Sterowanie wysokoobrotowym silnikiem indukcyjnym małej mocy

Transkrypt

1 Marcin BASZYŃSKI, Stanisław PIRÓG Akademia Górniczo Hutnicza, Katedra Automatyki Napędu i Urządzeń Przemysłowych Sterowanie wysokoobrotowym silnikiem indukcyjnym małej mocy Streszczenie. W artykule omówiono sterownie wysokoobrotowymi napędami które mogą być stosowane w elektronarzędziach i urządzeniach AGD. W zależności od rodzaju zastosowanego silnika (silnik indukcyjny lub silnik bezszczotkowy o magnesach trwałych), różna jest koncepcja sterowania. Topologia obwodu mocy jest taka sama dla silnika indukcyjnego i silnika bezszczotkowego o magnesach trwałych. Układ składa się z trzech zasadniczych części: jednofazowego prostownika zasilającego, trójfazowego falownika oraz układu sterowania z elementem FPGA. Abstract. In this article discussed the high speed control system for the electric tools and household appliances. The control system conception depend on the kind of motor (squirrel cage induction motor or brushless DC motor). The power circuit of the inverter is the same for the both motors. The drive system consists of three parts: the 1-phase rectifier, 3-phases inverter and the control system with FPGA. (The high speed drive control system for the low power induction machine). Słowa kluczowe: silnik indukcyjny, napęd wysokoobrotowy, FPGA Keywords: induction motor, high speed drive, FPGA Wstęp Dotychczas w elektronarzędziach i przenośnym sprzęcie AGD w większości stosowane są uniwersalne wysokoobrotowe silniki szeregowe. Ich zalety to: łatwość aplikacji, która nie wymaga żadnych zewnętrznych układów elektronicznych, zasilane bezpośrednio z sieci prądu przemiennego 50Hz, łatwość zmiany prędkości obrotowej- bez jej stabilizacji, sprawdzona konstrukcja. Wadami tych silników są: skomplikowana konstrukcja (komutator oraz uzwojenia wirnika), hałas przy dużej prędkości (tarcie szczotek o komutator i szum powietrza spowodowany przez wystaje elementy wirnika), niska sprawność, iskrzenie, zużywanie się szczotek i komutatora. Dlatego próbuje się zastosowania innego rodzaju silników pozbawionych wymienionych wad. Przykładem może być bezszczotkowy silnik o magnesach trwałych (BLDCM) lub trójfazowy silnik indukcyjny klatkowy [1]. Wadą takich napędów jest konieczność stosowania układów energoelektronicznych do ich zasilania: falownika oraz jednofazowego zasilacza. Przy obecnym nasyceniu rynku tanimi elementami przełączającymi (tranzystory IGBT, MOSFET, moduły IPM) oraz cyfrowymi układami liczącymi (μp, FPGA) koszt takiego przekształtnika jest niewielki. Zalety tego rozwiązania są następujące: łatwa do realizacji, odporna na uszkodzenia konstrukcja wirnika (niskie koszty wykonania), silniki nie posiadają mechanicznego komutatora, wirnik w postaci jednolitego walca pozbawiony wystających elementów, wyższa sprawność, znacznie mniejsze gabaryty i masa, brak negatywnego oddziaływania na linię zasilającą i środowisko radioelektryczne. Obwód zasilania, prostownik Obwód mocy dla silnika indukcyjnego oraz bezszczotkowego jest identyczny (prostownik, obwód pośredniczący, 3- gałęziowy falownik). Przyjęto następujące kryteria wyboru topologii przekształtnika: - zasilanie 1 fazowe, sieciowe 230V, 50Hz - sinusoidalny prąd linii zasilającej współfazowy z napięciem ograniczenie negatywnego oddziaływania przekształtnika na sieć zasilającą, napięcie obwodu pośredniczącego V większe niż amplituda napięcia sieci zasilającej (325V) umożliwia pracę prostownika o podwyższonym współczynniku mocy; proste sterowanie, Po analizie założeń wybrano topologię przedstawioną na rysunku 1. Obwód prostownika na rysunku 1 został oznaczony przerywaną linią. Rys.1. Schemat prostownika z 3- fazowym falownikiem Jak wynika z rysunku 1 prostownik zbudowany jest z jednofazowego mostka diodowego oraz impulsowego przekształtnika prądu stałego podnoszącego napięcie (L s, D s, S s ) (ang. step-up converter, boost) [2]. Sygnały pomiarowe dla układów regulacji prostownika i falownika pozyskiwane są przez boczniki pomiarowe i rezystancyje dzielniki napięcia, umieszczone jak przedstawiono na rysunku 1. Tak realizowany pomiar nie wymaga izolacji (separacji) obwodu mocy i sterowania, przez co zmniejsza się koszt i gabaryty urządzenia. Na rysunku 2 przedstawiono zdjęcie przekształtnika zaprojektowanego zgodnie z schematem z rysunku 1. Obwód mocy prostownika wykonany jest z scalonego mostka diodowego (KBPC3510), tranzystora IGBT (IPW60R045CP) oraz diody szybkiej (HFA15TB60). W przedstawionym układzie tranzystor pracował z częstotliwością 39kHz. Obwód falownika wykonano z modułu (SK8GD126) zawierającego w swojej strukturze 6 tranzystorów IGBT, tworzących pełny 3- fazowy mostek. Tranzystory falownika załączane są przez sterowniki IR2113. W obwodzie pośredniczącym zastosowano cztery kondensatory 100F/500V. Cyfrowy obwód sterowania i regulacji oparty jest o matrycę FPGA firmy Altera rodziny Cyclone II (EP2C8T144). Do akwizycji danych pomiarowych użyto czterokanałowego, unipolarnego, 12 bitowego przetwornika A/C MAX1305. Zastosowany przetwornik umożliwia szybką konwersję danych analogowych (czas konwersji wszystkich kanałów T o = 1,26μs) oraz przesył PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 2/

2 danych do układu FPGA z przepustowością magistrali 680ksps. Dodatkowo przekształtnik wyposażono w wejścia binarne umożliwiające numeryczne (cyfrowe) zadawanie prędkości obrotowej oraz odczyt sygnałów z czujników położenia wirnika względem uzwojeń stojana (niezbędne do zasilania silnika bezczotkowego). Informacje z układu sterowania wyświetlane są na ciekłokrystalicznym wyświetlaczu alfanumerycznym. Całość układu sterowania zasilana jest z przetwornicy dołączonej do kondensatora obwodu pośredniczącego. Przedstawiony na rysunku 2 przekształtnik ma wymiary 10,2 x 10,2 x 4 cm. Rys. 2. Zdjęcie obwodu mocy oraz sterowania. Na rysunku 3 przedstawiono schemat blokowy układu regulacji prostownika. Rys.3. Schemat blokowy układu regulacji prostownika Na rysunku 3 przyjęto następujące oznaczenia: U z zadawana wartość napięcia na kondensatorze obwodu pośredniczącego, KS komparator znaku, SAW generator przebiegu piłokształtnego, AND funktor logiczny and. Celem układu sterowania jest stabilizacja napięcia na kondensatorze obwodu pośredniczącego C F oraz wymuszenie sinusoidalnego prądu współfazowego z napięciem linii zasilającej. Sygnał proporcjonalny do uchybu regulacji napięcia stałego (e u ) jest wprowadzany na wejście regulatora napięcia o strukturze proporcjonalno całkującej. Sygnał wyjściowy regulatora napięcia jest proporcjonalny, do zadanej w układzie, amplitudy prądu źródła. Aby ograniczyć wartość prądu linii zasilającej w strukturę regulatora wbudowano ograniczenie (na rys. 3 oznaczone przez i max ). Ograniczenie to decyduje o maksymalnej dopuszczalnej amplitudzie prądu źródła. Wartość ograniczenia (i max ) jest zadawana przez blok i limit, który zmniejsza maksymalną wartość prądu, jeśli przez określony przedział czasu regulator zadaje maksymalną jego wartość. Zabezpiecza to układ przed przegrzaniem w przypadku utknięcia napędu. Sygnał wyjściowy z regulatora napięcia jest mnożony z sygnałem proporcjonalnym do modułu chwilowej wartości napięcia zasilania (U m sint ). W wyniku tego mnożenia otrzymuje się sygnał proporcjonalny do zadawanego przebiegu modułu prądu źródła, uzyskuje się współ-fazowość napięcia i prądu linii zasilającej [14], [15]. Sygnał ten jest wprowadzany na sumator, który wylicza uchyb regulacji (e i ) przebiegu prądu linii zasilającej. Uchyb ten jest wprowadzany na regulator prądu o strukturze PI. Ograniczenia regulatora nie dopuszczają do osiągnięciu błędnych wartości współczynnika wypełnienia impulsów (np. D>1) łącznika S s. Jest to ograniczenie wynikające z zakresu pola operacyjnego generatora przebiegu piłokształtnego SAW (rys. 3). Wyjście regulatora prądu jest proporcjonalne do współczynnika wypełnienia impulsów D. Sygnał ten jest sumowany z przebiegiem piłokształtnym, unipolarnym. Wprowadzanym następnie do komparatora znaku. Na wyjściu którego otrzymuje się ciąg impulsów prostokątnych (o stałej częstotliwości) sterujących pracą tranzystora S s. Impulsy sterujące są zablokowane przez bramkę AND do momentu zamknięcia przekaźnika PP 1, zwierającego rezystor rozruchowy R r (rys. 1). Zamknięcie przekaźnika następuje po wstępnym naładowaniu kondensatora C F do napięcia około 0,95U Smax przez mostek diodowy. Przekaźnik PP 1 ze względu na ograniczenie kosztów nie posiada styków pomocniczych, dlatego układ sterowania wykrywa zakładany poziom napięcia i odlicza 0,5s po których rozpoczyna impulsowanie. Opisany algorytm sterowania prostownika został przebadany symulacyjnie w układzie FPGA [3] [10], [14] następnie przeniesiony do rzeczywistego przekształtnika. Obciążeniem prostownika jest trójfazowy falownik zasilający silnik indukcyjny lub bezszczotkowy typu BDCPM, pobierający z kondensatora stałą moc chwilową. Moc chwilowa pobierana z sieci zasilającej jedno fazowego prostownika jest równa (1). (1) W wyniku różnicy pomiędzy mocą dostarczaną a odbieraną z kondensatora, w jego napięciu pojawia się składową zmienną o częstotliwości dwukrotnie większej niż częstotliwość linii zasilającej. Składowa tej częstotliwości jest widoczna w uchybie wejściowym (k ur e u ) regulatora napięcia. Aby składowa ta nie wpływała na kształt przebiegu prądu zadawanego regulator napięcia powinien spełniać także funkcję filtru (np. struktura regulatora tupu proporcjonalno całkującego) oraz współczynnik wzmocnienia części proporcjonalnej nie większy niż jeden. Na rysunku 4 przedstawiono oscylogramy zarejestrowane w stanowisku laboratoryjnym. Rysunek ten prezentuje przebiegi prądu (i s ) linii zasilającej i napięcia na kondensatorze (u CF ) w trakcie wstępnego ładowania kondensatora. Oscylogram z rysunku 4 podzielony jest na dwa obszary a) o dużej podstawie czasu gdzie zarejestrowany został cały proces startu układu, b) podstawa czasu 40ms. Oscylogram 3b obrazuje proces po dołączeniu układu do linii zasilającej, następuje ładowanie kondensatora przez mostek diodowy. Przebieg prądu źródła jest niesinusoidalny, a jego wartość szczytowa ograniczona przez rezystor R r. Napięcie kondensatora narasta wykładniczo od wartości 0 do wartości amplitudowej napięcia linii zasilające. Po osiągnięciu wartości napięcia 0,95U Smax układ sterowania zwiera rezystor rozruchowy przekaźnikiem PP 1 i odlicza 0,5s. Czas oczekiwania widoczny jest na przebiegu 3a. Po odliczeniu tego czasu pojawia się sygnał zezwalający na rozpoczęcie 152 PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 2/2011

3 impulsowania i podniesienie napięcia na kondensatorze do 450V. Proces ten prezentuje rysunek 5. kondensatorze osiąga zakładaną wartość i następnie pojawia się przeregulowanie. Jest to spowodowane tym, że parametry regulatora napięcia nie są dobierane pod kątem szybkości reakcji, ale dla zapewnienia poprawne odtworzonego kształtu prądu bez przeniesienia składowej zmiennej podwójnej częstotliwości (100Hz). Na rysunku 7 zamieszczono oscylogram napięcia i prądu fazowego linii zasilającej wykonane przy obciążeniu znamionowym. Rys. 4. Przebiegi napięcia oraz prądu fazowego linii zasilającej Rys. 7. Przebieg napięcia i prądu fazowego linii zasilającej przy obciążeniu znamionowym Przekształtnik przy aktualnie przeprowadzanych badaniach nie został wyposażony w wejściowy filtr RC, co jest widoczne na przebiegu prądu z rysunku 7. W tabeli 1 zestawiono zawartość harmonicznych prądu z oscylogramu 7. Rys.5. Oscylogramy przebiegów napięcia na kondensatorze i prądu. Po rozpoczęciu impulsowania napięcie zadawane układowi regulacji prostownika (k uz U Z ) zwiększa się liniowo od wartości amplitudowej linii zasilającej do napięcia wymaganego przez falownik (450V). Pozwala to na ograniczenie wartości prądu źródła w trakcie doładowania kondensatora. Po osiągnięciu na kondensatorze wymaganego poziomu napięcia rozpoczyna pracę falownik, przedstawia to rysunek 6. Rys. 6. Napięcie kondensatora obwodu pośredniczącego oraz prądu źródła w trakcie rozpoczęcia pracy przez falownik. Ze względu na małą wartość współczynnika wzmocnienia części proporcjonalnej regulatora napięcia po podjęciu pracy przez falownik napięcie na kondensatorze gwałtownie maleje. Dopiero po dwóch okresach napięcia źródła następuje odbudowywanie wymaganego poziomu napięcia. Po około ośmiu okresach napięcie na Tabela. 1. Procentowy udział wyższych harmonicznych w prądzie linii zasilającej. Numer harmonicznej Zawartość [%] ,5 20,4 7,2 1,4 1,3 1,3 Z przedstawionych na rysunku 5 i rysunku 6 oscylogramów oraz tabeli 1 wynika, że przyjęte rozwiązanie (topologia obwodu mocy oraz struktura układu regulacji) spełnia przyjęte założenia: stabilizację napięcia na kondensatorze pracę przekształtnika z podwyższoną wartością współczynnika mocy; ograniczono negatywne oddziaływanie przekształtnika na linię zasilającą. 3 fazowy silnik indukcyjny Struktura układu sterowania oraz mocy falownika mostkowego zasilającego silnik indukcyjny klatkowy średniej oraz dużej mocy jest znana. W opisywanym przypadku celem do uzyskania było maksymalne uproszczenie struktury sterowania, minimalna liczba czujników oraz elementów pomiarowych. Dlatego w układzie zrezygnowano z czujnika prędkości wirowania silnika, ponieważ od projektowanego napędu nie wymaga się wysokiej jakości regulacji prędkości obrotowej. Sposób modulacji realizowany w falowniku powinien maksymalnie wykorzystywać napięcie obwodu pośredniczącego (możliwie największy indeks modulacji). W tabeli 2 zestawiono indeksy modulacji dla różnych metod modulacji [2]. PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 2/

4 Tabela 2. Indeksy modulacji LP Rodzaj modulacji Indeks modulacji 1 Przewodzenie półokresowe 1 2 Skalarna modulacja PWM 0,785 3 Wektorowa modulacja PWM 0,907 4 Falownik V 0,453 Jak wynika z tabeli 2, dla zapewnienia największej wartości podstawowej harmonicznej napięcia międzyfazowego przez modulację PWM najkorzystniej jest zastosować wektorową modulację PWM. Falownik o przewodzeniu półokresowych ma największy indeks modulacji jednak charakteryzuje się dużą zawartością harmonicznych w prądzie silnika oraz wymaga regulowanej wartości napięcia stałego. Dodatkową zaletą modulacji wektorowej jest możliwość jej realizacji, dla trzech faz, w jednym wspólnym torze (bazując na przekształceniu stacjonarnego układu odniesienia ABC do układu αβ). Modulacji skalarna (realizowana przez porównanie trzech przebiegów piłokształtnych z sygnałem referencyjnym (modulowanym)) wymaga wygenerowania trzech przesuniętych względem siebie (o T/3) sygnałów referencyjnych oraz jednego nośnego, co jest trudne do realizacji. Na rysunku 8 przedstawiono wykres wektorów aktywnych możliwych do uzyskania w falowniku mostkowym. Dodatkowo falownik pozwala zrealizować dwa wektory zerowe ( 000 oraz 111 ). Następujące po sobie wektory aktywne ograniczają sektory (na rysunku 8 oznaczone liczbami od 1 do 6) w których może znajdować się dyskretna wartość wektora zadawanego. Wszystkie sektory są identyczne (ograniczane są tylko przez inne realizacje wektora aktywnego) dlatego analizę można przeprowadzić dla jednego z sektorów, a obliczenia uogólnić i zastosować identyczny algorytm dla każdego z sześciu sektorów. Na rysunku 9 przedstawiono zależności geometryczne pomiędzy wektorami: aktywnym (na rysunku 9 oznaczonymi odpowiednio U k i U l ) a wektorem zadanym U m. (3b) Z rysunku 9 wynika, że: (4a) (4b) Na podstawie (4a) i (4b) względny czas realizacji wektorów U k i U l można wyznaczyć z zależności (5). (5a) (5b) gdzie: T i okres impulsowania. Rys.9. Realizacja wektora zadanego U m Na rysunku 10 przedstawiono przykładowe przebiegi t k oraz t l wyznaczone z równań 5a i 5b. Rys.10. Przykładowe, wyliczone czasy realizacji wektora U k i U l Czas realizacji wektorów zerowych opisuje zależność (6). (6) Rys.8. Wektory aktywne trójfazowego falownika mostkowego Wektor zadawany jest jednoznacznie określony przez moduł oraz położenie (argument- liniowo narastająca wartość kąta). Dyskretna wartość wektora U m może być zrealizowana jako suma wektorów U mk i U ml (rys. 9) uzyskiwanych przez uśrednienie wektorów aktywnych z wektorami zerowymi: (2) U m = U mk + U ml Dyskretny zadawany wektor napięcia U m = U mα + ju mβ znajduje się na płaszczyźnie αβ pomiędzy kolejnymi realizacjami wektora U k i U l : (3a) Wektory zerowe występują dwukrotnie w jednym okresie modulacji. Przyjmuje się, że czas ich trwania jest jednakowy i równy t 0 /2. Do realizacji modulacji wybiera się ten wektor zerowy ( 000 lub 111 ), który można uzyskać przez przełączenie jednego tranzystora. Na rysunku 11 przedstawiono przykładowe dwa kolejne okresy modulacji szerokości impulsów (T m ). Oscylogram uzyskany symulacyjnie z modelu matematycznego przekształtnika implementowanego w układzie FPGA [3] [10]. Na przykładzie z rysunku 11 pierwszy okres modulacji T m ma postać sekwencji następujących po sobie wektorów W drugim okresie T m realizacja wektorów wykonywana jest w odwrotnej kolejności Wynika z tego, że okres impulsowania łącznika T i jest dwukrotnie dłuższy niż okres modulacji napięcia wyjściowego falownika. 154 PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 2/2011

5 Na rysunku 12 przedstawiono schemat skalarnego układu regulacji silnika indukcyjnego. Sprzężenie zwrotne dla regulatora prędkości pochodzi bezpośrednio z wyjścia regulatora prądu (zadanej częstotliwości). Falownik jest zasilany z jednokierunkowego prostownika impulsowego, niepozwalającego na zwrot energii z hamującego silnika (w wyniku zmniejszania prędkości zadawanej k z ) do sieci zasilającej. Dlatego, aby zapobiec nadmiernemu wzrostowi napięcia na kondensatorze obwodu pośredniczącego wprowadzono do układu regulacji blok ograniczający (I z ) wartość prądu zadawanego. Jeśli napięcie kondensatora (k uc U CF ) przekroczy maksymalną, dopuszczalną wartość U CFmax prąd zadawany regulatorowi prądu liniowo maleje do zera, ograniczając tym samym energię przekazywaną z wirującej masy silnika do kondensatora. Wyznaczenie składowej czynnej prądu silnika Podstawowa harmoniczna napięcia fazowego n. fazy (n= 1, 2, 3) silnika: (7) Podstawowa harmoniczna prądu tej fazy: (8) Rys. 13. Graficzna interpretacja metody wyznaczania składowej czynnej prądu silnika na podstawie pomiaru ich chwilowych wartości W granicy kolejnych sektorów na płaszczyźnie podstawowa harmoniczna napięcia fazowego osiąga wartości ekstremalne (±U m ). W tych punktach chwilowa wartość prądu fazowego jest równa: (9) Rys.11. Przykładowe dwa kolejne okresy modulacji szerokości impulsów Regulator prądu reguluje jego składową czynną proporcjonalną (z dokładnością do strat w silniku) do momentu elektrycznego. Chwilowa wartość prądu jest wykorzystywana do detekcji przekroczenia maksymalnej, dopuszczalnej wartości prądu (np. w wyniku uszkodzenia uzwojeń) i w następstwie tego wyłączenia silnika. Rys.12. Schemat blokowy układu regulacji 3-fazowgo falownika Błąd regulacji składowej czynnej prądu silnika (k i I d ) jest sygnałem wejściowym regulatora prądu. Sygnał wyjściowy tego regulatora zadaje wartość częstotliwości i długość wektora napięcia wyjściowego falownika (charakterystyka U/f). Blok moduł U zmienia zadawaną długość wektora napięcia wyjściowego falownika w zależności od chwilowej wartości napięcia kondensatora obwodu pośredniczącego, kompensując składową zmienną, o częstotliwości 100Hz, tego napięcia wynikającą z zastosowania jednofazowego prostownika. Blok ten nie pozwala na uruchomienie falownika do momentu gdy napięcie na kondensatorze osiągnie zakładaną, minimalną wartość. Ponieważ na granicy sektorów: (10a) (10b) Na rysunku 13 przedstawiono graficzna interpretację (dla jednej z faz) sposobu wyznaczania składowej czynnej prądu silnika przy przejściu napięcia zasilającego przez wartość amplitudową. Wynika z tego, że na granicy sektorów chwilowa wartość prądu jest proporcjonalna do skutecznej wartości czynnych prądów fazowych faz wyznaczających te granice. Pomiar czynnej wartości prądu silnika może być realizowany przez zapamiętanie kolejnych dyskretnych wartości prądów fazowych wyznaczanych na granicach sektorów wyznaczanych przez kolejne aktywne wektory napięcia wyjściowego falownika. Pomiar dyskretnej wartości prądu (dokonywany w obwodzie pośredniczącym, na wejściu falownika) należy przeprowadzać podczas pierwszej realizacji wektora aktywnego ograniczającego sektor. Na rysunkach 14 i 15 przedstawiono przebiegi prądów fazowych silnika indukcyjnego przy częstotliwości podstawowej harmonicznej równej 275Hz oraz 694Hz. Częstotliwość przełączania falownika jest równa 12,5kHz, co przy maksymalnej zakładanej prędkości obrotowej silnika (20000obr/min) daje 18,75 impulsów tranzystorów na okres napięcia wyjściowego. Stosunkowo niewielka liczba taktów tranzystora przypadająca na jeden okres napięcia wyjściowego falownika powoduje, że prąd PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 2/

6 silnika jest odkształcony, obrazują to oscylogramy z rysunków 15 i 16. Rysunek 16 przedstawia przebiegi prądu fazowego (i f ), napięcia fazowego (u f ) oraz mocy chwilowej jednej fazy silnika. szybkie przeniesienie modelu symulacyjnego do rzeczywistego. Z przedstawionych oscylogramów wynika, że przyjęta topologia oraz algorytmy sterowania spełniają zakładane założenia. W dalszych pracach badawczych przewidziane jest dostosowanie częstotliwości przełączania tranzystorów falownika do aktualnie realizowanej częstotliwości wyjściowej. Tak aby liczba impulsów, na jeden okres napięcia wyjściowego, była całkowitą, nieparzystą i podzielną przez 3. Praca finansowana przez Ministerstwo Nauki i Informatyzacji w ramach projektu 0509/R/2/T02/07/02 Rys.14. Przebiegi prądów fazowych falownika dla częstotliwości harmonicznej podstawowej napięcia równej 275Hz Rys.15. Przebiegi prądów fazowych falownika dla częstotliwości harmonicznej podstawowej napięcia równej 694Hz Rys.16. Przebiegi prądu i napięcia fazowego falownika oraz mocy chwilowej dla częstotliwości harmonicznej podstawowej napięcia równej 550Hz Podsumowanie W artykule zawarto opis układu sterowania przekształtnikiem, układ regulacji prostownika o podwyższonym współczynniku mocy oraz trójfazowego falownika. Teoretyczne rozważania [14] zostały sprawdzone w modelu przekształtnika implementowanym w układzie FPGA, pozwoliło to na weryfikację zaproponowanej topologii oraz sprawdzenie poprawności działania układów regulacji [4] [9], [11] [13]. Zastosowanie układu FPGA do sterowania przekształtnikiem laboratoryjnym pozwoliło na LITERATURA [ 1 ] Bianchi N., Bolognani S., Luise F.: Potentials and limits of highspeed PM motors. IEEE Transactionson Industry Applications, vol. 40, No 6. November/December 2004, str.: [2] Piróg S., Energoelektronika. Układy o komutacji sieciowej i komutacji twardej, WND AGH- Kraków 2006 (ISBN ). [3] Piróg S., Baszyński M., Modelling of the Single Phase Multicell DC/AC Inverter Using FPGA. Przegląd Elektrotechniczny. (2008), n 2, s [4] Baszyński M. A model of the three-phase bridge rectifier with sinusoidal source current using FPGA implementation. Przegląd Elektrotechniczny (2009), n. 3, [5] Baszyński M., Stala R.,: FPGA implementation in power electronic converters control systems for the flywheel energy storage. The 4th International Conferenc Mechatronic Systems and Materials, MSM 2008, july 2008, Bialystok, Poland. [6] Baszyński M., Stala R., Metody analizy układów energoelektronicznych implementowanych w FPGA. VIII Konferencja Naukowa Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym SENE 2007, (2007), s [7] Baszyński M., Modelowanie przekształtnika DC/AC z wykorzystaniem FPGA. VIII Konferencja Naukowa Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym SENE 2007, (2007), s [8] Baszyński M. Model jednofazowego, wielokomórkowego prostownika z sinusoidalnym prądem źródła implementowany w układzie FPGA. Przegląd Elektrotechniczny nr. 10/2009. [9] Piróg S., Baszyński M., Modelling of the Single Phase Multicell DC/AC Inverter Using FPGA. Przegląd Elektrotechniczny. (2008), n 2, s [10] Stala R.,: Realizacja FPGA detekcji częstotliwości rezonansowej obodu balansującego przekształtnika wielokomórkowego AC/AC w wykorzystaniem funkcji Walsha. Przegląd Elektrotechniczny (2008), n. 1, [11] P i róg S., B as z yń ski M. Jednofazowy, trójkomórkowy przekształtnik AC/DC z sinusoidalnym prądem linii zasilającej (część 1). Przegląd Elektrotechniczny (2009), n. 3, [12] P i róg S., B as z yń ski M. Jednofazowy, trójkomórkowy przekształtnik AC/DC z sinusoidalnym prądem linii zasilającej (część 2). Przegląd Elektrotechniczny (2009), n. 4, [13] Piróg S., Baszyński M., Czekoński J., Gąsiorek S., Mondzik A., Stala R., Wielokomórkowy falownik napięcia. Realizacja praktyczna. Przegląd Elektrotechniczny. (2008), n 4, s [14] Baszyński M., Penczek A., Piróg S., Szarek M., Mondzik A.: Metody synchronizacji przekształtników energoelektronicznych z siecią zasilającą. Przegląd Elektrotechniczny nr. 2/2010, str [15] Piróg S., Baszyński M., Siostrzonek T. Sterowanie wysokoobrotowymi silnikami do urządzeń AGD. X Konferencja Naukowa Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym SENE 2009, (2009) Autorzy: dr inż. Marcin Baszyński, Akademia Górniczo Hutnicza, Katedra Automatyki Napędu i Urządzeń Przemysłowych, Kraków , al. Mickiewicza 30, mbaszyn@agh.edu.pl prof. dr hab. inż. Stanisław Piróg, Akademia Górniczo Hutnicza, Katedra Automatyki Napędu i Urządzeń Przemysłowych, Kraków , al. Mickiewicza 30, pirog@agh.edu.pl 156 PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 2/2011