. W tym przypadku, rzeczywista wielkość L1 musi wykluczać wypełnianie. [0379] W piątym przypadku, wyrażając blok L1 nie jako liczbę bitów, lecz jako liczbę odwzorowanych z wykorzystaniem QAM komórek, możliwe jest uzyskanie większej redukcji w bitach. W przypadkach od trzeciego do piątego, pokazane są parametry TI, CRC, oraz liczba niezbędnych do wypełniania bitów. Dla przypadku, w którym wielkość bloku L1 jest wyrażana jako liczba komórek, dla odbiornika w celu uzyskania wielkości L1 w bitach, odbiornik musi pomnożyć liczbę bitów, w których są nadawane tylko komórki przez otrzymaną wielkość L1. Dodatkowo, musi zostać wykluczona liczba bitów wypełniających. [0380] Ostatni przypadek ilustruje zwiększenie całkowitej liczby bitów do 32 bitów poprzez zastosowanie dwóch bloków kodowych RM w nagłówku. Całkowite pola CRC stają się cztero-bitowe, ponieważ każdy blok kodowy RM potrzebuje dwa bity pola CRC. Odbiornik lub dekoder nagłówka FEC r1012-l1 na ścieżce L1, przedstawiony na fig. 124, w celu uzyskania niezbędnych parametrów potrzebuje przeprowadzania dekodowania FEC na w sumie dwóch blokach FEC. Stosując otrzymane parametry, odbiornik, a w szczególności element rozplatający po czasie r1010-l1 na ścieżce L1, przedstawiony na fig. 124, może określać czy ma przeprowadzać rozplatanie czy też nie, i może otrzymywać głębokość rozplatania, jeśli zostanie określone, że rozplatanie ma zostać przeprowadzone. Dodatkowo, moduł dekodowania FEC BCH/LDPC r715-l1 może otrzymywać długość bloku LDPC wymaganą do przeprowadzania dekodowania FEC oraz parametry skracania/przebijania. A zatem można wyeliminować zbyteczne pola wypełniania wymagane do wysyłania sygnału L1 do kontrolera systemowego. [0381] Na fig. 125 zilustrowano przykład przeplatanie po czasie (TI) segmentu danych. Proces TI zakłada, że wszystkie pozycje sygnału pilotującego są znane. Proces TI może wyprowadzać tylko komórki danych, wyłączając sygnały pilotujące. Znając pozycje sygnału pilotującego możliwe jest otrzymanie prawidłowej liczby komórek wyjściowych dla każdego symbolu OFDM. Także, proces TI może być realizowany przez pojedynczą pamięć buforową w odbiorniku. [0382] Na fig. 126 zilustrowano przykład efektywnej implementacji elementu rozplatającego po czasie w odbiorniku. Na fig. 126a zilustrowano cztery różne schematy rozplatania stosownie do realizacji według niniejszego wynalazku. Na fig. 126b zilustrowano pojedynczą pamięć buforową, która przeprowadza rozplatanie. Na fig. 126c zilustrowano przykładowy schemat adresowania bloków L1 w matrycy 2D lub w sekwencji 1D. [0383] Jak zilustrowano na fig. 126a-c, stosując algorytm pojedynczej pamięci buforowej można uzyskać bardziej efektywną implementację elementu rozplatającego po czasie. Algorytm może być charakteryzowany przez odczytywanie komórek wyjściowych z pamięci na początku, a następnie zapisywanie komórek wejściowych, gdzie odczytywane są komórki wyjściowe. Ukośne adresowanie mogą być uważane za adresowanie cykliczne w każdej kolumnie. [0384] Bardziej dokładnie, odnosząc się do fig. 126a, te cztery metody zapisywania i odczytywania

50 49 następnie stosują się do ramek C2, które są otrzymywane w odbiorniku. Pierwsza otrzymana ramka w odbiorniku jest zapisywana w pamięci elementu rozplatającego, jak na fig. 126b, w sposób jak dla zerowego bloku na fig. 126a i odczytywana w sposób jak dla pierwszego bloku. Druga otrzymana ramka jest zapisywana w pamięci elementu rozplatającego na fig. 126b w sposób jak dla pierwszego bloku i odczytywana jak dla drugiego bloku. Trzecia otrzymana ramka jest zapisywana w pamięci elementu rozplatającego na fig. 126b w sposób jak dla drugiego bloku i odczytywana w sposób jak dla trzeciego bloku. Czwarta otrzymana ramka jest zapisywana w pamięci elementu rozplatającego na fig. 126b w sposób jak dla trzeciego bloku i odczytywana w sposób jak dla zerowego bloku, i tak dalej. Oznacza to, że metody zapisywania i odczytywania pokazane na fig. 126a mogą być kolejno i cyklicznie stosowane do ramek C2, które są kolejno otrzymywane. [0385] Proces przeplatania po czasie (TI) może być przeprowadzany na preambułach, jak zilustrowano na fig Pozycje sygnału pilotującego są okresowo i łatwo usuwane i żadne przeplatanie nie jest niezbędne dla nagłówka bloku L1. Wynika to z tego, że nagłówek preambuły niesie parametry TI i zarówno przeplatanie, jak i brak przeplatania mają takie same wyniki z powodu powtarzania. A zatem, tylko komórki sygnalizacji L1 są przeplatane. Pojedyncza pamięć buforowa stosowana w segmencie danych TI może być używana. [0386] Na fig. 128 zilustrowano przepływ przeplatania/rozplatania po czasie preambuły. Przeplatanie może być przeprowadzane w jednym bloku L1, zamiast w całej preambule. W nadajniku, jak zilustrowano na fig. 128a, blok L1 może być kodowany (1), może być przeprowadzany następnie przeplatanie w bloku L1 (2), i przepleciony blok L1 może być powtarzany w preambule. W odbiorniku, jak zilustrowano na fig. 128b, z otrzymanej preambuły (1), blok L1 może być łączony lub synchronizowany i pojedynczy okres bloku L1 może zostać otrzymany (2), a połączony blok L1 może zostać rozpleciony (3). [0387] Na fig. 129 zilustrowano parametry głębokościowe przeplatania po czasie w nagłówku sygnalizacji L1. Do konstrukcji nagłówka L1, RM (16, 32) ma 16 bitów pojemności. Maksymalnie 2 bity CRC może poprawić osiągi RM BER. Wymagane pola sygnalizacji nagłówka L1 obejmują pole L1_info_size (15 bitów), które może wymagać maksymalnie 5 symboli OFDM oraz pole TI_depth (2 bity lub 1 bit). Jednakże, w sumie 18 lub 19 bitów przekracza pojemność nagłówka L1. [0388] Na fig. 131 zilustrowano przykład bloku sygnałowego L1 nadawanego w nagłówku ramki. Informacja o sygnalizacji L1 może być stosowana jako parametry dekodujące w odbiorniku. Szczególnie, moduły na ścieżce sygnałowej L1, przedstawione na fig. 124, mogą przeprowadzać dekodowanie sygnalizacji L1, a moduły na ścieżce PLP, przedstawione na fig. 124, może wykorzystywać parametry, i w ten sposób mogą być dekodowane usługi. Odbiornik może otrzymywać parametry sygnałowego bloku L1 z sygnałów ścieżki L1, które są dekodowane stosownie do kolejności każdego pola oraz długości pola. Poniżej wyjaśniono znaczenie każdego pola i jego zastosowanie. Nazwa każdego pola, liczba bitów dla każdego pola, lub przykład każdego pola może być modyfikowany. [0389] Num_chbon: To pole wskazuje liczbę kanałów stosowanych w łączeniu kanałów. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać całkowitą szerokość pasma częstotliwości stosowanych kanałów. Kanał może mieć 6 MHz, 7 MHz, 8 MHz, lub inne wartości szerokości pasma częstotliwości. [0390] Num_dslice: To pole wskazuje liczbę segmentów danych występujących w połączonym kanale. Po dekodowaniu bloku sygnałowego L1, odbiornik uzyskuje dostęp do pętli, w której zawarta jest informacja o segmentach danych, w celu uzyskania informacji o segmencie danych. Przez zastosowanie

51 50 tego pola, odbiornik może otrzymywać wielkość pętli w celu dekodowania. [0391] Num_notch: To pole wskazuje liczbę pasm wycięcia występujących w połączonym kanale. Po dekodowaniu bloku sygnałowego L1, odbiornik uzyskuje dostęp do pętli, w której zawarta jest informacja o paśmie wycięcia, w celu uzyskania informacji o paśmie wycięcia. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać wielkość pętli w celu dekodowania. [0392] Dla każdego segmentu danych, dslice_id, dslice_start, dslice_width, dslice_ti_depth, dslice_type, dslice_pwr_allocation, i informacja o PLP mogą być nadawane w preambule nagłówka ramki. Segment danych może być uznany za specyficzną szerokość pasma częstotliwości, która zawiera jeden lub więcej potoków PLP. Usługi mogą być nadawane w potokach PLP. Odbiornik potrzebuje uzyskać dostęp do segmentu danych, który zawiera specyficzny potok PLP, w celu dekodowania usług. [0393] Dslice_id: To pole może być stosowane do identyfikacji segmentu danych. Każdy segment danych w połączonym kanale może mieć unikalną wartość. Gdy odbiornik uzyskuje dostęp do jednego z potoków PLP w celu dekodowania usług, to pole może być stosowane dla odbiornika do odróżniania segmentu danych, w którym umiejscowiony jest potok PLP, od innych segmentów danych. [0394] Dslice_start: To pole wskazuje początkową lokalizację segmentu danych w połączonym kanale. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać częstotliwość, w której zaczyna się segment danych. Dodatkowo, strojenie w celu uzyskania dostępu do segmentu danych może być przeprowadzane poprzez zastosowanie tego pola. [0395] Dslice_width: To pole wskazuje szerokość pasma częstotliwości segmentu danych. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać wielkość segmentu danych. Szczególnie, to pole może być stosowane w rozplataniu po czasie, ażeby umożliwić dekodowanie. Wraz z polem dslice_start, odbiornik może określać, którą częstotliwość dekodować z otrzymanych sygnałów RF. Ten proces może być przeprowadzany w tunerze r700 przedstawionym na fig Informacje, takie jak dslice_start i dslice_width mogą być stosowane jako sygnał sterujący tunera (r700). [0396] Dslice_ti_depth: To pole wskazuje głębokość elementu przeplatającego po czasie stosowanego na przeplatanych po czasie segmentach danych. Wraz z polem dslice_width, odbiornik może otrzymywać szerokość i głębokość rozplatania po czasie i może przeprowadzać rozplatanie po czasie. Na fig. 132 zilustrowano przykład pola dslice_ti_depth. W tym przykładzie, 1, 4, 8, lub 16 symboli OFDM jest stosowanych w procesie przeplatania po czasie. Proces ten jest przeprowadzany w elemencie rozplatającym po czasie r710 przedstawionym na fig Dslice_width i dslice_ti_depth mogą być stosowane jako sygnał sterujący. [0397] Dslice_type: To pole wskazuje typ segmentu danych. Typ 1 segmentu danych zawiera pojedynczy potok PLP i ten potok PLP wykorzystuje CCM (stałe kodowanie i modulacja). Typ 2 segmentu danych reprezentuje wszystkie inne rodzaje segmentów danych. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może przeprowadzać dekodowanie stosownie do potoku PLP. PLP typu 1 nie posiada nagłówka FECFRAME, a zatem odbiornik nie szuka nagłówka FECFRAME. Dla typu 2, odbiornik szuka nagłówka FECFRAME potoku PLP w celu uzyskania informacji MODCOD. Na fig. 133 zilustrowano przykład pola dslice_type. Przez zastosowanie tego pola, parser segmentu danych r711 przedstawiony na fig. 124 może kontrolować dekodery nagłówka FEC r712-c, k. [0398] Dslice_pwr_allocation: To pole wskazuje moc segmentu danych. Każdy segment danych może mieć różną moc od innych segmentów danych. Wynika to z dostosowania połączenia do sieci kablowej. Odbiornik może wykorzystywać to pole do kontrolowania mocy otrzymanego segmentu danych. Tuner

52 51 r700 przedstawiony na fig. 124 może regulować wzmocnienie sygnału przez zastosowanie tego pola. [0399] Num_plp: To pole wskazuje liczbę potoków PLP w segmencie danych. Po dekodowaniu bloku sygnałowego L1, odbiornik uzyskuje dostęp do pętli, która obejmuje informację o PLP. Przez zastosowanie tego pola odbiornik może otrzymywać wielkość pętli i dekodować potoki PLP. [0400] Dla każdego potoku PLP, plp_id, plp_type, ponowne przetwarzanie PSI/SI, plp_payload_type, plp_modcod, i plp_start_addr mogą być nadawane w nagłówku ramki (preambuła). Każdy PLP może nadawać jeden lub więcej strumieni lub pakietów, takich jak TS i GSE. Odbiornik może otrzymywać usługi poprzez dekodowanie potoków PLP, w których nadawane są usługi. [0401] Plp_id: To pole jest identyfikatorem potoku PLP i ma unikalną wartość dla każdego potoku PLP w połączonym kanale. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może uzyskiwać dostęp do potoku PLP, w którym znajduje się usługa z dekodowania. To pole może służyć do identycznego celu z plp_id nadawanym w nagłówku FECFRAME. Dekodery nagłówka FEC r712-c, k na fig. 124, mogą uzyskiwać dostęp do niezbędnego potoku PLP przez zastosowanie tego pola. [0402] Plp_type: To pole wskazuje czy typ potoku PLP stanowi PLP wspólny czy PLP danych. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może znaleźć wspólne potoki PLP i może otrzymywać informacje wymagane do dekodowania pakietu TS ze wspólnych potoków PLP. Następnie, odbiornik może dekodować pakiet TS wewnątrz potoku PLP danych. Na fig. 134 zilustrowano przykład pola plp_type. [0403] Ponowne przetwarzanie PSI/SI: To pole wskazuje czy zostało przeprowadzone ponowne przetwarzanie PSI/SI odbieranego sygnału czy też nie. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może określać czy powołać się na PSI/SI specyficznej usługi z nadawanej usługi. Jeśli odbiornik nie może powołać się na PSI/SI specyficznej usługi z nadawanej usługi, PSI/SI, do którego może odnosić się specyficzna usługa może na przykład być nadawane poprzez wspólne potoki PLP. Dzięki zastosowaniu tej informacji, odbiornik może dekodować usługi. [0404] Plp_payload_type: To pole wskazuje typ obciążenia użytecznego danych, które transmituje potok PLP. Odbiornik może wykorzystywać to pole przed dekodowaniem danych wewnątrz potoków PLP. Jeśli odbiornik nie może dekodować specyficznego typu danych, można zapobiec dekodowanie potoku PLP, który zawiera ten specyficzny typ danych. Na fig. 135 zilustrowano przykład pola Plp_payload_type. Jeśli segment danych posiada pojedynczy potok PLP i CCM jest stosowany do segmentu danych tj., do typu 1 segmentu danych, dodatkowo mogą być nadawane pola, takie jak plp_modcod i plp_start_addr. [0405] Plp_modcod : To pole wskazuje typ modulacji i sprawność kodowania (code rate) FEC stosowany na PLP. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może przeprowadzać demodulację QAM i dekodowanie FEC. Na fig. 136 zilustrowano przykład pola Plp_modcod. Wartości przedstawione na tej figurze mogą być stosowane w modcod, który jest nadawany w nagłówku ramki FECFRAME. Elementy odwzorowujące odwrotnie symbole r713-c, k i moduł dekodowania FEC BCH/LDPC r715-c, k przedstawione na fig. 124 mogą wykorzystywać to pole w celu dekodowania. [0406] Plp_start_addr: To pole wskazuje, gdzie pojawia się pierwsza ramka FECFRAME potoku PLP w ramce transmisyjnej. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać początkową lokalizację ramki FECFRAME i przeprowadzać dekodowanie FEC. Przez zastosowanie tego pola, parser segmentu danych r711 przedstawiony na fig. 124 może synchronizować ramki FECFRAME dla typu 1 potoków PLP. Dla każdego pasma wycięcia, informacje, takie jak notch_start i notch_width mogą być nadawane w nagłówku ramki (preambuła). [0407] Notch_start: To pole wskazuje początkową lokalizację pasma wycięcia. Notch_width: To pole

53 52 wskazuje szerokość pasma wycięcia. Stosując pola notch_start i notch_width, odbiornik może otrzymywać lokalizację i wielkość pasma wycięcia w połączonym kanale. Dodatkowo, można otrzymywać lokalizację strojenia dla prawidłowego dekodowania usługi i można sprawdzać istnienie usługi w pewnej szerokości pasma częstotliwości. Tuner r700 przedstawiony na fig. 124 może przeprowadzać strojenie dzięki zastosowaniu tej informacji. [0408] GI: To pole wskazuje informację o przedziale międzykanałowym stosowanym w systemie. Odbiornik może otrzymywać informację o przedziale międzykanałowym przez zastosowanie tego pola. Moduł synchronizujący czas/częstotliwość r702 i moduł usuwający GI r704 przedstawiony na fig. 124, mogą wykorzystywać to pole. Na fig. 137 zilustrowano przykład. [0409] Num_data_symbols: To pole wskazuje liczbę symboli danych OFDM, z wyjątkiem preambuły, stosowanej w ramce. Długość ramki transmisyjnej może być zdefiniowana przez to pole. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może przewidywać lokalizację następnej preambuły, a zatem, to pole może być stosowane w celu dekodowania sygnalizacji L1. Parser ramki r708 przedstawiony na fig. 124 może wykorzystywać to pole i przewidywać symbole OFDM, które stanowią preambułę i wysyłać sygnał do ścieżki dekodowania preambuły. [0410] Num_c2_frames: To pole wskazuje liczbę ramek występujących w super ramce. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać granica super ramki i może przewidywać informację powtarzaną przez każdą super ramkę. [0411] Frame_idx: To pole oznacza indeks ramki i jest zerowane dla każdej super ramki. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać numer bieżącej ramki i znajdować lokalizację bieżącej ramki wewnątrz super ramki. Przez zastosowanie tego pola, parser ramki r708 przedstawiony na fig. 124 może stwierdzić jak dużo ramek znajduje się z przodu bieżącej ramki w super ramce. Wraz z polem num_c2_frames, możliwe jest przewidywanie zmiany zachodzącej w bloku sygnałowym L1 oraz kontrolowanie dekodowania L1. [0412] PAPR: To pole wskazuje czy stosowana jest rezerwacja tonu w celu zmniejszenia PAPR czy też nie. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może odpowiednio przetwarzać. Na fig. 138 zilustrowano przykład. Na przykład, jeśli stosowana jest rezerwacja tonu, odbiornik może wykluczać nośne stosowane w rezerwacji tonu, z dekodowania. W szczególności, parser segmentu danych r711 przedstawiony na fig. 124 może wykorzystywać to pole do wykluczania nośnych z dekodowania. [0413] Zarezerwowane: To pole oznacza dodatkowe bity zarezerwowane do wykorzystania w przyszłości. [0414] Na fig. 139 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1 nadawanego w nagłówku ramki. Na fig. 139, dodatkowo dodana informacja do fig. 131 może zwiększać efektywność usługi dekodowania przez odbiornik. Następujące pola wyjaśniają tylko te dodatkowe informacje. Pozostałe pola są takie same jak na fig [0415] Network_id: To pole wskazuje sieć, do której należy nadawany sygnał. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może znaleźć bieżącą sieć. Gdy odbiornik dostraja się do innej sieci w celu znalezienia usługi w sieci, odbiornik może szybciej przetwarzać, ponieważ zastosowanie tylko dekodowania L1 jest wystarczające do podjęcia decyzji czy dostrojona sieć jest pożądaną siecią czy też nie. [0416] C2_system_id: To pole identyfikuje system, do którego należy nadawany sygnał. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może znaleźć bieżący system. Gdy odbiornik dostraja się do innego systemu w celu znalezienia usługi w tym systemie, odbiornik może szybciej przetwarzać, ponieważ

54 53 zastosowanie tylko dekodowania L1 jest wystarczające do podjęcia decyzji czy dostrojony system stanowi pożądany system czy też nie. [0417] C2_signal_start_frequency: To pole wskazuje początkową częstotliwość połączonych kanałów. C2_signal_stop_frequency: To pole wskazuje końcową częstotliwość połączonych kanałów. Dzięki zastosowaniu pól c2_signal_start_frequency i c2_signal_stop_frequency, szerokości pasma częstotliwości RF wszystkich segmentów danych mogą zostać znalezione poprzez dekodowanie L1 pewnej szerokości pasma częstotliwości wewnątrz połączonych kanałów. Dodatkowo, to pole może być stosowane w celu uzyskania wielkości przesunięcia częstotliwości wymaganej w synchronizacji ramek L1_XFEC_FRAME. Element łączący L1 XFEC r1017-l1 przedstawiony na fig. 124 może wykorzystywać to pole. Dodatkowo, gdy odbiornik odbiera segmenty danych umiejscowione na obydwu końcach połączonego kanału, to pole może być stosowane do dostrajania się do odpowiedniej częstotliwości. Tuner r700 przedstawiony na fig. 124 może wykorzystywać tą informację. [0418] Plp_type: To pole wskazuje czy potok PLP jest wspólnym PLP, PLP normalnych danych, lub PLP pogrupowanych danych. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może identyfikować wspólny PLP i może otrzymywać informację wymaganą do dekodowania pakietu TS ze wspólnym PLP, a następnie może dekodować pakiet TS wewnątrz PLP pogrupowanych danych. Na fig. 140 zilustrowano przykład tego pola. PLP normalnych danych oznacza potok PLP danych, który nie posiada wspólnego potoku PLP. W tym przypadku, odbiornik nie potrzebuje znalezienia wspólnego PLP. Wspólny PLP lub PLP pogrupowany może nadawać informacje, takie jak plp_group_id. Dla innych typów potoku PLP, możliwe jest bardziej efektywne nadawanie, ponieważ nie muszą być nadawane żadne dodatkowe informacje. [0419] Plp_group_id: To pole wskazuje grupę, do której należy bieżący potok PLP. PLP pogrupowanych danych może nadawać wspólne parametry TS z zastosowaniem wspólnego potoku PLP. Przez zastosowanie tego pola, jeśli bieżąco dekodowany potok PLP stanowi PLP pogrupowany, odbiornik może znaleźć niezbędny wspólny PLP, uzyskać parametry wymagane dla pakietu TS PLP pogrupowanego, i utworzyć kompletny pakiet TS. [0420] Reserved_1/reserved_2/reserved_3: Te pola oznaczają dodatkowe bity zarezerwowane do wykorzystania w przyszłości odpowiednio dla pętli segmentów danych, pętli potoków PLP, i ramki transmisyjnej. [0421] Na fig. 141 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1 nadawanego w nagłówku ramki. W porównaniu do fig. 139, może być transmitowana bardziej zoptymalizowana informacja, a zatem, może wystąpić mniejszy narzut sygnalizacyjny. Zgodnie z tym, odbiornik może efektywnie dekodować usługi. Szczególnie, moduły na ścieżce sygnałowej L1 przedstawione na fig. 124 mogą przeprowadzać dekodowanie sygnalizacji L1, a moduły na ścieżce PLP przedstawione na fig. 124 mogą wykorzystywać parametry, a zatem, mogą być dekodowane usługi. Odbiornik może otrzymywać parametry sygnałowego bloku L1 z sygnałów ścieżki L1, które są dekodowane stosownie do kolejności każdego pola oraz długości pola. Nazwa każdego pola, liczba bitów dla każdego pola, lub przykład każdego pola mogą być modyfikowane. Opisy pól za wyjątkiem pola dslice_width są identyczne jak wspomniane powyżej opisy pól. Funkcja pola dslice_width według przykładu jest następująca. [0422] Dslice_width: To pole wskazuje szerokość pasma częstotliwości segmentu danych. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może otrzymywać wielkość segmentu danych. Szczególnie, to pole może być stosowane w procesie rozplatania po czasie, ażeby umożliwić dekodowanie. Wraz z polem dslice_start, odbiornik może określać, którą częstotliwość dekodować z otrzymanych sygnałów RF. Ten

55 54 proces może być przeprowadzany w tunerze r700 przedstawionym na fig Informacje, takie jak dslice_start i dslice_width mogą być stosowane jako sygnał sterujący tunera r700. W tym punkcie, szerokość segmentu danych może być powiększana do 64 MHz poprzez zastosowanie 12 bitów dla tego pola dslice_width. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może określać czy bieżąco dostępny tuner może dekodować bieżący segment danych. Jeśli szerokość segmentu danych jest większa niż szerokość pasma częstotliwości istniejącego tunera odbiornika, w celu dekodowania takiego segmentu danych, odbiornik może wykorzystywać co najmniej dwa istniejące tunery albo tuner o wystarczająco dużej szerokości pasma częstotliwości. W tym przykładzie, ziarnistość wartości stosowanych w polach dslice_start, dslice_width, notch_start, i notch_width może wynosić 12 nośnych (komórek) OFDM. Innymi słowy, odbiornik może znaleźć lokalizację rzeczywistej komórki OFDM przez mnożenie nadawanych wartości przez 12. W tym przykładzie, dla ziarnistości pola Plp_start_addr, może być stosowana jedna nośna (komórka) OFDM. Innymi słowy, odbiornik może stwierdzić jak dużo symboli OFDM i komórek OFDM znajduje się z przodu początkowej lokalizacji potoku PLP w symbolu OFDM. Do tego celu mogą być stosowane pola dslice_start i dslice_width. Parser segmentu danych r711 przedstawiony na fig. 124 może przeprowadzać taki proces. [0423] Na fig. 142 zilustrowano przykład procesów prowadzonych w module nagłówka FEC 705-L1 na ścieżce L1 przedstawionym na fig Na fig. 142a zilustrowano konstrukcję nagłówka FEC, a na fig. 142b pokazano przykłady głębokości TI wyjaśnionej na fig W sumie 16 bitów może być nadawanych w nagłówku FEC ścieżki L1. Czternaście bitów może być przydzielonych dla pola L1_info_size. Jeśli pole L1_info_size ma wartość, która jest połową długości rzeczywiście nadawanego bloku L1, odbiornik może pomnożyć otrzymane pole L1_info_size przez dwa i uzyskać rzeczywistą długość bloku L1 i rozpocząć dekodowanie L1. Ta uzyskana długość bloku L1 jest długością, która obejmuje wypełnianie bloku danych. [0424] Dla bloku L1, który, jak określono, nie posiada błędu, mimo sprawdzania CRC, odbiornik może brać pod uwagę resztę bitów po dekodowaniu L1 jako wypełnienie bloku danych. Ostatnie dwa bity, podobnie jak w poprzednich metodach, mogą być stosowane do wskazywania głębokości przeplatania po czasie preambuł. Element odwzorowujący preambułę 1007-L1 przedstawiony na fig. 123 może określać wymagane symbole OFDM do przesyłania bloków L1. Następnie, element przeplatający po czasie 1008-L1 przedstawiony na fig. 123 może przeprowadzać przeplatanie po czasie. Dzięki zastosowaniu informacji o głębokości przeplatania po czasie i pola L1_info_size, odbiornik może stwierdzić jaka wielkość bloku L1 jest nadawana w jak wielu symbolach OFDM. Łączenie, scalanie, i rozplatanie po czasie bloków L1 może być przeprowadzane odpowiednio w elemencie łączącym L1 XFEC 1017-L1, elemencie łączącym L1_FEC 1018-L1, oraz w elemencie rozplatającym po czasie L1 przedstawionych na fig [0425] W odbiorniku pokazanym na fig. 124, długość bloku L1 XFEC w symbolu OFDM może być otrzymywana przez dzielenie całkowitej długości bloku L1 przez liczbę symboli OFDM stosowanych w preambule. Liczba symboli OFDM może być otrzymywana z wartości zdefiniowanych w ti_depth. Element łączący L1 XFEC 1017-L1 odbiornika może otrzymywać blok L1 XFEC. Następnie, rozplatanie po czasie 1010-L1 może być przeprowadzane z zastosowaniem ti_depth. W końcu, bloki L1 XFEC mogą być łączone w celu uzyskania bloku L1_FEC. Po przeprowadzeniu scalania z wykorzystaniem elementu łączącego L1_FEC 1018-L1, rozplatania bitów r714-l1, i dekodowania LDPC/BCH r715-l1, można uzyskać blok L1. Pole L1_info_size można pomnożyć przez dwa, blok L1 można sprawdzić w zakresie

56 55 CRC, i może dekodować L1. Zbyteczne wypełnianie bloku danych można zlekceważyć. [0426] Na fig. 143 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1 nadawanego w nagłówku ramki. W porównaniu do fig. 141, liczby bitów dla niektórych pól są zmodyfikowane i niektóre pola są dodane w celu poprawy skuteczności dekodowania usługi przez odbiornik. Szczególnie, moduły na ścieżce sygnałowej L1 przedstawione na fig. 124 mogą przeprowadzać dekodowanie sygnalizacji L1, a moduły na ścieżce PLP przedstawione na fig. 124 mogą wykorzystywać parametry, a zatem, mogą być dekodowane usługi. Odbiornik może otrzymywać parametry sygnałowego bloku L1 z sygnałów ścieżki L1, które są dekodowane stosownie do kolejności każdego pola oraz długości pola. Nazwa każdego pola, liczba bitów dla każdego pola, lub przykład każdego pola mogą być modyfikowane. Z wyjątkiem zmodyfikowanych pól z poprzedniej figury, opisy pól są identyczne jak wspomniane powyżej opisy pól. RESERVED_1, RESERVED_2, RESERVED_3, i RESERVED_4 oznaczają pola zarezerwowane do wykorzystania w przyszłości. W tym przykładzie, pole PLP_START może wskazywać identyczną informację jak wspomniane powyżej pole plp_start_addr. [0427] L1_PART2_CHANGE_COUNTER wskazuje liczbę ramek od pierwszej ramki do ramki, która wykazuje zmianę w dowolnej informacji o bloku sygnałowym L1, wyłączając zmianę w polu PLP_START, od poprzednich ramek. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może pominąć dekodowanie L1 dla każdej ramki w celu uzyskania informacji o L1. Innymi słowy, poprzez zastosowanie wartości pola L1_PART2_CHAGNE_COUNTER, odbiornik może określać, która ramka wykazuje zmianę w informacji o L1 od poprzednich ramek, a zatem, żadne dekodowanie L1 nie jest przeprowadzane dla ramek przed wystąpieniem ramki wykazującej zmianą w L1, następnie dekodowanie L1 może być przeprowadzane dla ramki, która wykazuje zmianę w L1. A zatem, mogą zostać pominięte zbyteczne operacje. Przez zastosowanie tego pola, odbiornik może uniknąć zbytecznej operacji dekodowania L1. Ta wartość może być także obliczana przez odbiornik z zastosowaniem już zdekodowanej informacji o L1. [0428] Jeśli pole L1_PART2_CHANGE_COUNTER wynosi 0, to oznacza, że nie zaszła zmiana w L1 przez co najmniej 256 (2^8, 8 oznacza liczbę bitów stosowanych dla L1_PART2_CHANGE_COUNTER) ramek. W tym jednym z najlepszych przypadków, odbiornik musi dekodować L1 tylko co 51 sekund. Ten proces może być przeprowadzany w parserze ramki r708 przedstawionym na fig. 91. Parser ramki może określać czy bieżąca preambuła wykazuje zmianę w L1 i może kontrolować kolejne procesy na ścieżce sygnałowej L1. Odbiornik może obliczać PLP_START dla specyficznej ramki z już otrzymanego PLP_START i PLP_MODCOD, bez przeprowadzania dekodowania L1 w celu uzyskania PLP_START. [0429] Na fig. 144 zilustrowano przykłady pól pokazanych na fig Bloki odbiornika mogą przeprowadzać procesy stosownie do wartości wskazywanych przez pola w przykładach. [0430] Na fig. 145 zilustrowano kolejny przykład sygnałowego bloku L1 nadawanego w nagłówku ramki. W porównaniu do fig. 143, niektóre pola są zmodyfikowane, a niektóre pola są dodane w celu poprawy skuteczności dekodowania usługi przez odbiornik. Szczególnie, moduły na ścieżce sygnałowej L1 przedstawione na fig. 124 mogą przeprowadzać dekodowanie sygnalizacji L1, a moduły na ścieżce PLP przedstawione na fig. 124 mogą wykorzystywać parametry, a zatem, mogą być dekodowane usługi. Odbiornik może otrzymywać parametry sygnałowego bloku L1 z sygnałów ścieżki L1, które są dekodowane stosownie do kolejności każdego pola oraz długości pola. Nazwa każdego pola, liczba bitów dla każdego pola, lub przykład każdego pola mogą być modyfikowane. Z wyjątkiem zmodyfikowanego pola z poprzedniej figury, opisy pól są identyczne ze wspomnianymi powyżej opisami pól. [0431] Opisy pól DSLICE_START, DSLICE_width, NOTCH_START, i NOTCH_width są identyczne z

57 56 poprzednimi opisami. Jednakże, narzut sygnalizacyjny może być minimalizowany poprzez sygnalizowanie pól o minimalnej liczbie bitów stosownie do trybu GI. Kontroler systemowy może określać liczbę bitów stosowanych dla każdego pola stosownie do otrzymanej wartości GI i może odpowiednio odczytywać pola. Wartość G1 musi być nadawana przed innymi wartościami. [0432] Zamiast pól DSLIC_START i DSLICE_width, transmitowane może być 12 bitów pozycji strojenia, która wskazuje zoptymalizowaną lokalizację do otrzymywania segmentu danych i 11 bitów wartości przesunięcia od pozycji strojenia w celu wskazania szerokości segmentu danych. Szczególnie, poprzez zastosowanie 11 bitów wartości przesunięcia, segmenty danych, które zajmują maksymalnie 8 połączonych kanałów można być sygnalizowane i odbiornik, który może odbierać takie segmenty danych, może odpowiednio działać. Tuner r700 odbiornika przedstawionego na fig. 124 może określać szerokość pasma częstotliwości RF z zastosowaniem pozycji strojenia i może otrzymywać szerokość segmentu danych z zastosowaniem wartości przesunięcia, ażeby służyć do takiego samego celu jak wspomniane powyżej pole DSLICE_width. [0433] DSLICE_CONST_FLAG oznacza pole wskazujące na to czy konfiguracja specyficznego segmentu danych jest utrzymywana jako stała. Przez zastosowanie tego pola otrzymanego z L1 z pewnej szerokości pasma częstotliwości, odbiornik może określać czy specyficzny segment danych ma stałą konfigurację, a następnie odbiornik może odbierać potoki PLP specyficznego segmentu danych bez dodatkowego dekodowania L1. Ten rodzaj procesu może być użyteczny do odbierania segmentu danych, który jest zlokalizowany w szerokości pasma częstotliwości, gdzie dekodowanie L1 nie jest dostępne. [0434] DSLICE_NOTCH_FLAG jest to pole lub znacznik stanu służący do wskazywania pasma wycięcia na obydwu krawędziach specyficznego segmentu danych. Bit najbardziej znaczący (Most Significant Bit, MSB) może być stosowany jako wskaźnik dla pasma wycięcia sąsiadującego przy małej szerokości pasma częstotliwości, a bit najmniej znaczący (Least Significant Bit, LSB) może być stosowany jako wskaźnik dla pasma wycięcia sąsiadującego przy dużej szerokości pasma częstotliwości. Dzięki zastosowaniu tego pola, gdy odbiornik dekoduje specyficzny segment danych, odbiornik może brać pod uwagę pasma wycięcia poprzez stwierdzanie zmian w aktywnych nośnych spowodowanych przez ciągłe sygnały pilotujące sąsiadujące na obydwu końcach pasma wycięcia. Ta informacja może być także otrzymywana z informacji o wycięciu nadawanej w polach NOTCH_START i NOTCH_width. Element rozplatający po czasie r710 odbiornika przedstawionego na fig. 124 może wykorzystywać informację w celu znalezienia lokalizacji aktywnych nośnych i wysyłać dane tylko odpowiadające aktywnym nośnym, do parsera segmentu danych. [0435] Dla pola PLP_TYPE, na fig. 143 dodany jest jeden dodatkowy bit. Na fig. 146 zilustrowano przykład pola plp_type przedstawionego na fig Transmitowana może być wartość wskazująca na powiązane w wiązki PLP danych. Duży strumień TS o dużej szybkości transmisji danych może być multipleksowany do wielu potoków PLP. Powiązane w wiązki PLP danych mogą być stosowane do wskazywania potoków PLP, w których nadawane są multipleksowane strumienie. Dla istniejącego odbiornika, który jest niezdolny do dekodowania specyficznego potok PLP, to pole może zapobiec uzyskaniu przez ten odbiornik dostępu do PLP, a zatem, możliwe jest zapobieżenie wadliwemu działaniu. [0436] Jeszcze jako alternatywny sposób, jeśli wspomniane powyżej pole dslice_width jest stosowane wraz z polem dslice_start i informacją o wycięciu, odbiornik może określać, która częstotliwość z otrzymanych sygnałów RF ma być dekodowana. Ten proces może być przeprowadzany w tunerze r700

58 57 przedstawionym na fig Informacje, takie jak dslice_start, dslice_width, notch_start, i notch_width mogą być stosowane jako sygnał sterujący tunera r700. A zatem, poprzez unikanie wycięcia możliwe staje się otrzymywanie segmentu danych i jednoczesne prowadzenie strojenia do pasma RF, w którym nie ma problemów z dekodowaniem L1. [0437] Biorąc pod uwagę blok sygnałowy L1 przedstawiony na fig. 145, na fig. 147 zilustrowano zależność pomiędzy sygnalizacją L1 i sygnalizacją L2, gdy PLP jest typu powiązanego. Dodatkowo, na fig. 147 zilustrowano także czynność, która może być wykonywana przez odbiornik w takim przypadku. TS 1 może być odwzorowywany do PLP37 poprzez c2dsd L2. Ten TS1 odpowiada normalnemu PLP L1, a zatem, potok PLP może być dekodowany przez normalny odbiornik (pojedynczy 8 MHz tuner) i ulepszony odbiornik (tuner wielokrotny lub tuner szerokopasmowy (> 8 MHz)). TS2 i TS3 są odwzorowywane na PLP39 i PLP44 odpowiednio, poprzez c2dsd. Odpowiadają one powiązanym PLP L1, i w ten sposób te potoki PLP mogą być dekodowane przez ulepszony odbiornik (tuner wielokrotny lub tuner szerokopasmowy (> 8 MHz)), lecz nie przez normalny odbiornik (pojedynczy 8 MHz tuner). W konsekwencji, stosownie do informacji o L1, odbiornik może sprawdzać czy otrzymywany jest odpowiedni TS czy też nie. [0438] Na fig. 148 i fig. 149 zilustrowano schematy przepływowe opisujące czynności dekodowania L1 i dekodowania L2 dla potoku typu PLP wiązki i dla PLP typu normalnego w normalnym odbiorniku oraz w ulepszonym odbiorniku, odpowiednio. Na fig. 150 zilustrowano przykład konstrukcji c2_delivery_ system_descriptor i składnię dla sygnalizacji L2, jednocześnie biorąc pod uwagę fig Ten deskryptor może odwzorowywać TS_id do plp_id, jak zilustrowano na fig Informacja o wiązce może być przetwarzana w L1, a zatem nie musi być sygnalizowana w L2. Zmienne pokazane na fig. 150 są opisane w następujący sposób. [0439] Plp id: To 8-bitowe pole jednoznacznie identyfikuje PLP danych w systemie C2. [0440] C2_system_id: To 16-bitowe pole jednoznacznie identyfikuje system C2. Pozostała część tego deskryptora, bezpośrednio następująca po polu C2_system_id występuje jedynie jednokrotnie na system C2, ponieważ parametry są jednoznacznie stosowalne do wszystkich segmentów danych niesionych na danym systemie C2. Obecność lub brak tej części może być wywiedziona z pola długości deskryptora. W przypadku braku pozostałej części, ta długość równa się 0x07, w przeciwnym razie przypisane są jej większe wartości. [0441] C2_System_tuning_frequency: To 32-bitowe pole wskazuje wartość częstotliwości. Zakres kodowania mogą wynosić od minimalnie 1 Hz (0x ) do maksymalnie 4, 294, 967, 295 Hz (0xFFFFFFFF). To pole danych może dawać częstotliwość strojenia, gdzie kompletna preambuła jest nadawana wewnątrz okna strojenia. Ogólnie pole C2_System_tuning_frequency oznacza środkową częstotliwość pola C2_System, lecz może odchylać się od środkowej częstotliwości w przypadku wycięć znajdujących się w tym obszarze. [0442] Active_OFDM_symbol_duration: To 3-bitowe pole wskazuje czas trwania aktywnego symbolu OFDM. Przykład tego pola jest pokazany na fig [0443] Guard_interval: To 3-bitowe pole wskazuje przedział międzykanałowy. Przykład tego pola jest pokazany na fig [0444] W poprzednich przykładach przeplatania/rozplatania L1 po czasie, w przypadkach, gdy TI_DEPTH wynosi 10 lub 11, element odwzorowujący preambułę 1007-L1 przedstawiony na fig. 123 może równomiernie podzielić pierwotny blok L1 na cztery lub osiem podbloków. Jednakże, jeśli rozmiar

59 58 podbloku jest mniejszy niż minimalny rozmiar wymagany do przeprowadzania kodowania FEC, to wówczas kodowanie FEC może nie być prawidłowo przeprowadzone. Możliwym rozwiązaniem może być nastawianie wartości granicznej. Jeśli rozmiar bloku L1 jest mniejszy niż nastawiona wartość graniczna, blok L1 może być powtarzany cztery lub osiem razy w przypadkach, gdy TI_DEPTH wynosi 10 lub 11. Jeśli rozmiar bloku L1 jest większy niż nastawiona wartość graniczna, to wówczas blok L1 może być równomiernie podzielony na cztery lub osiem podbloków. Wartość graniczna może być ustawiona jako cztero- lub ośmiokrotność minimalnego rozmiaru wymaganegoj do przeprowadzenia kodowania FEC. [0445] Dodatkowo, nastawianie TI_DEPTH jako 10 lub 11 ma miejsce w przypadkach, gdy efekt przeplatania po czasie nie jest otrzymywany z powodu małego rozmiaru bloku L1. A zatem, wartość graniczna może być zdefiniowana jako rozmiar bitów informacyjnych, które mogą być nadawane przez pojedynczy symbol preambuły. Na przykład, jeśli zakłada się, że kodowanie FEC L1 ma być identyczne z DVB-T2, to wartość graniczna będzie wynosić 4,772 bitów. [0446] W przypadkach, gdy TI_DEPTH wynosi 10 lub 11, stosując informację o rozmiarze L1, głębokość TI, i wartość graniczną dzieloną pomiędzy nadajnikiem i odbiornikiem, moduły odbiornika, od dekodera nagłówka FEC r1012-l1 do L1_FEC_Merger r1018-l1 przedstawione na fig. 124 mogą określać rozmiar podbloku L1, łączenie, i scalanie podbloków L1, które są nadawane w symbolu OFDM preambuły. [0447] Jeśli rozmiar L1 jest mniejszy niż wartość graniczna, L1_FEC_Merger r1018-l1 przedstawiony na fig. 124 nie potrzebuje łączenia podzielonych podbloków, ponieważ pierwotny blok L1 jest wielokrotnie nadawany stosownie do TI_DEPTH w czterech lub ośmiu symbolach OFDM. Jednakże, jeśli rozmiar L1 jest większy niż wartość graniczna, ponieważ stosowana jest liczba symboli, która jest większa niż liczba symboli OFDM wymaganych do przesyłania bloku L1, dekoder nagłówka FEC r1012-l1 przedstawiony na fig. 124 może otrzymywać rozmiar podbloku z zastosowaniem TI_DEPTH. Następnie, element łączący L1_FEC r1017-l1 może łączyć bloki L1 FEC, a element rozplatający po czasie r1010-l1 może przeprowadzać rozplatanie. W końcu, element łączący L1_FEC r1018-l1 może łączyć bloki L1_FEC w celu przywrócenia pierwotnego bloku L1. [0448] Stosując proponowane metody i urządzenia, oprócz innych zalet możliwe jest zaimplementowanie efektywnego cyfrowego nadajnika, odbiornika i struktury sygnalizacji warstwy fizycznej. [0449] Poprzez przysłanie informacji ModCod w każdym nagłówku ramki BB, która jest niezbędna dla ACM/VCM i nadawanie reszty sygnalizacji warstwy fizycznej w nagłówku ramki, można zminimalizować narzut sygnalizacji. [0450] Implementowana może być zmodyfikowana modulacja QAM w celu bardziej efektywnego energetycznie nadawania lub bardziej odpornego na zakłócenia cyfrowego systemu nadawania. System może obejmować nadajnik i odbiornik dla każdego ujawnionego przykładu oraz ich kombinacje. [0451] Implementowana może być ulepszona, nierównomierna (non-uniform), zmodyfikowana modulacja QAM w celu bardziej efektywnego energetycznie nadawania lub bardziej odpornego na zakłócenia cyfrowego systemu nadawania. Opisany został także sposób zastosowania kodu korekcji błędu o wysokiej sprawności kodowania (code rate) w modulacji NU-MQAM i MQAM. System może obejmować nadajnik i odbiornik dla każdego ujawnionego przykładu oraz ich kombinacje. [0452] Proponowany sposób sygnalizacji L1 może zmniejszać narzut o 3-4% poprzez zminimalizowanie narzutu sygnałowego podczas łączenia kanałów. [0453] Dla specjalisty w dziedzinie oczywiste będzie, że niniejszy wynalazek można poddać rozmaitym

60 59 modyfikacjom i zmianom, bez odchodzenia od zakresu wynalazku.

61 60 Zastrzeżenia patentowe 1. Nadajnik do nadawania cyfrowego sygnału wideo, rozgłaszanych danych do odbiornika, nadajnik obejmujący: pierwszy koder BCH (702-L1) skonfigurowany do kodowania BCH danych sygnałowych Warstwy 1, L1; pierwszy koder LDPC (702-L1) skonfigurowany do kodowania LDPC zakodowanych z wykorzystaniem BCH danych sygnałowych L1 w celu generowania bitów parzystości LDPC; elementy przebijające skonfigurowane do przeprowadzania przebijania na generowanych bitach parzystości LDPC; pierwszy element przeplatający bity (703-L1) skonfigurowany do przeplatania bitów zakodowanych z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych L1, na których przeprowadzane jest przebijanie; pierwszy element odwzorowujący QAM (704-L1) skonfigurowany do demultipleksowania przeplecionych bitów danych sygnałowych L1 na słowa komórkowe oraz do odwzorowywania słów komórkowych na wartości konstelacji; element odwzorowujący preambułę (1007-L1) skonfigurowany do równomiernego dzielenia bloku zawierającego odwzorowane wartości konstelacji odpowiadające danym sygnałowym L1 na cztery lub osiem podbloków stosownie do informacji o trybie przeplatania po czasie L1 TI, która to informacja o trybie L1 TI wskazuje głębokość przeplatania po czasie; pierwszy element przeplatający po czasie (1008-L1) skonfigurowany do przeplatania po czasie wartości konstelacji w podzielonych czterech lub ośmiu podblokach stosownie do informacji o trybie L1 TI; i pierwszy element przeplatający po częstotliwości (709-L1) skonfigurowany do przeplatania po częstotliwości przeplecionych po czasie wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym L1, który to nadajnik jest skonfigurowany do przetwarzania danych sygnałowych L1, w którym dane sygnałowe L1 zawierają informację o długości ramki, informację o przedziale zabezpieczającym, GI, informację o początku wcięcia i informację o szerokości wcięcia, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnałową, informacja GI wskazuje przedział zabezpieczający rozgłaszanej ramki sygnałowej, informacja o początku wcięcia wskazuje położenie początkowe pasma wcięcia, informacja o szerokości wcięcia wskazuje szerokość pasma wcięcia, znamienny tym, że szerokości bitowe informacji o początku wcięcia i informacji o szerokości wcięcia są określane stosownie do informacji o wartości GI. 2. Nadajnik według zastrz. 1, następnie obejmujący: drugi koder BCH (702-0) skonfigurowany do kodowania BCH danych potoku warstwy fizycznej (ang. Physical Layer Pipe, PLP) w celu generowania danych zabezpieczonych przed błędami; drugi koder LDPC (702-0) skonfigurowany do kodowania LDPC zakodowanych z wykorzystaniem BCH danych PLP; drugi element przeplatający bity (703-0) skonfigurowany do przeplatania bitów zakodowanych z wykorzystaniem LDPC danych PLP; drugi element odwzorowujący QAM (704-0) skonfigurowany do demultipleksowania przeplecionych bitów danych PLP na słowa komórkowe oraz do odwzorowywania słów komórkowych na wartości konstelacji odpowiadających danym PLP; drugi element przeplatający po czasie (708-0) skonfigurowany do przeplatania po czasie wartości konstelacji odpowiadających danym PLP; i

62 61 drugi element przeplatający po częstotliwości (709-0) skonfigurowany do przeplatania po częstotliwości przeplecionych po czasie wartości odpowiadających danym PLP. 3. Nadajnik według zastrz. 1 albo 2, w którym blok jest równomiernie dzielony na cztery podbloki, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '10' i w którym blok jest równomiernie dzielony na osiem podbloków, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '11'. 4. Odbiornik do przetwarzania rozgłaszanych cyfrowych danych wideo, odbiornik obejmujący: pierwszy element rozplatający po częstotliwości (r709-l1) skonfigurowany do rozplatania po częstotliwości wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym Warstwy 1, L1 w czterech lub ośmiu podblokach; pierwszy element rozplatający po czasie (r1010-l1) skonfigurowany do rozplatania po czasie rozplecionych po częstotliwości wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym L1 i do wysyłania bloku zawierającego rozplecione po czasie wartości konstelacji stosownie do informacji o trybie przeplatania po czasie L1 TI, która to informacja o trybie L1 TI wskazuje głębokość przeplatania po czasie; element odwzorowujący odwrotnie QAM (r713-l1) skonfigurowany do odwzorowywania odwrotnego wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym L1 w bloku na słowa komórkowe i do multipleksowania odwzorowanych odwrotnie słów komórkowych na dane sygnałowe L1; pierwszy element rozplatający bity (r714-l1) skonfigurowany do rozplatania bitów zmultipleksowanych danych sygnałowych L1 i bitów parzystości LDPC; elementy przebijające odwrotnie skonfigurowane do przeprowadzania przebijania odwrotnego na bitach parzystości LDPC; pierwszy dekoder LDPC (r715-l1) skonfigurowany do dekodowania LDPC danych sygnałowych L1 na podstawie przebitych odwrotnie bitów parzystości LDPC; i pierwszy dekoder BCH (r715-l1) skonfigurowany do dekodowania BCH zdekodowanych z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych L1, w którym odbiornik jest skonfigurowany do przetwarzania danych sygnałowych L1 zawierających informację o długości ramki, informację o przedziale zabezpieczającym, GI, informację o początku wcięcia i informację o szerokości wcięcia, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnałową, informacja GI wskazuje przedział zabezpieczający rozgłaszanej ramki sygnałowej, informacja o początku wcięcia wskazuje położenie początkowe pasma wcięcia, informacja o szerokości wcięcia wskazuje szerokość pasma wcięcia, znamienny tym, że szerokości bitowe informacji o początku wcięcia i informacji o szerokości wcięcia są określane stosownie do informacji o wartości GI. 5. Odbiornik według zastrz. 4, następnie obejmujący: drugi element rozplatający po częstotliwości (r709) skonfigurowany do rozplatania po częstotliwości wartości konstelacji odpowiadających danym PLP; drugi element rozplatający po czasie (r710) skonfigurowany do rozplatania po czasie rozplecionych po częstotliwości wartości konstelacji; element odwzorowujący odwrotnie QAM (r713-c) skonfigurowany do odwzorowywania odwrotnego rozplecionych po czasie wartości konstelacji na słowa komórkowe i do multipleksowania odwzorowanych odwrotnie słów komórkowych do danych PLP;

63 62 drugi element rozplatający bity (r714-c) skonfigurowany do rozplatania bitów zmultipleksowanych danych PLP; drugi dekoder LDPC (r715-c) skonfigurowany do dekodowania LDPC rozplecionych bitów PLP; i drugi dekoder BCH (r715-c) skonfigurowany do dekodowania BCH zdekodowanych z wykorzystaniem LDPC danych PLP. 6. Odbiornik według zastrz. 4 albo 5, w którym blok zawiera wartości konstelacji w czterech podblokach, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '10' i w którym blok zawiera wartości konstelacji w ośmiu podblokach, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '11'. 7. Sposób przetwarzania rozgłaszanych cyfrowych danych wideo w odbiorniku, sposób obejmujący: rozplatanie po częstotliwości wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym Warstwy 1, L1 w czterech lub ośmiu podblokach; rozplatanie po czasie rozplecionych po częstotliwości wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym L1 i wysyłanie bloku zawierającego rozplecione po czasie wartości konstelacji stosownie do informacji o trybie przeplatania po czasie L1 TI, która to informacja o trybie L1 TI wskazuje głębokość przeplatania po czasie; odwzorowywanie odwrotne wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym L1 w bloku na słowa komórkowe; multipleksowanie odwzorowanych odwrotnie słów komórkowych na dane sygnałowe L1; rozplatanie bitów zmultipleksowanych danych sygnałowych L1 i bitów parzystości LDPC; przeprowadzanie przebijania odwrotnego na bitach parzystości LDPC; dekodowanie LDPC danych sygnałowych L1 na podstawie przebitych odwrotnie bitów parzystości LDPC; i dekodowanie BCH zdekodowanych z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych L1, w którym dane sygnałowe L1 zawierają informację o długości ramki, informację o przedziale zabezpieczającym, GI, informację o początku wcięcia i informację o szerokości wcięcia, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnałową, informacja GI wskazuje przedział zabezpieczający rozgłaszanej ramki sygnałowej, informacja o początku wcięcia wskazuje położenie początkowe pasma wcięcia, informacja o szerokości wcięcia wskazuje szerokość pasma wcięcia, znamienny tym, że szerokości bitowe informacji o początku wcięcia i informacji o szerokości wcięcia są określane stosownie do informacji o wartości GI. 8. Sposób według zastrz. 7, następnie obejmujący: rozplatanie po częstotliwości wartości konstelacji odpowiadających danym PLP; rozplatanie po czasie rozplecionych po częstotliwości wartości konstelacji; odwzorowywanie odwrotne rozplecionych po czasie wartości konstelacji na słowa komórkowe; multipleksowanie odwzorowanych odwrotnie słów komórkowych do danych PLP; rozplatanie bitów zmultipleksowanych danych PLP; dekodowanie LDPC rozplecionych bitów PLP; i dekodowanie BCH zdekodowanych z wykorzystaniem LDPC danych PLP. 9. Sposób według zastrz. 7 albo 8, w którym blok zawiera wartości konstelacji w czterech podblokach, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '10' i w którym blok zawiera wartości konstelacji w ośmiu podblokach, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '11'. 10. Sposób nadawania rozgłaszanych cyfrowych danych wideo w nadajniku, sposób obejmujący:

64 63 kodowanie BCH danych sygnałowych Warstwy 1, L1; kodowanie LDPC zakodowanych z wykorzystaniem BCH danych sygnałowych L1 w celu generowania bitów parzystości LDPC; przeprowadzanie przebijania na generowanych bitach parzystości LDPC; przeplatanie bitów zakodowanych z wykorzystaniem LDPC danych sygnałowych L1, na których przeprowadzane jest przebijanie; demultipleksowanie przeplecionych bitów danych sygnałowych L1 na słowa komórkowe; odwzorowywanie słów komórkowych na wartości konstelacji; równomierne dzielenie bloku zawierającego odwzorowane wartości konstelacji odpowiadające danym sygnałowym L1 na cztery lub osiem podbloków i przeplatanie po czasie wartości konstelacji w podzielonych czterech lub ośmiu podblokach stosownie do informacji o trybie przeplatania po czasie L1 TI, która to informacja o trybie L1 TI wskazuje głębokość przeplatania po czasie; i przeplatanie po częstotliwości przeplecionych po czasie wartości konstelacji odpowiadających danym sygnałowym L1, w którym dane sygnałowe L1 zawierają informację o długości ramki, informację o przedziale zabezpieczającym, GI, informację o początku wcięcia i informację o szerokości wcięcia, przy czym informacja o długości ramki odpowiada liczbie symboli danych użytkowych na rozgłaszaną ramkę sygnałową, informacja GI wskazuje przedział zabezpieczający rozgłaszanej ramki sygnałowej, informacja o początku wcięcia wskazuje szerokość pasma wcięcia, znamienny tym, że szerokości bitowe informacji o początku wcięcia i informacji o szerokości wcięcia są określane stosownie do informacji o wartości GI. 11. Sposób według zastrz. 10, następnie obejmujący: kodowanie BCH danych PLP w celu generowania danych zabezpieczonych przed błędami; kodowanie LDPC zakodowanych z wykorzystaniem BCH danych PLP; przeplatanie bitów zakodowanych z wykorzystaniem LDPC danych PLP; demultipleksowanie przeplecionych bitów danych PLP na słowa komórkowe; odwzorowywanie słów komórkowych na wartości konstelacji odpowiadające danym PLP; przeplatanie po czasie wartości konstelacji odpowiadających danym PLP; i przeplatanie po częstotliwości przeplecionych po czasie wartości odpowiadających danym PLP. 12. Sposób według zastrz. 10 albo 11, w którym blok jest równomiernie dzielony na cztery podbloki, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '10' i w którym blok jest równomiernie dzielony na osiem podbloków, gdy wartość informacji o trybie L1 TI odpowiada '11'.

65 64 Odzwierciedlanie Dodawanie

66 65 Pary odzwierciedlone (D H =1) Różny bit

67 Pary odzwierciedlone (DH=1) 66 Konstelacja 64-QAM Pary odzwierciedlone (D H =1)

68 Pary odzwierciedlone (DH=1) 67 Punkt docelowy, który ma największą moc Konstelacja 64-QAM Punkt kandydujący, który ma najmniejszą moc spośród ewentualnie pustych punktów Pary odzwierciedlone (D H =1) Punkt kandydujący znajduje się w najbliższym sąsiedztwie punktu z odzwierciedlonej pary punktu docelowego START Pt : Moc punktu docelowego Pc : Moc punktu kandydującego Ps : Moce wszystkich rozproszonych punktów Znajdź punkt docelowy jeśli Pt > Pc Tak Zmień punkt docelowy w punkt kandydujący point Nie Nie jeśli Pt=max(Ps) Tak KONIEC

69 68 Konstelacja 64-QAM Konstelacja 256-QAM Konstelacja 1024-QAM Konstelacja 4096-QAM

70 : Wartość Rozrzut Rozrzut : Wartość. Wartość, Rozrzut Wartość, Rozrzut Rozrzut Wartość 69

71 70

72 71 Wartość Rozrzut Wartość. Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Wartość Rozrzut Rozrzut Wartość Rozrzut

73 72

74 73 Wartość Rozrzut Wartość. Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Rozrzut Wartość. : Wartość Rozrzut Rozrzut Wartość Wartość Rozrzut

75 74 Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut

76 75

77 76

78 Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut 77

79 78

80 Wartość. Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut.Wartość. Rozrzut Wartość. Rozrzut Wartość Rozrzut 79

81 80

82 81 Wartość Rozrzut Wartość Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Rozrzut Rozrzut Wartość "Wartość Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Rozrzut

83 82

84 83 Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut :; Wartość Rozrzut

85 84

86 85 Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut. Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut

87 86

88 87 Wartość Rozrzut.Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość: Rozrzut Wartość: Rozrzut Wartość Rozrzut :Wartość Rozrzut Wartość: Rozrzut

89 88

90 Wartość' Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut Wartość Rozrzut 89

91 90

92 91

93 92 Konstelacja NU-64MQAM Konstelacja NU-256MQAM Konstelacja NU-1024MQAM Konstelacja NU-4096MQAM Procesor wejściowy Konstruktor ramki Procesor analogowy Analogowy sygnał wyjściowy

94 93 Interfejs wejściowy Synchronizacja strumienia wejściowego Kompensator opóźniający Kasowanie pakietu zerowego Koder CRC Wstawianie nagłówka BB Mieszanie BB Preprocesor wejściowy Łączenie/- segmentowanie Interfejs wejściowy Synchronizacja strumienia wejściowego Kompensator opóźniający Kasowanie pakietu zerowego Koder CRC Wstawianie nagłówka BB Sygnał L1l

95 94 Fig. 36 TS/GS (2 bity) SIS/MIS (1 bit) CCM/ACM (1 bit) ISSYI (1 bit) NPD (1 bit) EXT (2bity) 00 = GFPS 11 = TS 01 = GCS 10 = GSE 1 = pojedynczy 1 = CCM 0 = wielokrotny 0 = ACM 1 = aktywny 0 = nieaktywny 1 = aktywny 0 = nieaktywny Zarezerwowany do użycia w przyszłości Obszar Wielkość (bajty) Opis MATYPE 2 Jak opisano powyżej UPL 2 Długość pakietu użytkownika w bitach, w zakresie [0,65535] OFL 2 Długość obszaru danych w bitach, w zakresie [ 0,53760] SYNC 1 Kopia pakietu użytkownika bajt synchronizacyjny SYNCD 2 Odległość w bitach od początku Obszaru Danych do pierwszego kompletnego UP obszaru danych. SYNCD=0 D oznacza, że pierwszy UP jest wyrównany względem początku Obszaru Danych. SYNCD = D oznacza, że żaden UP nie zaczyna się w Obszarze Danych. TRYB CRC-8 1 XOR obszaru CRC-8 (1-bajtowy) z obszarem TRYBU (1-bajtowy). CRC-8 oznacza kod wykrywania błędu stosowany do pierwszych 9 bajtów NAGŁÓWKA BB (BBHEADER). TRYB (8 bitów) będzie oznaczał: 0 o Tryb Normalny (Normal Mode) 1 0 Tryb o Dużej Wydajności (High Efficiency Mode) Inne wartości: zarezerwowane do przyszłego użytku.

96 95 Wstawianie nagłówka ModCod Procesor wejściowy Koder zewnętrzny Przeplatanie zewnętrzne Koder wewnętrzny Przeplatanie wewnętrzne Demultiple -kser bitów Mapowanie symbolu Przeplatanie symbolu Konstruktor ramki Informacje zwrotne ACM/VCM Skrócone / przebite kodowanie wewnętrzne Procesor wejściowy sygnału L1 Wstawianie nagłówka ModCod Koder zewnętrzny Przeplatanie zewnętrzne Przeplatanie wewnętrzne Demultiplekser bitów Mapowanie symbolu Przeplatanie symbolu Konstruktor ramki Informacje zwrotne ACM/VCM

97 96 Informacja Usuwanie zer Zewnętrzne przeplatanie Wprowadzanie zer Kodowanie LDPC Multipleksowanie Wewnętrzne przeplatanie Parzystość Przebijanie parzystości Fig. 39 Przypadek 1 Przypadek 2 Pojemność (bit/s/hz) Modulacja Modulacja 1/2 3.0 NU-MQAM NU-QAM 2/3 4.0 NU-MQAM NU-QAM 3/4 4.5 NU-MQAM NU-MQAM 6 4/5 4.8 MQAM MQAM 5/6 5.0 MQAM MQAM 8/9 5.3 MQAM MQAM 9/ MQAM MQAM 1/2 4.0 NU-MQAM NU-QAM 2/3 5.3 NU-MQAM NU-QAM 3/4 6.0 NU-MQAM NU-MQAM 8 4/5 6.4 NU-MQAM NU-MQAM 5/6 6.7 MQAM MQAM 8/9 7.1 MQAM MQAM 9/ MQAM MQAM 1/2 5.0 NU-MQAM NU-QAM 2/3 6.7 NU-MQAM NU-QAM 3/4 7.5 NU-MQAM NU-MQAM 10 4/5 8.0 NU-MQAM NU-MQAM 5/6 8.3 NU-MQAM NU-MQAM 8/9 8.9 MQAM MQAM 9/ MQAM MQAM 1/2 6.0 NU-MQAM NU-QAM 2/3 8.0 NU-MQAM NU-QAM 3/4 9.0 NU-MQAM NU-MQAM 12 4/5 9.6 NU-MQAM NU-MQAM 5/ NU-MQAM NU-MQAM 8/ MQAM MQAM 9/ MQAM MQAM

98 97 Fig. 40 Przypadek 1 Przypadek 2 Przypadek 2 Pojemność (bit/s/hz) Modulacja Modulacja Modulacja 1/2 3.0 QAM QAM QAM 2/3 4.0 QAM QAM QAM 3/4 4.5 QAM QAM QAM 2 4/5 4.8 QAM QAM QAM 5/6 5.0 QAM QAM QAM 8/9 5.3 QAM QAM QAM 9/ QAM QAM QAM 1/2 3.0 QAM QAM QAM 2/3 4.0 QAM QAM QAM 3/4 4.5 QAM QAM QAM 4 4/5 4.8 QAM QAM QAM 5/6 5.0 QAM QAM QAM 8/9 5.3 QAM QAM QAM 9/ QAM QAM QAM 1/2 3.0 QAM QAM QAM 2/3 4.0 QAM QAM QAM 3/4 4.5 QAM QAM QAM 6 4/5 4.8 QAM QAM QAM 5/6 5.0 QAM QAM QAM 8/9 5.3 QAM QAM QAM 9/ QAM QAM QAM 1/2 4.0 QAM QAM QAM 2/3 5.3 QAM QAM QAM 3/4 6.0 QAM QAM QAM 8 4/5 6.4 QAM QAM QAM 5/6 6.7 QAM QAM QAM 8/9 7.1 QAM QAM QAM 9/ QAM QAM QAM 1/2 5.0 NU-MQAM NU-QAM MQAM 2/3 6.7 NU-MQAM NU-QAM MQAM 3/4 7.5 NU-MQAM NU-MQAM MQAM 10 4/5 8.0 NU-MQAM NU-MQAM MQAM 5/6 8.3 NU-MQAM NU-MQAM MQAM 8/9 8.9 MQAM MQAM MQAM 9/ MQAM MQAM MQAM 1/2 6.0 NU-MQAM NU-QAM MQAM 2/3 8.0 NU-MQAM NU-QAM MQAM 3/4 9.0 NU-MQAM NU-MQAM MQAM 12 4/5 9.6 NU-MQAM NU-MQAM MQAM 5/ NU-MQAM NU-MQAM MQAM 8/ MQAM MQAM MQAM 9/ MQAM MQAM MQAM

99 Indeks symbolu OFDM 98 Indeks nośnej Preambuła Preambuła Preambuła PLP 0 : Typ 0: PLP 1 Typ 0 PLP 2 Typ 1 PLP 3 Typ 1 PLP 4 Typ 1 Jedna ramka Preambuła Preambuła Preambuła PLP 0 Typ 0: PLP 1 Typ 0 PLP 2 Typ 1 PLP 3 Typ 1 PLP 4 Typ 1 Wstawianie nagłówka ramki Segmentyzacja symbolu OFDM Przeplatanie częstotliwości Wstawianie sygnału pilotującego

100 99 Nieregularna struktura sygnału pilotującego Nośne interpolowane czasowo 3584 nośnych/8 MHz 3584 nośnych/8 MHz 3584 nośnych/8 MHz dla danych symbolu Koincydencja w pozycji sygnału pilotującego Pasmo zabezpieczające 3409 nośnych/7,61 MHz dla preambuły, lub pojedynczego kanału Pasmo zabezpieczające

101 100 Brak problemu w interpolacji częstotliwości Pozycja SP jest zmienna 3584 nośnych/8 MHz 3584 nośnych/8 MHz 3584 nośnych/8 MHz dla danych symbolu Brak koincydencji w pozycji sygnału pilotującego! Pasmo zabezpieczające 3409 nośnych/7,61 MHz dla preambuły, lub pojedynczego kanału Pasmo zabezpieczające

102 Symbole OFDM Symbole OFDM 101 Indeks nośnej PP5' (propozycja) Indeks nośnej

103 102 Regularna pozycja sygnału pilotującego Nośne interpolowane czasowo 3584 nośnych/8 MHz 3584 nośnych/8 MHz 3584 nośnych/8 MHz dla danych symbolu Koincydencja w pozycji sygnału pilotującego Pasmo zabezpieczające 3409 nośnych/7,61 MHz dla preambuły, lub pojedynczego kanału Pasmo zabezpieczające

104 103 Symbol danych nośnych Preambuła Okno tunera Prawie takie same pozycje pikowe dla różnych przesunięć preambuły: tylko 7 nośnych różnicy Przesunięcie od pozycji startowej okna Pik korelacji PRBS

105 Opóźnienie ( s) Tłumienie (bb) Nieznacząca ścieżka opóźnienia 104 Symbol danych nośnych Preambuła Okno tunera Zawsze takie same pozycje pikowe: nie ma potrzeby znalezienia przesunięć preambuły Przesunięcie od pozycji startowej okna Pik korelacji PRBS

106 105 Nośne interpolowane czasowo Dopasowane do obu krawędzi 3584 nośnych 8 MHz 3584 nośnych 8 MHz 3584 nośnych 8 MHz

107 106 Konstruktor ramki Zmniejszanie PAPR Wstawianie Gl Wstawianie preambuły Proces analogowy Preambuła Dane

108 C za 107 Częstotliwość Segment danych Segment danych 2 Segment danych 3 Przegrupowanie Okno tunera Pasma te nie są używane do dekodowania L1! Przegrupowanie Kompletny blok L1 6 MHz Pełne pasmo tunera 7,61 MHz

109 108 Preambuła Dane Do dekodowania L1 jest stosowane pełne widmo (26,8% wzrost BW od 6 MHz) Przegrupowane & dodane zera bloku L1 Po rozplataniu Niekompletny blok L1 7,61 MHz Kompletny blok L1 8 MHz Przebity blok L1 (przebijanie 4.9%)

110 109 Preambuła Dane Do dekodowania L1 jest stosowane pełne widmo (26,8% wzrost BW od 6 MHz) Przegrupowany blok L1 Brak przebijania! Kompletny blok L1 7,61 MHz Symbol danych BW 8 MHz

111 110 Wyjście sygnału analogowego Konwersja w górę Filtrowanie analogowe Wejście sygnału analogowego Proces analogowy Parser ramki Demodulator BICM Procesor wyjściowy Demodulator Wejście sygnału analogowego Konwersja w dół Demodulator Proces analogowy Wykrywanie ramki Synchr. czas/częst. Usuwanie Gl Usuwanie preambuły Oszacowanie./ wyrównanie kanału Parser ramki Łączenie symbolu OFDM Usuwanie nagłówka ramki Usuwanie pilota Rozplatanie częstotliwości Demodulator BICM Sygnał L1

112 111 Parser ramki Rozplatanie symbolu Ekstraktor ModCod Demapowanie symbolu Multiplekser bitów Wewnętrzne przeplatanie Wewnętrzny dekoder Zewnętrzne przeplatanie Zewnętrzny dekoder Procesor wyjściowy Parser ramki sygnału L1 Rozplatanie symbolu Ekstraktor ModCod Demapowanie symbolu Multiplekser bitów Wewnętrzne przeplatanie Wewnętrzny dekoder z przebijaniem / skracaniem Zewnętrzne przeplatanie Zewnętrzny dekoder Procesor wyjściowy

113 D e 112 Informacja Usuwanie zer Wewnętrzne rozplatanie Dekodowanie LDPC Usuwanie zer Zewnętrzne rozplatanie Parzystość Przebijanie odwrotne parzystości

114 R oz Wyjściowe przetwarzanie końcowe 113 Demodulator BICM Deszyfrator BB Usuwanie nagłówka BB Dekoder CRC Wstawianie pakietu zerowego Odzysk. opóźnienia Odzysk. zegara wyjściowego Interfejs wyjściowy Usuwanie nagłówka BB Dekoder CRC Wstawianie pakietu zerowego Odzysk. opóźnienia Odzysk. zegara wyjściowego Interfejs wyjściowy

115 114 Częstotliwość Czas Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Przeplatanie częstotliwości Częstotliwość powtarzania

116 115 Częstotliwość Czas Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Przeplatanie częstotliwości Częstotliwość powtarzania

117 116 Częstotliwość Czas Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Przeplatanie częstotliwości Częstotliwość powtarzania

118 117 Pole L1_span num_chbon num_dslice num_plp num_notch for dslice { chbon_index dslice_start dslice_width } for plp { dslice_id pip_id plp_type plp_payload_type } for notch { chbon_index notch_start notch_width Bity liczba nośników obejmowanych przez blok L1 w jednym symbolu OFDM (maks.=7,61 MHz) liczba związanych kanałów liczba segmentów danych liczba potoków PLP liczba pasm wycięcia wskaźnik związanego kanału początek segmentu danych w jednym kanale 8 MHz) szerokość segmentu danych ID segmentu danych ID potoku PLP typ potoku PLP (wspólny/dane) typ danych użytkowych potoku PLP (TS,GS,...) wskaźnik związanego kanału początek pasma wycięcia w jednym kanale (8 MHz) szerokość pasma wycięcia } gi sframe_id frame_id reserved crc Razem tryb odstępu ochronnego ID superramki ID ramki rfu CRC32 Liczba bitów informacji L1 zmienia się stosownie do rozmaitych konfiguracji/warunków

119 118 L1 info (bity) Blok L1 (bity) Symbole 16-QAM 5880 Całkowita ilość nośników 3408 Odległość preambuły SP 6 Nośniki danych 2840 Krótki LDPC 1,45 Symbole OFDM 2,07 Rozmiar maksymalny

120 119 Time Czas Bloki z takim samym wzorcem przedstawiają ten sam rodzaj bloków LDPC. num_l1_sym symbol danych s Częstotliwość L1_span nośniki danych Tylko jedna preambuła

121 120 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Blok L1 Czas Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Symbol Danych Częstotliwość

122 121 Pole Bity L1_column 9 liczba nośników obejmowanych przez blok L1 w jednym symbolu OFDM (maksymalnie = 7,61 MHz) L1_row 3 liczba symboli OFDM obejmowanych przez blok L1 num_chbon 3 liczba związanych kanałów num_plp 8 liczba segmentów danych num_dslice 8 liczba potoków PLP num_notch 5 liczba pasm wycięcia for dslice { chbon_index 3 wskaźnik związanego kanału dslice_start 9 początek segmentu danych w jednym kanale (8 MHz) dslice_width 9 szerokość segmentu danych } for pip { dslice_id 8 ID segmentu danych plp_id 8 ID potoku PLP plp_type 1 typ potoku PLP (wspólny/dane) plp_payload_type 5 typ danych użytkowych potoku PLP (TS,GS,...) } For notch (wycięcia) { chbon_index 3 wskaźnik związanego kanału notch_start 9 początek pasma wycięcia w jednym kanale (8 MHz) notch_width 9 szerokość pasma wycięcia } gi 1 tryb odstępu ochronnego sframe_id 16 ID superramki frame_id 16 ID ramki reserved 16 rfu crc32 32 CRC32 Razem Liczba bitów informacji L1 zmienia się stosownie do rozmaitych konfiguracji/warunków

123 122 Fig. 76 Fig. 75 Preambuła Symbol Danych Fig. 76 Rozmiar Bloku LDPC Modulacja (bps/hz) Symbole QAM Nagłówek ModCod % % % % % % % % % %

124 123 Fig. 77 Skrócony sygnał L1 (7 lub 8 bitów) Powtórzenie Dane Kodowanie LDPC Przeplatanie bitów Modulacja BPSK Odwzorowywanie QAM Konstruktor ramki FECFRAME Fig. 78 Osiągi BER niezakodowanego BPSK powtórzenie powtórzenie powtórzenie

125 Czas 124 Fig. 79 Do nagłówka 3.3% Nagłówek Mod/Cod/ PLPId 45 symboli Pakiet LDPC modulowany QAM ACM/VCM. Wielokrotne PLP Nagłówek Mod/Cod 21 symboli Pakiet LDPC modulowany QAM ACM/VCM. Pojedyncze PLP Typ CCM Nagłówek PLPId 24 symboli Pakiet LDPC modulowany QAM CCM Wielokrotne PLP Częstotliwość Pakiet LDPC modulowany QAM CCM Pojedyncze PLP Typ ACM/VCM Blok L1 Blok L1 Blok L1 Segment Danych (ACM +CCM) Segment Danych (ACM Pojedy. PLP) Segment Danych (CCM) Segment Danych (CCM Pojedy. PLP)

126 125 Fig. 80 Wielkość bloku L1 jest transmitowana pierwszym blokiem LDPC (ustalona najkrótsza długość = 192 bity) Włączenie/ wyłączenie przeplotu w czasie dla wsparcia krótkiego trybu opóźnienia Typ Segmentu Danych dla redukcji nagłówka sygnalizacji L1 Pola Mod/Cod są transmitowane w preambule tylko dla typu CCM Pole Bity L1_size 14 num_chbon 3 num.dslice 8 num_plp 8 num_notch 5 for dslice { chbon_index 3 dslice.start 9 dslice_width 9 dslice_time_intrlv 1 dslice_type 1 } for plp { dslice_id 8 plp_id 8 plp_type 1 plp_payload_type 5 If dslice_type=ccm{ plp.mod 3 plp_fec_type 1 plp_cod 3 } } For notch { chbon_index 3 notch_start 9 notch_width 9 } gi sframe_jd 1 frame_id reserved 16 crc32 32 Razem Wielkość bloku L1 (bity) Liczba związanych kanałów Liczba segmentów danych Liczba potoków PLP Liczba pasm wycięcia Wskaźnik związanego kanału Początek segmentu danych z jed. kanałem (8 MHz) szerokość segmentu danych Wł/wył przeplotu w czasie typ segmentu danych (CCM, ACM/VCM) ID segmentu danych ID potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane) Typ danych użytkownika potoku PLP (TS, GS, ) Typ modulacji potoku PLP Typ potoku PLP FEC (długi/krótki) Sprawność kodowania potoku PLP Wskaźnik związanego kanału Początek pasma wycięcia w jednym kanale (8 MHz) Szerokość pasma wycięcia Tryb odstępu chronionego ID Superramki ID ramki rfu CRC32

127 Częstotliwość 126 Fig. 81 L1_TI_fIag (1 bit) L1_span (3 bity) Powtórzenie Modulacja BPSK Konstruktor Preambuły Sygnał L1 Skrócone/przebite Kodowanie LDPC Przeplot Bitów Mapowanie QAM Fig. 82 Czas L1_span Symbol Danych L1_size 1 Sygnał L1 Bloki z takim samym wzorcem przedstawiają taki sam rodzaj bloków LDPC Preambuła Nośnik danych

128 Częstotliwość 127 Fig. 83 Czas L1_span Symbol Danych >, o c CD cr CD LU Sygnał L1 Bloki z takim samym wzorcem przedstawiają taki sam rodzaj bloków LDPC. ' L1_size Wypełnianie lub nośnik danych Preambuła Fig. 84 Symbole rozplecione Parser Nagłówka Moduł łączący odchylenia FECFRAME Demodulacja BPSK Kontroler Systemowy Element odwzorowujący odwrotnie symbole

129 Fig L1_size (14 bit) Tl_flag (1 bit) L1_span (3 bity) Koder Block-Code (BCH) Przesuniecie cykliczne 1 bitu Mapo wanie QRSK Konstruktor Preambuły Sygnał L1- Skrócone/przebite Kodowanie LDPC Przeplot bitów Mapowanie QAM

130 Fig Informacja L1 L1 FECFRAME LI FECFRAME+Nagłówek RAMKA C2 Pre sym Symbol danych Symbol danych Dane Symbol danych

131 Fig L1_size (14 bit) Tl_flag (1 bit) L1_span (3 bity) Koder Block- Code (BCH) Przesuniecie cykliczne 1 bitu Mapowanie QRSK Zwiększenie mocy Konstruktor Preambuły Sygnał L1 Skrócone/przebite Kodowanie LDPC Przeplot bitów Mapowanie QAM

132 131 Fig. 88 Blok Preambuły 1 Blok Preambuły 2 Fig. 89 Symbole rozplecione Parser Nagłówka Sygnał L1 FECFRAME Element odwzorowujący odwrotnie symbole Wartości LLR Odwzorowanie odwrotne QPSK. (miękka decyzja) Cofnięcie przesunięcia cyklicznego1 bitu Dodawanie Twarda decyzja (>0) Dekoder BCH Kontroler Systemowy

133 132 Fig. 90 Symbole rozplecione Parser Nagłówka Sygnał L1 FECFRAME Element odwzorowujący odwrotnie symbole Wartości LLR Kontrola mocy Odwzorowanie odwrotne QPSK. (miękka decyzja) Cofnięcie przesunięcia cyklicznego 1 bitu Dodawanie Twarda decyzja (>0) Dekoder BCH Kontroler Systemowy Fig. 91 Wejście symbolu Kontrola mocy Odwzorowanie odwrotne QPSK. (np. twarda decyzja) Cofnięcie przesunięcia cyklicznego1 bitu Zwielokrotnianie Korelacja (korelacja z PRBS) Wartość szczytowa synchronizacji

134 Fig L1_size (14 bit) Tl_flag (1bit) L1span (2 bity) Rezerwa (1 bit) Koder Block- Code (BCH) Przesunięcie cykliczne 1 bitu Mapowanie QRSK Konstruktor Preambuły Sygnał L1 Skrócone/przebite Kodowanie LDPC Przeplot bitów Mapowanie QAM

135 134 Fig. 93 Preambuła Preambuła Preambuła Preambuła Symbol Danych Fig. 94 Wydobywanie ModCod Element łączący Odwrotne odwzorowanie QAM Multipleksacja bitów

136 135 Fig. 95 Pole L1_size num_chbon num_dslice num_plp num_notch for dslice { chbon_index dslice_start dslice_width dslice_time_intrlv dslice_type } for plp { dslice_id plp_id plp_type plp_payload_type If dslice_type=ccm { } } for notch { chbon_index notch_start notch_width } gi sframe_id frame_id reserved crc32 plp_mod plp_fec_type plp_cod plp_start Bity Total Wielkość bloku L1 (bity) Liczba związanych kanałów liczba segmentów danych Liczba potoków PLP Liczba pasm wycięcia Indeks związanych kanałów Początek segmentu danych z jed. kanałem (8 MHz) szerokość segment danych Wł/wył przeplotu w czasie typ segmentu danych (CCM, ACM/VCM) ID segmentu Danych ID potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane) Typ danych użytkownika potoku PLP (TS, GS, ) Typ modulacji potoku PLP Typ potoku PLP FEC (długi/krótki) Sprawność kodowania potoku PLP Początek adresu potoku PLP Wskaźnik związanego kanału Początek pasma wycięcia w jednym kanale (8 MHz) Szerokość pasma wycięcia Tryb odstępu chronionego ID Superramki ID ramki rfu CRC32 Liczba informacji bitu L1 różna w zależności od różnej konfiguracji lub warunków

137 136 Fig. 96 Pole L1_size num_chbon num_dslice num_plp num_notch for dslice { chbon_index dslice_start dslice_width dslice_time_intrlv dslice_type } for plp { dslice_id plp_id plp_type plp_payload_type If dslice_type=ccm { plp_mod plp_fec_type plp_cod plp_start } } for notch { chbon_index notch_start notch_width } gi sframe_id frame_id reserved crc32 Bity Total Wielkość bloku L1 (bity) Liczba związanych kanałów liczba segmentów danych Liczba potoków PLP Liczba pasm wycięcia (notch) Indeks związanych kanałów Początek segmentu danych z jed. kanałem (8 MHz) szerokość segmentu danych Wł/wył przeplotu w czasie typ segmentu danych (CCM, ACM/VCM) ID segmentu Danych ID potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane) Typ danych użytkownika potoku PLP (TS, GS, ) Typ modulacji potoku PLP Typ potoku PLP FEC (długi/krótki) Sprawność kodowania potoku PLP Początek adresu potoku PLP Wskaźnik związanego kanału Początek pasma wycięcia w jednym kanale (8 MHz) Szerokość pasma wycięcia Tryb odstępu chronionego ID Superramki ID ramki rfu CRC32 Liczba informacji bitu L1 różna w zależności od różnej konfiguracji lub warunków

138 137 Fig. 97 Symbole LDPC Typ QAM Symbole QAM QAM QAM QAM QAM QAM QAM QAM QAM QAM QAM 1350 Fig. 98 Preambuła Preambuła Preambuła Preambuła Symbol Danych Nieskasowana część parzystości

139 Kolumny K 138 Fig. 99 Rzędy N (1) Zapis Fig. 100 (2) Odczyt <Element przeplatający po czasie wyłączony> Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM ł Przepleciony do tylko 2 Symboli OFDM (głębokość=2) <Element przeplatający po czasie włączony> Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM Rozproszone sygnały pilotujące

140 Czas (Symbole OFDM) Rzędy N (głębokość=6) 139 Fig. 101 Kolumny K Częstotliwość (Liczba nośnych) (2) Odczyt (1) Zapis Rozproszone sygnały pilotujące Komórki danych Fig. 102 Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM <Element przeplatający po czasie wyłączony> <Element przeplatający po czasie włączony> Przepleciony do całkowitej głębokości symboli OFDM (głębokość=8) Rozproszone sygnały pilotujące

141 Czas (Symbole OFDM) Rzędy N (głębokość=6) Czas (Symbole OFDM) Rzędy N (głębokość=6) 140 Fig. 103 Kolumny K Częstotliwość (Liczba nośnych) (1) Zapis (2) Odczyt Rozproszone sygnały pilotujące Komórki danych Fig. 104 Kolumny K Częstotliwość (Liczba nośnych) (2)Odczyt (1)Zapis Rozproszone sygnały pilotujące Komórki danych

142 141 Fig. 105 <Element przeplatający po czasie wyłączony> Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol Symbol OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM OFDM <Element przeplatający po czasie włączony> Przepleciony do całkowitej głębokości symboli OFDM (głębokość=8) Rozproszone sygnały pilotujące

143 142 Fig. 106 RA-0; CA=0; kiedy l<ncell pętla jeżeli adres = pozycja pilota RA- [RA+1] mod NT: CA- [CA+1] mod ND; koniec jeżeli : ZAPIS; RA = [RA+1] mod NT; CA= [CA+1] mod ND; jeżeli CA = 0 RA= RA+1; koniec jeżeli; koniec pętli; Rozproszone sygnały pilotujące Ciągłe sygnały pilotujące RA = adres rzędu CA = adres kolumny ncell = liczba komórek z blokami Tl Narzut pamięci = 2% Po zastosowaniu przeplatania po czasie Przed zastosowaniem przeplatania po czasie

144 Częstotliwość 143 Fig. 107 Czas L1_TI_LEN Symbole Danych Sygnał L1 Bloki z takim samym wzorcem przedstawiają taki sam rodzaj bloków LDPC L1_size-1 L1 zduplikowane lub wypełnianie Preambuła

145 Czas (Symbole OFDM) Rzędy N (głębokość=6) Czas (Symbole OFDM) Rzędy N 144 Fig. 108 Kolumny K Częstotliwość (Liczba nośnych) (1)Zapis 5 o c (2)Odczyt Rozproszone sygnały pilotujące Komórki danych Fig. 109 Kolumny K Częstotliwość (Liczba nośnych) '(1)Zapis (2)Odczyt Rozproszone sygnały pilotujące Komórki danych

146 145 Fig. 110 Wejście Symboli Danych (kolejność przeplotu) Pamięć elementu rozplatającego Wyjście Symboli Danych (kolejność rozplotu) Generator adresu Fig. 111

147 Fig. 112 Pamięć przeplotu w czasie Skręcanie kolumn Transmisja OFDM symbol 146 nośnik

148 147 Konstruktor Ramki Generowanie Pilota Z konstruktora ramki Wstawianie GI do DAC IFFT nadajnika Proces wejściowy Proces wejściowy Proces wejściowy Proces wejściowy FEC LDPC /BCH FEC LDPC/BCH FEC LDPC/ BCH FEC LDPC/BCH Przepl. Bitów Mapo wanie Symb. Mapo wanie Symb. Mapo wanie Symb. Mapo wanie Symb. Nagłó wek FEC Nagłó wek FEC Nagłó wek FEC Nagłówek FEC Odwzorowy wanie Segment Danych Odwzorowywanie Segment Danych Przepl czasu Przepl częstotl Do IFFT Sygnał L1 Mapo wanie Symb. Nagłó wek FEC Odwz orowy wanie Pream buły Fig. 113 Przepl. Bitów Przepl. Bitów Przepl. Bitów Przepl. Bitów FEC LDPC/BCH Przepl czasu Przepl czasu Przepl częstotl Przepl częstotl

149 Fig Do ścieżki dekodowania Preambuły (1) Z anteny Tuner ADC Synch. Czas/Częst. Usuwanie GI FFT Kanał EQ (Decoding Path(1)) Detekcja Ramki Szacowanie kanału Parser Ramki Do ścieżki dekodowania Segmentu Danych (2) (Path (2)) Rozplot częst. Dekod. Nagłówka FEC Rozplot po czasie Odwzorowanie odwrotne Symbolu Rozplot Bitów Dekodowanie FEC CCH/LDPC Sygnał L1 do Kontrolera Systemu Z parsera ramki Rozplot częst. Dekod. Nagłówka FEC Parser Seg. Danych Dekod. Nagłówka FEC Dekod. Nagłówka FEC Odwzorowanie odwrotne Symbolu Odwzorowanie odwrotne Symbolu Rozplot Bitów'/ Rozplot Bitów'/ Dekodowanie FEC CCH/LDPC Dekodowanie FEC CCH/LDPC Proces Wyjściowy Proces Wyjściowy PLP#C Wspólny PLP Do elementu ponownie łączącego TS

150 149 Fig. 115 (a) Przeplatanie po czasie ODCZYT ZAPIS (b) Rozplatanie po czasie ZAPIS ODCZYT

151 Fig. 116 Nagłówek L1 Nagłówek L1 Sygnalizacja L1 150 (a) Nagłówek L1 Przeplatanie po czasie wyłączone (b) Przeplatanie po czasie włączone

152 Fig Przed przeplataniem po czasie Po przeplataniu po czasie Pierwszy TX (2) Odczyt Drugi TX (1) Zapis < Jest użyty typ 1 przeplatania > (2) Odczyt < Jest użyty typ 2 przeplatania>

153 152 Fig. 118 i-ta próbka, włączając pilot N=D*W; i= N-1: Ci= i mod W; Tw=Cimod D; Ri= ((i divw)+tw ) mod D: Li(1) =Ri*W+Ci ; lub Li(2) = Ci*D+Ri N = liczba komórek z blokami Tl D = Głębokość przeplotu W =Szerokość Segmentu Danych Narzut pamięci = 2% Rozproszone sygnały pilotujące Ciągłe sygnały pilotujące Przed przeplataniem po czasie Po przeplataniu po czasie

154 153 Fig. 119 L1_XEFC_FRAME Blok preambuły (7.61MHz) Powtórzenie na bloku włączając L1_Header 2840 komórek 2840 komórek Okno tunera odbiornika Przypadek 1 : Złe złączenie Przypadek 2 : Poprawne złączenie Dodanie Dodanie Fig. 120 Znajdź L1_Header preambuły Symbolu OFDM mod(l1_xfec_frame długość. liczba OFDM nośnych danych) =0? nie tak Znajdź następny L1_Header bieżącej preambuły symbolu Oblicz odległość pomiędzy L1_Header oraz decyduj o punkcie określającym złączenie Złączenie

155 154 Fig. 121 L1_XEFC_FRAME Blok preambuły (7.61MHz) Powtórzenie tylko L1_FEC1_part 2840 komórki 2840 komórki Okno tunera odbiornika Poprawne złączenie Dodanie

156 Fig Pierwszy TX (1)Zapis Drugi RX (2)Odczyt <Element rozplatający po czasie odbiornika używając rozplatania typ 1 > (2)Odczyt (1)Zapis <<Element rozplatający po czasie odbiornika używając rozplatania typ 2 >

157 156 Konstruktor Ramki Do IFFT Z konstruktora ramki Do-nadajnika Wstawianie GI DAC IFFT Generowanie Pilota Proces wejściowy FEC LDPC/BCH Przepl. Bitów Mapowanie Symb. Odwzorowywanie Segment Danych Odwzorowywanie Segment Danych Sygnał L1 Nagłówek FEC Odwzorowy wanie Preambuły Przepl czasu Przepl częstotl Przepl częstotl Przepl częstotl Powtórzenie L1_ XFED Fig Proces wejściowy Proces wejściowy Proces wejściowy FEC LDPC/BCH FEC LDPC/BCH FEC LDPC/BCH FEC LDPC/BCH Przepl. Bitów Przepl. Bitów Przepl. Bitów Przepl. Bitów Mapowanie Symb. Mapowanie Symb. Mapowanie Symb. Mapowanie Symb. Nagłówek FEC Nagłówek FEC Nagłówek FEC Nagłówek FEC Przepl czasu Przepl czasu

158 Fig Z anteny Tuner :ADC Synch. Czas/ Częst Usuwanie GI Kanał EQ Parser Ramki Do ścieżki dekodowania Preambuły (1) Detekcja ramki Szacowanie kanału Do ścieżki dekodowania Segmentu Danych (2) Rozplot częst. Dekod. Nagłówka FEC Łączenie L1_ XFEC Rozplot po czasie Odwzorowanie odwrotne Symbolu Złączenie L1_FEC Rozplot Bitów Dekodowanie FEC CCH/LDPC : Sygnał L1 do Kontrolera Systemu Z ramki parsera Rozplot częst. Rozplot po czasie Parser Seg. Danych Dekod. Nagłówka FEC Dekod. Nagłówka FEC Odwzorowanie odwrotne Symbolu Odwzorowanie odwrotne Symbolu Rozplot Bitów'/ Rozplot Bitów'/ Dekodowanie FEC CCH/LDPC Dekodowanie FEC CCH/LDPC Proces Wyjściowy Proces Wyjściowy PLP #C Wspóln y PLP PLP #K Do elementu ponownie łączącego TS

159 Czas Fig częstotliwość Przeplatanie po czasie wyłączone Przeplatanie po czasie włączone

160 Fig Zerowy Blok Wejście Symboli Danych (sekwencja z przeplotem) Pamięć elementu rozplatającego Wyjście Symboli Danych (sekwencja rozpleciona) Pierwszy Blok Generator adresu Drugi Blok Trzeci Blok Dla i-tych komórek j-tego blok Tl Gdzie O<i< N-1, N=D*W, D= Nrząd, W=Nkolumn 2- D adres matrycy. (R, j.c,,) jest C ij = i m o d W : Sj j = (C u *j) mod D: Rij= ((i'divw)+si.j) mod D: 1 - D adres sekwencji, L, jest L i. j =R u *W +CiJ: Gdzie: mod = całkowity operator modulo div = całkowity operator dzielenia

161 Czas Fig Nagłówek Preambuły (OBPSK/QPSK) Częstotliwość Blok L1 (16-QAM) Przeplatanie po czasie wyłączone Przeplatanie po czasie włączone

162 161 Fig. 128 Strona nadajnika Pasmo Preambuły MHz L1_XFEC kodowanie L1 Strona odbiornika Pasmo Preambuły = 7.61 MHz Powtórzony blok L1 w jednej preambule Przeplatanie bloku L1 i Synchronizacja & złączenie bloku L1 Powtórzenie bloku L1 w jednej preambule Rozplot bloku L , i -.-;,... I Fig. 129 Wartość Głębokość Tl 00 Brak Tl 01 Najlepsze dopasowanie 10 4 Symbole OFDM 11 8 Symbole OFDM Używany jest Tl_flag(1 bit) Tl dla krótkiego bloku L1 Dla lepszych osiągów Tl

163 162 Fig. 130 a) Sygnalizacja i struktura nagłówka Nr Pole Kluczowa cecha Sygnalizacji Wypełnianie Nagłówek LI Osiągi PER Osiągi bloku L1 Tl Dodatkowy narzut 1 Włączona tylko flaga Tl 2 3 L1_size_bits/8 L1_size_cells 4 L1_size_bits na symbol 5 6 L1_size_cells na symbol Dwa Nagłówki (32 bity) L1 (15). Tl (1). Brak CRC L1 (12), Tl (2), CRC (2) LI (13), Tl (2), CRC(1) LI (13), Tl (2), CRC(I) L1 (11), Tl (2), CRC (2). Rfu(1) L1 (15), Tl (2), CRC (4). Rfu(11) Nie Normalny Zły dla krótkiego bloku LI Nie Maks. 7 bity Najlepszy Dobry Nie Maks. 3 bity Dobry Dobry Nie Maks. 4 bity Dobry Dobry Nie Maks. 19 bity Najlepszy Dobry Nie Nie Najlepszy Dobry 0.01% (pomijany) b) Metoda wypełniania Blok L1 Wypełnianie L1_info_size

164 Fig Pole num_chbon num_dslice num_notch for i=0..num_dslice-1 { dslice_id dslice_start dslice_width dslice_ti_depth dslice_type dslice_pwr_allocation num_plp for i=0..num_plp-1 { Plp_id Plp_type PSI/SI reprocessing. plp_payload_type If dslice_type=='0' { plp_modcod plp_start_addr } } } for i=0..num_notch-1{ notch_start notch_width } gi num_data_symbols num_c2_rames frame_idx PAPR reserved crc32 Bity Opis 3 Liczba związanych kanałów 8 Liczba segmentów danych 4 Liczba pasm wycięcia (notch) Identyfikator Segmentu Danych Początek Segmentu Danych z kanałem C2 (Maks. 64MHz) Szerokość Segmentu Danych (Maks 7.61 MHz) Głębokość przeplatania po czasie Typ Segmentu Danych (typ 1. typ 2)* Przydział mocy Segmentu Danych Liczba potoków PLP Identyfikator potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane) Flaga przetwarzania powt. PSP/SI Typ danych użytkownika potoku PLP (TS, GS, ) Modulacja/kodowanie potoku PLP Początek adresu potoku PLP Początek pasma wycięcia z kanałem C2 (Maks. 64MHz) Szerokość pasma wycięcia (Max 7.61 MHz) Tryb odstępu chronionego Liczba danych symboli OFDM na ramkę C2 Liczba ramek C2 na superramkę Indeks ramki C2 z jedną superramką Flaga PAPR Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości CRC32 *typ1 : Pojedynczy potok PLP z CCM *typ2 : Inny Fig. 132 Dslice_ti_depth Głębokość Tl "00" 1 "01" 4 "10" 8 "11" 16

165 164 Fig. 133 Dslice_type Typ "0" Pojedynczy potok PLP z CCM "1" Inny Fig. 134 plp_type typ "0" Wspólny potok plp "1" Dane potoku plp Fig. 135 plp_payload_type Typ danych użytkownika potoku "00000" GFPS "00001" GCS "00010" GSE "00011" TS inny Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości

166 Fig plp_modcod Modulacja Szybkość kodowania Blok LDPC /5 Długi Krótki 16 QAM /10 Długi /9 Krótki /3 Długi Krótki QAM 4/5 Długi Krótki /10 Długi /9 Krótki /4 Długi Krótki QAM 5/6 Długi Krótki /10 Długi /9 Krótki /4 Długi Krótki QAM 5/6 Długi Krótki /10 Długi /9 Krótki /6 Długi Krótki 4096 QAM /10 Długi /9 Krótki inny Rezerw. do zastosowania w przyszłości Rezerw. do zastosowania w przyszłości Rezerw. do zastosowania w przyszłości Fig. 137 gi wartość "00" 1/128 "01" 1/64 inny Rezerw. do zastosowania w przyszłości

167 Fig. 138 Fig PAPR Wartość "0" nie możliwe "1" możliwe Pole Network_id c2_system_id C2_signal_start_frequency C2_signal_stop_ frequency num_chbon num_dslice num_notch for i=0..num_dslice-1 { dslice_id dslice_start dslice_width dslice_depth dslice_type dslice_pwr_allocation reserved_1 num_plp for i=0..num_plp-1 { pip_id plp_type If plp_type=='wspólny' lub 'zgrupowany' { pip group_id } plp_payload_type PSI/SI przetwarzanie powt. reserved_2 If dslice_type=='0' { plp_modcod plp_start_addr } } } for i=0..num_notch-1 { notch_start notch_width } gi num_data_symbols num_c2_frames frame_idx PAPR reserved_3 crc32 Bit Opis 16 y ID bieżącej sieci DVB-C2 ID system C2 z sieci DVB-C2 Częstotliwość początku sygnału C2 Częstotliwość końca sygnału C2 Liczba związanych kanałów Liczba segmentów danych Liczba pasm wycięcia Identyfikator Segmentu Danych Początek Segmentu Danych z kanałem C2 (Maks. 64MHz) Szerokość Segmentu Danych (Maks 7.61 MHz) Głębokość przeplatania po czasie Typ Segmentu Danych (typ 1. typ 2)* Przydział mocy Segmentu Danych Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Liczba potoków PLP Identyfikator potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane normalne/zgrupowane)) Identyfikator grupy potoku PLP Typ danych użytkownika potoku PLP (TS, GS, ) Flaga przetwarzania powt. PSP/SI Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Modulacja/kodowanie potoku PLP Początek adresu potoku PLP Początek pasma wycięcia z kanałem C2 (Maks. 64MHz) Szerokość pasma wycięcia (Max 7.61 MHz) Tryb odstępu chronionego Liczba danych symboli OFDM na ramkę C2 Liczba ramek C2 na superramkę Indeks ramki C2 z jedną superramką Flaga PAPR Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości CRC32 *typ 1 : Pojedynczy potok PLP z CCM *typ2: Inny

168 167 Fig. 140 plp_type typ "00" Wspólny potok plp "01" Normalne dane potoku plp "10" Zgrupowane dane potoku plp inny Rezerw. do zastosowania w przyszłości

169 168 Fig. 141 Pole Network_id c2_system_id C2_signal_start_frequency num_chbon num_dslice num_notch for i=0..num_dslice-1 { dslicejd dslice_start dslice_width dslice_depth dslice_type num_plp reserved_1 for i=0..num_plp-1 { plp_id plp_type If plp_type=='wspólny' lub 'zgrupowany' { plp_group_id } PSI/SI przetwarzanie powt plp_payload_type reserved_2 if dslicejype=='0' { plp_modcod plp_start_addr } } } for i=0..num_notch-1 { notch_start notch_width } gi PAPR reserved_3 crc32 Bit Opis 16 ID bieżącej sieci DVB-C2 16 ID system C2 z sieci DVB-C2 32 Częstotliwość początku sygnału C2 3 Liczba związanych kanałów 8 Liczba segmentów danych 4 Liczba pasm wycięcia Razem 221 Identyfikator Segmentu Danych Początek Segmentu Danych z kanałem C2 (Maks. 64MHz) Szerokość Segmentu Danych (Maks 64 MHz) Głębokość przeplatania po czasie Typ Segmentu Danych (typ 1. typ 2)* Liczba potoków PLP Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Identyfikator potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane normalne/zgrupowane)) Identyfikator grupy potoku PLP Flaga przetwarzania powt. PSP/SI Typ danych użytkownika potoku PLP (TS, GS, ) Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Modulacja/kodowanie potoku PLP Początek adresu potoku PLP Początek pasma wycięcia z kanałem C2 (Maks. 64MHz) Szerokość pasma wycięcia (Maks MHz) Tryb odstępu chronionego Flaga PAPR Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości CRC32 *typ 1 : Pojedynczy potok PLP z CCM *typ2: Inny

170 169 Fig. 142 Blok L1 Wypełnianie CRC32 L1_info_size*2 Wartość Głębokość Tl 00 Brak Tl 01 Najlepsze dopasowanie 10 4 Symbole OFDM 11 8 Symbole OFDM Używany jest Tl_flag(1 bit) Tl dla krótkiego bloku L1 Dla lepszych osiągów Tl

171 170 Fig. 143 Pole NETWORK_ID C2_SYSTEM_ID C2_SIGNAL_START_FREQUENCY NUM_CHBON NUM_DSLICE NUM_NOTCH FOR i=0.num_dslice-1 { DSLICE_ID DSLICE_START DSLICE_WIDTH DSLICE_TI_DEPTH DSUCE_TYPE DSLICE_NUM_PLP FOR i=0.dslice_num_plp-1 { PLP_ID PLP_TYPE PLP_PAYLOAD_TYPE IF PLP_TYPE==00' lub '01' { PLP_GROUP_ID } IF DSLICE_TYPE==, 0' { PLP_START PLP MODCOD } PSI/SLREPROCESSING RESERVED 1 } RESERVED 2 } FOR i=0.num_notch-1 { NOTCH.START NOTCH_WIDTH RESERVED_3 } Gl PAPR L1_PART2_CHANGE_COUNTER RESERVED_4 CRC32 Bit Opis ID bieżącej sieci DVB sieć C2 ID system C2 z sieci DVB - sieć C2 Częstotliwość początku sygnału C2 (jednostka = 1 Hz) Liczba związanych kanałów Liczba segmentów danych Liczba pasm wycięcia Identyfikator Segmentu Danych Początek Segmentu Danych z kanałem C2 (maks. 64MHz) (jednostka = 12 komórek OFDM) Szerokość Segmentu Danych (Maks. 64MHz) (jednostka = 12 komórek Głębokość przeplatania po czasie Typ Segmentu Danych (Pojedynczy potok PLP z CCM. inny) Liczba potoków PLP bieżących Segmentów Danych Identyfikator potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane normalne/zgrupowane) Typ danych użytkownika potoku PLP (GFPS, GCS, GSE, TS, RFU) Identyfikator grupy potoku PLP Początek adresu potoku PLP (jednostka = 1 komórka OFDM) Modulacja/kodowanie potoku PLP Flaga przetwarzania powt. PSP/SI Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Początek pasma wycięcia z kanałem C2 (maks. 64MHz) (jednostka = 1 2 komórek OFDM) Szerokość pasma wycięcia (Maks. 7.61MHz)(jednostka = 12 komórki Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Tryb odstępu chronionego Flaga PAPR Liczba z przodu ramek C2 których L1_part2 zmienia się z wyjątkiem PLP_START (jednostka = 1 ramka C2) Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości CRC32 Razem 269

172 171 Fig. 144 DSLICE_Tl_DEPTH PLP_MODCOD Wartość Głębokość Tl Wartość Modulacja Szybk. Kodow. Typ FEC 00 1 Symbol OFDM QAM 4/5 64K LDPC 01 4 Symbole OFDM KLDPC 10 8 Symboli OFDM /10 64K LDPC Symboli OFDM /9 16KLDPC QAM 2/3 64K LDPC KLDPC Wartość PAPR /5 64K LDPC 0 Nie możliwe KLDPC 1 możliwe /10 64K LDPC /9 16KLDPC QAM 3/4 64K LDPC Wartość Segment Danych typ KLDPC 0 Pojedynczy potok PLP z CCM /6 64K LDPC 1 Inny KLDPC /10 64K LDPC Gl /9 16KLDPC Wartość Frakcja dostępu QAM 3/4 64K LDPC chronionego 00 1/ KLDPC 01 1/ /6 64K LDPC Rezerw. do zastosowania 10 do 11 w przyszłości KLDPC /10 64K LDPC PLP_TYPE /9 16KLDPC Wartość Typ potoku PLP QAM 5/6 64K LDPC 00 Wspólny potok PLP KLDPC 01 Zgrupowane dane /10 64K LDPC potoku plp 10 Normalne dane /9 16KLDPC potoku plp 11 Rezerw. do zastosowania do Rezerw. do zastosowania w w przyszłości przyszłości Wartość PLP_PAYLOAD_TYP E Typ danych użytkownika potoku GFPS GCS GSE TS do Rezerw. do zastosowania w przyszłości

173 172 Fig. 145 Pole Bity Opis NETWORK_ID C2_SYSTEM_ID C2 _SIGNAL_START_FREQUENCY Gl L1_PART2_CHANGE_COUNTER NUM_CHBON NUM_DSLICE NUM_NOTCH FOR i=0num DSLICE { DSLICE_ID DSLICE_START DSLICE_WIDTH DSLICE_Tl_DEPTH DSLICE_TYPE DSUCE_CONST_FLAG DSLICE_NOTCH_FLAG DSLICE_NUM_PLP FOR i=(dslice_num_plp{ PLP_ID PLP_TYPE PLP_PAYLOAD_TYPE IF PLP_TYPE=00 lub 01' { PLP_GROUP ID } FOR DSLICE_TYPE='0' { PLP START PLP MODCOD } PSI/SI REPROCESSING RESERVED 1 } RESERVED 2 } FOR i=0..num_notch-1 { NOTCH_START NOTCH_WIDTH RESERVED 3 } PAPR RESERVED_4 CRC (11) 12(11) (11) 9(8) Razem 228 ID bieżącej sieci DVB sieć C2 ID system C2 z sieci DVB sieć C2 Częstotliwość początku sygnału C2 (jednostka = 1 Hz) Tryb odstępu chronionego Liczba z przodu ramek C2 których L1_part2 zmienia się z wyjątkiem PLP_START (jednostka = 1 ramka C2) Liczba związanych kanałów Liczba segmentów danych Liczba pasm wycięcia Identyfikator Segmentu Danych Początek Segmentu Danych z kanałem C2 (maks. 64MHz) (jednostka = 12 lub 24 komórki OFDM dla 1/64. 1/128 Gl odpowiednio) Szerokość Segmentu Danych (Maks. 64MHz) (jednostka = 12 lub 24 komórki OFDM dla 1/64, 1/128 Gl odpowiednio) Głębokość przeplatania po czasie Typ Segmentu Danych (Pojedynczy potok PLP z CCM, inne) Wskaźnik stałej Segmentu Danych Wskaźnik sąsiedniego wycięcia Liczba potoków PLP bieżących Segmentów Danych Identyfikator potoku PLP Typ potoku PLP (wspólny/dane normalne/zgrupowane) Typ danych użytkownika potoku PLP (GFPS, GCS, GSE, TS, RFU) Identyfikator grupy potoku PLP Początek adresu potoku PLP (jednostka = 1 komórka OFDM) Modulacja/kodowanie potoku PLP Flaga przetwarzania powt. PSP/SI Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Początek pasma wycięcia z kanałem C2 (maks. 64MHz) (jednostka = 12 lub 24 komórki OFDM dla 1/64. 1/128 Gl odpowiednio) Szerokość pasma wycięcia (Maks. 7,61 MHz) (jednostka = 12 lub 24 komórki OFDM dla 1/64, 1/128 Gl odpowiednio) Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Flaga PAPR Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości CRC32

174 173 Fig. 146 Wartość Typ potoku PLP 000 Wspólny potok plp 001 Zgrupowane dane potoku plp 010 Normalne dane potoku plp 011 Paczka danych PLP 100 do 111 Rezerw. do zastosowania w przyszłości

175 174 Fig. 147 Sygnalizacja L2 (NIT) Sieć TS1 jest odwzorowany na normalne potoki PLP : Zdekodowane z pojedynczym tunerem(8mhz) oraz wieloma lub z szerokim pasmem tuner a(>8mhz) TS2 i TS3 są odwzorowane do paczki potoków PLP : zdekodowane z wieloma lub tylko z szerokim pasmem tuner a(>8mhz) Parametry transmisyjn e Sygnalizacja L1 PLP37: normalne PLP39: paczki PLP44: paczki

176 175 Fig. 148 Odbierz i dekoduj L1 Dekoduj pętlę potoku PLP Czy plp_type =bundle? NIE TAK Idź do następnej pętli potoku PLP Zachowaj informację PLP/Segment Danych na pętlę (włączając informację o wiązce) Czy istnieje następna pętla? NIE Koniec dekodowania L1 TAK Odbierz i dekoduj L2 (NIT) Dekoduj pętlę TS Czy istnieje c2dsd? NIE Idź do następnej pętli TS TAK Czy PLP_id jest w wiązkach? (z L1) NIE TAK Zachowaj informację o odwzorowaniu PLP/TS na pętlę Czy istnieje następna pętla? TAK,NIE Koniec dekodowania L2

177 176 Fig. 149 Odbierz i dekoduj L1 Dekoduj pętlę potoku PLP Zachowaj informację PLP/Segment Danych na pętlę Idź do następnej pętli potoku PLP (włączając informację o paczce) Czy istnieje następna pętla? TAK NIE Koniec dekodowania L1 Odbierz i dekoduj L2 (NIT) Dekoduj pętlę TS Czy istnieje c2dsd? NIE Idź do następnej pętli TS TAK Zachowaj informację o odwzorowaniu PLP/TS na pętlę Czy istnieje następna pętla? TAK NIE Koniec dekodowania L2

178 177 Fig. 150 Składnia Liczba bitów Identyfikator C2_delivery_system_descriptor() { descriptor_tag 8 uimsbf descriptor_length 8 uimsbf descriptor_tag_extension 8 uimsbf plp_id 8 uimsbf C2_system_id 16 uimsbf If ( descriptor_length > 5){ C2_System_tuning_frequency 32 bslbf czas trwania aktywnego Symbolu OFDM 3 bslbf guard_interval 3 bslbf Rezerwa } ) 2 bslbf Fig. 151 Active_OFDM_symbol_duration Opis µs(4k tryb FFT dla pasma systemów CATV 8MHz CATV) µs(4k tryb FFT dla pasma systemów CATV 8MHz CATV) 010 do 111 Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości Fig. 152 guard_interval Wartości odstępu chronionego 000 1/ / do 111 Zarezerwowane do zastosowania w przyszłości