STEROWANIE MIKROPROCESOROWE FALOWNIKA 3-POZIOMOWEGO Z DIODAMI POZIOMUJĄCYMI IDEA I REALIZACJA MARCIN ZYGMANOWSKI, TOMASZ BISKUP, WOJCIECH MAJ, JAROSŁAW MICHALAK Katedra Energoelektroniki, Napędu Elektrycznego i Robotyki, Politechnika Śląska ul. Krzywoustego 2, 44-100 Gliwice e-mail: marcin.zygmanowski@polsl.pl, tomasz.biskup@polsl.pl, wojciechmaj@poczta.fm, jaroslaw.michalak@polsl.pl Streszczenie. W artykule przedstawia się ideę mikroprocesorowego sterowania falownikiem 3-poziomowym przy użyciu mikrokontrolera sygnałowego TMS320F2812. Słowa kluczowe: przekształtniki wielopoziomowe, sterowanie mikroprocesorowe, metoda modulacji szerokości impulsów MSI 1. WSTĘP Coraz częściej przekształtniki wielopoziomowe, obok dużego zainteresowania ośrodków akademickich, znajdują zastosowanie w przemyśle [1], [2], [3]. Bierze się to stąd, że przekształtniki wielopoziomowe pozwalają na lepsze odwzorowanie przebiegów napięcia wyjściowego niż klasyczne przekształtniki dwupoziomowe (Rys. 1b). Również istotną cechą przekształtników wielopoziomowych jest to, że mogą one być zbudowane z energoelektronicznych zaworów o mniejszych napięciach niż napięcie obwodu pośredniczącego U DC. Na każdym z zaworów w stanie ustalonym występuje maksymalne napięcie U DC /(n - 1), gdzie n jest liczbą poziomów napięcia wyjściowego mierzonego względem środka gałęzi A oraz punktem neutralnym napięcia stałego - 0 (Rys. 1a). Rys. 1. Przekształtnik n-poziomowy. (a) Schemat działania, (b) napięcie wyjściowe u A0 Obok przedstawionych wcześniej zalet, przekształtniki wielopoziomowe cechuje również kilka wad. Należą do nich: problem z utrzymaniem napięć na kondensatorach pośredniczących (przekształtniki z diodami poziomującymi DCI [1]) lub na poziomujących (przekształtniki z kondensatorami poziomującymi CCI [4]) oraz złożony układ sterowania wynikający z dużej liczby energoelektronicznych zaworów sterowalnych. Dla przekształtnika
3-fazowego n-poziomowego potrzebnych jest 6 (n - 1) sygnałów sterujących. W niniejszym artykule omawia się metodę modulacji szerokości impulsów (MSI) z sygnałem nośnym dla falownika 3-poziomowego (n = 3) z diodami poziomującymi [5] (Rys. 2). Metoda sterowania jest zrealizowana w oparciu o mikrokontroler sygnałowy TMS320F2812 firmy Texas Instruments. Rys. 2. Trójfazowy falownik 3-poziomowy 2. STEROWANIE FALOWNIKIEM 3-POZIOMOWYM Z DIODAMI POZIOMUJĄCYMI 2.1 Podstawy Falowniki wielopoziomowe mogą być sterowane przy użyciu kilku metod [1], [6]: a) metody wektora przestrzennego, b) metody eliminacji poszczególnych harmonicznych, c) metody MSI z sygnałem nośnym i d) metody wektora przestrzennego MSI. Dwie pierwsze metody są metodami o niskiej częstotliwości przełączania (najczęściej równej częstotliwości podstawowej harmonicznej) i nadają się do sterowania falownikami wielopoziomowymi o n > 7 [6]. Metody wymienione w podpunktach c) i d) są metodami o częstotliwości przełączania wielokrotnie większej niż częstotliwość podstawowa napięć wyjściowych falownika. W przypadku falownika 3-poziomowego jedynie metody c) i d) dają pożądane przebiegi napięć wyjściowych. Na Rys. 3 przedstawiono schemat ideowy układu sterowania jednej fazy falownika 3-poziomowego wykorzystującego metodę z sygnałem nośnym Rys. 3. Układ sterowania jednej fazy falownika 3-poziomowego wykorzystujący metodę z trójkątnym sygnałem nośnym: a) schemat; przebiegi napięcia wyjściowego dla m f = 21 i g m = A m /period = 0,8: b) dla metody naturalnej, c) dla metody regularnej niesymetrycznej
Na Rys 3b i 3c przedstawiono sposób wytwarzania napięcia wyjściowego u A0 dla metody naturalnej oraz regularnej niesymetrycznej. W obu przypadkach wykorzystuje się dwa sygnały nośne które porównywane są z sygnałem modulującym. Przy realizacji mikroprocesorowej ten sposób sterowania wymaga zastosowania dwóch komparatorów na każdą fazę falownika, co dla trójfazowego falownika 3-poziomowego powoduje, że potrzebnych jest 6 komparatorów. Dodatkowo każdy z komparatorów pracuje tylko przez połowe okresu sygnału modulującego 1/f m. Innym bardziej efektywnym wykorzystaniem układów komparujących jest wytwarzanie sygnałów sterujących falownikiem przy wykorzystaniu jednego sygnału nośnego i dwóch sygnałów modulujących S1 i S2 tak jak przedstawiono na Rys. 4. Rys. 4. Zredukowanie dwóch sygnałów nośnych N S1, N S2 do jednego N Dla dodatnich wartości sygnału modulującego M komparator porównuje sygnał modulujący M S1 = M, podczas gdy sygnał M S2 = period. Dla ujemnych wartości sygnału M sygnał nośny N jest porównywany z sygnałem M S2 = M + period. W tym czasie sygnał M S1 równy jest zero. 2.2 Sterownik mikroprocesorowy z mikrokontrolerem TMS320F2812 Sterownik falownika 3-poziomowego zrealizowano za pomocą układu startowego ezdsptm, który bazuje na mikrokontrolerze sygnałowym TMS320F2812 [8]. Program dla mikrokontrolera realizujący metodę regularną niesymetryczną napisano w języku C, a skompilowano używając oprogramowania Code Composer Studio. Procesor TMS320F2812 jest taktowany sygnałem zegarowym o częstotliwości f CLK = 150 MHz. Najważniejszymi częściami składowymi procesora użytymi do sterowania MSI są dwa bloki licznikowo-czasowe (Event Manager - EV) [9]. W skład każdego z nich wchodzą m.in.: trzy podwójnie buforowane 16-bitowe komparatory (Compare Unit), licznik 16-bitowy (GP Timer) realizujący sygnał nośny oraz sześć dowolnie konfigurowanych wyjść MSI przyporządkowanych parami do odpowiednich komparatorów. Licznik może być taktowany sygnałem zegarowym o częstotliwości f CLK /k (gdzie k = 1, 2, 4,..., 128). Przedstawiona powyżej metoda z jednym sygnałem nośnym wymaga użycia tylko jednego układu EV, w którym trzy komparatory porównują sygnały dla każdej z faz osobno. Takie rozwiązanie oznacza rezygnację z generowania czasu martwego. Okazuje sie jednak, że dla indeksów częstotliwości m f >> 1 w falowniku 3-poziomowym nie występują bezpośrenie przełączenia pomiędzy stanem S 1 S 2 = 11 oraz stanem S 1 S 2 = 00 (gdzie 1 oznacza stan załączenia, a 0 oznacza stan wyłączenia). 2.3 Obliczenia Ponieważ program realizuje metodę regularną niesymetryczną sinusoidalny sygnał modulujący jest wyliczany w regularnych odstępach czasu, w chwili zmiany kierunku zliczania licznika GP. Dla sygnału sinusoidalnego regularnemu odstępowi czasu odpowiada kąt wyrażany jako (1). W kolejnych odstępach czasu wartość sygnału modulującego będzie liczona dla i-tego kąta określanego wzorem (2). kąt (1) m i f kąt kąt kąt (2) i 1
Do komparatora wpisywana jest odpowiednia wartość sygnału modulującego określana przez (3). M g periodsin kąt dla sin kąt 0 Si 1 m i i M g periodsin kąt period dla sin kąt 0 S2i m i i (3) W celu określenia wartości wpisywanych do komparatorów pozostałych faz we wzorze (3) do kąta należy odpowiednio dodać +/- 2/3 π. 2.4. Dobór częstotliwości sygnału nośnego Częstotliwość sygnału nośnego f n określana jest dla ustalonej częstotliwości sygnału modulującego f m (2,5 50 Hz) oraz indeksu częstotliwości m f (15 51) i wynosi (4). f f m 1 f 1 2 preskaler period CLK n m f (4) Tak określoną częstotliwość uzyskuje się poprzez odpowiedni dobór maksymalnej wartości licznika period i wartości preskalera. Wartość period powinna zapewnić płynną zmianę częstotliwości i powinna wynosić w przybliżeniu 2 15 = 32768. W tej pracy przyjęto, że period zmienia się w granicach 15000 a 30000. Preskaler zmienia się tak jak to przedstawiono w Tabeli 1. Wartość period w funkcji częstotliwości modulującej i indeksu częstotliwości przedstawiono na Rys. 5. Tabeli 1. Ustawienia preskalera w zależności od iloczynu f m m f f m m f preskaler f m m f preskaler 37,500 39.063 128 312,5 625,0 8 39,063 78,125 64 625,0 1250,0 4 78,125 156,250 32 1250,0 2500,0 2 156,250 312,500 16 2500,0 2550,0 1 3 x 10 4 period 2.5 2 1.5 0 10 20 f m 30 40 50 15 20 25 30 35 m 40 f 45 50 55 Rys. 5. Wartość period w funkcji f m i m f 3. MODEL FALOWNIKA 3-POZIOMOWEGO Przedstawiony w pracy układ sterowania został przetestowany na niskonapięciowym, modelu trójfazowego falownika 3-poziomowego z diodami poziomującymi (Rys. 6). W modelu tym jako zawory energoelektroniczne użyto kluczy analogowych typu MAX4662 o rezystancji przewodzenia R on = 2.5 Ω. Napięcie obwodu pośredniczącego tworzyły dwa źródła stabilizowanego napięcia stałego +/- 12 V, a odbiornik miał charakter czysto rezystancyjny.
Jako diod poziomujących użyto diod Shottky ego typu BAT43 o napięciu przewodzenia U F = 0,35 V (I F = 10 ma). Zastosowanie diod Shottky ego było podyktowane ograniczeniem wpływu napięcia przewodzenia diod poziomujących na przebiegi wyjściowe falownika. Rys. 6. Model niskonapięciowy trójfazowego falownika 3-poziomowego 4. WYNIKI Badania eksperymentalne wykonano dla f m = 50 Hz, m f = 21 oraz głębokości modulacji g m = 0,8 i g m = 0,3. Poniżej na Rys. 7 i 8 zostały zamieszczone oscylogramy przedstawiające odpowiednio napięcie wyjściowe, międzyfazowe oraz fazowe wraz z ich widmem harmonicznych. Rys. 7. Przebiegi napięć dla f m = 50 Hz, m f = 21 oraz g m = 0,8: a) napięcie fazowe u A i napięcie wyjściowe u A0, b) napięcie międzyprzewodowe u AC wraz z u A0, c) widmo napięcia wyjściowego u A0 oraz d) widmo napięcia fazowego u A 5. PODSUMOWANIE W niniejszym artykule wykazano, że procesor sygnałowy TMS320F2812 jest bardzo dobrym narzędziem pozwalającym na realizację sterowania falownika 3-poziomowego. Osiągane czasy obliczeń na 1 okres przełączania (ok. 5,4 μs) stanowią jedynie około kilku procent wykorzystania czasu pracy mikroprocesora (1,13% dla f m = 50 Hz i m f = 21).
Rys. 8. Przebiegi napięć dla f m = 50 Hz, m f = 21 oraz g m = 0,3: a) napięcie fazowe u A i napięcie wyjściowe u A0, b) napięcie międzyprzewodowe u AC wraz z u A0, c) widmo napięcia wyjściowego u A0 oraz d) widmo napięcia fazowego u A Duża liczba wyjść cyfrowych MSI w analizowanym procesorze sygnałowym pozwala również na wykonanie układu sterowania dla falownika 5-poziomowego gdzie istnieje konieczność wysterowania 12 parami tranzystorów. Aby zrealizować układ sterowania falownika 5-poziomowego należy w tym celu użyć drugi blok czasowo-licznikowy. 6. LITERATURA [1] Rodrίguez J., Lai J.S., Peng F.Z.: Multilevel inverters: a survey of topologies, controls, and applications, IEEE Trans. on Industrial Electronics, t. 49, n. 4, 2002, str. 724-738. [2] Lai J.-S., Peng F.Z.: Multilevel converters a new breed of power converters, IEEE Trans. on Industry Applications, t. 32, n. 3, 1996, str. 509-517. [3] Veenstra M., Rufer A.: Control of a Hybrid Asymmetric Multilevel Inverter for Competitive Medium-Voltage Industrial Drives, IEEE Trans. on Ind. App., t. 41, n. 2, 2005, str. 655-664. [4] Meynard T.A., Foch H., Thomas P., Courault J., Jakob R., Nahrstaedt M.: Multicell converters: basic concepts and industry applications, IEEE Trans. on Industrial Electronics, t. 49, n. 5, 2002, str. 955-964. [5] Nabae A., Takahashi I., Akagi H.: A new neutral-point clamped PWM inverter, IEEE Trans. on Industry Applications, t. 17, 1981, str. 518-523. [6] Rodrίguez J., Morán L., Correa P., Silva C.: A vector control technique for mediumvoltage multilevel inverters, IEEE Trans. on Ind. Electr., t. 49, n. 4, 2002, str. 882-888. [7] Holmes D.G., Lipo T.A.: Pulse Width Modulation for Power Converters: Principles and Practice, Wiley-IEEE Press, Nowy Jork, 2003. [8] TMS320F2812 Digital Signal Processor Data Manual, Texas Instruments, 2004. [9] TMS320x281x DSP - Event Manager (EV) - Reference Guide nota aplikacyjna - SPRU065C, Texas Instruments, 2004.