Zasilacze o podwyższonym współczynniku mocy dla sprzętu AGD

Transkrypt

1 Marcin BASZYŃSKI Akademia Górniczo Hutnicza, Katedra Automatyki Napędu i Urządzeń Przemysłowych Zasilacze o podwyższonym współczynniku mocy dla sprzętu AGD Streszczenie. W artykule przedstawiono przegląd różnych topologii zasilaczy o podwyższonym współczynniku mocy podnoszących oraz stabilizujących napięcie. Porównano tradycyjne układy mostkowe z rozwiązaniami bezmostkowymi. Abstract. In this paper a review of power factor correction boost rectifiers is presented. Performance comparison between then conventional PFC rectifier and the bridgeless PFC rectifiers. (Power factor correction boost rectifiers for the household appliances) Słowa kluczowe: Poprawa współczynnika mocy, prąd ciągły, prąd nieciągły; Keywords: Power factor correction, continuous- conduction mode (CCM), discontinuous- conduction mode (DCM), Wstęp Sprzęt elektroniki użytkowej RTV, AGD wymaga stabilizowanego napięcia stałego, wytworzonego z jednofazowej linii napięcia zmiennego. Najprostszym sposobem prostowania napięcia przemiennego jest zastosowanie mostka diodowego z kondensatorem po stronie stałoprądowej. W prostownikach diodowych średnia wartość napięcia na kondensatorze wyjściowym (przy stałym i ciągłym prądzie obciążenia) jest równa 90% skutecznej wartości napięcia linii zasilającej. Ponadto prąd źródła jest odkształcony co charakteryzuje się dużą zawartość wyższych harmonicznych (3., 5., 7. itd.). Przez linię zasilającą przepływają impulsy prądu w momencie gdy chwilowa wartość napięcia źródła jest większa od napięcia kondensatora. Zjawisko to jest szczególnie niekorzystne przy dużej liczbie pracujących jednocześnie prostowników, gdyż pomimo stosunkowo niewielkiej mocy pojedynczego układu dołączenie wielu prostowników do jednej linii zasilającej powoduje znaczne odkształcenie napięcia. Zarówno w Europie jak i USA obowiązujące normy precyzują oddziaływanie odbiorników (przekształtników) dołączonych do sieci zasilającej. W Europie takim standardem jest EN natomiast w Stanach Zjednoczonych norma Energy Star. Oba dokumenty charakteryzuje inne podejście do definicji negatywnego wpływu układów przełączających na linię zasilającą. Norma europejska definiuje wartości harmonicznych wprowadzanych do sieci, przez co pośrednio wymaga wysokiej wartości współczynnika mocy przekształtnika. Natomiast norma Energy Star wprost wymaga, aby dla układów o mocy większej lub równej 100W współczynnik TPF (ang. True Power Factor) miał wartość przynajmniej 0,9. Aby spełnić wymagania obu norm oraz sprostać potrzebom globalnego rynku zaczęto poszukiwać rozwiązać pozwalających na ograniczenie negatywnego oddziaływania prostowników na linię zasilająca. Efektem tych rozważań są topologie prostowników pracujących z podwyższonym współczynnikiem mocy [1] [12]. Nowoczesny sprzęt gospodarstwa domowego (odkurzacze, miksery itp.) coraz częściej wyposażany jest w wysokoobrotowe silniki indukcyjne lub bezszczotkowe. Do poprawnej pracy układu zasilającego tego typu napędy potrzebne jest napięcie stałe (na kondensatorze obwodu pośredniczącego). Aby urządzenie zostało dopuszczone do obrotu na rynku musi ono ograniczać swój negatywny wpływ na sieć zasilającą (muszą zostać spełnione wymagania stawiane przez wymienione wcześniej normy). W artykule omówiono tryby pracy prostownika z prądami nieciągłym i ciągłym, przedstawiono różne topologie przekształtników i omówiono ich przydatność do zasilania falowników zasilających wysokoobrotowe silniki małej mocy przewidziane dla sprzętu AGD. Układ regulacji, wspólny dla różnych topologii układów Celem układu regulacji przekształtnika, niezależnie od przyjętej topologii [1] [3], [9] jest stabilizacja zadanej wartości napięcia na kondensatorze wyjściowym oraz wymuszenie przebiegu prądu linii zasilającej współfazowego z napięciem [12] i odpowiadającego kształtem temu napięciu. Zasilacz ma pracować z stałą częstotliwości przełączania tranzystorów. W opisanych rozwiązaniach przyjęto, że częstotliwość impulsowania tranzystorów jest równa 39kHz. Wartość napięcia na kondensatorze wyjściowym jest równa 450V (większe niż wartość szczytowa napięcia zasilającego, układ typu boost). Rysunek 1 przedstawia schemat blokowy układu regulacji spełniający przedstawione wymagania. Rys. 1. Schemat blokowy układu regulacji prostownika Prostownik zasilany jest z linii jednofazowej, prąd fazowy odpowiada kształtowi oraz fazie napięciu linii zasilającej dlatego moc chwilowa przekazywana do kondensatora jest opisana równaniem (1). (1) Odbiornik pobiera z kondensatora stałą moc chwilową (np. trójfazowy falownik zasilający silnik indukcyjny lub bezszczotkowy typu BDCPM). W wyniku różnicy pomiędzy mocą dostarczaną a odbieraną z kondensatora, w jego napięciu pojawia się składową zmienna o częstotliwości dwukrotnie większej niż częstotliwość linii zasilającej. Składowa tej częstotliwości jest widoczna w uchybie wejściowym (k ur e u ) regulatora napięcia. Aby składowa ta nie wpływała na kształt przebiegu prądu zadawanego regulator napięcia powinien spełniać także funkcję filtru (np. struktura regulatora tupu proporcjonalno całkującego) oraz współczynnik wzmocnienia części proporcjonalnej nie większy niż jeden. Układ regulacji działający zgodnie z opisanym algorytmem użyto we wszystkich przekształtnikach opisanych w dalszej części artykułu. PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 3/

2 Jednofazowy prostownik mostkowy z jednopulsowym przekształtnikiem impulsowym Na rysunku 2 przestawiono schemat obwodu mocy jednofazowego, mostkowego prostownika podnoszącego napięcie o podwyższonym współczynniku mocy. Obwód mocy przekształtnika przedstawionego na rysunku 2 składa się z niesterowanego prostownika mostkowego (na rys. 2 zaznaczony zaciemnionym obszarem) oraz jednopulsowego impulsowego przekształtnika podnoszącego napięcie (ang. boost conveter). Rys. 2. Obwód mocy mostkowego zasilacza PFC Jeśli tranzystor S s nie impulsuje wówczas przekształtnik pracuje jak mostek diodowy bez kontroli prądu źródła. W przypadku gdy napięcie na kondensatorze (u CF ) jest mniejsze do napięcia linii zasilającej (u s ) dioda D s jest spolaryzowana w kierunku przewodzenia, a impulsowanie tranzystora nie wpływa na prąd źródła. Jeśli kondensator wyjściowy jest rozładowany (napięcie około zera) dla zabezpieczenia układ przed niekontrolowanym przepływem prądu przekształtnik powinien być wyposażony w rezystor lub warystor włączony szeregowo z linią zasilającą. Po osiągnięciu na kondensatorze napięcia większego niż 90% napięcia źródła rezystor zwierany jest przekaźnikiem, a układ regulacji rozpoczyna impulsowanie tranzystora. Drogę przepływu prądu przez obwód w zależności od stanu łącznika oraz polaryzacji napięcia linii zasilającej obrazuje rysunek 3. Szarym kolorem zaznaczono elementy nieprzewodzące prądu. Rys. 3. Zasada działania przekształtnika. Schematy z rysunku 3a i 3b wyznaczone dla dodatniej części półfali napięcia linii zasilającej, obwody 3c i 3d przedstawiają drogę przepływu prądu dla ujemnej części przebiegu napięci wejściowego. Przy zamknięty łączniku S s (rys. 3a i 3c) prąd źródła narasta z szybkością ograniczoną indukcyjnością dławika L s, linii zasilającej oraz spadkami napięcia na elementach półprzewodnikowych U T. Prąd przepływający przez dławik zwiększając energię gromadzoną w jego polu magnetycznym. Dioda D s nie przewodzi, jej anoda ma potencjał ujemnej okładki kondensatora (pomijając spadek napięcia na rezystancji łącznika). Po otwarciu łącznika (rys. 3b i 3d) prąd w obwodzie płynie przez diodę D s pod wpływem sumy napięć źródła u s oraz napięcia samoindukcji dławika (równanie 2). (2) Przy zamkniętym łączniku (S s ) dioda (D s ) zabezpiecza kondensator wyjściowy (C F ) przed zwarciem dlatego musi być to dioda szybka (o krótkim czasie odzyskiwania własności zaworowych). Ma to szczególne znacznie gdy przekształtnik pracuje z prądami ciągłymi. Zwarcie łącznika S s powoduje zwiększanie się energii gromadzonej w dławiku L s, po otwarciu tranzystora energia ta jest przekazywana do kondensatora wyjściowego C F. Jeżeli energia w polu magnetycznym dławika przez cały okres impulsowania (T i ) jest większa od zera, dławik nie przekazuje całej swojej energii (przy ponownym zwarciu tranzystora w dławiku znajduje się energia szczątkowo) do kondensatora to przekształtnik pracuje z prądami ciągłym (CCM). W takim przypadku energia przekazywana jest w całym okresie impulsowania, w którym można wyróżnić dwa przedziały zaznaczone na rysunku 4 literami (a, c) i (b, d). Jeżeli energia z dławika jest przeniesiona w całości (maleje do zera) do kondensatora w czasie krótszym niż przerwa w przewodzeniu prądu przez tranzystor, to układ pracuje z prądami nieciągłym (ang. DCM Disontinuous Conductation Mode). W takim przypadku w okresie impulsowania można wyróżnić trzy przedziały czasu: wzrost energii dławika (rys. 4a, c), przekazanie jej do kondensatora (rys. 4b, d) oraz okres bezczynności (energia w układzie nie jest pozsyłana, rys. 4e). Przebiegi prądu linii zasilającej (i s ), tranzystora (i ss ), diody (i d ) dla prądów ciągłych oraz nieciągłych (przedstawiono na rysunku 4. Zaciemnionymi obszarami zaznaczono drogę przepływu prądu zgodnie z oznaczeniem na rysunku 3. W reżimie pracy DCM w prądzie dławika (źródła) za okres impulsowania nie występuje składowa stała, w odcinkach czasu nie płynie. Dlatego aby wymusić średnią wartość prądu identyczną jak przy pracy CCM składowa zmienna prądu DCM jest większa. Powoduje to większe zakłócenia emitowanie do otocznia (EMI) oraz wzrost strat w układzie (tranzystor wyłączany jest przy większej wartości chwilowej prądu). W pracy z prądami nieciągłymi jest wymagana mniejsza indukcyjność dławika niż przy prądach ciągłych, co przekłada się na koszt przekształtnika. Granica pomiędzy pracą typu CCM i DCM narzucona jest przez indukcyjność dławika oraz częstotliwość impulsowania. W układach gdzie dopuszczalna, maksymalna częstotliwość przełączania jest determinowana przez straty na tranzystorze oraz możliwość odprowadzania z niego ciepła jedyną możliwością wyboru jest wartość indukcyjności dławika. Minimalną indukcyjność dla utrzymania prądu ciągłego w obwodzie można na podstawie rozwiązania równania (1) i opisującego wartość prądu przy zwieraniu [12] tranzystora (3). (3) gdzie: ΔI dopuszczalna wartość składowej zmiennej prądu, - względna stała czasowa dławika,, f i częstotliwość impulsowania tranzystora. Przekształcając równanie (3) oraz przyjmując, że dla <<1 można przyjąć uproszczenie wynikające z rozwinięcia dwóch pierwszych wyrazów szereg Taylora (dla x< 1 e -x PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 3/2011

3 x) uzyskuje się minimalną wartość indukcyjności niezbędną dla podtrzymania ciągłego prądu (4). (4) napięcia diod mostka oraz tranzystora), które przy przejściu przez zero napięcia wejściowego mają znaczący udział w ograniczeniu wartości prądu w obwodzie (są porównywalne co do wartości). Powoduje to, że prąd przy niewielkiej wartości napięcia wymuszającego nie narasta (w okresie impulsowania) do zadanej wartości, nawet przy maksymalnej dopuszczalnej wartości współczynnika wypełnienia impulsów (rys. 6b). Kształt prądu nie jest symetryczny względem punktu przejścia przez zero, mniejszy błąd regulacji występuje przy zmniejszaniu się wartości prądu zadanego, ponieważ układ pracuje w reżimie CCM i dławik posiada zgromadzoną energię, która utrzymuje większą wartość prądu. Przy zmianie kierunku napięcia energia dławika jest w równa zero, a napięcie źródła ma zbyt małą wartość by ją ponownie dostarczyć (mała szybkość narastania prądu dławika). Rys. 4. Przebiegi prądów ciągłych i nieciągłych w układzie z rysunku 2. Rysunek 5 przedstawia przebieg prądu źródła oraz napięcia zasilającego w stanie ustalonym. Jak wynika z zamieszczonych na rysunku 5 w okolicy przejścia napięcia zasilającego przez zero przekształtnik nie odtwarza wymaganego kształtu prądu. Na rysunku 6 zamieszczono przebiegi zarejestrowane w układzie sterowania (prąd dławika, prąd zadany, kwadrat uchybu wejściowego regulatora prądu) odniesione do wartości maksymalnej (I m ). Oznaczenia przyjęto zgodnie z rysunkiem 1. Te same przebiegi zamieszczono na rysunku 6b, ale dla mniejszej podstawy czasu. Rys. 6. Przebiegi prądu dławika L s, prądu zadawanego oraz uchyb regulacji. Dla podstawy czasu a) 2ms/div; b) 100 s/div Rys. 5. Napięcie oraz prąd fazowy linii zasilającej. W momencie zamknięcia tranzystora szybkość narastania prądu wyraża się równaniem (5) Wykres z rysunku 7 przedstawia zwartość harmonicznych w prądzie linii zasilającej. Jak wynika z rysunku 7 dominującą harmoniczną jest harmoniczna podstawowa, w prądzie występują także harmoniczne nieparzyste jednak ich udział jest mało istotny, poniżej 0,01%. THD dla przebiegów prądu z rysunku 5 wynosi 5,53%. (5) gdzie: i s prąd linii zasilającej, u s napięcie linii zasilającej, R s rezystancja zastępcza linii, diod i łącznika, L s indukcyjność obwodu, przewodów i linii zasilającej, U T spadki napięcia na strukturach półprzewodników (diody mostka prostowniczego oraz tranzystora). Ze względu na polaryzację tranzystora S s prąd w obwodzie przepłynie tylko gdy licznik równia (5) jest większy od zera: R s i s + U T < u s. Wynika z tego, że prąd w okolicach przejścia napięcia linii zasilającej przez zero nie płynie. Napięcie wymuszające ma wartość mniejszą niż spadki napięcia na elementach układu. Przy niedużej wartości napięcia (przy której licznik równania (5) jest większy od zera) szybkość narastania prądu jest ograniczona przez spadki napicia na strukturze półprzewodnikowej (dla układu z rysunku 3 są to spadki Rys. 7. Widmo prądu źródła. Mostkowy prostownik PFC z dwupulsowym przekształtnikiem impulsowym Rozwiązaniem podobnym do opisanego poprzednio przekształtnika jest układ oparty o prostownik mostkowy oraz dwufazowy układ impulsowy. Obwód mocy takiego zasilacza prezentuje rysunek 8. PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 3/

4 Rys. 8. Obwód mocy mostkowego zasilacza PFC z dwupulsowym przekształtnikiem impulsowym. Zasada działania jest identyczna w opisanym wcześniej układem. Impulsy sterujące tranzystorami S s1 i S s2 są przesunięte względem siebie o T/2, dzięki czemu częstotliwość składowej zmiennej prądu linii zasilającej jest dwukrotnie większa niż częstotliwość impulsowania pojedynczego tranzystora (rys. 9). Prądy dławików oraz tranzystorów są mniejsze od prądu źródła (rys. 10 oraz rys. 11). Przy zastosowaniu układu regulacji przedstawionego na rysunku 1 dławiki nie są obciążone równomiernie. Wynika to z różnych warunków napięciowych przy załączeniu tranzystorów, różnych własności (np. rezystancji wewnętrznej) zastosowanych tranzystorów oraz innych wartości indukcyjności dławików. Na rysunku 9 przedstawiono przebiegi prądów źródła i obu dławików w idealnym, symulacyjnym przypadku (identyczne dławiki, parametry diod i tranzystorów). Pomimo wyidealizowanych parametrów obwodu mocy różnica pomiędzy wartościami prądów dławików dochodzą do 12% wartości prądu źródła. Rys.10. Przebiegi prądu źródła oraz dławików przy nierównomierne obciążonych dławikach. Rys. 11. Zmodyfikowany układ regulacji Rys.12. Przebiegi prądu źródła oraz dławików z równomiernym obciążeniem dławików Rys. 9. Składowa zmienna prądów dławików (i L1, i L2 ) oraz linii zasilającej (i s ) W stosunku do układu jednopulsowego (rys. 1) tor regulacji posiada trzy regulatory (rys. 11). Jeden, wspólny regulator napięcia (identycznie z rys. 1) oraz dwa niezależnie regulatory prądu dławików. Dodatkowy regulator wymusza zastosowanie dodatkowego toru pomiarowego. Aby dławiki były obciążane równomiernie chwilowa wartość prądu zadawanego oby regulatorów musi być identyczna. Przebieg prądów dławików oraz źródła przy zastosowaniu układu regulacji z rysunku 11 prezentuje rysunek 12. Jak wynika z rysunku 12 zastosowanie dodatkowego sprzężenia zwrotnego zapewniło przepływ przez dławiki prądu o tej samej wartości chwilowej. W przypadku przekształtników małej mocy stosowanie układu regulacji z wymuszeniem równomiernego rozpływu prądu (rys. 11) nie jest konieczne, pomimo stosunkowo dużej różnicy prądów w pojedynczym półokresie (rys. 10) w dłuższym odcinku czasu średnia wartość prądu dławików wyrównuje się. Na rysunku 11 przedstawiono strukturę układu regulacji wymuszającego równomierne obciążenie obu dławików. Dzięki przesunięciu sterujących o T/2 uzyskuje się większą (dwukrotnie) częstotliwość oraz mniejszą wartość szczytową składowej zmiennej prądu linii zasilającej. Dla przyjętej maksymalnej, dopuszczalnej jej wartości indukcyjności dławików, w stosunku do przekształtnika jednopulsowego, może być dwukrotnie mniejsza. Przy mniejszej indukcyjności szybkość narastania prądu (7) wzrasta, dzięki czemu poprawiają się warunki przy przejściu prądu przez wartości zero (uzyskuje się lepsze odwzorowanie kształtu napięcia, rys. 13). Gabaryty dławików zależą od szczytowej wartości energii w nich zmagazynowanej. Zmniejszenie indukcyjności dławika oraz maksymalnej wartości jego prądu powoduje, że górna wartość energii pojedynczego dławika układu dwupulsowego jest równa (6). (6) gdzie: I m maksymalna wartość amplitudy prądu linii zasilającej, i składowa zmienna prądu linii zasilającej Ponieważ w prostowniku spełniona jest nierówność (7) to równanie (6) można uprościć do postaci (8). (7) 240 PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 3/2011

5 (8) Na podstawie (8) sumaryczna energia obu dławików układu dwupulsowego równa się (9). (9) Energię dławika układu jednopulsowego można wyznaczyć z równania (10), z uwzględnieniem (7). (10) Z porównania (9) i (10) (dla tych samych wartości prądu szczytowego linii zasilającej oraz indukcyjności wypadkowej) wynika, że sumaryczna maksymalna energia dławików układu dwupulsowego jest cztery razy mniejsza niż układu jednopulsowego. Oznacza to że, wypadkowa masa (objętość) obu dławików może być czterokrotnie mniejsza niż dławika układu jendopulsowego. Bezmostkowe zasilacze impulsowe (ang. Bridgeless Boost Rectifier) W układzie prezentowanym na rysunku 2 i 8 można wyróżnić dwa stopnie przetwarzania energii: prostownik mostkowy oraz przekształtnik impulsowy. Rysunek 15 przedstawia topologię wraz z zasadą działania zasilacza impulsowego pozbawionego osobnego mostka prostownikowego. Szarym kolorem oznaczono elementy nieprzewodzące prądu. Przekształtnik wykonany jest z dwóch identycznych gałęzi. W strukturę gałęzi wchodzi szybka dioda (D p ) tranzystor (S s ) z połączoną przeciwrównolegle diodą (D n ). Czas przewodzenia diody D n jest równy połowie okresu napięcia zasilającego. Przy dodatnie chwilowej wartości napięcia linii zasilającej zwarcie tranzystora S s1 powoduje przepływ prądu w obwodzie jak na rysunku 15a i dostarczanie energii gromadzonej w dławiku. Po otwarciu tranzystora przewodzenie prądu przejmuje dioda D n1 i następuje przekazanie energii z pola magnetycznego dławika do kondensatora wyjściowego C F (rys. 15b), zasada działania zgodna z opisaną dla przekształtnika mostkowego. Po zmianie biegunowości napięcia źródła przewodzenie prądu przejmuje druga gałąź (rys. 15c i 15d). Tranzystory S s1 i S s2 są sterowanie jednocześnie (bez przesunięcia fazowego). Zamknięcie tranzystora S s1 przy ujemnej wartości napięcia zasilającego nie powoduje przepływu prądu przez jego strukturę ponieważ jest spolaryzowany w kierunku zaporowym, analogicznie tranzystor S s2 dla dodatniej półfali napięcia linii zasilającej. W porównaniu do opisanych wcześniej przekształtników układ bezmostkowy charakteryzuje się mniejszymi stratami, zostały wyeliminowane spadki napięć na diodach mostka prostownikowego (większa stromość prądu w okolicy zmiany znaku napięcia fazowego). Wymagany jest natomiast dodatkowy tranzystor oraz jego układ wyzwalania. Rysunek 16 przedstawia przebiegi napięcia oraz prądu linii zasilającej. Rys. 13. Przebiegi prądu jednego dławika L s1, prądu zadawanego oraz kwadrat uchyb regulacji. Dla podstawy czasu a) 2ms/div; b) 100 s/div Porównując przebiegi z rysunku 6 i 13 można zauważyć, że kwadrat uchyb prądu jest około trzy razy mniejszy w przypadku dławików o zmniejszonej indukcyjności (przy tej samej wartości szczytowej składowej zmiennej prądu źródła). Rys. 15. Bezmostkowy zasilacza o podwyższonym współczynniku mocy. Rys. 14. Widmo prądu źródła. Podobnie jak w przekształtniku jednopulsowym (rys. 7) dominującą harmoniczną jest harmoniczna podstawowa (rys. 14), w prądzie występują także harmoniczne nieparzyste jednak ich udział jest mało istotny i niewiele mniejszy niż w układzie z rysunku 2. THD dla przebiegów prądu z rysunku 12 wynosi 5,43%. Rys.16. Przebiegi prądu źródła oraz napięcia zasilającego. PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 3/

6 Inne topologie przekształtników PFC Rysunek 17 przedstawia prostownik z dwoma tranzystorami połączonymi bezpośrednio do źródła napięcia przemiennego. Tranzystor S s1 impulsuje przy dodatnim półokresie napięcia źródła, natomiast S s2 przy ujemnych wartościach tego napięcia. Równolegle do tranzystorów dołączony jest pełny mostek prostownikowy, przy czym diody D p1 oraz D p2 są diodami szybkimi. Częstotliwość składowej zmiennej prądu jest równa częstotliwości przełączania tranzystora. Topologię z rysunku 17 należy traktować jako dopuszczalną, ale nie stosowaną ze względu na koszty (dodatkowy tranzystor nie zwiększający częstotliwości składowej zmiennej oraz mostek diodowy z diodami szybkimi). Dodatkową wadą tego rozwiązania są zwiększone zakłócenia emitowane przez przekształtnik. W czasie przewodzenia prądu przez tranzystor (S s1 lub S s2 rys. 17a,c) potencjał kondensatora C F jest niezależny od linii zasilającej. W opisany wcześniej układach okładzina ujemna kondensator zawsze znajdowała się na potencjale źródła. - zmniejszenie skutecznej wartości prądu źródła, w porównaniu do ekwiwalentnego zasilacza diodowego - napięcie kondensatora wyjściowego jest niezależne od wahań lub zmian napięcia zasilającego. Energia zmagazynowana w kondensatorze nie zmniejsza się w przypadku np. zapadu napięcia. - konstrukcję uniwersalnego zasilacza niezależnego od skutecznej wartości napięcia linii zasilającej (np. 110V lub 230V) - ograniczenie mocy pozornej transformatorów zasilających - zwiększenie sprawności urządzenia - ograniczenie harmonicznych prądu wprowadzanych do systemu energetycznego Z przedstawionych rozważań wynika, że najkorzystniejszą (ze względu na prostotę sterowania oraz koszt i gabaryty) topologią dla tanich zasilaczy dla sprzętu AGD są dwupulsowe układy mostkowe. Ponieważ pozwalają na ograniczenie negatywnego oddziaływania urządzenia na linię zasilającą przez większą częstotliwość składowej zmienne prądu (łatwiejsza i tańsza jej filtracja) i mniejsze gabaryty dławików sieciowych (w porównaniu do układów jednopulsowych). Praca finansowana przez Ministerstwo Nauki i Informatyzacji w ramach projektu 0509/R/2/T02/07/02. Rys. 17. Zasada działania zasilacza PFC z tranzystorami wejściowymi. Kolejną modyfikacją przedstawionych wcześniej układów jest topologia totem- pole (rys. 18). Rys. 18. Topologia Totem-pole. Wadą układu z rysunku 20 jest skomplikowanie sterowanie tranzystorów, nie mogą być impulsowane jednocześnie (jak np. rys. 15) oraz tranzystor S s2 wymaga bardziej rozbudowanego układu wyzwalania niż tranzystor S s1. Dlatego układ z rysunku 18 nie jest rozpowszechniony i jest rzadko stosowany. Podsumowanie W artykule przedstawiono i opisano zasadę działania różnych zasilaczy prądu stałego o podwyższonym współczynniku mocy. Zastosowanie takich układów powala na ograniczenie negatywnego oddziaływania przekształtnika na linię zasilającą oraz pozwala na: LITERATURA [1] Piróg S., B a szyń s ki M. Jednofazowy, trójkomórkowy przekształtnik AC/DC z sinusoidalnym prądem linii zasilającej (część 1). Przegląd Elektrotechniczny (2009), n. 3, [2] Piróg S., B a szyń s ki M. Jednofazowy, trójkomórkowy przekształtnik AC/DC z sinusoidalnym prądem linii zasilającej (część 2). Przegląd Elektrotechniczny (2009), n. 4, [3] Baszyński M., Model jednofazowego, wielokomórkowego prostownika z sinusoidalnym prądem źródła implementowany w układzie FPGA. Przegląd Elektrotechniczny nr. 10/2009, s [4] Piróg S., Baszyński M., Modelling of the Single Phase Multicell DC/AC Inverter Using FPGA. Przegląd Elektrotechniczny. (2008), n 2, s [5] Baszyński M. A model of the three-phase bridge rectifier with sinusoidal source current using FPGA implementation. Przegląd Elektrotechniczny (2009), n. 3, [6] Hubert Gawiński, Henryk Supronowicz, Andrzej Olszewski. Struktury mikroprocesorowe ARM i możliwości ich implementacji w układach energoelektronicznych. Przegląd Elektrotechniczny. (2008), n 4. [7] Hubert Gawiński, Henryk Supronowicz, Andrzej Olszewski. Sterowanie złożonymi systemami energoelektronicznymi. Przegląd Elektrotechniczny. (2009), n 12. [8] Baszyński M., Penczek A., Piróg S., Szarek M., M o n d zik A.: Metody synchronizacji przekształtników energoelektronicznych z siecią zasilającą. Przegląd Elektrotechniczny nr. 2/2010, str [ 9 ] Cismasiu D.: Przekształtnik obniżająco- podwyższający do układów poprawy współczynnika mocy. Przegląd Elektrotechniczny nr. 2/2006. [ 1 0 ] Ligenz a S., Raczko W., W a rz ec ha J. : Jednofazowy zasilacz przemysłowy dużej mocy - uwzględnienie wymagań EMC w procesie projektowania. Przegląd Elektrotechniczny nr. 9/2007. [11] Pires F., Guereiro M., Martins J. F, Silva J. F.: Three-Phase PWM Rectifier Employing Two Single-Phase Buck-Boost PFC Modules and a Scott Transformer Przegląd Elektrotechniczny nr. 10/2009. [12] Piróg S., Energoelektronika. Układy o komutacji sieciowej i komutacji twardej, WND AGH- Kraków 2006 (ISBN ). Autor: dr inż. Marcin Baszyński, Akademia Górniczo Hutnicza, Katedra Automatyki Napędu i Urządzeń Przemysłowych, Kraków , al. Mickiewicza 30, mbaszyn@agh.edu.pl 242 PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 3/2011