This series presents continuation of Zeszyty Naukowe Politechniki Poznańskiej Elektryka

This series presents continuation of Zeszyty Naukowe Politechniki Poznańskiej Elektryka Editorial Board prof. dr hab. inż. RYSZARD NAWROWSKI (Chairman), dr hab. inż. JÓZEF LORENC, prof. nadzw., dr hab. inż. ZBIGNIEW NADOLNY, dr hab. inż. ANDRZEJ KASIŃSKI, prof. nadzw. Scientific Secretaries of the Conference ZKwE dr inż. ANDRZEJ TOMCZEWSKI (Scientific Secretary of the Conference) mgr DOROTA WARCHALEWSKA-HAUSER (Organising Secretary of the Conference) Reviewers KAROL BEDNAREK, STEFAN BROCK, KRZYSZTOF BUDNIK, ARKADIUSZ DOBRZYCKI, JERZY FRĄCKOWIAK, GRAŻYNA FRYDRYCHOWICZ-JASTRZĘBSKA, DAMIAN GŁUCHY, MICHAŁ GWÓŹDŻ, JAROSŁAW JAJCZYK, TOMASZ JARMUDA, PAVEL KARBAN, LESZEK KASPRZYK, MICHAŁ KRYSTKOWIAK, DARIUSZ KURZ, WIESŁAW ŁYSKAWIŃSKI, RYSZARD NAWROWSKI, ANDRZEJ ODON, WŁADYSŁAW OPYDO, PRZEMYSŁAW OTOMAŃSKI, WOJCIECH PIETROWSKI, RYSZARD PORADA, ŁUKASZ PUTZ, STANISŁAW RAWICKI, ANDRZEJ TOMCZEWSKI, GRZEGORZ TRZMIEL, GRZEGORZ TWARDOSZ, Cover design PIOTR GOŁĘBNIAK Edition based on ready-to-print materials submitted by authors ISSN 1897-0737 Edition I Copyright by POZNAN UNIVERSITY OF TECHNOLOGY, Poznan, Poland, 2014 PUBLISHING HOUSE OF POZNAN UNIVERSITY OF TECHNOLOGY 60-965 Poznań, pl. M. Skłodowskiej-Curie 2 tel. +48 (61) 6653516, fax +48 (61) 6653583 e-mail: office_ed@put.poznan.pl, www.ed.put.poznan.pl Sale of the publication: Poznańska Księgarnia Akademicka 61-138 Poznań, ul. Piotrowo 3 tel. +48 (61) 6652324; fax +48 (61) 6652326 e-mail: politechnik@politechnik.poznan.pl, www.politechnik.poznan.pl Księgarnia Uniwersytetu Ekonomicznego ul. Powstańców Wielkopolskich 16 61-695 POZNAŃ tel. +48 61 8543148, faks 61 8543147 e-mail: info@ksiegarnia-ue.pl http://www.ksiegarnia-ue.pl Press: Binding and duplication in Perfekt Druk 60-321 Poznań, ul. Świerzawska 1 tel. +48 61 8611181-83

CONTENTS Preface... 7 1. Janusz ZARĘBSKI, Katarzyna GÓRECKA, Krzysztof GÓRECKI Analiza wpływu nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy na charakterystyki przetwornicy boost... 9 2. Michał JAKUBOWSKI, Krystian NOWAKOWSKI, Krzysztof ZAWIRSKI Rozmyty regulator prędkości obrotowej odporny na zmiany bezwładności... 19 3. Michał KRYSTKOWIAK, Adam GULCZYŃSKI Budowa oraz algorytm sterowania przekształtnika energoelektronicznego zaimplementowanego w niekonwencjonalnym systemie mini elektrowni wodnej dedykowanej dla jednostek jachtowych...27 4. Maciej FAJFER Symulacja stanów pracy układu elektrycznego z wykorzystaniem symulatora opartego na procesorze sygnałowym... 35 5. Krzysztof KRÓL Bezprzewodowy pomiar temperatury przy wykorzystaniu modułów radiowych... 47 6. Jan SZYMENDERSKI Odbiornik radiowy sterowany komputerowo... 55 7. Mahmoud A. SHAKTOUR Design of Low Power Low Voltage Bulk Driver Operational Transconductance Amplifier (BD-OTA)... 63 8. Hussam D. ABDULLA, Abdella S. ABDELRAHMAN, Vaclav SNASEL Using Singular Value Decomposition (SVD) as a solution for search result clustering... 71 9. Marek PALUSZCZAK, Wojciech TWARDOSZ, Alicja TWARDOSZ, Grzegorz TWARDOSZ Techniczne aspekty wdrażania inteligentnych systemów pomiarowych... 79 10. Adam KRUPA Simulation studies of flyback DC/DC converter with active clamp circuit... 85

4 Contents 11. Adam KRUPA Simulation studies of half-bridge isolated DC/DC boost converter... 93 12. Piotr KARDASZ Algorytm redukcji zakłóceń quasistacjonarnych w zabytkowych nagraniach dźwięku... 101 13. Piotr KARDASZ Wykorzystanie zakłóceń quasistacjonarnych w celu redukcji nierównomierności przesuwu taśmy w nagraniach dźwięku na nośnikach magnetycznych... 109 14. Tomasz WAWRZYNIAK, Ryszard NAWROWSKI Zastosowanie przetwornicy buck-boost w układzie zapłonowym CDI... 115 15. Jan SZYMENDERSKI Komputerowe przetwarzanie sygnałów radiowych... 121 16. Michał SZYMACZEK, Sławomir ISKIERKA Problemy wielokryterialne w zarządzaniu programami informatycznymi... 131 17. Wojciech PIETROWSKI, Mateusz SZYMANIAK Wizualizacja 3D struktury sztucznej sieci neuronowej z wykorzystaniem OpenGL... 137 18. Robert SMYK, Maciej CZYŻAK On configuration of residue scaling process in pipelined Radix-4 MQRNS FFT processor... 145 19. Maciej CZYŻAK, Robert SMYK FPGA realization of an improved alpha max plus beta min algorithm... 151 20. Stanisław MIKULSKI Stanowisko laboratoryjne do cyfrowego przetwarzania sygnałów z wykorzystaniem środowiska MATLAB oraz platformy programistycznej.net... 161 21. Piotr KOZIERSKI, Marcin LIS, Andrzej KRÓLIKOWSKI Implementation of fast uniform random number generator on FPGA... 167 22. Sebastian KULA 1-D equivalent circuit for RF MEMS capacitive switch... 175 23. Kamil WYRĄBKIEWICZ, Tomasz TARCZEWSKI, Lech M. GRZESIAK Artifical potential fields algorithm for Mars rover path planning in an unknown environment... 183

Contents 5 24. Stanisław PŁACZEK Selected problem of structure optimization for Artificial Neural Networks with forward connections... 191 25. Grzegorz MIKOŁAJCZAK, Jakub PĘKSIŃSKI, Janusz KOWALSKI Modyfikacje algorytmu uśredniania wykładniczego do usuwania zakłócenia addytywnego... 199 26. Grzegorz MIKOŁAJCZAK, Jakub PĘKSIŃSKI Estymacja poziomu zakłócenia w szeregach czasowych przy pomocy filtru medianowego... 205 27. Jakub PĘKSIŃSKI, Grzegorz MIKOŁAJCZAK Prezentacja modulacji AM w programie MATHCAD... 211 28. Jakub PĘKSIŃSKI, Grzegorz MIKOŁAJCZAK Zastosowanie wybranych miar jakości oceny obrazów cyfrowych w daktyloskopii... 217 29. Stanisław PŁACZEK Dekompozycja hierarchicznej struktury sztucznej sieci neuronowej i algorytm koordynacji... 223 30. Łukasz NIEWIARA, Tomasz TARCZEWSKI, Lech M. GRZESIAK Neural network based adaptive state feedback controller for inverter with Voltage Matching Circuit... 231 31. Assaid O. SHAROUN Voice over IP and network convergence... 239 32. Erwin GARBARCZYK, Karol JÓZEFOWICZ, Andrzej RYBARCZYK Technologia druku 3D na zajęciach laboratoryjnych...245 33. Bogdan FABIAŃSKI Sterownik drukarki trójwymiarowej z obsługą nowych technologii... 253 Authors index... 261

PREFACE The publication includes contents of selected lectures delivered during the debates of the Conference on Computer Application in Electrical Engineering that was held in Poznan on April 28-29, 2014. The Institute of Electrical Engineering and Electronics of the Poznan University of Technology organized the Conference on Computer Application in Electrical Engineering for the 19 th time. The first Conference was held in 1996 and, since that time, has been held every year. Total number of 3302 lectures have been published from 1996 to 2014. During the past eighteenth years about 3500 persons participated to the Conferences, inclusive of the workers of universities, research centres, and industry, also from Czech, Germany, Romania and Ukraine. The Conference is aimed at presenting the applications of existing computer software and original programs in the field of modelling, simulation, measurements, graphics, databases, and computer-aided scientific and engineering works related to electrical engineering. The following thematic groups are foreseen: 1. ELECTRICAL ENGINEERING a. Electromagnetic field, electromagnetic compatibility b. Theory of circuits and signals c. Bioelectromagnetism d. Power engineering, renewable energy e. Electronics and power electronics f. Electrical engineering of vehicles g. Electrical heating h. Electrical machines, electrical drive i. Materials technology j. Mechatronics k. Electrical and electronic metrology l. Microprocessor technology and control systems m. Lighting technology 2. DIDACTICS, EDUCATION AND SCIENTIFIC INFORMATION Chairman of the Organising Committee ZKwE'2014 Prof. Ryszard Nawrowski, DSc

POZNAN UNIVE RSITY OF TE CHNOLOGY ACADE MIC JOURNALS No 80 Electrical Engineering 2014 Janusz ZARĘBSKI* Katarzyna GÓRECKA* Krzysztof GÓRECKI* ANALIZA WPŁYWU NIELINIOWOŚCI MODELU TERMICZNEGO TRANZYSTORA MOS MOCY NA CHARAKTERYSTYKI PRZETWORNICY BOOST W pracy przeanalizowano zasadność stosowania nieliniowego modelu termicznego tranzystora MOS mocy przy analizach charakterystyk przetwornicy boost. Przedstawiono postać rozważanego modelu termicznego oraz wyniki elektrotermicznej analizy stanów przejściowych badanego układu, uzyskane przy uwzględnieniu nieliniowości modelu termicznego oraz przy pominięciu tej nieliniowości. Badania przeprowadzono dla przetwornic zawierających dwa różne zestawy półprzewodnikowych elementów kluczujących. SŁOWA KLUCZOWE: modele termiczne, przetwornica boost, SPICE, analiza elektrotermiczna 1. WPROWADZENIE Przetwornice dc-dc znajdują zastosowanie w układach zasilających urządzenia elektroniczne. Do najpopularniejszych należą dławikowe przetwornice boost [1, 2]. Właściwości przetwornic są charakteryzowane przez szereg parametrów i charakterystyk, np. sprawność energetyczną, zależność napięcia wyjściowego od współczynnika wypełnienia sygnału sterującego lub rezystancji obciążenia [3]. Jednym z czynników wpływających na te charakterystyki i parametry jest temperatura [4]. To właśnie wpływ temperatury na właściwości przyrządów półprzewodnikowych pracujących w przetwornicy rzutuje na kształt jej charakterystyk i wartości parametrów eksploatacyjnych. Wartość temperatury wnętrza elementu wynika z wartości temperatury otoczenia oraz ze zjawiska samonagrzewania. Prawidłowe wyznaczenie wartości temperatury wnętrza elementu, zależnej od mocy wydzielanej w tym elemencie oraz od warunków chłodzenia tego elementu, jest istotne z punktu widzenia wiarygodności obliczanych charakterystyk elementu oraz szacowania jego niezawodności. W celu wyznaczenia temperatury wnętrza przeprowadza się analizę elektrotermiczną układu, w której stosuje się elektrotermiczne modele * Akademia Morska w Gdyni.

10 Janusz Zarębski, Katarzyna Górecka, Krzysztof Górecki elementów półprzewodnikowych. Jednym z komponentów modelu elektrotermicznego jest model termiczny [5, 6]. Przy elektrotermicznej analizie układów elektronicznych typowo wykorzystuje się skupione modele termiczne, w których droga przepływu ciepła ze struktury półprzewodnikowej do otoczenia jest modelowana przez przejściową impedancję termiczną Z th (t) [7] - przy analizie stanów przejściowych lub przez rezystancję termiczną R th - przy analizie stałoprądowej. Typowo stosowany jest liniowy model termiczny [8, 9], w którym przejściowa impedancja termiczna jest niezależna od warunków pracy elementu. Jednak jest to uproszczenie rzeczywistej sytuacji, w której przebieg przejściowej impedancji termicznej zmienia się m.in. w funkcji mocy wydzielanej w elemencie [10]. W pracy zbadano wpływ nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy na charakterystyki dławikowej przetwornicy boost, której schemat przedstawiono na rysunku 1. Rys. 1. Schemat dławikowej przetwornicy BOOST Przeprowadzono elektrotermiczne analizy stanów przejściowych przy wykorzystaniu hybrydowych elektrotermicznych modeli tranzystora MOS oraz diody. Modele takie opisano w pracy [4]. Jednakże w modelach tych stosowana jest liniowa zależność temperatury wnętrza od wydzielanej mocy. Jak wynika między innymi z prac [11, 12] model taki jest w ogólności nieliniowy. Badania przeprowadzono dla dwóch par elementów półprzewodnikowych: tranzystora MOS mocy typu IRF640 w parze z diodą Schottky ego typu 1N5822 oraz tranzystor MOS mocy typu IRF840 z diodą p-n typu BY229. Obydwa rozważane tranzystory montowane SA w obudowy TO-220. 2. ZASTOSOWANE MODELE TERMICZNE Elektrotermiczną analizę stanów przejściowych przeprowadzono dla czterech różnych postaci zależności opisujących wpływ mocy wydzielanej w tranzystorze na jego rezystancję termiczną. W pierwszym przypadku rozważono prawie idealne warunki chłodzenia tranzystora MOS. W tym przypadku przyjęto stałą wartość

Analiza wpływu nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy 11 rezystancji termicznej R th = 0,1 mk/w. W drugim przypadku wykorzystano liniowy model termiczny i wartość rezystancji termicznej odpowiadającą pracy tranzystora bez radiatora wynoszącą R th = 55 K/W. Trzeci przypadek dotyczy wykorzystania nieliniowego modelu termicznego. W oparciu o zależności R th (p) sformułowane w pracy [12] zaproponowano obwodową postać nieliniowego modelu termicznego, w którym zamiast klasycznego układu RC zastosowano równoległe połączenie kondensatora reprezentującego pojemność cieplną oraz sterowanego źródła napięciowego reprezentującego tę zależność (rys. 2). Rys. 2. Reprezentacja obwodowa nieliniowego modelu termicznego elementu półprzewodnikowego Na rys. 2 sterowane źródło prądowe p th reprezentuje moc wydzielaną w tranzystorze MOS, C th pojemność cieplną tranzystora, natomiast E th jego nieliniową rezystancję termiczną. Źródło napięciowe o zerowej wydajności monitoruje wartość mocy wydzielanej w elemencie półprzewodnikowym. Prąd ten steruje wydajnością źródła napięciowego E th. Napięcie na zaciskach sterowanego źródła prądowego p th odpowiada przyrostowi temperatury wnętrza elementu ponad temperaturę otoczenia. Jak wynika z pracy [12] dla tranzystora MOS mocy w obudowie TO-220 pracującego bez radiatora rezystancja termiczna dana jest wzorem p R th = 40K/W + 15K/W exp (1) 2W w którym p oznacza moc wydzielaną w modelowanym tranzystorze. Z kolei, dla tego tranzystora umieszczonego na dużym radiatorze aluminiowym rezystancję tę opisuje wzór p R th = 4K/W + 2,3K/W exp (2) 20W We wszystkich rozważanych przypadkach wykorzystano liniowy model termiczny diody, w którym przyjęto R th =20 K/W dla diody BY229 oraz R th =50 K/W dla diody 1N5822. Wartości powyższe zaczerpnięto z pracy [13], podobnie jak parametry modeli tranzystorów i diod oraz elementów biernych zawartych w przetwornicy.

12 Janusz Zarębski, Katarzyna Górecka, Krzysztof Górecki 3. WYNIKI BADAŃ Przeprowadzono elektrotermiczną analizę stanów przejściowych układu z rys.1 w programie SPICE, wykorzystując opisane wcześniej 3 typy modeli termicznych tranzystora MOS. Wyznaczono charakterystyki rozważanej przetwornicy w stanie termicznie ustalonym. Uzyskane wyniki przedstawiono na rysunkach 3-10. Na tych rysunkach krzywa a - dotyczy nieliniowego modelu tranzystora pracującego bez radiatora, krzywa b liniowego modelu tego tranzystora pracującego bez radiatora, krzywa c odpowiada prawie idealnym warunkom chłodzenia tranzystora, natomiast krzywa d dotyczy nieliniowego modelu tranzystora umieszczonego na radiatorze. Wybrane wyniki obliczeń porównano z wynikami pomiarów (krzywa e) zaczerpniętymi z pracy [13]. Badania przeprowadzono przy ustalonej wartości rezystancji obciążenia R 0 = 10 i przemiatanej wartości współczynnika wypełnienia sygnału sterującego d oraz dla stałej wartości d = 0,5 i przemiatanej wartości rezystancji obciążenia. Badano wpływ wymienionych parametrów na napięcie wyjściowe i sprawność energetyczną przetwornicy oraz przyrosty temperatury wnętrza tranzystora i diody ponad temperaturę otoczenia. W analizach przyjęto wartość temperatury otoczenia T a = 27 C. Rysunki 3-6 dotyczą przetwornicy z tranzystorem IRF840 i diodą BY229, natomiast rysunki 7-10 dotyczą układu z tranzystorem IRF640 i diodą 1N5822. a) U wy [V] 12 10 8 6 4 2 0 f = 100 khz R 0 = 10 W 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d a b d c b) h 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 f = 100 khz R 0 = 10 W 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d Rys. 3. Zależności napięcia wyjściowego (a) i sprawności energetycznej (b) przetwornicy boost od współczynnika wypełnienia sygnału sterującego a b d c a) T t [ o C] 500 450 400 350 300 250 200 150 100 50 0 f = 100 khz R0 = 10 W Tjmax = 150 o C 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d d b a c b) T d [ ] 70 65 60 55 50 45 40 35 30 25 20 f = 100 khz R0 = 10 W 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d Rys. 4. Zależności temperatury wnętrza tranzystora (a) i diody (b) pracujących w przetwornicy boost od współczynnika wypełnienia sygnału sterującego b c a d

Analiza wpływu nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy 13 Z rysunków 3 4 widać, że warunki chłodzenia istotnie wpływają na rozważane charakterystyki przy wartościach d większych od 0,3. W szczególności na charakterystyce U wy (d) widać, ze pogorszenie warunków chłodzenia skutkuje zmniejszeniem wartości maksymalnej napięcia wyjściowego, oraz przesunięciem maksimum rozważanej charakterystyki ku mniejszym wartościom d. W rozważanym przypadku wartości maksymalne napięcia wyjściowego mogą się różnić nawet o 50%. Z kolei sprawność energetyczna jest malejącą funkcją współczynnika d, a jej wartość maleje przy pogarszaniu warunków chłodzenia tranzystora. W zakresie dużych wartości współczynnika d na skutek wzrostu rezystancji włączenia tranzystora MOS dioda nieprzerwanie przewodzi prąd, skutkiem czego napięcie wyjściowe jest mniejsze od napięcia wejściowego. Zjawisko samonagrzewania ogranicza zakres dopuszczalnych zmian współczynnika d, przy których tranzystor pracuje jeszcze w warunkach bezpiecznej pracy. Przykładowo dla tranzystora pracującego bez radiatora dopuszczalna wartość temperatury wnętrza T jmax tego elementu zostanie przekroczona dla d większych od 0,45. Warto zauważyć, że maksymalna wartość temperatury diody maleje wraz z pogarszaniem się warunków chłodzenia tranzystora. a) U wy [V] 14 12 10 8 6 4 2 0 f = 100 khz d = 0,5 d e a c b 1 10 100 1000 R 0 [W] b) h 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 b d a f = 100 khz d = 0,5 c e 1 10 100 1000 R 0 [W] Rys. 5: Zależności napięcia wyjściowego (a) i sprawności energetycznej (b) przetwornicy boost od rezystancji obciążenia a) T t [ o C] 400 350 300 250 200 150 100 50 c a b d e 0 1 10 100 1000 R0 [W] f = 100 khz d = 0,5 T jmax = 150 o C b) T d [ ] 200 180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 e c d b a f = 100 khz d = 0,5 1 10 100 1000 R 0 [W] Rys. 6. Zależności temperatury wnętrza tranzystora (a) i diody (b) pracujących w przetwornicy boost od rezystancji obciążenia

14 Janusz Zarębski, Katarzyna Górecka, Krzysztof Górecki Analizując rysunki 5 6 można zauważyć znaczny wpływ warunków chłodzenia na charakterystyki analizowanej przetwornicy zwłaszcza dla wartości rezystancji obciążenia mniejszych niż 10 Dla małych wartości rezystancji obciążenia prąd płynący przez tranzystor jest większy, co powoduje silniejsze nagrzewanie się diody i tranzystora. Przy rezystancjach obciążenia poniżej 10 dla tranzystora bez radiatora została przekroczona wartość jego dopuszczalnej temperatury wnętrza T jmax. Warto zauważyć, że napięcie wyjściowe jest w szerokim zakresie zmian R 0 rosnącą funkcją rezystancji obciążenia. Sprawność energetyczna również jest rosnącą funkcją R 0. Wyjątek od tej reguły stanowi zakres bardzo małych rezystancji R 0 dla tranzystora pracującego bez radiatora. W tym przypadku, ze względu na bardzo dużą wartość temperatury wnętrza tranzystora następuje silny wzrost jego rezystancji włączenia. Spadek rezystancji obciążenia skutkuje wzrostem temperatur rozważanych elementów półprzewodnikowych. a) U wy [V] 12 10 8 6 4 2 0 f = 100 khz R 0 = 10 W c d 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d b a b) h 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0 f = 100 khz R0 = 10 W 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d Rys. 7. Zależności napięcia wyjściowego (a) i sprawności energetycznej (b) przetwornicy boost od współczynnika wypełnienia sygnału sterującego d c b a a) 700 600 f = 100 khz R0 = 10 W a) 55 50 f = 100 khz R0 = 10 W d c 500 45 a T t [ o C] 400 300 200 T jmax = 150 o C b a Td [ o C] 40 35 30 b 100 0 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d d c 25 20 0 0,2 0,4 0,6 0,8 1 d Rys. 8. Zależności temperatury wnętrza tranzystora (a) i diody (b) pracujących w przetwornicy boost od współczynnika wypełnienia sygnału sterującego Jak wynika z rysunków 7 8 wpływ warunków chłodzenia na charakterystyki wykreślone w funkcji współczynnika wypełnienia sygnału sterującego przetwornicą z tranzystorem IRF840 i diodą BY229 jest znacznie mniejszy niż dla

Analiza wpływu nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy 15 analogicznego układu z tranzystorem IRF640 i diodą 1N5822. Jest to spowodowane wielokrotnie większą wartością rezystancji włączenia tranzystora IRF840 niż tranzystora IRF640. Zmianie natomiast nie ulega charakter wpływu warunków chłodzenia tranzystora na analizowane charakterystyki. a) U wy [V] 14 12 10 8 6 4 2 0 c d a b f = 100 khz d = 0,5 1 10 100 1000 R 0 [W] b) h 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 b d c a 0 1 10 100 1000 R 0 [W] Rys. 9. Zależności napięcia wyjściowego (a) i sprawności energetycznej (b) przetwornicy boost od rezystancji obciążenia f = 100 khz d = 0,5 a) 300 b) 140 T t [ o C] 250 200 150 100 a b f = 100 khz d = 0,5 T jmax = 150 o C T d [ ] 120 100 80 60 40 b c a d f = 100 khz d = 0,5 50 c d 20 0 1 10 100 1000 R0 [W] 0 1 10 100 1000 Rys. 10. Zależności temperatury wnętrza tranzystora (a) i diody (b) pracujących w przetwornicy boost od rezystancji obciążenia R 0 [W] W oparciu o rysunki 7-10 można zauważyć, że charakterystyki przetwornicy BOOTS z tranzystorem IRF840 i diodą BY229 w funkcji rezystancji obciążenia niemal nie zależą od warunków chłodzenia. Wyraźne różnice można jedynie zaobserwować dla temperatury wnętrza tranzystora, która przy niskich wartościach rezystancji obciążenia i przy pracy bez radiatora może przekroczyć wartość temperatury bezpiecznej pracy. 4. PODSUMOWANIE W pracy zaproponowano sposób uwzględnienia nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy w elektrotermicznej analizie stanów przejściowych przetwornic dc-dc w programie SPICE na przykładzie przetwornicy

16 Janusz Zarębski, Katarzyna Górecka, Krzysztof Górecki boost. Przeprowadzone symulacje komputerowe wykazały, że uwzględnienie zależności rezystancji termicznej tranzystora od mocy R th (p) w tranzystorze powoduje istotne zmiany w przebiegu charakterystyk przetwornicy boost zawierającej taki tranzystor. Wpływ opisu warunków chłodzenia tranzystora jest wyraźnie zauważalny w przypadku przetwornicy z tranzystorem o dużej wartości rezystancji włączenia. W tym przypadku różnice w wartościach napięcia wyjściowego i sprawnosci energetycznej przetwornicy uzyskane przy uwzględnieniu nieliniowości modelu termicznego oraz przy pominięciu tej nieliniowości dochodzą do 10%. Z kolei, w przypadku tranzystora o małej wartości tej rezystancji zjawisko samonagrzewania ma niewielki wpływ na rozważane charakterystyki. Wyniki pomiarów wykazują dobrą zgodność z wynikami obliczeń, w których wykorzystano nieliniowy model termiczny zaproponowany w pracy [12]. A zatem, zgodnie z informacjami zawartymi w pracy [14] zasadne jest stosowanie nieliniowego modelu termicznego w przypadku wysokonapięciowych tranzystorów MOS mocy, cechujących się wysoką wartością rezystancji włączenia, natomiast w przypadku tranzystorów niskonapięciowych, cechujących się małą wartością rezystancji włączenia, pominięcie nieliniowości modelu termicznego nie wpływa w widoczny sposób na uzyskiwane wyniki analiz przetwornicy boost. Projekt został sfinansowany ze środków Narodowego Centrum Nauki przyznanych na podstawie decyzji numer DEC-2011/01/B/ST7/06740. LITERATURA [1] Ericson R., Maksimovic D., Fundamentals of Power Electronics, Norwell, Kluwer Academic Publisher, 2001. [2] Rashid M.H., Power Electronic Handbook. Academic Press, Elsevier, 2007. [3] Basso C., Switch-Mode Power Supply SPICE Cookbook, McGraw-Hill, New York 2001. [4] Górecki K., Zarębski J.: Modeling Nonisothermal Characteristics of Switch-Mode Voltage Regulators. IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 23, No. 4, 2008, pp. 1848 1858. [5] Zarębski J., Modelowanie, symulacja i pomiary przebiegów elektrotermicznych w elementach półprzewodnikowych i układach elektronicznych, Prace Naukowe Wyższej Szkoły Morskiej w Gdyni, Gdynia 1996. [6] Mawby P.A., Igic P.M., Towers M.S., Physically based compact device models for circuit modelling applications, Microelectronics Journal, Vol. 32, 2001, s. 433-447. [7] Górecki K., Zarębski J.: Drogi przepływu ciepła wydzielanego w elementach półprzewodnikowych do otoczenia. Elektronika, Nr 12, 2012, s. 13-15. [8] Szekely V., A New Evaluation Method of Thermal Transient Measurement Results, Microelectronic Journal, Vol. 28, No. 3, 1997, s. 277-292.

Analiza wpływu nieliniowości modelu termicznego tranzystora MOS mocy 17 [9] Bagnoli P.E., Casarosa C., Ciampi M., Dallago E., Thermal resistance analysis by induced transient (TRAIT) method for power electronic devices thermal characterization, IEEE Transactions on Power Electronics, I. Fundamentals and Thery, Vol. 13, No. 6, 1998; s. 1208-19. [10] Górecki K., Zarębski J.: Nonlinear compact thermal model of power semiconductor devices. IEEE Transactions on Components and Packaging Technologies, Vol. 33, No. 3, 2010, pp. 643-647. [11] Zarębski J., Modelowanie, symulacja i pomiary przebiegów elektrotermicznych w elementach półprzewodnikowych i układach elektronicznych, Prace Naukowe Wyższej Szkoły Morskiej w Gdyni, Gdynia 1996. [12] Górecki K., Zarębski J.: Modeling the influence of selected factors on thermal resistance of semiconductor devices. IEEE Transactions on Components, Packaging and Manufacturing Technology (w druku) [13] Górecki K., Zarębski J., Jóźwik A.: Wpływ wybranych czynników na charakterystyki przetwornicy BOOST. VIII Krajowa Konferencja Naukowa Sterowanie w Energoelektronice i Napędzie Elektrycznym SENE 2007, Łódź, 2007, t. 1, ss. 151-156. [14] Zarębski J., Tranzystory MOS mocy, Fundacja Rozwoju Akademii Morskiej w Gdyni, Gdynia 2007. ANALISYS OF THE INFLUENCE OF NONLINEARITY OF THE THERMAL MODEL OF POWER MOSFET ON CHARACTERISTICS OF BOOST CONVERTER In the paper the necessity of using the non-linear thermal model of the power MOS transistor at computer analyses of the boost converter is considered. The form of considered thermal model are presented and results of the electrothermal transient analysis of considered converter, obtained at the nonlinearity of the thermal model taking into account and at the omission of this nonlinearity are shown. Investigations were performed for converters containing two different sets of switching semiconductor devices.

POZNAN UNIVE RSITY OF TE CHNOLOGY ACADE MIC JOURNALS No 80 Electrical Engineering 2014 Michał JAKUBOWSKI* Krystian NOWAKOWSKI* Krzysztof ZAWIRSKI* ROZMYTY REGULATOR PRĘDKOŚCI OBROTOWEJ ODPORNY NA ZMIANY BEZWŁADNOŚCI W ramach niniejszej pracy zaprezentowane zostały rozmyte regulatory prędkości obrotowej odporne na zmiany bezwładności. Głównym celem pracy było zaprojektowanie oraz właściwe nastrojenie regulatorów rozmytych typu PD oraz PI. Opracowane regulatory zastosowano w układzie napędowym z silnikiem prądu stałego. Projektowanie przeprowadzono w taki sposób, aby badane układy napędowe wykazywały dobre właściwości regulacyjne w szerokim zakresie zmiany bezwładności obciążenia. Analizie poddano szereg badań symulacyjnych, w ramach których rozpatrywano wybrane wskaźniki jakości dla różnych wartości bezwładności oraz momentu obciążenia. Dokonano także analizy porównawczej badanych regulatorów rozmytych z klasycznym regulatorem PID. Przeprowadzone badania symulacyjne potwierdzono na gruncie praktyki. SŁOWA KLUCZOWE: regulator rozmyty, sterowanie rozmyte, sterowanie odporne 1.1 Rozmyte układy sterowania 1. WPROWADZENIE Klasyczne układy regulacji oparte są na liczbowej reprezentacji sygnałów wejściowych i wyjściowych. Alternatywą dla takiego podejścia mogą być układy sterowania oparte na logice rozmytej. W rozmytych układach sterowania sygnały reprezentowane są przy pomocy zmiennych lingwistycznych. Dzięki temu do sterowania obiektem wykorzystywany jest zbiór reguł w formie zdań warunkowych. Pozornie odejście od ostrej reprezentacji wartości zmiennych procesu regulacji na rzecz rozmytej i niejasnej interpretacji lingwistycznej wydaje się być pozbawione celu. Jednak obserwacje otaczającego świata zmuszają do wyciągnięcia odmiennych wniosków. Jako dowód można podać zachowanie człowieka, którego działanie w życiu codziennym oparte jest na nieostrych przesłankach, a mimo to okazuje się ono być skutecznym [2]. * Politechnika Poznańska.

20 Michał Jakubowski, Krystian Nowakowski, Krzysztof Zawirski 1.2 Metodologia prowadzonych badań Rozmyty regulator prędkości obrotowej, opracowany w ramach niniejszej pracy, zastosowany został do sterowania układu napędowego z silnikiem prądu stałego. Silnik prądu stałego sterowany jest napięciowo, przy pomocy nawrotnego przekształtnika impulsowego. Do przeprowadzonych badań zastosowano silnik o następujących parametrach znamionowych: moc - 56 W, napięcie - 12 V, prąd - 7,3 A, prędkość - 3000 obr/min, moment - 0.15 Nm. Sygnałem zadanym są skoki prędkości obrotowej pomiędzy wartościami 0, 2000, -2000, -1000, 1000 obr/min. W badanym układzie napędowym możliwa jest zmiana momentu obciążenia silnika oraz bezwładności. Zmianę momentu obciążenia zrealizowano przy użyciu drugiego silnika, połączonego z badanym silnikiem sprzęgłem sztywnym. Zadawano wartości momentu oporowego wynoszące 0, 0,1, -0,1 oraz -0,05 Nm. Zmianę bezwładności uzyskano natomiast przy użyciu krążków zakładanych na wał silnika. Badania przeprowadzono dla trzech różnych wartości bezwładności: małej - 180 gcm 2, średniej - 5110 gcm 2 oraz dużej - 6150 gcm 2. Do obiektywnego porównania działania regulatorów zastosowano czasowe i całkowe wskaźniki jakości. Wskaźniki czasowe odnoszą się do chwilowych wartości prędkości przyjmowanych w czasie. Zastosowano następujące wskaźniki: t n czas narastania do 90% wartości zadanej, t r czas regulacji, po którym uchyb regulacji mieści się w zakresie ±3% wartości sygnału wyjściowego w stanie ustalonym, e max maksymalna wartość uchybu odnotowana w procesie regulacji. Wskaźniki całkowe natomiast opisują proces regulacji w całej jego rozciągłości. Zastosowano następujące wskaźniki: t k 2 ISE e dt - całka z kwadratu uchybu, t e t k 2 ITSE e tdt - całka z iloczynu kwadratu uchybu i czasu, t e t k FM U I dt - zużycie energii. t e s s 2. SYNTEZA REGULATORÓW 2.1. Rozmyty regulator prędkości typu PD Przepływ informacji w systemie rozmytym można podzielić na trzy etapy: fuzyfikację, wnioskowanie na podstawie określonej bazy reguł oraz defuzyfikację. Fuzyfikacja jest to rozmywanie wejścia. Na podstawie ostrej wartości liczbowej

Rozmyty regulator prędkości obrotowej odporny na zmiany bezwładności 21 tworzona jest jej rozmyta reprezentacja. Wnioskowanie jest centralnym i najważniejszym elementem działania systemu rozmytego. Podstawą wnioskowania są utworzone reguły, na podstawie których wyciągane są wnioski. Ostatnim etapem działania systemu rozmytego jest defuzyfikacja, czyli wyostrzanie wyjścia. Na podstawie wyznaczonego rozkładu rozmytej zmiennej wyjściowej wyznaczana jest jej deterministyczna wartość [1] [2]. Regulator typu PD zaprojektowany został w strukturze Mamdaniego. Schemat rozmytego regulatora prędkości typu PD przedstawiony został na rys 2.1. Rys. 2.1. Struktura regulatora rozmytego typu PD Zaprezentowany regulator posiada dwa sygnały wejściowe: uchyb regulacji i zmianę uchybu oraz jeden sygnał wyjściowy, którym jest napięcie sterujące silnika prądu stałego. Najważniejszym z punktu widzenia jakości pracy regulatora jest właściwe dobranie kształtu funkcji przynależności sygnałów wejściowych i wyjściowych oraz utworzenie właściwej bazy reguł. Dla regulatora typu PD zastosowano funkcje przynależności typu trójkątnego i trapezowego dla sygnałów wejściowych i wyjściowych. Obie te figury mają ramiona będące odcinkami prostymi, co upraszcza wyznaczanie wartości funkcji przynależności. Baza reguł jest kluczowym elementem regulatora rozmytego. Na jej podstawie odbywa się centralny proces pracy regulatora jakim jest wnioskowanie. Baza reguł, utworzona na podstawie wiedzy eksperckiej, zawiera informacje o zachowaniu regulatora dla różnych kombinacji sygnałów wejściowych. Reguły dla regulatora rozmytego typu PD zebrano w tabeli 2.1. Tabela 2.1. Baza reguł regulatora PD Δe e duży- średni- mały- zero mały+ średni+ duży+ - duży- duży- średni- mały- zero mały+ duży+ zero duży- duży- średni- zero średni+ duży+ duży+ + duży- mały- zero mały+ średni+ duży+ duży+ 2.2. Rozmyty regulator prędkości typu PI Regulator rozmyty typu PI stanowi rozwinięcie przedstawionej wcześniej struktury typu PD o dodanie całki sygnału wyjściowego. W przeciwieństwie do regulatora typu PD regulator typu PI bazuje na strukturze Takagi - Sugeno - Kanga. Schemat rozmytego regulatora typu PI przedstawia rys. 2.2.

22 Michał Jakubowski, Krystian Nowakowski, Krzysztof Zawirski Rys. 2.2. Struktura regulatora rozmytego typu PI Ze względu na zastosowanie w strukturze TSK funkcji przynależności typu singleton, zmniejszono ich liczbę dla sygnału uchybu. Reguły dla regulatora rozmytego typu PD zebrano w tabeli 2.2. Tabela 2.2. Baza reguł regulatora PI Δe e duży- mały- zero mały+ duży+ - duży- duży- mały- zero duży+ zero duży- mały- zero mały+ duży+ + duży- zero mały+ duży+ duży+ 3.1. Analiza wyników symulacyjnych 3. ANALIZA WYNIKÓW Przeprowadzono dwa rodzaje badań symulacyjnych dla każdego z regulatorów: rozruchu od postoju do prędkości znamionowej bez obciążenia oraz pracę silnika pod obciążeniem. Oba badania przeprowadzono dla trzech różnych wartości bezwładności obciążenia. Na rys. 3.1 przedstawiono rozruch silnika dla regulatora rozmytego typ PI. Analizę uzyskanych wyników badań symulacyjnych rozpoczęto od wyznaczenia wybranych wskaźników jakości. Wskaźniki jakości dla rozmytych regulatorów typu PD oraz PI przedstawia tabela 3.1. Zaprojektowany regulator rozmyty typu PD wykazywał bardzo dobre właściwości regulacyjne dla układu o dużej bezwładności. Uzyskane przebiegi cechuje brak przeregulowań oraz krótki czas narastania dzięki długiej pracy w ograniczeniu. Właściwości regulacyjne dla układów o małej bezwładności nie były zadowalające, co stało się powodem opracowania rozmytej struktury typu PI. Regulator typu PI posiada dobre właściwości regulacyjne dla układów zarówno z mała jak i dużą bezwładnością. W porównaniu do regulatora typu PD dla małych bezwładności oscylacje momentu mają znacznie mniejszą częstotliwość a całkowe wskaźniki jakości są nawet o rząd wielkości mniejsze. Natomiast dla dużej bezwładności obciążenia regulator rozmyty typu PI sprowadza uchyb ustalony do zera powodując jedynie niewielkie przeregulowanie.

Rozmyty regulator prędkości obrotowej odporny na zmiany bezwładności 23 Prędkość obrotowa [obr/min] 4000 3000 2000 1000 0-1000 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Moment napędowy [Nm] 0.6 0.4 0.2 0 Czas [s] mała bezwładność średnia bezwładność duża bezwładność wartość zadana -0.2 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 Czas [s] Rys. 3.1. Regulator rozmyty typu PI - rozruchy silnika Tabela 3.1. Wskaźniki jakości rozruchy Regulator Typu PD Typu PI Wskaźniki jakości Bezwładczasowe całkowe ność t n t r e max ISE ITSE FM Mała 0,05 s - 200 obr/min 4,017 10 5 3,12 10 5 240,5 Średnia 0,27 s 0,4 s 200 obr/min 9,588 10 6 1,323 10 5 148,7 Duża 1,83 s 2,07 s 0 obr/min 6,126 10 7 3,116 10 6 326,7 Mała 0,12 s 0,38 s 700 obr/min 5,94 10 5 2,689 10 4 13,98 Średnia 0,3 s 0,55 s 300 obr/min 1,254 10 6 1,117 10 5 53,12 Duża 1,9 s 2,32 s 60 obr/min 6,434 10 6 3,326 10 6 342,1 Kolejnym etapem badań było przetestowanie pracy silnika pod obciążeniem. rys. 3.2 przedstawia pracę rozmytego regulatora typu PI dla zmiennego momentu obciążenia. Prędkość obrotowa [obr/min] Moment napędowy [Nm] 2000 1500 1000 500 0 0 1 2 3 4 5 6 7 8 Czas [s] 0.4 0.2 0-0.2 mała bezwładność średnia bezwładność duża bezwładność wartość zadana -0.4 0 1 2 3 4 5 6 7 8 Czas [s] Rys. 3.2. Regulator rozmyty typu PI - praca pod obciążeniem

24 Michał Jakubowski, Krystian Nowakowski, Krzysztof Zawirski Tabela 3.2. Wskaźniki jakości - praca pod obciążeniem Regulator Typu PD Typu PI Wskaźniki jakości Bezwładczasowe całkowe ność e max ISE ITSE FM Mała 200 obr/min 7637 10 5 3,236 10 6 859,8 Średnia 200 obr/min 7,856 10 4 1,887 10 4 498,2 Duża 0 obr/min 259,8 1311 152,6 Mała 800 obr/min 5,266 10 4 1,678 10 5 113,6 Średnia 350 obr/min 1,176 10 4 4,304 10 4 116,4 Duża 100 obr/min 3232 1,116 10 4 117,5 Regulator rozmyty typu PD podczas pracy pod obciążeniem cechował się bardzo dobrą dynamiką. Niestety ta właściwość okazała się problemem dla układu o małej bezwładności ze względu na powstające niegasnące oscylacje wartości zadanej. Układ o średniej bezwładności prezentuje dobre właściwości regulacyjne wartości zadanej przy jednoczesnych dużych tętnieniach momentu. Dla dużej bezwładności uzyskano uchyb ustalony rzędu 0,8% wartości zadanej przy jednoczesnej dużej dynamice i braku oscylacji. Lepsze właściwości regulacyjne uzyskano dla rozmytego regulatora typu PI. W układzie z małą bezwładnością pojawiały się jedynie niewielkie niegasnące oscylacje momentu i wartości zadanej. Dla wszystkich układów występowały przeregulowania wartości zadanej po skoku momentu obciążającego, które jednak były mocno tłumione. Najmniejsze przeregulowanie pojawiło się dla układu o dużej bezwładności. 3.2. Porównanie regulatorów rozmytych z klasycznym regulatorem PID W celu porównania działania regulatorów rozmytych z klasycznym regulatorem PID stworzono implementację regulatora PID i wyznaczono dla niej analizowane wskaźniki jakości. Regulator PID nastrojono ręcznie. Uwzględniając znacznie mniejszą złożoność obliczeniową, regulator klasyczny działał z pięciokrotnie większą częstotliwością wykonywania pętli regulacji. Tabela 3.3 przedstawia porównanie wskaźników jakości uzyskanych przez regulatory. Zapisano w niej nazwę regulatora, który uzyskał najkorzystniejszą wartość dla danego wskaźnika jakości. Regulator rozmyty PD we wszystkich przypadkach cechował się najmniejszym czasem narastania t n i przeregulowaniem e max. W przypadku badań dla układu z małą bezwładnością na skutek obecności przeregulowań najmniejsze wartości wskaźników ISE i ITSE osiągnął regulator klasyczny. W pozostałych przypadkach wszystkie regulatory osiągały wartości zbliżone, różniące się do 20%. Dla każdego procesu regulator rozmyty PI wykazał największą oszczędność energii.

Rozmyty regulator prędkości obrotowej odporny na zmiany bezwładności 25 Tabela 3.3. Porównanie wskaźników jakości regulatorów rozmytych z regulatorem PID Praca Rozruch Obciążenie Wskaźniki jakości Bezwładność czasowe całkowe e max ISE ITSE FM Mała F.PD PID PID F.PI Średnia F.PD PID PID F.PI Duża F.PD PID F.PD F.PI Mała F.PD PID PID F.PI Średnia F.PD F.PD F.PD F.PI Duża F.PD F.PD F.PD F.PI Na podstawie zamieszczonego porównania widać wyraźnie, że regulator rozmyty PD cechował się największą dynamiką układu w sensie czasowych wskaźników jakości. Jego bardzo duże wzmocnienie pozwoliło wykorzystać maksymalną dynamikę obiektu. Niestety spowodowało zużycie energii kilkukrotnie większe niż w przypadku regulatora rozmytego PI oraz niedopuszczalne tętnienia w zakresie bliskim wartości zadanej. Regulator rozmyty PI natomiast cechował się znacznie mniejszą dynamiką, za to niepodważalnie najlepszą energooszczędnością. Przedstawione badania bardzo źle świadczą o regulatorach rozmytych w sensie wskaźników całkowych ISE i ITSE. W tym jednak zakresie dobrze spisuje się regulator klasyczny PID. Należy podejrzewać, że powodem tego jest zastosowanie w nim fuzji członów całkującego i różniczkującego. Można więc spodziewać się, że stworzenie regulatora rozmytego PID pozwoliłoby uzyskać najlepsze parametry regulacji. 4. PODSUMOWANIE Opracowane w trakcie badań symulacyjnych struktury rozmytych regulatorów poddano testom na obiekcie rzeczywistym. Do tego celu przygotowaną platformę sprzętową opartą na układzie mikroprocesorowym, która umożliwiała implementację różnorodnych struktur regulacji. Przeprowadzone testy na obiekcie fizycznym dały bardzo podobne rezultaty do badań symulacyjnych, co jednoznacznie potwierdziło poprawność syntezy regulatorów. Uzyskane w trakcie badań wyniki nie świadczą jednoznacznie o wyższości regulatorów rozmytych nad klasycznym. Widać w nich jednak, że każdy z nich sprawdza się dobrze dla innego zadania regulacji rozmyty PD pozwala wykorzystać pełną dynamikę redukując uchyb w najkrótszym możliwym czasie, rozmyty PI natomiast zapewnia stabilizację na poziomie wartości zadanej przy użyciu najmniejszej możliwie ilości energii. Zaprezentowane regulatory sprawdziły się dobrze w poszczególnych obszarach badań, żaden z nich jednak nie był wyraźnie dobry w całej rozciągłości regulacji.

26 Michał Jakubowski, Krystian Nowakowski, Krzysztof Zawirski Połączenie ich działania w taki sposób, aby każdy z nich do układu regulacji wniósł swoje zalety, eliminując przy tym wady drugiego powinno więc dać poprawę we wszystkich prezentowanych parametrach regulacji. Powyższe stwierdzenie zachęca do przeprowadzenia badań struktury rozmytej, łączącej w sobie działanie zarówno różniczkowania jak i całkowania. Zaprezentowane wyniki odnośnie wskaźnika zużycia energii pozwalają mieć nadzieję na znaczną minimalizację zużycia energii w potencjalnej aplikacji. Jest to kierunek rozwoju, który w obecnych realiach zdecydowanie zachęca do podjęcia dalszych prac badawczych nad rozmytymi strukturami sterowania. LITERATURA [1] Rutkowska, D., Piliński, M., Rutkowski, L. Sieci neuronowe, algorytmy genetyczne i systemy rozmyte, Warszawa: Wydawnictwo PWN, 1997. [2] Piegat, A. Modelowanie i sterowanie rozmyte, Warszawa: Akademicka Oficyna Wydawnicza EIT, 2003. [3] Zhang. M., Long S. Y., Simulation study of fuzzy PID controller for DC motor based on DSP, 2012 International Conference on Industrial Control and Electronics Engineering, 978-0-7695-4792-3/13, 2012 IEEE, DOI 10.1109/ICICEE.2012.430. FUZZY SPEED CONTROLLER ROBUST TO INTERIA CHANGES This paper presents fuzzy speed controllers robust to inertia changes. The main purpose of this paper was to design and tune fuzzy PD and PI controllers. The fuzzy controller in drive system with DC motor were used. The project was performed so that drive systems were revealed good regulatory properties over a wide range of inertia changes. Analysis of series simulation studies including selected quality indicators for different values of inertia and load torque was considered. Furthermore, comparative analysis of fuzzy controller with classical PID controller was conducted. The simulation researches were confirmed on the basis of practice as well.

POZNAN UNIVE RSITY OF TE CHNOLOGY ACADE MIC JOURNALS No 80 Electrical Engineering 2014 Michał KRYSTKOWIAK* Adam GULCZYŃSKI* BUDOWA ORAZ ALGORYTM STEROWANIA PRZEKSZTAŁTNIKA ENERGOELEKTRONICZNEGO ZAIMPLEMENTOWANEGO W NIEKONWENCJONALNYM SYSTEMIE MINI ELEKTROWNI WODNEJ DEDYKOWANEJ DLA JEDNOSTEK JACHTOWYCH W artykule zaprezentowano opracowany, niekonwencjonalny system zasilania jednostek jachtowych. Bazuje on m.in. na oferowanym na rynku tzw. silniku manewrowym, który zaadaptowano do pracy generatorowej. Dodatkowo zaimplementowano przekształtnik energoelektroniczny DC/DC dopasowujący parametry wytwarzanej energii elektrycznej przy zmieniających się warunkach pracy całego systemu. Przedstawiono opracowany algorytm sterowania MPPT (Maximum Power Point Tracking) umożliwiający maksymalizację sprawności całego systemu oraz wymieniono ważniejsze funkcje systemu zabezpieczeń. SŁOWA KLUCZOWE: przekształtnik DC/DC, silnik manewrowy, turbina, algorytm MPPT 1. OGÓLNA KONCEPCJA ALTERNATYWNEGO SYSTEMU ZASILANIA JEDNOSTEK JACHTOWYCH Zaprezentowany w artykule system alternatywnego zasilania jednostek jachtowych został zrealizowany dla firmy EUROTECH-JACHT [1] w ramach stażu organizowanego przez Urząd Marszałkowski Województwa Wielkopolskiego z siedzibą w Poznaniu [2]. System ten dedykowany jest przede wszystkim dla jednostek jachtowych, które nie dysponują spalinowym silnikiem stacjonarnym sprzężonym z alternatorem. W takim przypadku jedynym źródłem energii elektrycznej na zwodowanym obiekcie są najczęściej zainstalowane akumulatory, które jednak wymagają doładowywania. Wiąże się to często z koniecznością przerwania rejsu ze względu na ładowanie za pomocą urządzeń zainstalowanych na lądzie (wymagających zwykle dostępu do sieci napięcia przemiennego 230 V). Pewną alternatywą jest stosowanie, np. ogniw fotowoltaicznych. Jednak ze względu na ich koszt, znaczne gabaryty oraz trudności wynikające z samego * Politechnika Poznańska.

28 Michał Krystkowiak, Adam Gulczyński montażu (często brak miejsca na pokładzie) jest to rozwiązanie wielokrotnie nieuzasadnione ekonomiczne, zwłaszcza w naszej strefie klimatycznej. W ramach prowadzonych prac zaproponowano rozwiązanie umożliwiające doładowywanie akumulatorów oraz zasilanie opcjonalnych odbiorników zainstalowanych na pokładzie jednostki pływającej w trakcie rejsu wykorzystując konwersję energii przepływu wody na energię elektryczną (green energy). Jako źródło energii elektrycznej wykorzystano generator elektryczny napędzany turbiną wodną bazujący na powszechnie instalowanych na jachtach tzw. silnikach manewrowych doczepianych do tylnej części kadłuba w sposób przedstawiony na rys. 1. Rys. 1. Sposób montażu silnika manewrowego (rysunek poglądowy) W celu m.in. zapewnienia wymaganych parametrów energii elektrycznej generowanej przez generator bazujący na silniku manewrowym zaimplementowano urządzenie HPS 01 (nazwa własna autorów urządzenia skrót z języka angielskiego: Hydrous Power System), którego podstawowym podzespołem jest przekształtnik energoelektroniczny DC/DC typu boost [3] o wysokim współczynniku sprawności. Opracowano również niekonwencjonalny algorytm sterownia MPPT (Maximum Power Point Tracking), który następnie zaimplementowano w zrealizowanym procesorowym układzie sterowania, pełniącym również funkcję rozbudowanego układu zabezpieczeń (na poziomie programowym, jak i sprzętowym). Niewątpliwą zaletą przedstawianego systemu alternatywnego zasilania jest możliwość wykorzystania typowych zespołów manewrowych z mechanicznym regulatorem prędkości, co radykalnie ogranicza koszty inwestycji. W skład takiego zespołu wchodzą: turbina wodna (z łopatami o odpowiedniej geometrii), komutatorowy silnik prądu stałego, mechaniczny rezystancyjny regulator prędkości oraz elementy montażowe i przewody łączeniowe z zaciskami. Należy podkreślić, że sama instalacja podzespołów prezentowanego systemu na pokładzie jednostki pływającej nie wymaga specjalistycznej wiedzy i może zostać wykonana samodzielnie przez użytkownika końcowego. Ze względu na ukształtowanie łopat turbiny w celu uzyskania większej sprawności w trybie pracy generatorowej zaleca się jednak obrócenie zespołu manewrowego o 180 stopni względem standardowego sposobu montażu pokazanego na rys. 1.

Budowa oraz algorytm sterowania przekształtnika energoelektronicznego 29 2. BUDOWA I ZASADA DZIAŁANIA URZĄDZENIA HPS 01 (HYDROUS POWER SYSTEM) 2.1. Część silnoprądowa systemu Schemat blokowy ilustrujący sposób podłączenia opracowanego w ramach stażu urządzenia HPS 01 do instalacji pokładowej jachtu zaprezentowano na rys. 2. Blok o nazwie (DC/DC BOOST) reprezentuje przekształtnik energoelektroniczny umożliwiający podwyższenie wartości średniej napięcia wyjściowego. Wyboru optymalnej struktury części silnoprądowej dokonano uwzględniając m.in.: zakres zmian napięcia wyjściowego generatora uzależniony od przepływu wody na skutek zmiennej prędkość jednostki pływającej (decydujący o wyborze przetwornicy DC/DC typu boost, buck albo buck-boost), zmiany warunków obciążenia generatora (zakres zmian mocy generowanej, dopuszczalne obciążenie generatora). Podzespoły części silnoprądowej dobrano w taki sposób, aby możliwie zminimalizować straty energii, a tym samym zwiększyć współczynnik sprawności. Rys. 2. Sposób podłączenia urządzenia HPS 01 do silnika manewrowego oraz elementów instalacji pokładowej (akumulatora i odbiorników) Zastosowanie urządzenia HPS 01 nie ogranicza funkcjonalności zespołu manewrowego. Wyboru odpowiedniego trybu pracy dokonano ustawiając przełącznik umieszczony na przedniej ściance urządzenia stanowiącej panel użytkownika (rys. 3). W przypadku wyboru pozycji (SILNIK), zespół manewrowy pracuje zgodnie ze swoim pierwotnym przeznaczeniem. W tym przypadku przekształtnik energoelektroniczny nie uczestniczy w przekazywaniu energii z akumulatora do silnika.

30 Michał Krystkowiak, Adam Gulczyński Rys. 3. Panel sterownia i kontroli urządzenia HSP 01 Natomiast w przypadku ustawienia przełącznika w pozycji (GENERATOR), następuje aktywacja modułu przekształtnika typu boost. Przekształtnik ten podwyższa wartość średnią napięcia wyjściowego w stosunku do wejściowego. Uproszczony schemat ideowy jego części silnoprądowej w przypadku obciążenia o charakterze rezystancyjnym zaprezentowano na rys. 4. W opisywanej aplikacji funkcję odbiornika spełnia natomiast obowiązkowy akumulator oraz opcjonalne odbiorniki zainstalowane na pokładzie jednostki pływającej. Rys. 4. Schemat ideowy części silnoprądowej przetwornicy DC/DC typu boost Jeżeli prędkość jachtu (prędkość obrotowa turbiny wodnej) osiągnie minimalną wartość wymaganą, to proces ładowania akumulatorów/zasilania odbiorników zostanie rozpoczęty. Silnik manewrowy spełnia w tym trybie funkcję generatora energii elektrycznej, natomiast urządzenie HPS 01 dopasowuje parametry energii do wymagań akumulatora i zasilanych odbiorników z uwzględnieniem maksymalnej wydajności całego systemu m.in. dzięki zaimplementowanemu algorytmowi sterowania MPPT. Kontrola i sterowanie poszczególnymi parametrami odbywają się w sposób automatyczny bez ingerencji użytkownika końcowego, który jednak ma możliwość podglądu wybranych wielkości i stanów układu za pomocą wbudowanego wyświetlacza oraz diody sygnalizującej ładowanie/zasilanie (rys. 3).

Budowa oraz algorytm sterowania przekształtnika energoelektronicznego 31 2.2. Cyfrowy system sterowania i zabezpieczeń Cyfrowy układ sterownia oraz zabezpieczeń zrealizowano na bazie zaprojektowanego i wykonanego systemu procesorowego z wykorzystaniem mikrokontrolera firmy Atmel [4]. W trakcie opracowywania algorytmu sterowania należało uwzględnić wiele czynników. Do najważniejszych można zaliczyć: zamianę przepływu strumienia wody zależnego od prędkości liniowej płynącego jachtu (zmienna prędkość kątowa łopat turbiny wodnej zespołu manewrowego), zakres zmian poboru mocy z generatora elektrycznego przez urządzenia pokładowe oraz doładowywany akumulator, dopuszczalny zakres zmian napięcia wyjściowego generatora oraz przetwornicy DC/DC typu boost, dopuszczalne obciążenie prądowe wybranych komponentów wchodzących w skład przekształtnika i generatora, zabezpieczenie przed przeładowaniem akumulatorów (tryb podtrzymania), wybór optymalnego punktu pracy dla całego systemu. W celu zapewnienia maksymalnej efektywności całego systemu: turbina wodna generator przekształtnik energoelektroniczny akumulator oraz odbiorniki opracowano algorytm MPPT (Maximum Power Point Tracking) [5]. Jego ideę zaprezentowano na Rys. 5. Można w nim wydzielić dwie główne pętle. Pierwsza pętla odpowiedzialna jest za modyfikację współczynnika wypełnienia impulsów (PWM) załączających tranzystor (T) części silnoprądowej przekształtnika boost (Rys. 4). Proces ten odbywa się w określonych odstępach czasu oznaczonych jako (PWM TIME) i jest zależny od drugiej pętli, która to decyduje o kierunku zmian współczynnika wypełnienie o pewną stałą wartość zdefiniowaną jako (PWM). Zadaniem drugiej pętli algorytmu jest poszukiwanie maksymalnego prądu wyjściowego przekształtnika, a w konsekwencji maksymalnej mocy, jaką można uzyskać przy określonym punkcie pracy systemu. W zależności od wyniku porównania wartości prądu wyjściowego (I out ) dla bieżącego punktu pracy z wcześniej wyznaczoną wartością maksymalną, układ sterowania decyduje o kierunku zmian współczynnika wypełnienia impulsów oraz poszukuje nowego maksimum mocy. Porównanie to jest przeprowadzane z okresem określonym jako (MPPT TIME). W celu minimalizacji prawdopodobieństwa błędnego określenia tendencji zmian prądu wyjściowego (mocy) wprowadzono dodatkowo pewną histerezę (I). W trakcie implementacji algorytmu prowadzono równolegle badania symulacyjne części silnoprądowej i sterującej. Uwzględniono m.in. opóźnienia wnoszone w tor sterowania przez filtry analogowe, przetworniki analogowocyfrowe oraz algorytmy obliczeniowe [6, 7].