Dotacje na innowacje. mgr inż. Sebastian Styński Instytut Sterowania i Elektroniki Przemysłowej Politechnika Warszawska

Transkrypt

1 Dotacje na innowacje Nowe strategie sterowania przekształtnikiem energoelektronicznym z kondensatorami o zmiennym potencjale dla energetyki odnawialnej, napędów i trakcji mgr inż. Sebastian Styński Instytut Sterowania i Elektroniki Przemysłowej Politechnika Warszawska Projekt realizowany w ramach programu VENTURES Fundacji na rzecz Nauki Polskiej, współfinansowany ze środków Europejskiego Funduszu Rozwoju Regionalnego w ramach Programu Operacyjnego Innowacyjna Gospodarka

2 2 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM I. Wstęp W związku z bardzo intensywnym rozwojem techniki nieustannie wzrasta zapotrzebowanie na napędy przekształtnikowe średniej i wysokiej mocy (powyżej 100kW) o zmiennej prędkości, pracujących przy wyższych napięciach. Zaspokojenie tych potrzeb stało się możliwe dzięki zastosowaniu przekształtników wielopoziomowych, które mogą pracować dla zakresu napięć i mocy powyżej ograniczeń stawianych przez klasyczne półprzewodniki (zwiększenie liczby poziomów zmniejsza napięcie na indywidualnych łącznikach i ogranicza straty łączeniowe). Główną zaletą wielopoziomowych przemienników częstotliwości jest mniejsza zawartość wyższych harmonicznych w napięciu wyjściowym, co pozwala na zmniejszenie indukcyjności filtra wyjściowego oraz znaczną redukcję jego gabarytów, ciężaru, a także kosztów. Obecnie dwie główne topologie przekształtników wielopoziomowych: z diodami poziomującymi DCC (ang. Diode Clamped Converter) i z kondensatorami o zmiennym potencjale FLC (ang. Flying Capacitor Converter) są coraz częściej stosowane w napędach przekształtnikowych średniej i wysokiej mocy. Szczególnie popularna w aplikacjach trójpoziomowych jest topologia DCC, w której występują jednak trudności z wyrównywaniem napięć na kondensatorach w obwodzie pośredniczącym przy wysokich wartościach indeksu modulacji. Dlatego coraz częściej stosuje się topologię FLC, ze względu na łatwiejsze wyrównywanie napięć na kondensatorach o zmiennym potencjale w całym zakresie indeksu modulacji, jak i dla większej liczby poziomów. Głównym celem projektu było opracowanie i wykonanie nowej technologii dla rynku krajowego, jaką jest trójpoziomowy przekształtnik z kondensatorami o zmiennym potencjale (Rys. 1). W ramach projektu opracowano adaptacyjną metodę modulacji wektorowej SVM (ang. Space Vector Modulation) dla trójpoziomowego przekształtnika FLC zmniejszającą straty łączeniowe tranzystorów IGBT, przy jednoczesnym poprawnym wyrównywaniu napięć na kondensatorach o zmiennym potencjale. Przeprowadzone badania symulacyjne potwierdziły wstępne założenia co do opracowanego algorytmu. Pozwala on na redukcję strat łączeniowych do 50% przy nieznacznym zwiększeniu tętnień napięć na kondensatorach o zmiennym potencjale. Wyniki symulacyjne potwierdzono na zbudowanym modelowym stanowisku laboratoryjnym o mocy 3KVA. II. Modulacja SVM w przekształtniku trójpoziomowym Każda gałąź przedstawionego na rysunku 1 przekształtnika trójpoziomowego FLC składa się z czterech łączników S 1x S 4x (1 załączony, 0 wyłączony) i kondensatora o zmiennym potencjale FC x, gdzie x oznacza gałąź a, b lub c systemu. Rysunek 2 przedstawia płaszczyznę α β z dostępnymi stanami wektora wyjściowego napięcia zadanego U ref. Rys.2. Ilustracja napięcia wyjściowego przekształtnika FLC jako wektory przestrzenne na płaszczyźnie α β TABELA 1. STANY ŁĄCZNIKÓW DLA POJEDYNCZEJ GAŁĘZI PRZEKSZTAŁTNIKA Stan łączników S 1x S 2x S 3x S 4x U xn E 1 A E-U FCx B U FCx TABELA 2. STANY ŁĄCZNIKÓW WPŁYWAJĄCE NA WYRÓWNYWANIE U FC i x < 0 i x > 0 U FCx < E/2 B A U FCx > E/2 A B UDC=E Rys.1. Schemat trójpoziomowego przekształtnika FLC W sekcji II przedstawiono opis klasycznej metody modulacji wektorowej SVM dla przekształtników FLC. W sekcji III omówiono założenia oraz przeprowadzono analizę porównawczą opracowanej metody modulacji z metodą klasyczną. Sekcja IV przedstawia model symulacyjny i wyniki badań, a sekcja V opis budowy stanowiska laboratoryjnego i weryfikację eksperymentalną wyników symulacyjnych. Podsumowanie zawarto w sekcji VI. Każdy stan reprezentowany jest na trzech pozycjach odpowiadających stanom łączników w gałęziach: pierwsza w a, druga w b a trzecia w c. W Tabeli 1 przedstawiono dostępne stany łączników, generujące napięcie wyjściowe U xn dla pojedynczej fazy przekształtnika. Typowo napięcie U FCx jest równe E/2, gdzie E jest wartością napięcia w obwodzie pośredniczącym U DC, a więc stany A i B generują taką samą wartość U xn. Stany te zwane redundentymi wykorzystywane są do niezależnej regulacji U FCx w Tabeli 2 przedstawiono sposób wyboru stanów A i B w oparciu o znak prądu i x. Tylko jeden stan redundanty wybierany jest dla każdej fazy w okresie próbkowania w celu ograniczenia liczby łączeń. 27 stanów wektora U ref można podzielić następująco: 3 zerowe (000, 111, 222); 12 wewnętrznych o małej amplitudzie E/3 (100,, 110,, 010, 121, 011, 122, 001, 112, 101, 212); 6 środkowych o średniej amplitudzie 3E/3 (, 120, 021, 012, 102, 201) i 6 zewnętrznych o dużej amplitudzie 2E/3 (200, 220, 020, 022, 002, 202). Stany zewnętrzne dzielą płaszczyznę α β na 6 sektorów (Rys. 2), a każdy sektor podzielony jest na 4 regiony, zgodnie z indeksami modulacji: Uref π (1a) M = Udc sin α (1b) m1 = M cos α 3 sin α (1c) m2 = 2M 3

3 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM 3 AAA AAB ABA ABB BAA BAB BBA BBB V 0 m 2 22A 22B AA0 AB0 BA0 BB0 V 5 V V 2 4 U ref 1 V 4 2AA 2AB 2BA 2BB m 1 2A0 2B0 V Rysunek 3 przedstawia wszystkie dostępne stany wektora, (łącznie z redundantnymi) dla sektora 1 wraz z podziałem na regiony. W tabeli 3 przedstawiono sposób wyznaczania numerów regionów oraz czasów załączeń poszczególnych stanów wektora na podstawie indeksów modulacji m 1 i m 2. Klasyczna metoda SVM wykorzystuje symetryczny rozkład stanów zerowych i wewnętrznych wektora U ref. Oznacza to, że czas T 0 przypisany do stanu zerowego V 0 jest dzielony na trzy i każdy ze stanów zerowych (000, 111, 222) jest wybrany na jedną trzecią czasu T 0. Tak samo jest dla czasów T 4 i T 5 przypisanych wektorom V 4 (100, ) i V 5 (110, ). Pozwala to na najlepsze wyrównywanie napięć U FCx, ale powoduje wyższe straty łączeniowe (7 stanów użytych jest w regionie 4, oraz 5 stanów w regionach 1, 2 i 3). Rysunek 4a-b przedstawia łączeń w regionie 2 sektora 1 dla skrajnych sytuacji wynikających z wyboru pomiędzy stanami A lub B, a rysunek 4c łączeń w regionie 4. Kiedy następuje zmiana pomiędzy wybieranymi stanami A lub B, następny okres próbkowania może zawierać dwa dodatkowe łączenia w regionie 2 i cztery dodatkowe łączenia w regionach 1 i 3. Dodatkowe łączenia mogą wystąpić także przy przejściu pomiędzy regionami. Uzależnione jest to od położenia wektora U ref. 100 A00 B00 Rys.3. Sektor 1 z podziałem na regiony na podstawie wartości indeksów modulacji (Tabela 3). TABELA 3. WYBÓR REGIONU W ODNIESIENIU DO INDEKSÓW MODULACJI Region m 1 > 1 1 m 1 < 1 m 2 < 1 m 1 + m 2 >1 2 m 2 > 1 3 m 1 < 1 m 2 < 1 m 1 + m 2 < 1 4 Czasy załączeń T 1 = m 1 1; T 2 = m 2 T 4 = 2 m 1 m 2 T 0 = T 3 = T 5 = 0 T 2 = m 1 + m 2 1 T 4 = 1 m 2; T 5 = 1 m 1 T 0 = T 1 = T 3 = 0 T 2 = m 1; T 3 = m 2 1 T 5 = 2 m 1 m 2 T 0 = T 1 = T 4 = 0 T 4 = m 1; T 5 = m 2 T 0 = 1 m 1 m 2 T 1 = T 2 = T 3 = 0 III. Opracowana modulacja adaptacyjna SVM redukująca straty łączeniowe W celu redukcji strat łączeniowych w każdym regionie wybierane są tylko trzy stany wektora U ref w okresie próbkowania. Realizacja opiera się na dwóch metodach. Pierwsza bazuje na wyborze tylko jednego spośród dwóch stanów redundantnych wektora V 4 i V 5. Takie rozwiązanie skutkuje nieznacznym pogorszeniem jakości prądu wyjściowego i x i wzrostem tętnienia napięć U FCx. TABELA 4. WYBIERANE PARY REDUNDANTNYCH STANÓW V4 I V5 Sektor Para P1 Para P i 110 i i 010 i i i i i i i i i Wybierane pary stanów redundantnych wektora V 4 i V 5, w zależności od numeru sektora przedstawiono w Tabeli 4. Która para zostanie wybrana zależy od predykcji wpływu danej pary na napięcia U FCx na koniec okresu próbkowania. W pierwszym kroku dla każdej fazy wybierany jest stan redundantny A lub B. Następnie dla każdej pary P1 i P2 obliczana jest wartość modułu składowej zmiennej AC ΔU FCx (P1, P2) na koniec okresu próbkowania: (2) E ΔU FCx(P1,P2) = abs UFCx + 2 kx ix ΔT G gdzie: k x jest równe 1 lub -1 w zależności od wyboru stanu A lub B; ΔT jest sumą czasów wpływających na wartość U FCx. Na koniec dla każdej pary wyznaczana jest wartość maksymalna M (P1,P2) z ΔU FCx (P1, P2): (3) M(P1,P2) = max(δu FCx(P1,P2)) Rys.4. Sekwencje łączeń w sektorze 1, region 2: a) stan A wybrany w każdej fazie, b) stan B wybrany w każdej fazie, c) region 4 a wybierana jest para z mniejszą różnicą pomiędzy zadaną wartością napięcia E/2 a ΔU FCx dla pary P1 lub P2. Taki algorytm zapewnia najlepsze wyrównywanie napięć U FCx w każdej fazie. Druga metoda używana jest tylko w regionie 4, gdzie wykorzystywane są stany zerowe i bazuje na założeniu, że przełączenia są dokonywany tylko w dwóch fazach. Trzecia załączona jest na stałe w jednym ze stanów 2, 1 lub 0, co skutkuje tylko jednym stanem zerowym przez cały okres próbkowania. Dzięki temu straty łączeniowe są zredukowane, jednak są silnie uzależnione od współczynnika mocy obciążenia. Dlatego największą redukcję strat można uzyskać, kiedy przełączenia eliminowane są

4 4 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM w fazie, w której płynie prąd i x o największej amplitudzie i przez wybór odpowiedniego stanu zerowego. Można to osiągnąć dzięki prostej relacji, opisującej znak prądu i x o największej amplitudzie: (4) ia ib ic 0 k = 0, ia ib ic 0 k = 1 Jeżeli znak jest dodatni (k = 1), dla pary P1 lub P2 powinien być wybrany odpowiednio stan zerowy 111 lub 222. Dla znaku ujemnego (k = 0) wybrany zostaje odpowiednio stan 000 lub 111. W Tabeli 5 przedstawiono końcowy wybór stanów łączników w zależności od k oraz wyboru P1 lub P2. TABELA 5. KOŃCOWY WYBÓR STANÓW WEKTORA UREF W SEKTORZE 1 Region P1 P k=1 k= Na Rysunku 5 przedstawiono sekwencje łączeń w regionie 2 sektora 1 dla skrajnych sytuacji wynikających z wyboru między parami P1 lub P2 oraz między stanami A lub B. Jak można zaobserwować, typowo w regionie 2 ilość łączeń wynosi cztery, jednak w niektórych przypadkach liczba ta może wzrosnąć do siedmiu, w wyniku wystąpienia dodatkowych łączeń na granicy okresów próbkowania. Jest to szczególnie niebezpieczne dla fazy, w której następuje przejście ze stanu A w stan B, z powodu wystąpienia niekorzystnych dla układu przełączeń (wszystkie tranzystory w danej gałęzi zmieniają swój stan, co może wywołać przepięcia). W celu eliminacji tego zjawiska (występującego też w metodzie klasycznej), a także zwiększenia równomierności rozkładu ilości łączeń na poszczególne tranzystory, wprowadzono dla opisanej sytuacji modyfikację przebiegu łączeń przedstawioną na Rysunku 6. Przy niewielkim spadku precyzji wyrównywania napięć U FCx nadal mogą wystąpić dodatkowe łączenia na granicy okresów próbkowania (niewywołujące przepięć). W Tabeli 6 przedstawiono porównanie ilości łączeń dla metod: klasycznej i redukującej straty łączeniowe. Proponowana metoda pozwala na średnią redukcję łączeń w regionie 1 i 3 do 83,33%, w regionie 2 do 62,50% a w regionie 4 do 41,66%. Rys.6. Modyfikacja sekwencji łączeń przy zmianie stanu A na B TABELA 6. ILOŚĆ ŁĄCZEŃ W POSZCZEGÓLNYCH REGIONACH Region Modulacja Modulacja adaptacyjna klasyczna Typowo Maksymalnie Redukcja 1 i ,66% ,50% ,33% IV. MODEL I BADANIA SYMULACYJNE Badania symulacyjne przeprowadzono przy użyciu programu SABER Designer. Główne parametry obwodu mocy i układu sterowania (odpowiadające stanowisku laboratoryjnemu) podano w Tabeli 7. TABELA 7. PARAMETRY MODELU SYMULACYJNEGO Układ sterowania i przekształtnik Okres próbkowania T s 200µs Napięcie obw. pośredniczącego U DC 650V Pojemność obw. pośredniczącego C DC 560µF Pojemność kondensatorów FC C x 400µF Silnik indukcyjny Liczba par biegunów p 2 Moc nominalna P 3kW Nominalny prąd stojana I S 6,9A Nominalne napięcie stojana U S 3x380V Nominalna prędkość mechaniczna Ω N 1415obr/min Rezystancja stojana i wirnika R s = R r 1,84Ω Indukcyjność stojana i wirnika L S = L r 0,17H Indukcyjność własna Lm 0,16H Indukcyjność wzajemna σls 0,1H Rys.5. Sekwencje łączeń w sektorze 1, region 2: a) i b) wybrana para P2; c) i d) wybrana para P1; a) i c) stan A wybrany w każdej fazie, b) i d) stan B wybrany w każdej fazie. UDC = E Rys.7. Schemat blokowy metody sterowania DTC-SVM Bezpośrednie sterowanie momentem przekształtnika DC/AC z modulatorem wektorowym (ang. Direct Torque Control with Space Vector Modulation) przedstawione na rysunku 7bazuje na wewnętrznych pętlach regulacji momentu i strumienia. Zadane wartości: strumienia Ψ s C (wyznaczona z wartości nominalnej napięcia fazowego silnika) i momentu m e C (wyznaczona przez zewnętrzną pętlę regulacji pręd-

5 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM 5 kości bazującą na sygnale z enkodera) porównywane są odpowiednio z estymowanymi Ψ s i m e. Uchyby podawane są na wejście regulatorów PI, które w stanie ustalonym redukują uchyb do zera. Sygnały wyjściowe regulatorów, stanowią wartości zadane napięć stojana U Sx i U Sy i po transformacji do stacjonarnego układu α β wykorzystywane są do obliczania indeksów modulacji w bloku modulatora SVM. Nastawy regulatorów wyznaczono na podstawie kryterium modułu przy pomocy pakietu Matlab SISOTOOL. Rys.8. Stan ustalony DTC-SVM dla: a) i c) klasycznej modulacji SVM; b) i d) adaptacyjnej metody modulacji SVM redukującej straty łączeniowe; a) i b) praca w regionach 1, 2 i 3, c) i d) praca w regionie 4. Od góry: napięcie na kondensatorze U FCa, napięcie fazowe u a, prąd fazowy i a Rys.9. Skokowa zmiana momentu z 5Nm na 20Nm (bez pętli kontroli prędkości) dla: a) klasycznej modulacji SVM; b) adaptacyjnej metody modulacji SVM redukującej straty łączeniowe. Od góry: amplituda strumienia stojana Ψ S, prąd fazowy i a, moment elektromagnetyczny M e

6 6 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM Pojemność kondensatorów CFC, dla osiągnięcia maksymalnych pulsacji ΔVC na poziomie 5%, wyznaczono z zależności: (5) C FC = I, RMS fs,fc ΔVC gdzie: I,RMS amplituda prądu, fs,fc częstotliwość łączeń na kondensatorze. Badania symulacyjne wykonano w celu zaprezentowania zmniejszenia strat łączeniowych dla opracowanej metody modulacji przy jednoczesnym poprawnym wyrównywaniu napięć na kondensatorach UFCx. Porównanie pomiędzy klasyczną i adaptacyjną metodą modulacji w stanie ustalonym w regionach 1, 2 i 3 pokazano na Rysunku 8a-b. Wyniki te otrzymano dla częstotliwości wyjściowej 50Hz. Takie same badania przeprowadzone dla pracy w stanie ustalonym w regionie 4 (częstotliwość wyjściowa 15Hz) przedstawiono na Rysunku 8c-d. W obu przypadkach można zaobserwować zmniejszoną liczbę łączeń dla adaptacyjnej modulacji wektorowej w postaci zmniejszonej liczby stanów formujących przebieg prądu przy nieznacznie zmniejszonej precyzji wyrównywania napięć na kondensatorach UFCx. Opracowana metoda redukuje ponadto o 33% efektywną częstotliwość łączeń w każdym regionie z powodu ograniczenia łączeń tylko do dwóch faz przekształtnika w okresie próbkowania. Stan dynamiczny podczas skokowej zmiany obciążenia (w otwartej pętli regulacji prędkości) dla obu metod przedstawiono na Rysunku 9. Dynamika systemu dla opracowanej metody modulacji nie ulega ograniczeniu, można zaobserwować jedynie zwiększenie wartości pulsacji momentu. Stan dynamiczny podczas skokowej zmiany obciążenia (w zamkniętej pętli regulacji prędkości) dla opracowanej metody modulacji przedstawiono na Rysunku 10. DTC-SVM charakteryzuje się prostotą i wysoką dynamiką, a algorytm modulacji utrzymuje napięcia na kondensatorach FC na zadanym poziomie. z dodatkowym porównaniem w stosunku do wartości obciążenia przedstawiono w Tabeli 9. Dla tej samej częstotliwości próbkowania fs = 5kHz proponowana modulacja nieznacznie pogarsza jakość prądu w regionach 1, 2 i 3. Wyższy współczynnik THD, a co za tym idzie tętnienie momentu można zaobserwować dla niskich wartości indeksu modulacji. Biorąc pod uwagę jakość prądu, zbliżone do modulacji adaptacyjnej wyniki można uzyskać dla modulacji klasycznej przy obniżeniu częstotliwości fs o 50%, natomiast zbliżone do modulacji klasycznej wyniki można uzyskać dla modulacji adaptacyjnej przy podwyższeniu częstotliwości fs o 50%. Jest to szczególnie istotne dla napędów średniej i wysokiej mocy, gdzie istotną rolę odgrywa amplituda pulsacji momentu, a więc drgania wału układu napędowego. TABELA 8. PORÓWNANIE METOD MODULACJI DLA PRACY W REGIONIE 4 (15HZ) I REGIONACH 1,2 I 3 (50HZ) ILOŚĆ ŁĄCZEŃ M<1.0 (15Hz) M>1.0 (50Hz) Modulacja klasyczna 100% 100% Modulacja adaptacyjna 48,22% 64,82% TABELA 9. PORÓWNANIE METOD MODULACJI DLA PRACY W REGIONIE 4 (15HZ) I REGIONACH 1,2 I 3 (50HZ) WSPÓŁCZYNNIK THD fs M<1.0 (15Hz) M>1.0 (50Hz) fs M<1.0 (15Hz) M>1.0 (50Hz) Modulacja adaptacyjna mec=15nm mec=0nm 5kHz 0,90% 0,67% 1,57% 1,09% 2,5kHz 2,19% 1,75% 2,86% 2,13% Modulacja adaptacyjna mec=0nm mec=15nm 5kHz 2,12% 1,51% 2,43% 1,78% 7,5kHz 1,60% 1,18% 1,70% 1,23% V. Stanowisko laboratoryjne i wyniki eksperymentalne Rys.11. Trójpoziomowy przekształtnik FLC o mocy 3kVA Rys.10. Skokowa zmiana momentu. Od góry: moment: zadany Mec i Me, napięcie fazowe ua, prąd fazowy ia, amplituda strumienia stojana ΨS, prędkość ωm, napięcia kondensatorów UFCa, UFCb, UFCc Ostateczne porównanie ilości łączeń wprowadzanych przez obie metody przeprowadzono dla dwóch wartości częstotliwości wyjściowej: 15Hz i 50Hz. Liczbę łączeń wyznaczono w modelu symulacyjnym dla jednego okresu napięcia: odpowiednio dla 66,6ms i 20ms. Wyniki przedstawiono w Tabeli 8. Współczynnik zawartości wyższych harmonicznych THD prądu fazowego dla wykonanych badań symulacyjnych W ramach prac badawczych zaprojektowano i wykonano przekształtnik trójpoziomowy FLC o mocy 3KVA, przedstawiony na Rysunku 11. Do budowy wykorzystano tranzystory IGBT International Rectifier IRG4BC20UDPBF (napięcie VCES=600V, prąd Ic=13A), jako kondensatory o zmiennym potencjale kondensatory ICAR z dielektrykiem stałym LNK-P3X (C=400μF, napięcie 700V). Pojemność obwodu pośredniczącego wynosi 560μF, a napięcie maksymalne 800V. Do sterowania tranzystorów IGBT wykorzystano łącza światłowodowe i odbiorniki Siemens SFH551/1-1V. Algorytm sterowania DTC-SVM zaimplementowano w karcie dspace DS1104, a algorytmy modulacji w układzie programowalnym FPGA MAXII firmy Altera. Komunikacja między kartą DS1104 a układem FPGA została zrealizowana na podstawie protokołu SPI.

7 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM 7 Rys.12. Stan ustalony DTC-SVM dla: a) i c) klasycznej modulacji SVM; b) i d) zaproponowanej metody modulacji SVM redukującej straty łączeniowe; a) i b) praca w regionach 1, 2 i 3, c) i d) praca w regionie 4. Od góry:, napięcie fazowe u a, prąd fazowy i a Na Rysunku 12 zaprezentowano (analogiczne do wyników symulacyjnych z Rysunku 8) wyniki badań eksperymentalnych w stanie ustalonym. Wyniki te potwierdzają poprawność działania obu metod modulacji, a także możliwość redukcji ilości łączeń zgodnie z Tabelą 8. Na Rysunku 13 przedstawiono stan ustalony dla metody sterowania DTC-SVM z opracowaną metodą modulacji. Rys.13. Stan ustalony DTC-SVM dla opracowanej metody SVM i amplitudy strumienia stojana Ψ S=0,97Wb. Od góry: napięcie fazowe u a, prąd fazowy i a, napięcie U FCa, moment elektromagnetyczny M e VI. Podsumowanie W ramach projektu opracowano prostą metodę modulacji wektorowej SVM dla trójpoziomowego przekształtnika FLC, redukującą straty łączeniowe poprzez adaptacyjny do zmian parametrów układu wybór stanów wektora napięcia zadanego U ref. Przedstawiony algorytm posiada następujące właściwości: wyrównywanie (z nieznacznym zwiększeniem tętnień) napięć na kondensatorach o zmiennym potencjale U FCx na podstawie prostych równań algebraicznych; niezależną od regulacji wyjściowych napięć fazowych U xn regulację napięć na kondensatorach o zmiennym potencjale U FCx ; redukcja strat łączeniowych (48,22% w regionie 4 i 64,82% w regionach 1, 2 i 3). Badania symulacyjne wykazały poprawność działania opracowanej metody modulacji. Rozwiązanie to można z łatwością rozszerzyć na układ przekształtnika o większej liczbie poziomów. Badania eksperymentalne stanowią potwierdzenie poprawności przyjętej metodyki i metody.

8 NOWE STRATEGIE STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKIEM ENERGOELEKTRONICZNYM Projekt realizowany w ramach programu VENTURES Fundacji na rzecz Nauki Polskiej, współfinansowany ze środków Europejskiego Funduszu Rozwoju Regionalnego w ramach Programu Operacyjnego Innowacyjna Gospodarka Program VENTURES Wsparcie projektów mających zastosowanie w gospodarce, realizowanych przez studentów, absolwentów i doktorantów Celem programu jest podniesienie atrakcyjności pracy naukowej w Polsce, zainteresowanie młodych uczonych pracą naukową, a także zwiększenie liczby projektów, których wyniki mogą być wdrożone w działalności gospodarczej. Program adresowany jest do najmłodszych naukowców: studentów jednolitych studiów magisterskich (po ukończeniu trzeciego roku studiów) lub studiów II stopnia; absolwentów (do trzech lat po ukończeniu studiów magisterskich) zatrudnionych na etatach naukowo-dydaktycznych; doktorantów (uczestników studiów doktoranckich). W ramach programu Ventures projekty mogą być realizowane w jednostkach naukowych, lub w instytucjach, które zatrudniają absolwentów na etatach naukowo-dydaktycznych. W programie Ventures nie ma preferowanych dziedzin tematycznych finansowanie dostępne jest dla wszystkich dziedzin nauki, przy czym największe znaczenie ma przydatność danego projektu dla gospodarki. Realizacja projektów może trwać od roku do trzech lat. Finansowaniu podlegają: imienne stypendium naukowe dla kierownika projektu (w wysokości odpowiednio: 1500 zł miesięcznie dla studentów i absolwentów, oraz 3 tys. zł miesięcznie dla doktorantów); grant badawczy w wysokości nieprzekraczającej 35 tys. zł rocznie. Sebastian Styński, laureat programu Ventures FOT. GRZEGORZ KRZYŻEWSKI Sebastian Styński uzyskał w roku 2006 w Instytucie Sterowania i Elektroniki Przemysłowej Politechniki Warszawskiej tytuł mgr. inż. elektryka, w którym obecnie pod opieką prof. dr hab. inż. Mariana P. Kaźmierkowskiego realizuje rozprawę doktorską zatytułowaną Analysis and Control of Multilevel AC/DC/AC Flying Capacitor Converter Fed from Single-Phase Grid. Jest autorem 19 publikacji naukowych. Jego obecne zainteresowania badawcze obejmują techniki modulacji i strategie sterowania jedno i trójfazowych przekształtników wielopoziomowych MSI, aplikacje DSP i FPGA. Od 2009 roku jest Sekretarzem Chapteru Industrial Electronics & Power Electronics PEL-035/IEL-013 Polskiej Sekcji IEEE. Jego doświadczenie praktyczne obejmuje udział 8 projektach badawczych, rozwojowych i celowych finansowanych przez Ministarstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego oraz Unię Europejską. Laureat szeregu nagród i wyróżnień, m.in I miejsce w Ogólnopolskim Konkursie na Najlepszą Pracę Dyplomową w Zakresie Jakości i Efektywnego Użytkowania Energii Elektrycznej organizowanym przez Stowarzyszenie Elektryków Polskich; 2008 stypendium dla doktorantów i młodych doktorów w ramach projektu Program Rozwojowy Politechniki Warszawskiej na lata ; 2009 laureat III konkursu Fundacji na rzecz Nauki Polskiej w ramach programu VENTURES; 2010 nagroda za najlepszą publikację na Forum Studenckim Best Student Forum Paper konferencji IEEE International Symposium on Industrial Electronics; 2010 nagroda zespołowa I stopnia Rektora Politechniki Warszawskiej za osiągnięcia naukowe. Egzemplarz bezpłatny