Instytut Mikroelektroniki i Optoelektroniki. Politechniki Warszawskiej. Elektronika 1. elementy i układy elektroniczne Tranzystor Bipolarny (BJT,HBT)

Transkrypt

1 Instytut Mikroelektroniki i Optoelektroniki Politechniki Warszawskiej Elektronika 1 elementy i układy elektroniczne Tranzystor Bipolarny (BJT,HBT) Warszawa, luty 2009

2 Tranzystor bipolarny w układzie scalonym HBT: Heterojunction Bipolar Transistor BJT: Bipolar Junction Transistor kontakt emitera kontakt bazy kontakt kolektora dyfuzja izolacji warstwa zagrzebana podłoże + oznacza obszar silnie domieszkowany

3 Tranzystor HBT z bazą SiGe metal emiter n + emiter n W E emiter poli-si kolektor n - tlenek pasywujący W B baza SiGe:p kolektor n pod-kolektor n + tlenek polowy Izolacja typu p baza p + baza SiGe tlenek polowy Izolacja typu p Warstwa zagrzebana n +

4 Zastosowania tranzystorów: przełącznik (klucz) Klucz (Elektronika cyfrowa) np. mikroprocesor, pamięć

5 Zastosowania tranzystorów: wzmacniacz Wzmacniacz (Elektronika analogowa) np. czujniki, układy radiowe

6 Tranzystor bipolarny (BJT) tranzystor NPN kolektor tranzystor PNP kolektor n p baza p baza n n p Symbol graficzny emiter C Symbol graficzny emiter C B B E E

7 I

8

9 Tranzystor bipolarny (BJT): układy połączeń wspólny emiter OE U BE U CE emiter baza n + p WE OB WB OC kolektor n U EB U CB U BC U EC WC wspólna baza wspólny kolektor

10 Tranzystor bipolarny (BJT): układy połączeń wspólny emiter OE U BE U CE emiter baza p + n WE OB WB kolektor OC p U EB U CB wspólna baza U BC wspólny kolektor U EC WC

11 Polaryzacja normalna Złącze Emiter-Baza spolaryzowane w kierunku przewodzenia Złącze Kolektor-Baza spolaryzowane w kierunku zaporowym dla tranzystora N-P-N oznacza to: U EB <O oraz U CB >O (U BE >O, U CE >O) dla tranzystora P-N-P oznacza to: U EB >O oraz U CB <O (U BE <O, U CE <O)

12 W tranzystorze n-p-n płynie głównie prąd elektronowy, zatem - w pierwszym przybliżeniu - przepływ dziur można zaniedbać: elektrony n p n I E emiter baza kolektor I C I B U EB U CB

13 Tranzystor n-p-n: polaryzacja normalna n pb U BE >0 U BC <0 n pb (0) Bardzo zły tranzystor (W B > L nb ): dwie diody spolaryzowane przeciwnie - nie oddziałują na siebie n p0b n pb (W B )=0 W B x

14 Tranzystor n-p-n: polaryzacja normalna U BE >0 U BC <0 n pb (0) n pb ( ) = ( ) dn x Jn x qdn dx n p0b z rekombinacją W B < L nb I C < I E bez rekombinacji W B << L nb I C I E x W B n pb (W B )=0

15 TRANZYSTOR BIPOLARNY ZASADA DZIAŁANIA W poprawnie skonstruowanym tranzystorze n-p-n prąd elektronów jest równy (w przybliżeniu) prądowi kolektora. Zatem: qu BE qu BC IC In = Is exp exp kt kt Dla polaryzacji normalnej: U EB <O oraz U CB >O (U BE >O, U CE >O) I C qu = I exp BE s kt

16 TRANZYSTOR BIPOLARNY ZASADA DZIAŁANIA

17

18 I E I ne strumień elektronów I nc I C I pe I rb I CB0 - I B I pe prąd dziur wstrzykiwanych z bazy do emitera I ne prąd elektronów wstrzykiwanych z emitera do bazy I rb prąd dziur rekombinujących w bazie I nc prąd elektronów docierających do kolektora I CB0 prąd wsteczny złącza baza-kolektor (I E =0)

19 I E I ne strumień elektronów I nc I C I pe I rb I CB0 - I B I = I + I I = I I + I E ne pe C ne rb CBO I = I + I I B pe rb CBO Rozpływ prądów w tranzystorze

20 Współczynnik wzmocnienia prądowego w układzie wspólnej bazy α F α F = I C I I E CBO

21 Współczynnik wzmocnienia prądowego w układzie wspólnej bazy α F α F I I I I = = I I + I C CBO ne rb E ne pe α F I I I = ne ne rb = I + I I ne pe ne γ α T sprawność wstrzykiwania sprawność transportu

22 Współczynnik wzmocnienia prądowego w układzie wspólnej bazy α F α F = γ α T γ = I ne Sprawność wstrzykiwania I ne + I pe α T = I ne ne rb I I sprawność transportu

23 I E I ne strumień elektronów I nc I C I pe I rb I CB0 - I B I I I = I I + I = I + I I ne RB C ne RB CB0 E CB0 E I = α I + I C F E CB0 ( 1 ) 0 I = α I I B F E CB

24 Polaryzacja normalna I = α I + I C F E CB0 ( 1 ) 0 I = α I I B F E CB I = β I + I C F B CE0 β F α F ICBO = I 1 α CEO = 1 α F F

25 Obszary pracy tranzystora P-N-P U BC Polaryzacja normalna (forward) Odcięcie (cut-off) Nasycenie (saturation) Polaryzacja odwrotna (reverse) U BE

26 Wzmocnienie prądowe tranzystora n-p-n BJT w połączeniu OE ( 1 ) 0 I = α I I B F E CB I = α I + I C F E CB0 I CEO ICBO = 1 α F OE I B U BE I C U CE β F I E 1 α F = α F α I I = F I + CBO = β I + I 1 α 1 α C B F B CEO F F

27 TRANZYSTOR BIPOLARNY α R I R α F I F I E I C I F I R I B U EB U CB Model Ebersa-Molla Tranzystor N-P-N, polaryzacja normalna

28 Charakterystyki wyjściowe w układzie OB model Shockleya (Ebersa-Molla) I C Forward: polaryzacja normalna Saturation: nasycenie I E I E = 0 (I CBO ) UBC,on Cut-off: odcięcie U CB

29 Charakterystyki wyjściowe w układzie OE model Shockleya (Ebersa-Molla) I C Forward: polaryzacja normalna Reverse: polaryzacja odwrotna Saturation: nasycenie U CEsat Cut-off: odcięcie I B U CE I B = 0 (I CEO )

30 TRANZYSTOR BIPOLARNY Charakterystyki wyjściowe w połączeniu WE I C [A] I C2 I B Ilustracja napięcia Early ego (V A ) I C1 -V A U CE1 U CE2 U CE [V] V A = I U I U C2 CE1 C2 CE2 I I C1 C2

31 Tranzystor to sterowane źródło prądowe Sygnał sterujący TRANZYSTOR Prąd + V V

32 50mV Wzmacniacz 5V

33 R L i C u be + i B u BE + u CE U CC U BE i E GND

34 Nachylenie= Prosta obciążenia

35 Proste obciążenia Nachylenie= Liniowy odcinek czas czas czas

36 Nachylenie=

37 Tranzystor bipolarny BJT + i in [y] [z] i out + v in [h] [s] v out

38 Macierz mieszana i 1 h 11 i 2 h 12 u 2 u 1 h 22 u 2 h 21 i 1 i u = h i + h u = h i + h u

39 PROSTY UKŁAD ZASTĘPCZY TRANZYSTORA W POŁĄCZENIU WE Baza Kolektor u be g ie g m = u ce β f i = g u c m be Emiter g m di du C = = BE U CE = const q kt I C g ie dib 1 dic = = = du β du BE U = const f BE U = const f CE CE gm β

40 Wykres Bodego β 0 = 100 f β = 100 MHz 20log β f β f f ( ) x pole wzmocnienia β f f = f ( ) f x x T CZĘSTOTLIWOŚĆ [Hz] f x

41 Tranzystor bipolarny: częstotliwość graniczna f T τ d 1 C C C X = = D + je + jc + 2π f g g g 2v ( ) dc B T m m m sat τ ( ) = dc B X 2v ( ) dc B sat

42 Tranzystor bipolarny: częstotliwość graniczna f T Zakres małych prądów: dominacja wpływu pojemności warstw zubożonych f T qi C ( + ) 2π kt C C je jc Zakres dużych prądów: dominacja wpływu czasu przelotu 2 f T 1 πτ F

43 Tranzystor bipolarny: częstotliwość graniczna f T Zakres dużych prądów: dominacja wpływu czasu przelotu f T 2 1 πτ F τ = F W kd 2 B np, K=2; tylko dyfuzja K>2; pole elektryczne w bazie (gradient koncentracji domieszek, gradient składu HBT)

44 Tranzystor bipolarny: częstotliwość graniczna f max ( Maksymalna częstotliwość generacji ) definicja: K pmax =1 Warunki osiągnięcia maksymalnego wzmocnienia mocy : dopasowanie na wejściu i wyjściu, Spełniony warunek stabilności ( zneutralizowany wpływ wewnętrznego sprzężenia zwrotnego - unilateryzacja tranzystora ) max f = ft 8π rc B jc

45 Tranzystor bipolarny BJT Aby uzyskać duże wzmocnienie prądowe należy: domieszkować bazę słabiej niż emiter zmniejszać grubość bazy Konsekwencje takiego postępowania są następujące: duża rezystancja bazy (ograniczenie częstotliwości granicznych, nierównomierna polaryzacja złącza E-B) małe napięcie Early ego (mała rezystancja wyjściowa) małe napięcie przebicia skrośnego

46 Heterostruktura (Heterozłącze) E C Emiter ΔE C Baza E GA E GB E V Półprzewodnik A Półprzewodnik B E V ΔE V Idea Shockleya: emiter szerokopasmowy E GA >E GB ΔE G =E GA -E GB =ΔE C +ΔE V

47 Heterostruktura (Heterozłącze) E C Emiter ΔE C Baza E GA Półprzewodnik B E GB E V Półprzewodnik A E V ΔE V Idea: wykorzystujemy dwa różne materiały Główny problem: dopasowanie sieci krystalicznych

48 Główny problem: dopasowanie sieci krystalicznych Emiter E C ΔE C E G ~1.75eV Al X Ga 1-X As X=0.25 E V Baza GaAs E G =1.42eV E V ΔE V AlAs i GaAs są znakomicie dopasowane sieciowo (0.14% różnicy stałych sieci). To umożliwiło pierwszą realizację tranzystora HBT (IBM-1972). Prawie ćwierć wieku potrzeba było na realizację pomysłu Shockleya W.P. Dumke i in., GaAs-GaAsAl heterojunction transistor for high frequency operation, Solid State Electronics, vol.15, p.1339 (1972)

49 Dlaczego SiGe Kompatybilny z krzemem Łatwo integrowalny z technologią CMOS Właściwości SiGe regulowane przez zawartość Ge Koszt porównywalny z technologią krzemową

50 Krzemogerman to: inżynieria przerwy energetycznej, inżynieria naprężeń, inżynieria dopasowania sieci różnych materiałów, heterostruktury dla przyrządów bipolarnych, przyrządów MOS i optoelektroniki.

51 Konsekwencje to: bardzo szybka mikroelektronika krzemowa, mikrosystemy, optoelektronika (być może optyczna sieć połączeń w układach ULSI).

52 Skomercjalizowano (masowa produkcja) tranzystory HBT z bazą SiGe Technologie BiCMOS, Układy analogowe, Elementy dyskretne. Osiągnięto: f T 370 GHz f max 350 GHz

53 Przykłady architektury bazy SiGe N [cm -3 ] m [%] 30 Ge E B (a) C n + n + E (b) B C m Ge p p m Ge n n LCE n x [ μm] x [ μm]

54 DIAGRAM ENERGETYCZNY TRANZYSTORA HBT Z BAZĄ SIGE ( 0),, Δ E x = = E E G G Si G SiGe ( 0) ( ) Δ E = E x = E x = W G G G B E C p + SiGe baza Pole elektryczne! n + Si emiter E V p Si Ge n Si kolektor

55 Tranzystor HBT z bazą SiGe metal emiter n + emiter n W E emiter poli-si kolektor n - tlenek pasywujący W B baza SiGe:p kolektor n pod-kolektor n + tlenek polowy Izolacja typu p baza p + baza SiGe tlenek polowy Izolacja typu p Warstwa zagrzebana n +

56 Kompromis szybkość-moc Duża szybkość Mała moc

57 Osiągnięcia

58 Częstotliwość f T [GHz ] 4X 1.7X Źródło: D.L. Harame i in., Applied Surface Science 224 (2004) 9-17

59 Podsumowanie Wprowadzenie SiGe, Ge i C do technologii krzemowej pozwala realizować heterostruktury na związkach A IV B IV. Do technologii krzemowej wprowadzono inżynierię przerwy energetycznej i naprężeń Wprowadzenie SiGe w technologii tranzystorów bipolarnych radykalnie (kilkakrotnie) zwiększyło ich częstotliwości graniczne. Aktualnie jest to w pełni dojrzała i skomercjalizowana technologia. Wprowadzenie SiGe i naprężonego krzemu do technologii MOS stwarza nadzieję na poprawę parametrów użytkowych tych przyrządów

60 V CC1 μp BJT - zastosowanie Klucz R s U O V CC2 R O Gdy U we =0 prąd bazy nie płynie (złącze B-E spolaryzowane zaporowo), tranzystor jest zatkany. Gdy U we >>0: U CC1 BE I B = ( U BE 0. 7V ) Rs U we O V Tranzystor próbuje wyciągnąć prąd β*i B z kolektora (przez obniżenie jego potencjału), ale R O zaczyna ograniczać prąd. Potencjał kolektora ustali się na poziomie U CEsat 0.2V: U = VCC 2 U CEsat Napięciem U we sterujemy załączanie obciążenia R O do napięcia V CC2.

61 BJT - zastosowanie Wzmacniacz??? Wejście Zasilanie Wyjście Wzmacniacz

62 Zasilanie Czyli ustalenie punktu pracy tranzystora przez odpowiednią polaryzację złącz E-B i C-B Rb R C U ZAS = 10 V I B Ic U CE Cel: dobranie wartości oporników, Aby ustalić zadany punkt pracy, np. I C = 10 ma U CE = 5 V Zakładając U BE = 0.7 V I * R + U = U zas ce Rc = = 0. 5 Ic 10mA C B C B CE I * R + U = U BE ZAS ZAS Z właściwości tranzystora: I = β * C U ZAS U BE 10V O.7V RB = = = 93kΩ IC 10mA β 100 I B U U 10V 5V = kω

63 Zasilanie cd. I C = β * I B Rb R C I C U ZAS = 10 V U ZAS U BE 10V O.7V RB = = = 93kΩ IC 10mA β 100 U ZAS UCE 10V 5V RC = = = 0. 5kΩ I 10mA C I B U CE Zauważmy, że w ten sposób licząc wynik uzależniamy od β, której wartość znamy z 50% dokładnością ;-) Źle!!!

64 Zasilanie cd. Co więc można zrobić??? Rb1 I B1 R C I C U ZAS = 10 V (Cel jest ten sam) I C = 10 ma U CE = 5 V Zakładając U BE = 0.7 V Przyjmujemy I B << I B2. Wtedy I B1 I B2. Rezystory Rb1 i Rb2 stanowią dzielnik Napięciowy polaryzujący złącze B-E. Napięcie na Rb2 wynosi zatem 0.7V. Rb2 I B I B2 U CE R C jak poprzednio = 0.5 k Ω 0.7V Rb2 = 10V Rb1 + Rb2 Rb1 93 = Rb2 7 Dobieramy przykładowo Rb2=700Ω i Rb1=9.3kΩ, co powinno nam zapewnić znikomo mały prąd bazy w stosunku do I B2.

65 Zasilanie cd. Co osiągneliśmy? Rb1 I B1 R C I C U ZAS = 10 V R C jak poprzednio = 0.5 k Ω 0.7V Rb2 = 10V Rb1 + Rb2 Rb1 93 = Rb2 7 U CE Przyjęte: Rb2 = 700Ω i Rb1 = 9.3kΩ. Rb2 I B I B2 Potencjometryczna polaryzacja bazy Zapewniliśmy właściwy punkt pracy tranzystora nie używając β do obliczeń.

66 Rb1 Rb2 I B1 I B I B2 R C R E Zasilanie cd. Wprowadzimy jeszcze jeden układ: I C U CE U ZAS = 10 V Potencjometryczna polaryzacja bazy ze sprzężeniem emiterowym (lub z degeneracją emitera). I E I C = 10 ma U CE = 5 V Zakładając U BE = 0.7 V Tu też przyjmujemy Ib << Ib2. Ponadto U RE = 2 V. Dla takiego układu można zapisać równania: I E * RE + UCE + IC * RC = U ZAS Do tego: I E = IC bo β +1 β U BE + I E * RE Rb2 = U ZAS Rb1 + Rb2 Rb1 73 U = ZAS UCE RE * I E RC = = 0. 3kΩ Rb2 27 I Dobieramy przykładowo Rb2=2.7kΩ i Rb1=7.3kΩ, co powinno nam zapewnić znikomo mały prąd bazy w stosunku do I B2. E

67 Ustalanie punktu pracy po co? Tranzystor ma pracować w stanie aktywnym, więc potrzebujemy U BE >0 i U CE >U CEsat. Pierwszy warunek zapewniają rezystory w obwodzie bazy. Drugi rezystor w obwodzie wyjściowym: I C R C U CE U ZAS = 10 V Prosta obciążenia (nachylenie -1/R C ) Punkt pracy

68 Skąd się bierze wzmocnienie? Dryft napięcia wejściowego (polaryzującego bazę) wywołuje zmiany napięcia wyjściowego (u ce ). Zazwyczaj zmiany u ce są znacznie większe od zmian u be jest to wzmocnienie napięciowe. Napięcie wejściowe: Δu we =100mV Δu wy - znacznie większe Napięcie wyjściowe: Przejście sygnału zmiennego przez spolaryzowany tranzystor BJT w układzie WE. Przebieg wyjściowy ma odwróconą fazę co jest charakterystyczne dla układu wspólnego emitera.

69 Skąd się bierze wzmocnienie? Wzmocnienie napięciowe to stosunek: Δu Δu wy we Wiemy, że: ce = Δu Δu ZAS ce be u = U i * R c C Uwzględniając jedynie niewielkie przyrosty wartości napięć w czasie (i Uzas = const): Δu = Δi * R ce c C Wprowadzając do tego równania transkonduktancję: g m = Otrzymujemy: Δi Δu c be Δu Δu ce be = g m * R C Ten minus oznacza odwrócenie fazy sygnału wyjściowego

70 Wzmacniacz WE Δu Δu ce be = g m * R C Oznacza to, że wzmocnienie napięciowe wzmacniacza WE zależy od dwóch parametrów. Możemy wpływać na wartość wzmocnienia napięciowego przez zmianę rezystancji R C lub transkonduktancji g m. Napięcie wyjściowe jest w przeciwfazie.

71 Ale jak użyć takiego wzmacniacza? Jak podłączyć mały sygnał zmienny do wejścia (bazy tranzystora)? Δu we + DC -? Rb1 Rb2 R C U ZAS = 10 V Chcąc zachować odpowiednią polaryzację tranzystora potrzebujemy podłączyć do bazy sygnał zmienny nałożony na stałe napięcie równe dokładnie (!) napięciu polaryzacji bazy, tak aby nie zaburzyć rozpływu prądów (stałych) w obwodzie bazy (I B1, I B2 i I B ). U BE nie jest idealnie znane i dlatego nie możemy użyć zwykłego źródła napięcia stałego.

72 W poszukiwaniu źródła U CAP =U BE 0 A! Kondensator idealnie pasuje do naszego układu.

73 W poszukiwaniu źródła cd. U CAP =U BE Δu we Dla sygnału zmiennego kondensator stanowi zwarcie (jeśli ma dostatecznie dużą pojemność). Kondensator sprzęgający

74 Kompletny układ wzmacniacza WE U ZAS = 10 V Wejście U CAP =U BE I C C wy Wyjście Δu we C we Obciążenie Δu wy Kondensatory sprzęgające

75 Wzmacniacz WE Ale czy do wzmacniania sygnału zmiennego potrzebny nam cały ten schemat? Czy nie da się opisać takiego wzmacniacza na potrzeby sygnału zmiennego jakoś prościej? Da się! Ale: Uwe Obciążenie Jaką rezystancję widzi źródło AC? Jakie źródło widzi obciążenie?

76 Wzmacniacz WE Nortonowski schemat zastępczy (małosygnałowy) r we r źr G m *u we Spróbujmy określić: Rezystancję wejściową r we Współczynnik G m Rezystancję wewnętrzną r źr sterowanego źródła prądowego

77 Obwód wejściowy schematu zastępczego: Dla złącza baza-emiter: i b ube ube r we = = r we ib ic / β u be Przy uwzględnieniu tylko małych przyrostów (składowej zmiennej): Δu Δi BE B = Δu Δi C = β BE Δi C β Δu BE = β g m r Π g - Transkonduktancja tranzystora BJT m

78 Obwód wyjściowy schematu zastępczego: U ZAS R C i c R C u ce g m * Δ u we u ce = U zas i c R C Przy uwzględnieniu tylko małych przyrostów (składowej zmiennej): Δu ce = Δi c R C = g m Δu be R C g - Transkonduktancja tranzystora BJT m

79 U zas Uwzględnienie efektu Earley ego R c i c R C u CE Δu R ce C + Δu r o ce = Δi c g m * Δ u we r o R C Δu ce = Δi c ( RC ro ) = gm Δube ( RC ro ) r o =V A /I C, V A zazwyczaj wynosi ok.100v W bardzo dużym przybliżeniu: r o

80 Podstawowy małosygnałowy nortonowski schemat zastępczy tranzystora BJT B C r Π g Δ m u be r o I kt C g m = = r Π = V r o = I β g m A C q I V C T E V T potencjał termiczny V A napięcie Early ego (~25mV) (~100V)

81 Znamy już podstawowy małosygnałowy model tranzystora, ale jak narysować schemat zastępczy całego wzmacniacza WE????????

82 Jak narysować schemat zastępczy całego wzmacniacza WE? 1. Źródło napięcia stałego (U zas ) ma rezystancję wewnętrzną zerową, czyli dla przebiegów zmiennych stanowi zwarcie do masy. 2. Kondensatory stanowią zwarcie dla przebiegów zmiennych (zakładamy, że ich pojemności są dostatecznie duże). 3. W miejsce tranzystora wstawiamy jego model wcześniej wyprowadzony. B C C B E E

83 Dla sygnału zmiennego otrzymujemy B C E

84 Rb1 Rb2 rπ B g Δ m u be C r o R C Obciążenie E B C Rb1 Rb2 R C r Π g Δ m u be r o Obciążenie E

85 Otrzymujemy kompletny uproszczony model małosygnalowy wzmacniacza WE Rb1 Rb2 r Π g Δ m u be R C r o

86 Schemat zastępczy i parametry wzmacniacza WE : r we g Δ m u be r źr Zastępcza rezystancja wejściowa Zastępcza rezystancja wyjściowa Wzmocnienie napięciowe: r we = Rb1 Rb2 r Π u u r = r = R wy we źr m wy = g ( R r ) C o C g r m o R C

87 Użycie wzmacniacza g Δ m u be r źr Obciążenie P dysp = I 2 R 4 Chcąc uzyskać maksymalną możliwą moc z takiego źródła obciążenie powinno być równe rezystancji wewnętrznej źródła. Rezystancja źródła: Jest praktycznie równa R C, które może wynosić przykładowo: r = r = R źr wy RC ro RC = 0. 5kΩ C r o Obciążenie R =10Ω W takim wypadku (pratkycznie) moc nie zostanie dostarczona do obciążenia.

88 Użycie wzmacniacza WE U ZAS = 10V u we Rb1 Rb2 R C IC 5mA A I C = 5mA gm = = = 0. 2 kt 25mV V q 10Ω Oczekujemy wzmocnienia: KU = gmrc = 100 Obwód wyjściowy wygląda następująco: Praktycznie nie mamy wzmocnionego sygnału na wyjściu takiego układu. Zatem wzmaniacz WE jest kiepskim wzmacniaczem napięciowym dla małych obciążeń g Δ m u be K U = g m K U Δu r R =10Ω źr be r zr ( ) Ω Δu be

89 Właściwe użycie wzmacniacza WE: 10MΩ U ZAS = 10V u we Rb1 Rb2 R C IC 5mA A I C = 5mA gm = = = 0. 2 kt 25mV V q 10Ω Oczekujemy wzmocnienia: KU = gmrc = 100 Obwód wyjściowy wygląda następująco: Obciążenie musi być znacznie większe od rezystancji wyjściowej wzmacniacza. g Δ m u be K U = g m K U Δu r źr be r zr ( )100 10MΩ 10MΩ Δu be

90 U zas R c i c? 10Ω u ce Jak więc właściwie podłączyć obciążenie do wzmacniacza, aby uzyskać możliwie duże wzmocnienie??

91 Wtórnik emiterowy Ustalmy punkt pracy: Rb1 I C U CE =5V U RE =5V I C =10mA C we Rb2 U CE =5V C wy R E Δu Obciążenie wy Osiągamy wzmocnienie: 1 Δu we = U R E =500Ω R b1 :R b2 =44:56 bo U Rb2 =5V+0.6V=5.6V np. Rb1=440 kω Rb2=560 kω Rb2 = U V R E Zatem dla małych sygnałów: Δuwe = ΔuRb2 = ΔuR = Δuwy E

92 Wtórnik emiterowy model małosygnałowy Rb1 Dla przebiegów zmiennych Rb2 R E B C r Π r o g Δ m u be Rb1 Rb2 E R E wyjście

93 Wejście: Δi b B C Δu we Wejście Rb1 Rb2 r we r Π g Δ m u be E R E r o wyjście Δu RE r = we r Π = Δu Δi we we = Δu be + Δu Δi ΔuR E + = Δie (1 + β ) r b Π R E = r Π + + (1 + β ) R E Δu Δi R b E = β 100 r we jest duże

94 r = wy Wyjście: Jak obliczyć rezystancję wyjściową takiego czwórnika? Tak jak na Teorii Obwodów - pomijamy źródła niesterowane, podłączamy do wyjścia zewnętrzne źródło, a następnie obliczamy stosunek: 1 = R np Δ u Δ i E. + = g r m Π Δ u Δ i + be g m 5 Ω = = B Δ i r Π e 1 R E Δ i + b g Δ u g 1 g m Δ m u be be E m R E + β Δ u g m be = Δ ie 1 R r o E + 1 C r wy + Δ u g r Π m Δ u R E = R + E R Δi g E Δu m Δ u 1 g Mała rezystancja wyjściowa! (<5Ω) m R E

95 Model małosygnałowy wtórnika emiterowego: Wejście r r we Π = + ( 1+ β) R E 1 Δu we r R wy E = 1 g m Wyjście Duża rezystancja wejściowa nie obciąża źródła sygnału Mała rezystancja wyjściowa umożliwia pracę z każdym obciążeniem Wzmocnienie napięciowe = 1 Po co nam wzmacniacz o wzmocnieniu 1? Pełni rolę obwodu dopasowującego, np. Odseparowując stopień poprzedni od obciążenia.

96 Lepszy wtórnik emiterowy: U ZAS = 10V Rb1 I C Rezystancja wejściowa jest bardzo duża, gdyż R E jest nieskończone. C we Rezystancja wyjściowa wynosi 1/g m U CE =5V Wzmocnienie napięciowe =1 Rb2 I E R E C wy 1 g m Obciążenie Układ taki nazywamy stopniem wyjściowym klasy A.

97 Wzmacniacz dwustopniowy (WE+WC): U ZAS = 10V Rb1 R C Rb 1 u we Rb2 C we Rb2 I E U CE =5V 1 g m Obciążenie 10Ω Wzmacniacz WE (duże wzmocnienie napięciowe) Wtórnik wmiterowy (wzmocnienie jednostkowe)

98 Głębsza analiza Wpływ rezystancji wewnętrznej źródła sygnału R S Δu we Δu be = Δu we Rb1 Rb2 R C Rb1 Rb2 Rb1 Rb2 r Π r + Π R S Dla takiego wzmacniacza obliczyliśmy wzmocnienie napięciowe = -g m *R C. Wiemy jednak, że napięcie docierające do wzmacniacza nie jest równe Δu we, ale jest podzielone na dzielniku rezystancyjnym R S -r we. Uzyskane rzeczywiste wzmocnienie wynosi: Δu Δu wy we = spadek wzmocnienia Rb1 Rb2 r Rb1 Rb2 r + Π Π R S ( g m R C ) Rb1 Rb2 Rb1 Rb2 r Π r + Π R S < 1

99 Głębsza analiza Wpływ rezystancji wewnętrznej źródła sygnału Przykładowe obliczenia: Rb 1 = 9.3kΩ R S Rb1 Rb2 r Π B Rb 2 = 0.7 kω R I C S = = Ω ma g = 10 ma = 0.4 A m 25 mv V rπ = β = 100 = 250 Ω g 0.4 m Rb1 Rb2 Rb1 Rb2 r Π rπ + R S = 9.3k 0.7k k 0.7k = 0.78 E Zatem wzmocnienie spada o 22%.

100 Rb1 Dalsza analiza Degeneracja emitera problem. R C I C Pamiętamy, że taki schemat miał nam zapewnić właściwy punkt pracy praktycznie niezależnie od β. Wejście Rb2 R E Wyjście W efekcie otrzymujemy zdecydowanie mniejsze wzmocnienie K. Co więc możemy zrobić? K = = 1 g Δu Δu m wy we = R + (1 + Δic RC Δu + Δi R C be 1 ) R β E e E = Δi c g m Δi + Δi gmrc = 1+ (1 + 1 ) g β m c c R R (1 + E C 1 ) R β 1 + g g m m E = RC R E R R E C

101 Dalsza analiza Degeneracja emitera rozwiązanie. Rb1 R C I C Chcemy zachować dobre wzmocnienie w takim układzie polaryzacji. Wejście Rb2 R E Obejście sprzężenia dla sygnałów zmiennych Wyjście Aby to osiągnąć, rezystor R E powinien być niewidoczny dla sygnałów zmiennych. Zatem podłączmy równolegle do niego kondensator odsprzęgający (pamiętamy, że kondensator dla sygnałów zmiennych stanowi zwarcie przy założeniu, że jego pojemność jest dostatecznie duża, aby dla danej częstotliwości jego reaktancja była znacznie mniejsza od R E ). Taki układ nazywa się także wzmacniaczem WE ze stałoprądowym sprzężeniem emiterowym.