Szacowanie mocy czynnej straty dynamiczne w tranzystorach MOSFET (obwód mocy)

Transkrypt

1 Szacowanie mocy czynnej straty dynamiczne w tranzystorach MOSFET (obwód mocy) obciążenie rezystancyjne obciążenie indukcyjne na początek można przyjąć typową RG = 50 lub 10 Ω i oszacować czasy jako: tr (RG / RG(nom)) tr(nom) tf (RG / RG(nom)) tf(nom) przy czym dla obciążenia indukcyjnego ton tr toff tf gdyż zwykle tri, tfi < tfu, tru P D(dyn)= 1 U DS(off) I D(on) ( t r + t f ) f 6 s P D(dyn)= 1 U DS(off) I D(on) ( t on+ t off ) f 2 s 24

2 Szacowanie mocy czynnej straty dynamiczne w diodach Wyłączanie diod PIN założenia upraszczające U rr(m) U R ; U F 0 energia 1 E = i u d t = I U t 2 rr(m) R f off Qrr Urr(m) t rr nieznane tf/ts tf=trr ; Irr(m) Qrr (szacunek od góry) E off = 12 I rr(m) t rr U R =Q rr U R ts tf lub tf/ts = 1 ½Qrr E off = 12 I rr(m) 12 t rr U R = 12 Q rr U R Moc czynna p P dyn=(e on +E off ) f s 25

3 Szacowanie mocy czynnej straty dynamiczne w diodach (cd.) Załączanie diody PIN zawsze Eon < Eoff nie do pominięcia dla diod ultraszybkich (małe Eoff) założenie: i = const = IF E on= i u d t = 12 I F U fr(m) t fr ; P on=e on f s t fr Diody Schottky ego Eon pomijalna i, u, t < IF, UF, tcond Eoff podobnie jak dla diody PIN zmiana u przez cały trr ppk Irr(m) ½UR ładunek przestrzenny Qc zakładając symetryczny i(t): E off = 12 I rr(m) t rr 12 U R = 12 Q c U R 26

4 Szacowanie mocy czynnej wzajemny wpływ przyrządów Jeżeli następuje przełączenie prądu z diody do tranzystora prąd wyłączanej diody zamyka się zwykle przez załączany tranzystor dodatkowe straty w tranzystorze zakładając uds = const = UDS(off): P on,rr =E on,rr f s= 1 = 2 I rr(m) t rr U DS(off) f s=q rr U DS(off) f s Qrr 27

5 Szacowanie mocy czynnej straty dynamiczne Tyrystory, obwód sterowania BJT Wpływ warunków przełączania Obwód mocy tranzystorów BJT zasadniczo jak dla diody PIN zasadniczo jak dla MOSFET-ów Tranzystory IGBT jak MOSFET + ogon prądowy złożone istotne zależności bezpośrednio podawane Eon, Eoff wszystkie przyrządy: Ion (IF), Uoff (UR) na t diody PIN, tyrystory: głównie IF, dif/dt, dodatkowo dif/dt na dodatkowo Irr(m), Qrr tranzystory IGBT: na dodatkowo ttail diody Schottky ego: zasadniczo tylko Uoff dodatkowo przyrządy bipolarne i sterowanie prądowe: temperatura 28

6 Wytrzymałość napięciowa W praktycznych przyrządach o wytrzymałości w zasadniczym kierunku blokowania decyduje przebicie lawinowe także diody Zenera zjawisko Zenera nie występuje przy tak niskich koncentracjach domieszek Przebicie lawinowe/skrośne nie jest niszczące samo z siebie, ale: przyrząd przestaje blokować płynie duży prąd (ograniczony impedancją obwodu) J zależnie od typu tranzystora Wszelkie diody wysokonapięciowe są lawinowe skrośne może występować jednocześnie (PT PIN, PT IGBT) mniejsze Ubr W kierunku zaporowym tranzystorów może decydować przebicie skrośne aktywacja sprzężenia elektrotermicznego przebicie cieplne uszkodzenie połączeń przy wysokim U=Ubr P Tj Tj > Tj(max) przyrząd poza SOA Tj > Tj(crit) przebicie cieplne MOSFETy wysokiej odporności rugged, avalanche-rated specyfikowana dopuszczalna energia przebicia lawinowego (powtarzalna lub niepowtarzalna) 29

7 Napięcie przebicia Przyrządy bez wzmocnienia prądowego U br =U J(br) Przyrządy z mechanizmem tranzystora bipolarnego U br =U J(br) (1 α F )1/κ ; κ 5 mniejsza wytrzymałość napięciowa większy prąd upływu Napięcia przebicia BJT UCES(br) = UCBO(br) = UJ(br) UCEO(br) < UJ(br) stosowane częściowe zwarcie B-E opornikiem zwiększenie U br UCEO(br) < UCER(br) < UCES(br) kosztem spadku βf Wpływ temperatury na przebicie lawinowe θ Ubr 30

8 Napięcie przebicia (cd.) Tranzystory polowe podaje się tylko napięcia przebicia przy zwarciu G-S / G-E: UDSS(br), UCES(br) w praktyce nie pracuje się z rozwartą bramką ze względu na ryzyko pasożytniczego załączenia 1E-5 BJT CEO BJT CES MOSFET DSS IGBT CES ID [A] 1E-6 1E-7 1E UD [V] wszystkie 8 9 A MOSFET, IGBT 600 V BJT 700/1500 V 31

9 Pasożytnicze załączanie tranzystorów polowych Elementy pasożytnicze występuje dzielnik napięcia CGS CGD UDS UGS gdy ugs > UGS(th), tranzystor załącza się dzielnik pojemnościowy szybko reaguje na gwałtowne zmiany napięcia (duds/dt) powodowane przez indukcyjności pasożytnicze Rozwiązania włączenie opornika równolegle do końcówek obwodu sterowania (G-S) w przypadku b. dużych duds/dt odpowiedni dobór tranzystora: CGS/CGD > 15 u GS = = Z GS Z GS +Z GD C GD C GS +C GD u DS = 1 ( ) u DS= 1+ C GS C GD u DS 32

10 Polaryzacja wsteczna BJT CEO: przebicie skrośne bazy (BE) CES: przewodzenie dla UCE > UTO złącza PN (CB) przewodzenie dla U > UTO złącza PN (diody podłożowej) 1E-3 BJT CEO BJT CES MOSFET DSS IGBT-PT CES BJT+D CEO IGBT-PT+D CES 1E-4 1E-5 IR [A] MOSFET IGBT NPT: blokuje napięcie porównywalne z kierunkiem przewodzenia PT: niższe napięcie przebicia z powodu silnego domieszkowania warstwy buforowej B E N+ P N N+ C N N+ D N P+ C P+ C G S N+ P G 1E-6 E 1E-7 N+ P G 1E E N+ P N N+ UR [V] 33

11 Przewodzenie w kierunku wstecznym Przyrządy MOSFET dioda podłożowa nieodłączna od większości struktur (VDMOS, SJMOS, ) BJT i IGBT z monolitycznie scaloną diodą przeciwrównoległą Nieoptymalne parametry Dbody wysokie UF wytworzenie równoległego kanału poprzez bramkę duże trr, Qrr, Irrm dioda zewnętrzna z dezaktywacją diody wbudowanej (obie diody o parametrach lepszych od podłożowej) Zastosowanie równoległa dioda zewnętrzna zabezpieczenie przepięciowe w kierunku wstecznym diody zwrotne w mostkach, półmostkach (przetwornicach, falownikach) z obciążeniem indukcyjnym (L, LC, silniki) 34

12 Parametry znamionowe przyrządu półprzewodnikowego Napięcie znamionowe P d(rat) = Prąd znamionowy (ciągły) stosowalne bezpośrednio zapas % na przepięcia zależy od warunków chłodzenia jest pochodną mocy dopuszczalnej warunki znamionowe założone w katalogach są nierealistyczne (Tc = 25 C) może służyć wyłącznie do zgrubnego doboru oraz porównywania przyrządów między sobą Prąd znamionowy szczytowy ograniczony przez sterowanie lub doprowadzenia I D(rat) = T j(max) T c R th(j-c) P D(rat) (MOSFET) R DS(on) (T j(max) ) T j(max) T c P dm(rat) (t p, T p )= Z th(j-c) Wzór prawdziwy zawsze P d (av) (m)(max)= T j(max) T a 1,1R [Z ]th(j-a) Ta typowo 25 C, rozsądniej 40 C uproszczenie na czas wstępnego poszukiwania przyrządu P d(av)(max)= T j(max) 100 C 1,1R th(j-c) 35

13 Zależność mocy dopuszczalnej od temperatury Otoczenia wymaga znajomości parametrów całego toru odprowadzania ciepła (z radiatorem / obwodem drukowanym) Obudowy wymaga założenia, że temperaturę uda się sprowadzić do danej wartości (dzięki odpowiedniemu chłodzeniu) Dodatkowe sztywne ograniczenie może wynikać np. z działania wewnętrznego zabezpieczenia prądowego P d(max)= T j(max) T a R th(j-a) P d(max)= T j(max) T c R th(j-c) 36

14 Impulsowe wydzielanie mocy pojedynczy impuls okresowy ciąg impulsów 37

15 Impedancja cieplna Impedancja cieplna T j(m) T a =Z th(j-a) (t p, T p ) P d(m) do obliczeń ręcznych daje się stosować również do złożonych kształtów często wymaganych kilka iteracji Rezystancja cieplna można stosować dla f 10 khz T j(m) T a 110% (T j(av) T a ) zamiast mocy stałej Pd należy używać mocy średniej Pd(av) T j(m) T a 1,1 R th(j-a) P d(av) współczynnik 1,1 odzwier ciedla różnicę Tj(m) Tj(av) pomijalny przy f 100 khz Z th(norm) = Z th R th 38

16 Model dynamiczny RC Zaleta możliwość wykorzystania w komputerowych symulatorach obwodów elektrycznych łatwość uzyskania odpowiedzi układu na impulsy mocy o złożonym kształcie Postać sieć RC w jednej z postaci Cauera (filtr filter) Fostera (łańcuch tank) dokładnie: oddzielne zestawy parametrów dla sieci j-a i j-c w uproszczeniu: do sieci j-c można dołączyć rezystancje (i ew. pojemności) c-s i s-a 39

17 Model dynamiczny RC (cd.) Postać Fostera łatwiejsza doświadczalna identyfikacja parametrów w mniejszym stopniu odpowiada istocie zjawisk fizycznych przeliczenie na postać Cauera możliwe, ale złożone numerycznie 40

18 Indukcyjności w przekształtnikach Źródła odbiornik indukcyjny silniki transformatory filtry L i LC filtr wejściowy/zasilania pasożytnicze są istotne: przy odbiornikach rezystancyjnych w obwodzie sterowania gdy ograniczy się wpływ odbiornika indukcyjnego Indukcyjności działają tylko w pętlach prądowych Pętle stanowią anteny promieniowanie zaburzeń przechwytywanie zaburzeń Indukcyjności pasożytnicze szacunkowo p obwód pętli A powierzchnia pętli d średnica przekroju przewodu kr = 1/4 dla n.cz.; 0 dla w.cz. (wynika z naskórkowości) μ0 p 4p p2 Ls ln + k r ln 2π d A μ0 2 nh/cm 2π minimalizacja p, A skręcenie przewodów konieczne istnienie pary przewodów wiodących ten sam prąd ( ) 41

19 Wpływ indukcyjności na załączanie i D (t )=I o ( 1 e t /τ ) Ls Ls τ= = R R o + R DS(on) Skutki ograniczenie szybkości narastania prądu, przetężeń zmniejszenie mocy strat Jest to podstawowa idea tłumików prądowych najprostszy RL: cewka w szereg z prądem (jak Ls) tzw. przełączanie przy zerowym prądzie (ZeroCurrent Switching) 42

20 Wpływ indukcyjności na wyłączanie u Ls =L s u Ls(pk)=L s di D dt di D ( ) dt max βt u DS=U DD+ u Ls(pk) e ω cos ωt Ro 1 ; β= 2L s L s C out 43

21 Zapobieganie negatywnym skutkom przepięć Ograniczenie propagacji zaburzeń odprzęganie = minimalizacja wzajemnego wpływu obwodów kondensatory odprzęgające skrócenie odcinków wspólnych unikanie pętli Stosowanie zabezpieczeń przepięciowych ze względu na: duża wspólna indukcyjność indukcyjności pasożytnicze same wyprowadzenia: 2 20 nh THT, 0,2 2 nh SMT coraz szybsze przełączenie większe stromości prądu przebicie lawinowe niekorzystne unipolarne niebezpieczne bipolarne, niekiedy unipolarne mała wspólna indukcyjność 44

22 Diody gaszące (zerowe) Miejsce i sposób stosowania Parametry chroni przyrząd półprzewodnikowy równolegle do obwodu indukcyjnego biegunowość nie może przewodzić w stanie statycznym wytrzymałość napięciowa jak tranzystora szybkość czas załączania krótszy niż czas wyłączania tranzystora Nie może sama wprowadzać indukcyjności pasożytniczej łączenie bezpośrednio między zabezpieczaną końcówkę a stały potencjał jak najkrótsze połączenia 45