1. Generator LC lub RC generuje na swoim wyjściu przebieg sinusoidalny ponieważ:

Transkrypt

1 1. Generator LC lub RC generuje na swoim wyjściu przebieg sinusoidalny ponieważ: a) Warunek generacji jest spełniony tylko dla jednej określonej częstotliwości. b) Układ zawiera wzmacniacz selektywny z dodatnim sprzężeniem zwrotnym, w którym spełnione są warunki drgań: amplitudowy i fazowy k u (jω) 1 k u (jω)β(jω) c) W układzie zastosowano obwód rezonansowy LC lub selektywny RC.

2 1. Generator LC lub RC generuje na swoim wyjściu przebieg sinusoidalny ponieważ: a) Warunek generacji jest spełniony tylko dla jednej określonej częstotliwości. b) Układ zawiera wzmacniacz selektywny z dodatnim sprzężeniem zwrotnym, w którym spełnione są warunki drgań: amplitudowy i fazowy k u (jω) 1 k u (jω)β(jω) c) W układzie zastosowano obwód rezonansowy LC lub selektywny RC.

3 2. Generatory Colpitts a, Hartleya i Meissnera (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje: a) Generatory Hartleya i Meissnera mogą być zasilane szeregowo lub równolegle przez dławik w.cz. b) Generatory Hartleya mogą być zasilane szeregowo lub równolegle przez dławik w.cz., a generatory Colpitts a równolegle przez dławik w.cz. c) Aby spełnić warunek amplitudowy drgań, ze wzrostem kondunktancji obciążenia G L, w generatorze Colpitts a należy zwiększyć pojemność C 2, a w generatorze Hartleya należy zwiększyć indukcyjność L 1.

4 2. Generatory Colpitts a, Hartleya i Meissnera (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje: a) Generatory Hartleya i Meissnera mogą być zasilane szeregowo lub równolegle przez dławik w.cz. b) Generatory Hartleya mogą być zasilane szeregowo lub równolegle przez dławik w.cz., a generatory Colpitts a równolegle przez dławik w.cz. c) Aby spełnić warunek amplitudowy drgań, ze wzrostem kondunktancji obciążenia G L, w generatorze Colpitts a należy zwiększyć pojemność C 2, a w generatorze Hartleya należy zwiększyć indukcyjność L 1.

5 3. Generatory kwarcowe. Prawdziwe są informacje: a) W generatorach Pierce a rezonator kwarcowy pracuje jako zastępcza indukcyjność L z, o wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ω s ω m ). b) W generatorach Butlera rezonator kwarcowy pracuje jako element sprzęgający. Przy rezonansie szeregowym, w otoczeniu pulsacji ω s, rezonator pełni rolę klucza o rezystancji r s, i dla tej pulsacji struktura układu staje się podobna do struktury generatora Colpitts,a lub Hartleya. c) Generatory Pierce a charakteryzują się większą stałością częstotliwości niż generatory Butlera.

6 3. Generatory kwarcowe. Prawdziwe są informacje: a) W generatorach Pierce a rezonator kwarcowy pracuje jako zastępcza indukcyjność L z, o wartości szybko rosnącej z częstotliwością (praca w przedziale pulsacji ω s ω m ). b) W generatorach Butlera rezonator kwarcowy pracuje jako element sprzęgający. Przy rezonansie szeregowym, w otoczeniu pulsacji ω s, rezonator pełni rolę klucza o rezystancji r s, i dla tej pulsacji struktura układu staje się podobna do struktury generatora Colpitts, a lub Hartleya. c) Generatory Pierce a charakteryzują się większą stałością częstotliwości niż generatory Butlera.

7 4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym. Prawdziwe są informacje: a) W generatorze CR z mostkiem Wiena, dodatnie sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu połowa mostka Wiena, a ujemne sprzężenie zwrotne poprzez nieliniowy dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji amplitudy drgań. b) częstotliwość w tych generatorach jest odwrotnie proporcjonalna do pierwiastka z iloczynu RC : f 0 = 1 2π RC c) W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne sprzężenia zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu podwójne TT, a dodatnie sprzężenie zwrotne poprzez dzielnik rezystancyjny w celu spełnienia warunku amplitudowego drgań oraz stabilizacji amplitudy tych drgań.

8 4. Generatory RC ze sprzężeniem zwrotnym. Prawdziwe są informacje: a) W generatorze CR z mostkiem Wiena, dodatnie sprzężenie zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu połowa mostka Wiena, a ujemne sprzężenie zwrotne poprzez nieliniowy dzielnik rezystancyjny w celu stabilizacji amplitudy drgań. b) częstotliwość w tych generatorach jest odwrotnie proporcjonalna do pierwiastka z iloczynu RC : f 0 = 1 2π RC c) W generatorze CR z mostkiem podwójne TT, ujemne sprzężenia zwrotne realizowane jest poprzez gałąź selektywną typu podwójne TT, a dodatnie sprzężenie zwrotne poprzez dzielnik rezystancyjny w celu spełnienia warunku amplitudowego drgań oraz stabilizacji amplitudy tych drgań.

9 5. Układy transkonduktancyjne. Prawdziwe są informacje: a) W układzie dwućwiartkowym występuje wzmocnienie napięcia u X i mnożenie napięć u X u Y, przy czym napięcie może być tylko dodatnie, zaś w układzie czteroćwiartkowym występuje tylko mnożenie napięć u X u Y i obydwa napięcia mogą być zarówno dodatnie jak i ujemne. b) układzie podwójnie zrównoważonym: u 2R = I 0 R C tgh( u X 2φ T tgh( u Y 2φ T ) I 0R C u 4φ 2 X u Y T u X, u Y 2φ T c) układzie pojedynczo zrównoważonym: u 2R = (I 0 + g m u Y )R C tgh( u X u 2φ T ) I 0 R X C 2φ T u X, u Y 2φ T + g m R C u X u Y 2φ T

10 5. Układy transkonduktancyjne. Prawdziwe są informacje: a) W układzie dwućwiartkowym występuje wzmocnienie napięcia u X i mnożenie napięć u X u Y, przy czym napięcie może być tylko dodatnie, zaś w układzie czteroćwiartkowym występuje tylko mnożenie napięć u X u Y i obydwa napięcia mogą być zarówno dodatnie jak i ujemne. b) układzie podwójnie zrównoważonym: u 2R = I 0 R C tgh( u X 2φ T )tgh( u Y 2φ T ) I 0R C u 4φ 2 X u Y T u X, u Y 2φ T c) układzie pojedynczo zrównoważonym: u 2R = (I 0 + g m u Y )R C tgh( u X u 2φ T ) I 0 R X C 2φ T u X, u Y 2φ T + g m R C u X u Y 2φ T

11 6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta (rysunek poniżej) wymaga spełnienia warunków: a) i 1 + i 2 = const i A + i B = const b) i 2 i1 = i A ib c) Wartości rezystancji R X, R Y powinny być małe, aby można pominąć nieliniowe rezystancje wejściowe tranzystorów par różnicowych i wtedy i X, i Y są w przybliżeniu równe i X u X R, i X Y u Y R Y

12 6. Linearyzacja charakterystyk układu mnożącego w układzie Gilberta (rysunek poniżej) wymaga spełnienia warunków: a) i 1 + i 2 = const i A + i B = const b) i 2 i1 = i A ib c) Wartości rezystancji R X, R Y powinny być małe, aby można pominąć nieliniowe rezystancje wejściowe tranzystorów par różnicowych i wtedy i X, i Y są w przybliżeniu równe i X u X R, i X Y u Y R Y

13 7. Podstawowe układy logarytmiczne (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje: a) W układzie na rys. a) napięcie u 0 = φln( u I I ES R 1 ), przy czym u I > 0 w zależności od napięcia wejściowego, może w przybliżeniu przyjmować wartości w zakresie od ujemnego do dodatniego napięcia nasycenia wzmacniacza operacyjnego. b) Dla tranzystorów planarnych, przy U BE > 4φ T, logarytmowanie napięcia wejściowego jest spełnione w szerokim zakresie zmian prądu wejściowego (od setek pa do kilku ma). Stosując zatem odpowiednie tranzystory oraz wzmacniacze operacyjne (małe wejściowe prądy polaryzacji oraz małe napięcie niezrównoważenia) możemy otrzymać charakterystykę logarytmiczną w zakresie napięć wejściowych obejmujących nawet 6ö8 dekad. c) Główną wadą prostego układu logarytmicznego jest silna zależność jego charakterystyki statycznej od temperatury, spowodowanej zmianami φ T oraz I ES.

14 7. Podstawowe układy logarytmiczne (rysunek poniżej). Prawdziwe są informacje: a) W układzie na rys. a) napięcie u 0 = φln( u I I ES R 1 ), przy czym u I > 0 w zależności od napięcia wejściowego, może w przybliżeniu przyjmować wartości w zakresie od ujemnego do dodatniego napięcia nasycenia wzmacniacza operacyjnego. b) Dla tranzystorów planarnych, przy U BE > 4φ T, logarytmowanie napięcia wejściowego jest spełnione w szerokim zakresie zmian prądu wejściowego (od setek pa do kilku ma). Stosując zatem odpowiednie tranzystory oraz wzmacniacze operacyjne (małe wejściowe prądy polaryzacji oraz małe napięcie niezrównoważenia) możemy otrzymać charakterystykę logarytmiczną w zakresie napięć wejściowych obejmujących nawet 6 ö8 dekad. c) Główną wadą prostego układu logarytmicznego jest silna zależność jego charakterystyki statycznej od temperatury, spowodowanej zmianami φ T orazi ES.

15 8. Autozerowanie komparatora. Prawdziwe są informacje: a) Stopnie: przedwzmacniacza i układu śledzącego komparatora zatrzaskowego, w fazie autokompensacji, kiedy są skonfigurowane w układzie wtórnika napięciowego, nie wymagają kompensacji charakterystyk częstotliwościowych. b) Komparator zrealizowany w formie dwustopniowego wzmacniacza operacyjnego, w fazie autokompensacji, kiedy jest skonfigurowany w układzie wtórnika napięciowego, wymaga kompensacji charakterystyk częstotliwościowych. c) Autozerowanie jest możliwe zarówno w komparatorach z wejściem niesymetrycznym, jak i z wejściem symetrycznym (różnicowym), jednak w układzie z wejściem niesymetrycznym autozerowanie jest mniej dokładne w skutek injekcji ładunków, związanej ze zjawiskiem clock feedthrough.

16 8. Autozerowanie komparatora. Prawdziwe są informacje: a) Stopnie: przedwzmacniacza i układu śledzącego komparatora zatrzaskowego, w fazie autokompensacji, kiedy są skonfigurowane w układzie wtórnika napięciowego, nie wymagają kompensacji charakterystyk częstotliwościowych. b) Komparator zrealizowany w formie dwustopniowego wzmacniacza operacyjnego, w fazie autokompensacji, kiedy jest skonfigurowany w układzie wtórnika napięciowego, wymaga kompensacji charakterystyk częstotliwościowych. c) Autozerowanie jest możliwe zarówno w komparatorach z wejściem niesymetrycznym, jak i z wejściem symetrycznym (różnicowym), jednak w układzie z wejściem niesymetrycznym autozerowanie jest mniej dokładne w skutek injekcji ładunków, związanej ze zjawiskiem clock feedthrough.

17 9. Komparatory zatrzaskowe. Prawdziwe są informacje? a) Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się dużą szybkością działania, ale małą rozdzielczością. b) W komparatorze zatrzaskowym stosuje się przedwzmacniacz poprzedzający stopień śledząco-zatrzaskowy dla uzyskania wyższej rozdzielczości a także zmniejszenia tzw. zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects). c) W komparatorze zatrzaskowym w stopniu końcowym stosuje się ujemne sprzężenie zwrotne.

18 9. Komparatory zatrzaskowe. Prawdziwe są informacje? a) Współczesne komparatory zatrzaskowe charakteryzują się dużą szybkością działania, ale małą rozdzielczością. b) W komparatorze zatrzaskowym stosuje się przedwzmacniacz poprzedzający stopień śledząco-zatrzaskowy dla uzyskania wyższej rozdzielczości a także zmniejszenia tzw. zjawiska szybkiego powrotu (kickback effects). c) W komparatorze zatrzaskowym w stopniu końcowym stosuje się ujemne sprzężenie zwrotne.

19 10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych, w których V OL = 4V ; V OH = +4V ; R 1 = 5, 5kΩ; R 2 = 50kΩ Progowe napięcia przełączania V TRP+ i V TRP w obu układach (rysunek poniżej) wynoszą: a.) V TRP+ = 0, 2V ; V TRP = 0, 2V b.) V TRP+ = 0, 4V ; V TRP = 0, 4V c.) V TRP+ = 0, 4V ; V TRP = 0, 4V V TRP+ = 0, 22V ; V TRP = 0, 22V V TRP+ = 0, 44V ; V TRP = 0, 44V V TRP+ = 0, 44V ; V TRP = 0, 44V

20 10. Komparatory z histerezą odwracającą i nieodwracającą zostały zrealizowane na wzmacniaczach operacyjnych, w których V OL = 4V ; V OH = +4V ; R 1 = 5, 5kΩ; R 2 = 50kΩ Progowe napięcia przełączania V TRP+ i V TRP w obu układach (rysunek poniżej) wynoszą: a.) V TRP+ = 0, 2V ; V TRP = 0, 2V b.) V TRP+ = 0, 4V ; V TRP = 0, 4V c.) V TRP+ = 0, 4V ; V TRP = 0, 4V V TRP+ = 0, 22V ; V TRP = 0, 22V V TRP+ = 0, 44V ; V TRP = 0, 44V V TRP+ = 0, 44V ; V TRP = 0, 44V

21 11. Skokowo zwiększono (od 300 khz do 340 khz) częstotliwość synchronizującą generatora VCO pętli pierwszego rzędu o parametrach: k G = 2π[rad]80[kHz][ V 1 ] ; K = 500[1 s ]; f 0 = ω 0 2π = 300kHz Napięcie sterujące na wejściu VCO zmieni się ze stałą czasową τ równą? o wartość U 0 równą? a) τ = 2ms; U 0 = 0, 5V b) τ = 0, 5ms; U 0 = 1V c) τ = 0, 25ms; U 0 = 0, 4V

22 11. Skokowo zwiększono (od 300 khz do 340 khz) częstotliwość synchronizującą generatora VCO pętli pierwszego rzędu o parametrach: k G = 2π[rad]80[kHz][ V 1 ] ; K = 500[1 s ]; f 0 = ω 0 2π = 300kHz Napięcie sterujące na wejściu VCO zmieni się ze stałą czasową τ równą? o wartość U 0 równą? a) τ = 2ms; U 0 = 0, 5V b) τ = 0, 5ms; U 0 = 1V c) τ = 0, 25ms; U 0 = 0, 4V

23 12. Pętla fazowa w której zastosowano: wzmocnienie generatora VCO: 2π [rad] [MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy: k G = 50 4 [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1. Zakres trzymania tej pętli fazowej wynosi: a) ω T = 31, 4kHz b) ω T = 314Hz c) ω T = 3, 14kHz

24 12. Pętla fazowa w której zastosowano: wzmocnienie generatora VCO: 2π [rad] [MHz] [1/V]; wzmocnienie detektora fazy: k G = 50 4 [V/rad]; transmitancja filtru H(ω = 0) = 1. Zakres trzymania tej pętli fazowej wynosi: a) ω T = 31, 4kHz b) ω T = 314Hz c) ω T = 3, 14kHz

25 13. W przedstawionych generatorach VCO na tranzystorach MOSFET: a). Źródło prądowe zapewnia wysoką impedancję węzła dołączonego do rezonatora, a przez to odsprzęga szynę zasilania lub masy od rezonatora. b). Zastosowane źródła prądowe ustalają spoczynkowe punkty pracy, dzięki czemu zapewniono ograniczenie amplitudy generowanego napięcia, zabezpieczając przez to wchodzenie tranzystorów do pracy w obszar liniowy, co mogłoby powodować wzrost szumów fazowych. c). Zazwyczaj źródło prądowe stosuje się od strony szyny masy, co pozwala na zmniejszenia wrażliwości generowanej częstotliwości generatora VCO na napięcie zasilające.

26 13. W przedstawionych generatorach VCO na tranzystorach MOSFET: a). Źródło prądowe zapewnia wysoką impedancję węzła dołączonego do rezonatora, a przez to odsprzęga szynę zasilania lub masy od rezonatora. b). Zastosowane źródła prądowe ustalają spoczynkowe punkty pracy, dzięki czemu zapewniono ograniczenie amplitudy generowanego napięcia, zabezpieczając przez to wchodzenie tranzystorów do pracy w obszar liniowy, co mogłoby powodować wzrost szumów fazowych. c). Zazwyczaj źródło prądowe stosuje się od strony szyny masy, co pozwala na zmniejszenia wrażliwości generowanej częstotliwości generatora VCO na napięcie zasilające.

27 14. Detektor fazowo częstotliwościowy PFD. Prawdziwe są informacje? a) Pętla PLL z detektorem PFD jest w stanie osiągnąć stan synchronizacji, niezależnie od odstępu częstotliwości sygnału synchronizującego od warunków początkowych (przed rozpoczęciem procesu synchronizacji) oraz nie wykazuje statycznego błądu fazy po osiągnięciu stanu synchronizacji. b) Gdy różnica faz jest większa niż ±2π, detektor PFD znajduje się w stanie detekcji częstotliwości. W tym stanie pompa ładunkowa jest aktywna tylko przez część cyklu pracy i dostarcza na swoim wyjściu impulsy prądowe o stałej amplitudzie i czasie trwania zależnym od różnicy faz porównywanych sygnałów. c) Gdy błąd fazy osiągnie wartość zero, pętla PLL przechodzi do stanu synchronizacji. Na wyjściu detektora PFD otrzymujemy impulsy szpilkowe, będące efektem skończonej szybkości działania stosowanych układów cyfrowych, które muszą być odfiltrowane, aby nie modulować generatora VCO i nie wytwarzać niepożądanych składowych widma częstotliwościowego generowanego sygnału (ang. spurious signals).

28 14. Detektor fazowo częstotliwościowy PFD. Prawdziwe są informacje? a) Pętla PLL z detektorem PFD jest w stanie osiągnąć stan synchronizacji, niezależnie od odstępu częstotliwości sygnału synchronizującego od warunków początkowych (przed rozpoczęciem procesu synchronizacji) oraz nie wykazuje statycznego błądu fazy po osiągnięciu stanu synchronizacji. b) Gdy różnica faz jest większa niż ±2π, detektor PFD znajduje się w stanie detekcji częstotliwości. W tym stanie pompa ładunkowa jest aktywna tylko przez część cyklu pracy i dostarcza na swoim wyjściu impulsy prądowe o stałej amplitudzie i czasie trwania zależnym od różnicy faz porównywanych sygnałów c) Gdy błąd fazy osiągnie wartość zero, pętla PLL przechodzi do stanu synchronizacji. Na wyjściu detektora PFD otrzymujemy impulsy szpilkowe, będące efektem skończonej szybkości działania stosowanych układów cyfrowych, które muszą być odfiltrowane, aby nie modulować generatora VCO i nie wytwarzać niepożądanych składowych widma częstotliwościowego generowanego sygnału (ang. spurious signals).

29 15. Syntezer częstotliwości z układem PLL z ułamkowym/ wymiernym zwielokrotnieniem częstotliwości referencyjnej.? Gdy Fr=25 khz, dokładność częstotliwości oscylatora kwarcowego wynosi 1 ppm., a N=32002, to: a) F VCO = 800, 05MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ± 80 Hz. b) F VCO = 800, 05MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ± 800 Hz. c) F VCO = 960, 03MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ± 960 Hz.

30 15. Syntezer częstotliwości z układem PLL z ułamkowym/ wymiernym zwielokrotnieniem częstotliwości referencyjnej.? Gdy Fr=25 khz, dokładność częstotliwości oscylatora kwarcowego wynosi 1 ppm., a N=32002, to: a) F VCO = 800, 05MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ± 80 Hz. b) F VCO = 800, 05MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ± 800 Hz. c) F VCO = 960, 03MHz, a jej dokładność również wynosi 1 ppm., tj ± 960 Hz.

31 16. W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem rezystancyjno-pojemnościowym (stała czasowa obciążenia τ = RC» 20 ms), zasilanym z sieci 230 V poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23 (pominąć rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi: a) 10 V b) 5 V c) 14 V

32 16. W dwupołówkowym prostowniku Graetza z obciążeniem rezystancyjno-pojemnościowym (stała czasowa obciążenia τ = RC» 20 ms), zasilanym z sieci 230 V poprzez transformator sieciowy o przekładni obniżającej n = 23 (pominąć rezystancje uzwojeń i diod) średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi: a) 10 V b) 5 V c) 14 V

33 17. W prostowniku trójfazowym z obciążeniem rezystancyjno-indukcyjnym (stała czasowa obciążenia τ = L/R» 20 ms ), zasilanym bezpośrednio z sieci 3x230 V średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi: a) 269 V b) 191 V c) Za mało danych dla wyznaczenia średniej wartości napięcia na rezystancji obciążenia

34 17. W prostowniku trójfazowym z obciążeniem rezystancyjno-indukcyjnym (stała czasowa obciążenia τ = L/R» 20 ms ), zasilanym bezpośrednio z sieci 3x230 V średnia wartość napięcia na rezystancji obciążenia w przybliżeniu wynosi: a) 269 V b) 191 V c) Za mało danych dla wyznaczenia średniej wartości napięcia na rezystancji obciążenia

35 18.)Zaletami stosowania modulacji przy przesyłaniu sygnałów są: a) Możliwość przekazania sygnałów oryginalnych na duże odległości przez kanał transmisyjny. Przy tym widmo sygnału nadawanego nie musi być widmowo dopasowane do kanału. b) Możliwość uodpornienia transmitowanych sygnałów na szumy i zakłócenia. c) Możliwość rozdzielenia równocześnie przesyłanych sygnałów na tej samej częstotliwości nośnej (modulatory kwadraturowe).

36 18.)Zaletami stosowania modulacji przy przesyłaniu sygnałów są: a) Możliwość przekazania sygnałów oryginalnych na duże odległości przez kanał transmisyjny. Przy tym widmo sygnału nadawanego nie musi być widmowo dopasowane do kanału. b) Możliwość uodpornienia transmitowanych sygnałów na szumy i zakłócenia. c) Możliwość rozdzielenia równocześnie przesyłanych sygnałów na tej samej częstotliwości nośnej (modulatory kwadraturowe).

37 19.Podstawowe rodzaje modulacji analogowych i cyfrowych. Wybierz prawidłowo zakwalifikowane modulacje: a.) Modulacje analogowe pasmowe PAM, PWM Modulacje cyfrowe pasmowe PCM, DM Modulacje analogowe w paśmie podstawowym AM, FM, PM Modulacje cyfrowe w paśmie podstawowym ASK, FSK, PSK b.) AM, FM, PM PAM, PWM ASK, FSK, PSK PCM, DM c.) AM, FM, PM PAM, PWM PCM, DM PCM, DM

38 19.Podstawowe rodzaje modulacji analogowych i cyfrowych. Wybierz prawidłowo zakwalifikowane modulacje: a.) Modulacje analogowe pasmowe PAM, PWM Modulacje cyfrowe pasmowe PCM, DM Modulacje analogowe w paśmie podstawowym AM, FM, PM Modulacje cyfrowe w paśmie podstawowym ASK, FSK, PSK b.) AM, FM, PM PAM, PWM ASK, FSK, PSK PCM, DM c.) AM, FM, PM PAM, PWM PCM, DM PCM, DM

39 20. Dane są 4 funkcje modulujące (tabela poniżej). Prawidłowy zestaw modulacji AM dwuwstęgowej, jednowstęgowej, z falą nośną i bez fali nośnej odpowiadający poszczególnym funkcjom to: Funkcja modulująca a.) b.) c.) 1+kx(t) kx(t) x(t)+jˆx(t) x(t)-jˆx(t) AM DSB AM DSB AM DSB SC AM DSB SC AM DSB SC AM DSB AM SSB SC górna wstęga AM SSB SC dolna wstęga AM SSB SC górna wstęga AM SSB SC dolna wstęga AM SSB SC górna wstęga AM SSB SC dolna wstęga

40 20. Dane są 4 funkcje modulujące (tabela poniżej). Prawidłowy zestaw modulacji AM dwuwstęgowej, jednowstęgowej, z falą nośną i bez fali nośnej odpowiadający poszczególnym funkcjom to: Funkcja modulująca a.) b.) c.) 1+kx(t) kx(t) x(t)+jˆx(t) x(t)-jˆx(t) AM DSB AM DSB AM DSB SC AM DSB SC AM DSB SC AM DSB AM SSB SC górna wstęga AM SSB SC dolna wstęga AM SSB SC górna wstęga AM SSB SC dolna wstęga AM SSB SC górna wstęga AM SSB SC dolna wstęga

41 21.Prawidłowa kombinacja różnych rodzajów modulacji dla rzeczywistych funkcji przebiegów zmodulowanych (tabela poniżej) to: Przebieg zmodulowany rzeczywisty a) b) c) s(t)=a 0 kx(t)cos(ω 0 t) AM DSB AM DSB SC AM DSB SC s(t)=a 0 (1+kx(t))cos(ω 0 t) AM DSB SC AM DSB AM DSB s(t)=u 0 mcos(ω 0 t+k x(t)dt) FM FM PM s(t)=u 0 mcos(ω 0 t+kx(t)dt) PM PM FM

42 21.Prawidłowa kombinacja różnych rodzajów modulacji dla rzeczywistych funkcji przebiegów zmodulowanych (tabela poniżej) to: Przebieg zmodulowany rzeczywisty a) b) c) s(t)=a 0 kx(t)cos(ω 0 t) AM DSB AM DSB SC AM DSB SC s(t)=a 0 (1+kx(t))cos(ω 0 t) AM DSB SC AM DSB AM DSB s(t)=u 0 mcos(ω 0 t+k x(t)dt) FM FM PM s(t)=u 0 mcos(ω 0 t+kx(t)dt) PM PM FM

43 22. Szerokość pasma sygnału FM, w którym dewiacja częstotliwości wynosi 75 khz, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 1 khz, 4 khz i 8 khz, wynosi: f s 1kHz 4kHz 8kHz a) 152kHz 152kHz 152kHz b) 166kHz 166kHz 166kHz c) 152kHz 158kHz 166kHz

44 22. Szerokość pasma sygnału FM, w którym dewiacja częstotliwości wynosi 75 khz, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 1 khz, 4 khz i 8 khz, wynosi: f s 1kHz 4kHz 8kHz a) 152kHz 152kHz 152kHz b) 166kHz 166kHz 166kHz c) 152kHz 158kHz 166kHz

45 23. Szerokość pasma sygnału PM, w którym dewiacja fazy ψ PM = m ϕ = 5 jest stała, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 1 khz, 4 khz i 8 khz, wynosi: f s 1kHz 4kHz 8kHz a) 12kHz 48kHz 96kHz b) 12kHz 12kHz 12kHz c) 6kHz 24kHz 48kHz

46 23. Szerokość pasma sygnału PM, w którym dewiacja fazy ψ PM = m ϕ = 5 jest stała, wyznaczona na podstawie przybliżonego wzoru Carsona dla sygnałów modulujących o różnych częstotliwościach: 1 khz, 4 khz i 8 khz, wynosi: f s 1kHz 4kHz 8kHz a) 12kHz 48kHz 96kHz b) 12kHz 12kHz 12kHz c) 6kHz 24kHz 48kHz

47 24.Nieprawdziwe są informacje: a) Najważniejsza różnica, decydująca o przewadze systemu FM nad systemem PM polega na tym, że szerokość pasma sygnału FM jest w przybliżeniu stała (dla różnych częstotliwości sygnału modulującego). b) Modulacja sygnału PM jest tożsama z modulacją FM przy założeniu, że sygnał modulujący w FM jest całką u(t) = x(t)dt sygnału modulującego w PM. c) Znaczną poprawę stosunku sygnału do zakłócenia systemu FM uzyskuje się przez deemfazę charakterystyki częstotliwościowej po stronie nadawczej i preemfazę charakterystyki częstotliwościowej po stronie odbioczej.

48 24.Nieprawdziwe są informacje: a) b) Modulacja sygnału PM jest tożsama z modulacją FM przy założeniu, że sygnał modulujący w FM jest całką u(t) = x(t)dt sygnału modulującego w PM. c) Znaczną poprawę stosunku sygnału do zakłócenia systemu FM uzyskuje się przez deemfazę charakterystyki częstotliwościowej po stronie nadawczej i preemfazę charakterystyki częstotliwościowej po stronie odbioczej.

49 25. W modulatorze bezpośrednim, wykorzystującym generator LC z dwójnikiem reaktancyjnym w postaci diody pojemnościowej, pomiędzy dewiacją częstotliwości F, a częstotliwością nośną F 0 musi zachodzić związek: a) 3 F 4 F 0 1 b) Dewiacja częstotliwości musi być dużo mniejsza od częstotliwości nośnej c) F = F 0

50 25. W modulatorze bezpośrednim, wykorzystującym generator LC z dwójnikiem reaktancyjnym w postaci diody pojemnościowej, pomiędzy dewiacją częstotliwości F, a częstotliwością nośną F 0 musi zachodzić związek: a) 3 F 4 F 0 1 b) Dewiacja częstotliwości musi być dużo mniejsza od częstotliwości nośnej c) F = F 0

51 26. W modulatorze Armstronga (pośredni modulator FM), wąskopasmowa modulacja FM posiada widmo ograniczone praktycznie do jednej pary wstęg bocznych gdy: a) W układzie zastosujemy modulator AM DSB z małym współczynnikiem głębokości modulacji. b) W układzie zastosujemy modulator AM DSB CS z małym współczynnikiem głębokości modulacji, sygnał modulujący zostanie scałkowany, a do sygnału AM DSB CS dodamy nośną przesuniętą o kąt fazowy π/2. c) Na wejściu modulatora Armstronga zastosujemy układ różniczkujący

52 26. W modulatorze Armstronga (pośredni modulator FM), wąskopasmowa modulacja FM posiada widmo ograniczone praktycznie do jednej pary wstęg bocznych gdy: a) W układzie zastosujemy modulator AM DSB z małym współczynnikiem głębokości modulacji. b) W układzie zastosujemy modulator AM DSB CS z małym współczynnikiem głębokości modulacji, sygnał modulujący zostanie scałkowany, a do sygnału AM DSB CS dodamy nośną przesuniętą o kąt fazowy π/2. c) Na wejściu modulatora Armstronga zastosujemy układ różniczkujący

53 27. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące demodulatorów AM: a) Detektor kwadratowy wprowadza zniekształcenia sygnału modulującego, które zależą od głębokości modulacji. b) Detektor wartości szczytowej nie wprowadza na swoim wyjściu zniekształceń sygnału modulującego, gdy szybkość rozładowanie kondensatora jest mniejsza od szybkości zmian obwiedni dla największej częstotliwości modulującej fmax. c) Synchroniczne detektory kluczowane znajdują zastosowanie do demodulacji wszystkich rodzajów sygnałów zmodulowanych: AM, AM-S.C., SSB-S.C. i SSB.

54 27. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące demodulatorów AM: b) Detektor wartości szczytowej nie wprowadza na swoim wyjściu zniekształceń sygnału modulującego, gdy szybkość rozładowanie kondensatora jest mniejsza od szybkości zmian obwiedni dla największej częstotliwości modulującej fmax. c) Synchroniczne detektory kluczowane znajdują zastosowanie do demodulacji wszystkich rodzajów sygnałów zmodulowanych: AM, AM-S.C., SSB-S.C. i SSB.

55 28. Nie są prawdziwe następujące cechy synchronicznego demodulatora kluczowanego AM, porównując go z konwencjonalnymi detektorami diodowymi: a) W przypadku sygnałów z równoczesną modulacją AM i FM, wielkość produktów intermodulacji między nośnymi jest dużo mniejsza. b) Posiada mniejsze szumy przy małych sygnałach. c) Charakteryzuje się większą liniowością.

56 28. Nie są prawdziwe następujące cechy synchronicznego demodulatora kluczowanego AM, porównując go z konwencjonalnymi detektorami diodowymi:

57 29. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące koincydencyjnego demodulatora FM podwójnie zrównoważonego (rysunek poniżej): a) Zastosowanie źródła prądowego na tranzystorze T7, zasilającego pary różnicowe, zapewnia dobrą symetrię i zrównoważenie układu. b) Funkcję przesuwnika fazowego pełni układ złożony z kondensatora C i obwodu rezonansowego LC 1 dostrojonego do częstotliwości nośnej F 0 sygnału FM. c) Działanie tego układu opiera się na analogowym mnożeniu dwóch sygnałów FM, z których jeden jest przesunięty względem drugiego o stały kąt ψ=const.

58 29. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące koincydencyjnego demodulatora FM podwójnie zrównoważonego (rysunek poniżej): c) Działanie tego układu opiera się na analogowym mnożeniu dwóch sygnałów FM, z których jeden jest przesunięty względem drugiego o stały kąt ψ=const.

59 30. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące przemiany częstotliwości: a) Operacja przemiany częstotliwości jest operacją nieliniową, analogiczną do procesu AM-S.C., z tą różnicą, że rolę sygnału modulującego odgrywa tutaj pasmowy sygnał użytkowy w. cz. o częstotliwości środkowej f s, na wyjściu zaś wykorzystywana jest tylko jedna wstęga boczna. b) Niezależnie od rodzaju przemiany sygnału o częstotliwości f s, zawsze występuje realne niebezpieczeństwo, że na wejściu mieszacza oprócz sygnału użytecznego przemiany pojawi się również sygnał lustrzany o częstotliwości: f l = f h + f p, którego wpływ musi być minimalizowany, czego dokonuje się za pomocą odpowiedniej filtracji na wejściu mieszacza, a najczęściej w mieszaczach z eliminacją sygnałów lustrzanych w układach :Hartleya lub Weavera. c) Zaletą mieszacza podwójnie zrównoważonego jest to, że w sygnale wyjściowym nie występują składowe o częstotliwościach: f h i f s oraz występuje częściowa kompensacja składowych o częstotliwościach kombinacyjnych.

60 30. Nie są prawdziwe informacje, dotyczące przemiany częstotliwości: żadna

61 31. Prawdziwe są informacje, dotyczące niżej przedstawionej architektury front-end superheterodynowego radia: a) Do generacji kwadraturowych sygnałów lokalnych oscylatorów LO w drugim stopniu przemiany częstotliwości stosuje się najczęściej szerokopasmowy generator VCO dla systemów wielo-standardowych z kwadraturowym dzielnikiem częstotliwości przez 4. b) Jest to architektura front-end nowoczesnego superheterodynowego radia z podwójną przemianą, z niską częstotliwością pośrednią. c) Jest to architektura front-end nowoczesnego superheterodynowego radia z bezpośrednią przemianą częstotliwości, z niską częstotliwością pośrednią.

62 31. Prawdziwe są informacje, dotyczące niżej przedstawionej architektury front-end superheterodynowego radia: a) Do generacji kwadraturowych sygnałów lokalnych oscylatorów LO w drugim stopniu przemiany częstotliwości stosuje się najczęściej szerokopasmowy generator VCO dla systemów wielo-standardowych z kwadraturowym dzielnikiem częstotliwości przez 4. b) Jest to architektura front-end nowoczesnego superheterodynowego radia z podwójną przemianą, z niską częstotliwością pośrednią. c) Jest to architektura front-end nowoczesnego superheterodynowego radia z bezpośrednią przemianą częstotliwości, z niską częstotliwością pośrednią.

63 32. Prawdziwe są informacje, dotyczące radia SDR (software-defined radio)? a) W radiu SDR całkowity sygnał o widmie zawartym w szerokości pasma anteny jest przetwarzany na postać cyfrową przez przetwornik o ekstremalnie-wysokiej rozdzielczości, a dalsze przetwarzanie dokonywane jest przez komputer lub specjalizowany cyfrowy procesor sygnałowy. b) Przetwarzanie analogowo cyfrowe jest dokonywane w zakresie częstotliwości radiowych, a cała pozostała część jest zaimplementowana w DSP. c) Chociaż koncepcja radia SDR zapewnia maksymalną elastyczność rozwiązania, nie może być zrealizowana przy dzisiejszych technologiach w systemach radiokomunikacyjnych.

64 32. Prawdziwe są informacje, dotyczące radia SDR (software-defined radio)? a)w radiu SDR całkowity sygnał o widmie zawartym w szerokości pasma anteny jest przetwarzany na postać cyfrową przez przetwornik o ekstremalnie-wysokiej rozdzielczości, a dalsze przetwarzanie dokonywane jest przez komputer lub specjalizowany cyfrowy procesor sygnałowy. b) Przetwarzanie analogowo cyfrowe jest dokonywane w zakresie częstotliwości radiowych, a cała pozostała część jest zaimplementowana w DSP. c) Chociaż koncepcja radia SDR zapewnia maksymalną elastyczność rozwiązania, nie może być zrealizowana przy dzisiejszych technologiach w systemach radiokomunikacyjnych.

65 33. Prawdziwe są informacje, dotyczące uniwersalnego radia SDR (software-defined radio)? a) Uniwersalne radio SDR, wykorzystuje dodatkowo szerokopasmową przemianą częstotliwości w celu ograniczenia szerokości pasma i zakresu dynamicznego dla złagodzenia ostrych wymagań dla przetworników a/c i przetwarzania DSP. b) Uniwersalne radio zachowuje większość zalet radia SDR, jest realizowalne we współczesnych technologiach. c) Uniwersalne radio zachowuje większość zalet radia SDR, jest realizowalne we współczesnych technologiach, jednakże konsumuje nadmierną ilość mocy, a przez to, nie jest odpowiednie dla aplikacji mobilnych, zasilanych z baterii.

66 33. Prawdziwe są informacje, dotyczące uniwersalnego radia SDR (software-defined radio)? a) Uniwersalne radio SDR, wykorzystuje dodatkowo szerokopasmową przemianą częstotliwości w celu ograniczenia szerokości pasma i zakresu dynamicznego dla złagodzenia ostrych wymagań dla przetworników a/c i przetwarzania DSP. b) Uniwersalne radio zachowuje większość zalet radia SDR, jest realizowalne we współczesnych technologiach. c) Uniwersalne radio zachowuje większość zalet radia SDR, jest realizowalne we współczesnych technologiach, jednakże konsumuje nadmierną ilość mocy, a przez to, nie jest odpowiednie dla aplikacji mobilnych, zasilanych z baterii.

67 34.Prawdziwe są informacje, dotyczące wielostandardowego uniwersalnego radia kognitywnego COGUR (rysunek poniżej)? a) Kilka szerokopasmowych równolegle połączonych bloków odbiorczych może być wykorzystanych dla pokrycia głównych pasm częstotliwości. b) Każdy z bloków odbiorczych jest przystosowany do odbierania określonych pasm częstotliwości i wymaga oddzielnego syntezera częstotliwości. c) Sygnały są dopasowane w dziedzinie analogowej i przetworzone w mieszaczach w zakres niskiej częstotliwości pośredniej.

68 34.Prawdziwe są informacje, dotyczące wielostandardowego uniwersalnego radia kognitywnego COGUR (rysunek poniżej)? a) Kilka szerokopasmowych równolegle połączonych bloków odbiorczych może być wykorzystanych dla pokrycia głównych pasm częstotliwości. b) Każdy z bloków odbiorczych jest przystosowany do odbierania określonych pasm częstotliwości i wymaga oddzielnego syntezera częstotliwości. c) Sygnały są dopasowane w dziedzinie analogowej i przetworzone w mieszaczach w zakres niskiej częstotliwości pośredniej.