Tranzystory bipolarne.

ranzystory bipolarne. 1 M. Grundmann, he Physics of Semiconductors..., Springer 2010 ranzystor bipolarny npn 2 Struktura półprzewodnikowa npn Dwie diody pn połączone szeregowo anoda do anody Symbol układowy tranzystora npn

ranzystor bipolarny npn w krzemowym układzie scalonym 3 epitaxy epitaksja wzrost monokryształu na monokrysztale. buried layer warstwa zagrzebana. substrate podłoże. cross-section - przekrój n +, p + - wysoko domieszkowane warstwy typu n oraz p. rys: U.Mishra, J.Singh "Semiconductor Device Physics and Design", Springer 2007 ranzystor bipolarny pnp 4 Struktura półprzewodnikowa pnp Dwie diody pn połączone szeregowo katoda do katody Symbol układowy tranzystora pnp

Wykres pasmowy dla tranzystora bipolarnego w stanie równowagi termodynamicznej, przy BE 0 oraz B 0 5 BP pasm 0 bias Składowe dyfuzyjna i unoszeniowa prądu elektronowego w złączu bazaemiter równoważą się. Składowe dyfuzyjna i unoszeniowa prądu dziurowego w złączu bazaemiter równoważą się. Składowe dyfuzyjna i unoszeniowa prądu elektronowego w złączu bazakolektor równoważą się. Składowe dyfuzyjna i unoszeniowa prądu dziurowego w złączu bazakolektor równoważą się. B 0 Wykres pasmowy dla tranzystora bipolarnego przy spolaryzowanym zaporowo złączu baza-kolektor, przy BE 0 oraz B < 0 6 BP pasm B rev. Składowe dyfuzyjne i unoszeniowe prądów elektronowego i dziurowego w złączu baza-emiter równoważą się. Składowe unoszeniowe prądów elektronowego i dziurowego w złączu bazakolektor przeważają nad dyfuzyjnymi. Elektrony, które trafią do warstwy opróżnionej złącza baza-kolektor są unoszone do kolektora ale jest ich mało. Dziury, które trafią do warstwy opróżnionej złącza baza-kolektor są unoszone do bazy ale jest ich mało. B 0

Wykres pasmowy dla tranzystora bipolarnego przy polaryzacji aktywnej normalnej, przy BE > 0 oraz B 0 7 BP pasm activ norm. Składowe dyfuzyjne prądów elektronowego i dziurowego w złączu baza-emiter są dużo większe od unoszeniowych. Składowe unoszeniowe prądów elektronowego i dziurowego w złączu bazakolektor przeważają nad dyfuzyjnymi. Elektrony, które trafią do warstwy opróżnionej złącza baza-kolektor są unoszone do kolektora jest ich dużo, bo wstrzykiwane są do bazy z emitera. Dziury, które trafią do warstwy opróżnionej złącza baza-kolektor są unoszone do bazy ale jest ich mało. 0 B 0 zwykle również >> B Głowne składowe prądów tranzystora npn przy polaryzacji aktywnej normalnej. 8 Aktywny normalny obszar pracy tranzystora E > 0 B > 0 zwykle również >> B EF R Prąd emitera można wyrazić więc jako : E + B q BE exp E ES 1 kb gdzie : + ES nes pes Oznaczmy współczynniki wzmocnienia prądowego dla polaryzacji aktywnej normalnej indeksem. α β E B Otrzymujemy schemat zastępczy dla polaryzacji aktywnej normalnej. EF q BE ES exp 1 kb R q B S exp 1 kb

Stałoprądowe współczynniki wzmocnienia prądowego - definicje 9 Aktywny normalny obszar pracy tranzystora Stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego w układzie wspólnego emitera β : β B E 0 B 0 zwykle również >> B Stałoprądowy współczynnik wzmocnienia prądowego w układzie wspólnej bazy α : α Zauważamy, że w układzie : E E + B Zatem : α β α β 1 α 1+ β Wzmocnienie prądowe tranzystora npn przy polaryzacji aktywnej normalnej. 10 Aktywny normalny obszar pracy tranzystora β B Zatem wzmocnienie prądowe β wzrasta ze wzrostem stosunku koncentracji donorów w emiterze do koncentracji akceptorów w bazie: > 0 B > 0 Wiemy, że: q BE ne nes exp 1 kb 2 qae DnBni nes W B ( x) dx 0 q BE B pe pes exp 1 kb 2 qae n D i pe pes τ DE AB pe E β DE AB Wzmocnienie prądowe β wzrasta ze wzrostem czasów życia nośników nadmiarowych, co prowadzi do zmiejszenia prądów rekombinacji. Wzmocnienie prądowe β typowo wynosi 100 300 w tranzystorach przeznaczonych dla małych częstotliwości, 10 100 w tranzystorach dla wysokich częstotliwości.

Oba złącza, baza-emiter i baza-kolektor, spolaryzowane przewodząco obszar nasycenia 11 Złącze baza-kolektor też może być spolaryzowane w kierunku przewodzenia. Gdy oba złącza są spolaryzowane w kierunku przewodzenia mówimy o obszarze pracy zwanym nasyceniem. Koncentracja nośników nadmiarowych w bazie wzrasta ponad wartość równowagową. przewodząco przewodząco przewodząco zaporowo zaporowo zaporowo Obszar nasycenia Obszar aktywny normalny Obszar odcięcia rys: U.Mishra, J.Singh "Semiconductor Device Physics and Design", Springer 2007 Stałoprądowy model Ebersa-Molla używany w komputerowej analizie i projektowaniu układów 12 EF R EF q BE ES exp 1 kb R q B S exp 1 kb Symetria schematu zastępczego wynika z symetrii konstrukcji npn. Różne rozkłady domieszek w emiterze i w kolektorze są odzwierciedlane przez różne wartości parametrów. Schemat jest słuszny dla dowolnej kombinacji napięć baze-emiter i baza-kolektor w kierunku przewodzenia lub zaporowym. Współczynnik wzmocnienia prądowego α R dla polaryzacji aktywnej inwersyjnej ( BE < 0, B > 0) jest zwykle mniejszy niż dla polaryzacji aktywnej normalnej α. α R β R 1 α R Współczynnik wzmocnienia prądowego β R dla polaryzacji aktywnej inwersyjnej ( BE < 0, B > 0) jest zwykle niewielki, w zakresie 1-10. Wynika to z niższej koncentracji domieszek w kolektorze niż w bazie.

Stałoprądowy model transportowy używany w programie SPE 13 F q BE S exp 1 kb β β R q B S exp 1 kb S α α ES R S Parametry modelu: S, β, β R Stałoprądowy model transportowy używany w programie SPE w aktywnym normalnym obszarze pracy tranzystora 14 E Parametry modelu: S, β F q BE S exp 1 kb β β

harakterystyki statyczne idealnego tranzystora bipolarnego npn 15 E q B R S exp 1 kb Parametry modelu: S, β, β R q BE F S exp 1 kb Parametry modelu: S, β β B β B pnp npn 16 harakterystyki rzeczywistych tranzystorów bipolarnych z katalogu SAYO

harakterystyki rzeczywistych tranzystorów bipolarnych 17 2SA1252 - pnp 2S3134 - npn z katalogu SAYO harakterystyki rzeczywistych tranzystorów bipolarnych 18 2SA1252 - pnp 2S3134 - npn z katalogu SAYO h FE h 21 e β

harakterystyki rzeczywistych tranzystorów bipolarnych 19 2SA1252 - pnp 2S3134 - npn z katalogu SAYO harakterystyki rzeczywistych tranzystorów bipolarnych 20 2SA1252 - pnp 2S3134 - npn z katalogu SAYO Dopuszczalna moc wydzielana w tranzystorach w funkcji temperatury otoczenia.

harakterystyka wyjściowa i charakterystyka przejściowa tranzystora npn w przy polaryzacji aktywnej normalnej 21 Pomiary przy B 0, to jest przu BE E, służą do określania wartości prądów nasycenia i współczynników wzmocnienia prądowego dla modelowania komputerowego. harakterystyki tranzystora rzeczywistego S.M.Sze, Kwok K.g, Physics of Semiconductor Devices, 3 ed, Wiley, 2006 harakterystyki wyjściowe tranzystora npn w układach wspólnego emitera 22 E > 0 Zakres nasycenia normalny Zakres aktywny normalny Zakres aktywny inwersyjny rys: U.Mishra, J.Singh "Semiconductor Device Physics and Design", Springer 2007 Zakres odcięcia E Zakres nasycenia inwersyjny

harakterystyki wyjściowe tranzystora npn w układach wspólnej bazy 23 Zakres nasycenia normalny Układ ze wspólną bazą Zakres aktywny normalny ok. -0,7 Zakres odcięcia B rys: U.Mishra, J.Singh "Semiconductor Device Physics and Design", Springer 2007 wy MP 24 Rys: Prof. dr hab. inż. M. Polowczyk

we MP 25 Wielkosygnałowy model dynamiczny 26 pojemności dyfuzyjne wynikają z istnienia ładunków nośników nadmiarowych EF ttf dife dif R t tr pojemności złączowe wynikają z istnienia warstw opróżnionych EF R EF q BE ES exp 1 kb R q B S exp 1 kb gdzie t tf, t tr czasy przelotu nośników (w przypadku idealnym przez bazę - równe)

mpulsowa praca tranzystora bipolarnego pobudzenie bazy prostokątnym impulsem prądowym 27 S.M.Sze, Kwok K.g, Physics of Semiconductor Devices, 3 ed, Wiley, 2006 i O i B i BO i B i B i BO E i i i O Linearyzacja modelu tranzystora w stałoprądowym punkcie pracy w obszarze aktywym normalnym 28 Spolaryzujmy tranzystor tak, aby stałoprądowy punkt pracy był w obszarze aktywnym normalnym BEdc > 0, Edc > BEdc. W przykładowym układzie punkt pracy wynika z wartości R 1 R 3,, R 0 i cc. iech amplituda napięcia zmiennego źródła napięciowego E m będzie tak mała, że napięcia i prądy v be (t), v ce (t), i b (t), i c (t) zmienają się w czasie bardzo mało w porównaniu z wartościami składowych stałych BEdc, Edc, Bdc, dc. Pod tym warunkiem charakterystyki, czyli zależności pomiędzy prądami i napięciami tranzystora można przybliżyć liniami prostymi stycznymi do tych charakterystyk w stałoprądowym punkcie pracy: d d B ic () t dc + [ vbe( t) BEdc ] ib t Bdc + vbe( t) d d dc + g be dc m dc be dc be ideal sin(2πf ) ranskonduktancja tranzystora: d dc gm d n dc () [ ] Bdc + g B be dc be dc be dc ideal be sin(2πf ) BEdc Przewodność dynamiczna baza-emiter: d Bdc Bdc gbe d n

Linearyzacja modelu tranzystora w stałoprądowym punkcie pracy w obszarze aktywym normalnym 29 Pod warunkiem, że napięcia i prądy v be (t), v ce (t), i b (t), i c (t) zmienają się bardzo mało w czasie w porównaniu z wartościami składowych stałych BEdc, Edc, Bdc, dc składowe zmienne można zatem przybliżyć korzystając ze zlinearyzowanego modelu tranzystora - 1) określamy stałoprądowy punkt pracy tranzystora - BEdc, Edc, Bdc, dc ; 2) te wartości używamy do określenia parametrów zlinearyzowanego modelu tranzystora; Małosygnałowy model tranzystora w stałoprądowym punkcie pracy w obszarze aktywym normalnym 30 1) Określamy stałoprądowy punkt pracy tranzystora - BEdc, Edc, Bdc, dc ; 2) te wartości używamy do określenia parametrów zlinearyzowanego małosygnałowego modelu tranzystora; + E dife je Pojemności traktujemy jako wartości stałe, ale zależne od stałoprądowego punktu pracy tranzystora - BEdc, Edc, Bdc, dc j g b' e Bdc dc β g dc m transkonduktancja β Bdc

Małosygnałowy model układu w stałoprądowym punkcie pracy w obszarze aktywym normalnym 31 1) Określamy stałoprądowy punkt pracy tranzystora - BEdc, Edc, Bdc, dc ; 2) te wartości używamy do określenia parametrów zlinearyzowanego małosygnałowego modelu tranzystora; 3) korzystając z zasady superpozycji tworzymy małosygnałowy model układu pozwalający wyznaczyć składowe zmienne napięć i prądów w układzie. iezależne źródła napięć stałych stanowią zwarcie, a prądów stałych rozwarcie dla składowych zmiennych. Przyjęto, że w naszym układzie EE i BB są tak duże, że można je uważać za zwarcia dla składowych zmiennych. Przyjęto EE i BB tak duże, że stanowią zwarcia dla składowych zmiennych. Małosygnałowy model układu w stałoprądowym punkcie pracy w obszarze aktywym normalnym 32 1) Określamy stałoprądowy punkt pracy tranzystora - BEdc, Edc, Bdc, dc ; 2) te wartości używamy do określenia parametrów zlinearyzowanego małosygnałowego modelu tranzystora; 3) tworzymy małosygnałowy model układu pozwalający wyznaczyć składowe zmienne napięć i prądów w układzie; 4) obliczamy składowe zmienne napięć i prądów; 5) sumujemy składowe stałe i zmienne dla wyznaczenia wartości chwilowej. i c v () t dc + c sin( 2πf ) () t + sin( 2πf ) ce Edc ce i b v ( t) Bdc + b sin( 2πf ) ( t) + sin( 2πf ) be BEdc be Uwaga: be, ce, b, c - oznaczają amplitudy zespolone składowych zmiennych

Zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego h 21e 33 Spolaryzujmy tranzystor tak, aby stałoprądowy punkt pracy był w obszarze aktywnym normalnym BEdc > 0, Edc > BEdc. Zewrzyjmy kolektor z emiterem przy pomocy pojemności o bardzo dużej wartości. Zmierzmy amplitudy zespolone składowych zmiennych b oraz c. h 21e c b ce 0 Zwora dla prądu zmiennego Małosygnałowy schemat zastępczy tranzystora i zwory Zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego h 21e 34 c m m h 21e 21e β g ( ) b be + jω je + dife g 0 be ce h g g dife + g je be + j 1 ω β 1 2π f β h 21e β 1+ j f f β

we Baza be c b c be ce Modele czwórnikowe tranzystora (w układzie wspólnego emitera) h h 11e 21e y y z z 11e 21e 11e 21e b b b b + h + h be be 12e + z 22e + y + y + z 12e 22e ce ce 12e 22e c c ce ce Emiter Kolektor równania mieszane (hybrydowe) równania admitancyjne równania impedancyjne Macierze [h ij ], [y ij ] i [z ij ] można wzajemnie przekształcać. Dla częstotliwości mikrofalowych wygodnie jest stosować równoważną im macierz [S ij ] wy 35 Małosygnałowy schemat zastępczy tranzystora jest czwórnikiem. Emiter jest wspólny dla wejścia i wyjścia -układ ze wspólnym źródłem. i b i 1, v be v 1 i c i 2, v ce v 2 Wzmocnienie prądowe: h 21e Dla tranzystorów polowych zachodzi: f 0 h c ( f ) ( f ) ( f ) 21e b ( f ) β ce 0 ranskonduktancja tranzystora: c gm y21 e b' e ce 0 zęstotliwości graniczne wzmocnienia prądowego 36 f 1 2 π t tf β f β Rys: Prof. dr hab. inż. M. Polowczyk t tf - czas przelotu nośników przy polaryzacji normalnej

zęstotliwość graniczna wzmocnienia mocy f max 37 Graniczna częstotliwość wzmocnienia prądowego tranzystora f to taka częstotliwość przy której ekstrapolowane wzmocnienie prądowe tranzystora spada do wartości 1. f 2π m ( + + ) dife g je j g m dc β Bdc Jeżeli zmierzymy częstotliwość wzmocnienia prądowego tranzystora f przy tak tużej wartości prądu, że pojemności złączowe związane z istnieniem warstw opróżnionych będą do zaniedbania wobec pojemności dyfuzyjnej dife, to możemy określić czas przelotu t tf. Pozwoli to modelować w funkcji EF ttf dife Graniczna częstotliwość wzmocnienia mocy tranzystora f max to taka częstotliwość przy której ekstrapolowane wzmocnienie mocy tranzystora spada do wartości 1. f max f 8π r bb' j Wyznaczanie częstotliwości granicznych 38 rys: U.Mishra, J.Singh "Semiconductor Device Physics and Design", Springer 2007

HB-1 39 Rys: Prof. dr hab. inż. M. Polowczyk HB-2 40 Rys: Prof. dr hab. inż. M. Polowczyk

Łagodną zmianę szerokości przerwy energetycznej E g stosuje się w bazach scalonych heterozłączowych tranzystorów -Si/p-SiGe/-Si 41 emiter baza kolektor (stan w 2007 r.) Większa wartość E g w emiterze niż w bazie pozwala na ograniczenie wstrzykiwania dziur z bazy do emitera i na zwiększenie koncentracji akceptorów w bazie, co prowadzi do zmniejszenia rezystancji szeregowej bazy i, w konsekwencji, do zwiększenia granicznej częstotliwości wzmocnienia mocy f max. Zastosowanie zmiennej szerokości przerwy energetycznej E g w bazie scalonego heterozłączowego tranzystora -Si/p-SiGe/-Si prowadzi do powstania pseudopola przyśpieszającego przelot elektronów przez bazę. rys: J. D. ressler, "SiGe and Si Strained-Layer Epitaxy for Silicon Heterostructure Devices", R 2007 Heterozłączowe tranzystory bipolarne -Si/p-SiGe/-Si w technologii BiMOS 42 emitter metal base contact emitter p type n + - mono Si collector EM cross section of a transistor with effective emitter width of 0.14 µm. SMS doping profile of the fabricated transistors. rys: J. D. ressler, "SiGe and Si Strained-Layer Epitaxy for Silicon Heterostructure Devices", R 2007

Heterozłączowe tranzystory bipolarne -Si/p-SiGe/-Si w technologii BiMOS 43 B 25 µa B 10 µa B B 5 µa B E0 1.7 B 0 µa ransfer characteristics of a transistor with A E 0.14 x 2.6 µm 2 ommon emitter output characteristics of a transistor with A E 0.14 x 2.6 µm 2 rys: J. D. ressler, "SiGe and Si Strained-Layer Epitaxy for Silicon Heterostructure Devices", R 2007 Heterozłączowe tranzystory bipolarne -Si/p-SiGe/-Si w technologii BiMOS 44 Measured frequency dependence of the small signal current gain h 21 2, the maximum stable gain MSG, and the unilateral gain U for transistors with A E 0.14 x 2.6 µm 2 Estimated from these type measurements values of the current gain cut-off frequency f and the power gain cut-off frequency f max rys: J. D. ressler, "SiGe and Si Strained-Layer Epitaxy for Silicon Heterostructure Devices", R 2007

Heterozłączowe tranzystory bipolarne -Si/p-SiGe/-Si w technologii BiMOS 45 (of EL type bipolar logic gate in integrated circuit) rys: J. D. ressler, "SiGe and Si Strained-Layer Epitaxy for Silicon Heterostructure Devices", R 2007 46 Przykłady obliczeń

Przykład 1 Stałoprądowy punkt pracy 47 W układzie jak na rysunku wyznaczyć wielkości Edc, dc, Edc oraz Bdc. Przyjąć, że β 100 oraz P 10 µa. Widzimy, że Z inżynierskim przybliżeniem: Bdc P BEdc 0,7 Załóżmy, że tranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym, to znaczy że złącze baza-emiter jest spolaryzowane przewodząco, a baza-kolektor jest spolaryzowane zaporowo. W takim razie: dc β Bdc dc β P 100 10 µa 1 ma Przykład 1 Stałoprądowy punkt pracy 48 Zał: tranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym. Bdc P BEdc 0,7 dc β Bdc 100 10 µa 1 ma Wartość Edc równa jest sumie dc oraz Bdc Edc dc + Bdc (β + 1) Bdc (1+1/β ) dc Edc (β + 1) P 1,01 ma Z równania oczkowego: Edc + dc R o Edc - dc R o 5 1,0 ma 1 kω 4,0

Przykład 1 Stałoprądowy punkt pracy 49 Zał: tranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym. Bdc P BEdc 0,7 dc β Bdc 100 10 µa 1 ma Edc - dc R o 4,0 Pozostaje sprawdzić czy tranzystor rzeczywiście pracuje w obszarze aktywnym normalnym, t.j. czy: Bdc < 0 Bdc przedstawiamy jako Bdc BEdc - Edc Bdc 0,7 4,0-3,3 < 0 Złącze baza-kolektor jest spolaryzowane zaporowo, a złącze baza-emiter - przewodząco. ranzystor pracuje rzeczywiście w obszarze aktywnym normalnym. Przykład 2 Stałoprądowy punkt pracy 50 W układzie jak na rysunku wyznaczyć wielkości Edc, R 3dc oraz R3dc. Przyjąć, że Bdc jest pomijalnie mały w porównaniu z prądami płynącymi przez rezystory R 1 oraz R 2. Przyjąć β 100. Prąd Bdc jest pomijalnie mały w porównaniu z prądami płynącymi przez rezystory R 1 oraz R 2, więc wartość 2 wyznaczamy z dzielnika napięciowego R 1, R 2. 2 R 2 /( R 1 + R 2 ) 5 Wartość 2 jest dodatnia i większa niż 0,7, więc złącze baza-emiter tranzystora jest spolaryzowane przewodząco: BEdc 0,7

Przykład 2 Stałoprądowy punkt pracy 51 β 100. 2 R 2 /( R 1 + R 2 ) 5 BEdc 0,7 Zał: tranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym. Edc (1+1/β Ν ) dc Edc (1+1/100) 1 ma 1,01 ma 2 jest sumą 2 BEdc + R3dc gdzie R3dc Edc R 3 czyli R3 (1+1/β ) R 3 dc Wyznaczamy 2 - BEdc (1+1/β ) R 3 dc Stąd R 3 ( 2 - BEdc ) / [(1+1/β ) dc ] (5 0,7 ) / (1,01 1 ma) 4,3 kω Przykład 2 Stałoprądowy punkt pracy 52 2 R 2 /( R 1 + R 2 ) 5 BEdc 0,7 Zał: tranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym. Edc (1+1/β Ν ) dc 1,01 ma R 3 ( 2 - BEdc ) / [(1+1/β ) dc ] 4,3 kω R3dc Edc R 3 4,3 Wartość Edc wyznaczamy z równania oczkowego: Edc - dc R o - R3 Edc - dc R o - Edc R 3 Edc - dc [R o + (1+1/β ) R 3 ] 2,7

Przykład 2 Stałoprądowy punkt pracy 53 2 R 2 /( R 1 + R 2 ) 5 BEdc 0,7 Zał: tranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym. Edc (1+1/β Ν ) dc 1,01 ma R 3 ( 2 - BEdc ) / [(1+1/β ) dc ] 4,3 kω Edc - dc [R o + (1+1/β ) R 3 ] 2,7 Pozostaje sprawdzić czy tranzystor rzeczywiście pracuje w obszarze aktywnym normalnym, t.j. czy: Bdc < 0 Bdc BEdc - Edc 0,7 2,7-2 < 0 Złącze baza-kolektor jest spolaryzowane zaporowo, a złącze baza-emiter - przewodząco. ranzystor pracuje rzeczywiście w obszarze aktywnym normalnym. Przykład 3 Wzmocnienie małosygnałowe 54 W układzie jak na rysunku wartość wzmocnienia napięciowego dla małych częstotliwości K 0 o /E m -100 gdzie o oraz E m są amplitudami małych napięć zmiennych. Wyznaczyć wartość R 3. Przyjąć, że Bdc jest pomijalnie mały w porównaniu z prądami płynącymi przez rezystory R 1 oraz R 2. Przyjąć β 100. Wartości pojemności 1 oraz 2 są tak duże, że kondensatory można traktować jako zwarcia dla małych sygnałów zmiennych.

Przykład 3 Wzmocnienie małosygnałowe 55 Dla analizy małosygnałowej w obszarze aktywnym linearyzujemy układ: - tranzystor zastępujemy jego schematem zastepczym; - niezależne źródła napięć stałych zwarcia; - niezależne źródła prądów stałych rozwarcia Dla małych częstotliwości pomijamy pojemności tranzystora. 1 oraz 2 zwierają sygnał zmienny, a rezystancje R 1 oraz R 2 obciążają bezpośrednio źródło napięciowe E m. Przykład 3 Wzmocnienie małosygnałowe 56 Dla analizy małosygnałowej w obszarze aktywnym linearyzujemy układ: - tranzystor zastępujemy jego schematem zastepczym; - niezależne źródła napięć stałych zwarcia; - niezależne źródła prądów stałych rozwarcia Konduktancję g b'e oraz transkonduktancję g m wyznaczamy ze składowych stałych prądów kolektora lub bazy: g b' e Bdc g m dc dc β

Przykład 3 Wzmocnienie małosygnałowe 57 Dla analizy małosygnałowej w obszarze aktywnym : g b' e Bdc dc β g m dc Dostrzegamy: b'e E m Amplituda o równa jest o -g m R o E m Wzmocnienie napięciowe K 0 wyznaczamy jako: K 0 E o m g m R o dcr o Znając wartość K 0 możemy wyznaczyć nieznaną wartość dc K 0 dc 2,5 ma R o Przykład 3 Wzmocnienie małosygnałowe 58 R 3? dc K 0 2,5 ma R o Znając wartość dc możemy rozważyć stałoprądowe działanie naszego układu. Podobnie, jak w poprzednim przykładzie wyznaczamy: R3dc 4,3 R 3 (5 0,7 ) / (1,01 2,5 ma) 1,7 kω

Przykład 3 Wzmocnienie małosygnałowe 59 R 3? K 0 dc 2,5 ma Ro R3dc 4,3 R 3 (5 0,7 ) / (1,01 2,5 ma) 1,7 kω Pozostaje sprawdzić czy tranzystor rzeczywiście pracuje w obszarze aktywnym normalnym, t.j. czy: Bdc < 0 W tym celu obliczamy Edc Edc - dc [R o + (1+1/β ) R 3 ] 3,25 Stąd: Bdc BEdc - Edc 0,7 3,25-2,55 < 0 Złącze baza-kolektor jest spolaryzowane zaporowo, a złącze baza-emiter - przewodząco. ranzystor pracuje rzeczywiście w obszarze aktywnym normalnym. Przykład 4 pojemności 60 Wartość częstotliwości granicznej wzmocnienia prądowego tranzystora bipolarnego wynosi f 50 GHz. ranzystor pracuje w obszarze aktywnym normalnym. Prąd kolektora ma wartość dc 1 ma. Wyznaczyć wartości czasu przelotu elektronów t tf oraz pojemności E dife + je + j gdzie dife pojemność dyfuzyjna baza-emiter, je - pojemność złączowa bazaemiter, j - pojemność złączowa baza-kolektor. Graniczna częstotliwość wzmocnienia prądowego tranzystora f to taka częstotliwość przy której ekstrapolowane wzmocnienie prądowe tranzystora spada do wartości 1. f 2π m ( + + ) dife g je j Dla dużych wartości prądu kolektora Ddc dominuje dife dife + je + j dc ttf dife

Przykład 4 pojemności 61 Dla małego sygnału w obszarze aktywnym : f dife 2π + je m ( + + ) + dife j g je dife j dc ttf g m dc stąd: czyli: t tf f 1 2πt 1 2πf Po podstawieniu danych: E dife + je tf + j t tf 3,2 10-12 s 3,2 ps 2π E dife + je + j 0,13 10-12 F 0,13 pf dc f dane: f 50 GHz 62 Dziękuję za uwagę