1. Przykład 1 Latarka z diodą LED o mocy 1W zasilana z jednej lub dwu baterii 1.5V

Transkrypt

1 Zasilacze oświetlenia LED-owego przykłady Zasilacze oświetlenia LED-owego przykłady Karol Świerc W artykule Obwody zasilania diod Power-LED opublikowanym w SE nr 4 i 5/011 zapowiadaliśmy kontynuację w zakresie ostatniego punktu poświęconego przykładom zasilaczy LED-owych. Niniejsze opracowanie jest wypełnieniem tego zobowiązania. Z bogatej gamy wybraliśmy tylko 7 przykładów. Wszystkie wykorzystują zasilanie bateryjne. 1. Przykład 1 Latarka z diodą LED o mocy 1W zasilana z jednej lub dwu baterii 1.5V Wymagania stawiane zasilaczowi: na wyjściu oczekujemy prądu 50mA przy napięciu ok..5v. Wejściowe źródło zasilania ma napięcie 1.5 lub V. Zakładając tolerancję napięcia naładowanej/rozładowanej baterii przyjęto U WEMIN = 1.5V, U WEMAKS =.V. Jak zawsze, w układach zasilanych bateryjnie, bardzo ważna jest sprawność, a także możliwość pracy do pełnego rozładowania baterii. Oczekujemy zatem zasilacza prądowego, którego napięcie na wyjściu zawsze przekracza wejściowe. Należy zatem sięgnąć po konfigurację boost, a sprzężenie zwrotne zamknąć tak, aby układ stabilizował prąd, nie napięcie. Rysunek 1 pokazuje rozwiązanie zadania na układzie scalonym LM6A. Układ scalony LM6 w sam raz spełnia stawiane tu wymagania. Malutka obudowa Mini-SO-8. Może pracować przy U WEMIN = 0.8V. Startuje jednak od 1.1V, zaś U WEMAKS = 14V. W zakresie niskich napięć może dostarczać do wyjścia aż A prądu. Zawiera wewnętrzny klucz o rezystancji włączonego kanału zaledwie 0.17R. Operating Current 80µA, zaś w stanie Shutdown poniżej.5µa. Częstotliwość kluczowania programowana zewnętrznym rezystorem, do MHz. To podstawowe parametry. Nad budową i pracą układu scalonego rozpisywać się nie będziemy, choć jest ona ciekawa. Jednak nie taki cel stawiamy sobie w bieżącym opracowaniu. Podkreślamy jednak, iż wykorzystuje on raczej technikę Pulse Frequency Modulation, aniżeli Pulse Width Modulation. PFM jest bardziej ubogą techniką regulacji. Skutkuje większymi tętnieniami na wyjściu, jednak zapewnia w każdych warunkach pętlę stabilną i dużą sprawność przetwarzania energii. Dodatkowo, zastosowanie obwodu zwanego Ratio Adaptive Gated Oscillator Circuit pozwala na dynamiczną kompensację współczynnika wypełnienia kluczowania wraz ze zmianą stosunku między U WE i U WY. Na schemacie z rysunku 1, wszystko sprowadza się do właściwego doboru rezystora na wyprowadzeniu FREQ i elementów RC między FREQ i wyjściem klucza SW. Aplikacja układu scalonego prosta, jednak sumaryczna ilość elementów dość spora, choć wszystkie niewielkie, dają się łatwo upchać w miniaturowej latarce. Ciekawe jest także to, iż zasilanie układu scalonego czerpane jest od strony wyjścia, nie wejścia przetwornicy. Od strony wyjścia jest także Enable i BOOT. Po włączeniu LM6 pompuje energię do wyjścia, dopóki U WY osiągnie wartość V. Dopiero dalszy wzrost kontrolowany jest pętlą feedbacku. Właśnie w obrębie wyprowadzenia widzimy istotną rozbudowę układu. Czy nie da się prościej? Czy nie wystarczy jeden rezystor feedbacku jak na rysunku 4. (w głównej części artykułu, SE 4/001). Tu byłby to odpowiednio dobrany R7 i zapętlony do. Widzi- R source V in 1.5V.V 90.9k 4.7µH R 9.k LM6A 01 C pf SW Vcc_PIN VDD BOOT EN FREQ P S R4 R5 68.1k 0V C4 D5 R C5 µf C6 Vcc_PIN LM1 OUT =.5V / 50mA D_LED_LOAD Rys.1. Latarka z jedną diodą LED o mocy 1W R6 R7 0.5

2 Zasilacze oświetlenia LED-owego przykłady my natomiast dodatkowy wzmacniacz między węzłem dioda LED - R7, a wyprowadzeniem feedbacku układu scalonego. Nie, nie chodzi tu o dodatkowe wzmocnienie w pętli sprzężenia zwrotnego. Nawiasem mówiąc, mimo wzmocnienia napięciowego między ww. węzłami, pętla nie odczuje żadnego wzmocnienia, zostanie ono skompensowane niskim współczynnikiem przetwarzania prąd-napięcie na rezystorze R7. Cały zabieg jest bowiem po to, aby R7 mógł być małej wartości. Spadek napięcia na tym rezystorze, to ewidentna strata w zakresie sprawności mocy i napięcia wyjściowego. żąda 1.4V, a to bardzo dużo, względem.5v napięcia na diodzie LED. R7 o wartości 0.5R przy prądzie 50mA, weźmie tylko 175 mv. Trzeba jednak je wzmocnić do 1.4V, którego oczekuje wejście układu scalonego. Wymagane wzmocnienie wyniesie zatem 7. Do tego celu wykorzystano wzmacniacz operacyjny LM1, układ tranzystorowy tylko z pozoru wydałby się prostszy, zająłby zapewne więcej miejsca. Aby nie zmieniać fazy (kierunku sprzężenia zwrotnego) należy zastosować wzmacniacz nieodwracający, i taką konfigurację tu widzimy. Mimo to, wydaje się ona ponad miarę skomplikowana. C6 zapętla wzmacniacz operacyjny czyniąc z niego integrator, zaś stosowanie D5 budzi wątpliwości. C6 to jedynie biegun czyniący regulację bardzo wolną. Taka jest adekwatna dla latarki elektrycznej. Obecność diody D5 związana jest z zabezpieczeniem nadnapięciowym. W układzie prądowym, uszkodzenie lub rozwarcie wyjścia, oznacza także rozwarcie pętli sprzężenia zwrotnego. Układ boost zareaguje niekontrolowanym pompowaniem energii do wyjścia i wzrostem napięcia wyjściowego. Ograniczenie w tym zakresie wykonano w sposób tyle nietypowy, co oryginalny. D5 odcina wyjście wzmacniacza operacyjnego, gdy jest ono w stanie niskim. Odcięcie węzła niskoimpedancyjnego spowoduje, iż kontrolę nad U WY przejmie tradycyjny dzielnik rezystancyjny (R-R4-R5-R6). Nietrudno wyliczyć, jakie napięcie przyjmie teraz wyjście przetwornicy. Będzie (i musi być) ono wyższe od tego, którego żąda obciążenie (ok..5v), lecz nie przekroczy bezpiecznego poziomu 5V. Układ latarki LED-owej, jest zdecydowanie bardziej skomplikowany od standardowej, pozwala jednak w sposób bardzo ekonomiczny wykorzystać energię zawartą w baterii. Elementem zdecydowanie degradującym sprawność jest dioda, i ta koniecznie powinna być diodą Shottky ego.. Przykład LED-owe oświetlenie wnętrza samochodu Chcąc wykonać podobną latarkę zasilaną z akumulatora 1 lub 4V, sięgniemy po konfigurację zasilacza step-down. Rozwiązanie z rysunku wykorzystuje układ scalony LM5007, i mimo że napięcie wejściowe jest wysokie, zastosowano także dodatkowy wzmacniacz w obrębie pętli sprzężenia zwrotnego. Napięcie wyjściowe jest bowiem nadal niskie. Schemat z rys. zakłada obciążenie jedną diodą. Wprawdzie dysponowanie energią akumulatora samochodowego nie narzuca takich restrykcji jak w przypadku bateryjki AA 1.5V, jednak skoro po wzmacniacz już sięgnięto, zaaplikowano mu wzmocnienie jeszcze wyższe, aż 5. Pozwoliło to na zmniejszenie rezystora feedbacku (ściślej, przetwornika prąd-napięcie) do wartości zaledwie 0.R mimo, iż wejście feedbacku układu scalonego jest dwukrotnie wyższe niż w przykładzie poprzednim,.5v. Nie tylko aplikacja, ale i praca samego układu LM5007 jest ciekawa. Choć tematu nie rozwiniemy, należy powiedzieć, iż pracuje on w trybie Hysteretic Control Mode. Dodatkowa kompensacja czasu t ON w odwrotnej proporcji do U WE, skutkuje względnie stałą częstotliwością kluczowania. Hysteretic Control Mode nie wymaga kompensacji częstotliwościowej i skutkuje szybką reakcją układu na zmiany U WE, jak i prądu obciążenia. W układzie zaimplementowano także inteligentne ograniczenie prądowe, skutkujące charakterystyką foldback. W tym zakresie (w pracy na zboczu ograniczenia prądowego) wymuszany jest t OFF time jako odwrotnie proporcjonalny do U WY. W V 1 OUT 60V 1.5A 9V 40V C IN 1µF Ron 150k VIN Rfq 7.4k Cf1 1nF Feedbak LM5007 U1 Rf1 Boost SD/Ron Switch Rcl Gnd VCC V CC Cf1 100nF Cb 10nF Rsw 4.7k 60V 1.5A Cf 10nF 48k LM1 V 1 CC 47µH 0.1 Rest 10 Co LE V OUT 1 lub diody LED.5V 50mA Rest 0. Rys.. Podsufitowa lampka kierowcy

3 Zasilacze oświetlenia LED-owego przykłady zakresie obwodów zabezpieczeń wchodzą także, Under Voltage Lock Out napięcia zasilania, UVLO drivera bramki tranzystora MOSFET, ograniczenie kluczowania, a także zabezpieczenie termiczne. Mimo małej obudowy, LM5007 ma aż 8 nóżek. Wszystkich nie omówimy. Należy jednak mieć na uwadze, iż klucz ulokowany jest między wyprowadzeniami VIN i Switch. Jest też obecne wyprowadzenie Boost w celu zasilania techniką bootstrap drivera klucza. Taka komplikacja wynika z faktu, iż jako klucz zastosowano tranzystor MOSFET z kanałem typu n.. Przykład, 4, 5 LED-owe światła samochodu 50W, 1W, 5W 8V 40V 100k 185k 0.01µF k 40.k RT V C OUT k 50W LED STRING 8.7k 400kHz 0.001µF Rys.. 50-watowe światła samochodu A6 VC OUT 1.V µa SHDN 1.V OV COMPARATOR LDO A8 7V A5 g m 10µA AT = SHORT-CIRCUIT DETECT 0 150mV 5k BUFFER 1.1V A V A7 140µA SCLIMB Q g m EAMP 50k FAULT LOGIC TSD 10µA 10µA AT - = CLAMP 10µA SCLIMB A COMPARATOR VC FREQ PROG RAMP GENERATOR 50kHz TO Hz OSCILLATOR RT SYNC 1 R S 1.V Q OPTION FOR -1 DRIVER I A4 OPTION FOR 1 sprzężenie zwrotne prądowe trybu current mode sprzężenie zwrotne napięciowe stabilizacji napięcia sprzężenie zwrotne napięciowe stabilizacji prądu Rys.4. Schemat blokowy układu 1

4 Zasilacze oświetlenia LED-owego przykłady 8V 40V 50V 187k VREF A 5k 511k C4 1µF 5A B C 50V 100k 0.01µF R OUT T V C M W LED STRING 6 diod.5v/ => 1W 8.7k 400kHz 0k 0.001µF 4.7µV 10V M Rys.5. Obniżenie mocy do 1W wymagało sięgnięcia po konfigurację SEPIC Zasilacz w tym punkcie, także przetwarza energię zawartą w akumulatorze 1 bądź 4V, na źródło prądowe o wydajności. Tu oczywiście nie wystarczy jedna dioda Power LED. Cały szyk (14 diod) połączono szeregowo, a oczekiwane napięcie na nim musi wynieść około 50V (skoro moc oświetlenia ma wynosić 50W). Nawet, gdy wykonany obwód będzie na tyle uniwersalny, że można będzie zastosować go w samochodzie z akumulatorem 1 jak i 4V, zawsze adekwatna będzie konfiguracja boost (rys.). Układ scalony, chociaż w obudowie o wymiarach mm, spełnia wszystkie funkcje, jako sterownik takiego oświetlenia. Nie zawiera jednak klucza, ze względu na moc trzeba zastosować tranzystor zewnętrzny. Kontroler przetwornicy pracuje w trybie current mode ze stałą częstotliwością kluczowania. Może pracować w trybie stabilizacji prądu lub napięcia. Architektura wewnętrzna jest rozbudowana. Na rysunku 4 pokazujemy ją celem uzupełnienia aplikacji pokazanej na rysunku. Szczególnie warte uwagi jest wyodrębnienie aż trzech pętli sprzężenia zwrotnego. Pętla wewnętrzna, prądowa, kontroluje bezpośrednio prąd klucza. Pętle napięciowe są dwie. Jedna pętla w obwodzie stabilizacji napięcia, druga w obwodzie stabilizacji prądu. Kontrola prądu obciążenia ulokowana jest od strony górnej zasilania. Realizuje ją niskoomowy rezystor podłączony do wyprowadzeń i. Ta komplikacja stwarza szersze pole manewru aniżeli rozwiązanie tradycyjne z rezystorem od strony masy. Od strony masy ulokowano zatem tranzystor realizujący regulację. Przykład z rysunku to światła drogowe bądź mijania o mocy 50W. Co trzeba zmienić chcąc wykonać LED-owe światła o mocy 1W (kierunkowskazy, światła tylne, cofania itp.)? Zasilacz mniejszej mocy powinien być prostszy. Tymczasem, sprawa się komplikuje. Jeśli pozostaniemy przy założeniach, iż napięcie wejściowe to zakres od 8 do 40V, to okaże się, iż wyjściowe jest wewnątrz tego zakresu i nie można zastosować prostej konfiguracji boost lub buck. Rysunek 5 pokazuje rozwiązanie w postaci przetwornicy SEPIC. Można oczywiście równie dobrze sięgnąć po buck-boost lub dowolną z opisywanych w punkcie 4. artykułu, do którego odwołują się cytowane tu przykłady ( część artykułu Obwody zasilania diod Power-LED opublikowana w SE nr 5/011). Dalsze obniżenia mocy (zastosowanie lub diod 1-amperowych), już poprawia sytuację. Można sięgnąć po zasilacz buck i taki pokazuje rysunek 6. P 4V V.V IN.µF.µF 100m SHDN LT517 TG SW 15µH SYNC R T TGEN V C 16.9k Hz Rys.6. Dalsze obniżenie mocy pozwala na zastosowanie konfiguracji buck Tutaj wykorzystano inny sterownik, LT517. Przetwornica upraszcza się, gdyż układ scalony zawiera w tym przypadku klucz. Jest on ulokowany między

5 Zasilacze oświetlenia LED-owego przykłady = 10V 14V RSNS Vo/LED SYNC CIN1 6.8µF C SYC CIN 6.8µF 100pF R T 56.k OFF CINX RUV1 C.nF RUV 61.9k VIN RT UVLO COMP LM50 OUT CS VCC 6.04k 1.8nF 5 R S 8 6.4k 6 C F 4 R G RS1 100 C CS 1nF R 0k Q1 CO RCS 50m 1.4k 0. R 00 Q R B.4k R Z 0 COX U 1 /LED- DIM Q 180pF R PD Rys.7. Oryginalny zasilacz LED-owy z lustrem prądowym w torze sprzężenia zwrotnego wyprowadzeniami SW i, czyli typowo dla zasilacza step-up. Jednak to mylące pozory. Z uwagi na ulokowanie obciążenia, indukcyjności i diody (w tym przypadku zwracającej energię do wejścia), to jednak Buck Mode LED Driver. Nie będziemy opisywali szczegółów budowy układu scalonego LT517. Zrezygnowano także z publikacji struktury wewnętrznej tego sterownika. Powiedzmy jedynie, iż ma on wiele cech wspólnych z układem. Tryb current mode ze slope compensation. Pętle stabilizacji napięcia i prądu. High Side Current Sense i cyfrową regulację jasności () zewnętrznym tranzystorem MOSFET, a także praca ze stałą programowaną częstotliwością. Ponadto zabezpieczenie przed rozwarciem obciążenia i możliwość prostej adaptacji do wszystkich podstawowych konfiguracji zasilacza przetwornicy. 4. Przykład 6 oświetlenie z akumulatora 1V Ostatni przykład zamieszczamy, aby pokazać co zrobić, gdy chcemy zastosować pomiar prądu typu high-side current sense, natomiast układ scalony kontroluje napięcie feedbacku od strony masy. Rozwiązaniem jest zastosowanie lustra prądowego na parze tranzystorów pnp Q. Jedynie temu fragmentowi z rysunku 7 poświęcimy nieco uwagi. Reszta jest standardowa. Budowa lustra prądowego jest zapożyczona z popularnych rozwiązań stosowanych w strukturach układów scalonych. Sparowane tranzystory zapewniają, iż jednakowy prąd kolektorów uzyskamy przy jednakowym napięciu baza-emiter (obu tranzystorów). Na tym opiera się idea działania obwodu. Zastosowanie lustra prądowego jest korzystne nie tylko ze względu na przeniesienie potencjału z high-side na low-side voltage. Zapewnia dodatkowo wzmocnienie, pozwalając na pomiar prądu rezystorem niewielkiej wartości. Zobaczmy, jak wygląda to dla zastosowanych (w przytoczonym przykładzie) wartości elementów. Podstawą jest dobór rezystora polaryzacji lustra prądowego R B. Prąd polaryzacji przyjęto na wartość 1mA, zatem R B =.4k. Tutaj wzięto pod uwagę typowe napięcie na wyjściu, przy 10 diodach (tyle zakłada projekt) około V. Aby zbilansowanie potencjałów nastąpiło przy prądzie 1mA, w drugiej gałęzi tranzystora pary Q, rezystor R 1 przyjęto 1.4k (układ LM50 oczekuje na wejściu potencjału ). Skoro tak, musi także wystąpić zbilansowanie napięć na R i czujniku prądu R. R jest 6-krotnie mniejszej wartości od R 1, zaś stosunek R do R SNS wynosi jak 1000 : 1. Czytelnikowi pozostawiamy przeliczenie, iż te założenia prowadzą do żądanej wartości prądu wyjściowego na poziomie. Jednoamperowe diody Power LED, takie zastosowano, choć nie wrysowano ich na schemacie. Moc oświetlenia około 5W, a strata napięcia na rezystorze pomiarowym jedynie 0.V. Kontroler przetwornicy prosty, większość odnosi napięcie feedbacku względem masy. Za jednym zamachem osiągnięto to, co w przykładach 1 i obwodem ze wzmacniaczem operacyjnym niskie napięcie pomiarowe. Przetwornica w tym przykładzie pracuje w konfiguracji boost, co oznacza, iż zawsze musi być spełniony warunek U WEMAX < U WYMIN. O jego naruszenie nie ma obawy, gdy źródłem energii jest akumulator 1V, zaś na obciążeniu łączymy szeregowo 10 diod Power LED. Aby nie rozdymać objętości artykułu, pozostałych i prostszych fragmentów schematu nie opisujemy. Zachęcamy jedynie do zwrócenia uwagi w jak prosty sposób zrealizowano ograniczenie nadnapięciowe, będące równocześnie zabezpieczeniem przed rozwarciem obciążenia. } 1