4. Zasady stosowania półprzewodnikowych przyrządów mocy

Politechnika Warszawska Wydział Elektryczny 4. Zasady stosowania półprzewodnikowych przyrządów mocy 4.1 Sterowanie (Sterowniki Driver y ) 4.2 Obwody odciążające ( Snubbers) 4.3 Zabezpieczenia przepięciowe 4.4 Zabezpieczenia zwarciowe 4.5 Kontrola termiczna P W Mieczysław Nowak Instytut Sterowania i Elektroniki Przemysłowej Czerwiec/lipiec 2009

Sterowniki -Wiadomości ogólne 4.1 Sterowanie (Driver y) Sterownik i przyrządów półprzewodnikowych spełniają funkcję ogniwa łączącego układ sterowania z przekształtnikiem dopasowując sygnały sterujące do wymagań wynikających z właściwości tych przyrządów. Sygnały wejściowe elektrod sterujących przyrządów półprzewodnikowych mocy muszą cechować odpowiednie parametry energetyczne. Na wejściu sterowników występuje z zasady sygnał typu zmiennej logicznej (0 lub l), natomiast na jego wyjściu są wymagane przebiegi napięcia i prądu gwarantujące najkorzystniejsze właściwości danego typu przyrządu półprzewodnikowego, szczególnie w stanach dynamicznych przy przełączaniu. Oznacza to, że sterownik nie jest prostym wzmacniaczem sygnałów dwustanowych, a raczej układem formowania impulsów prądów i napięć. Budowa sterowników oraz specyfika realizowanej funkcji są ściśle dopasowane do rodzaju i parametrów przyrządów półprzewodnikowych, które są za ich pomocą sterowane. Oprócz zapewnienia, by impulsy doprowadzane do elektrody sterującej zarówno w stanach statycznych, jak i dynamicznych miały odpowiednie parametry, sterowniki muszą często spełniać dodatkowe wymagania. Szczególnie istotne jest zagwarantowanie odporności na zakłócenia. Sterownik umieszczony w pobliżu przekształtnika podlega wpływom silnych zakłóceń elektromagnetycznych, których źródłem z uwagi na przełączane wielkie prądy i znaczące skoki potencjału, jest właśnie przekształtnik. Czynnikiem zmniejszającym poziom zakłóceń wnoszonych do obwodu sterowania jest izolacja galwaniczna stosowana powszechnie w sterownikach, a także odpowiednie ekranowanie eliminujące sprzężenia pojemnościowe i indukcyjne. Oprócz podstawowego zadania - sterowania przyrządami półprzewodnikowymi w normalnych warunkach pracy urządzenia, sterownik spełnia często dodatkowo funkcję zabezpieczenia - głównie przed skutkami zwarć. Tego rodzaju zabezpieczenie działa z reguły autonomicznie, powodując w przypadku wystąpienia przeciążenia prądowego elementu półprzewodnikowego jego bezzwłoczne wyłączenie. Inną funkcją dodatkową,, jest przekazywanie informacji "wstecz" do układu sterowania o stanie przyrządu półprzewodnikowego. Ułatwia to automatyczną diagnostykę układu przekształtnika i usprawnia zabezpieczenia. 5/1

Sterowniki tyrystorów 4.1 Sterowanie (Driver y) Do załączania tyrystora stosuje się impuls prądu. Jego kształt i parametry zależą od układu przekształtnika, w którym tyrystor jest stosowany. W prostownikach sterowanych najczęściej są stosowane sterowniki dostarczające pojedyncze impulsy o czasie trwania kilkuset mikrosekund i wartości szczytowej prądu równej 5 10-krotnej minimalnej wartości prądu bramki I GT. Podobnie, krótkie impulsy są stosowane do załączania tyrystorów w obwodach komutacyjnych impulsowych sterowników napięcia i falowników, natomiast tyrystory główne - przewodzące w tych układach prąd roboczy - powinny być załączane impulsami o czasie trwania w przybliżeniu równym czasowi, w którym tyrystor przewodzi prąd. Przykładowe kształty impulsów prądu bramki stosowane w przekształtnikach tyrystorowych pokazano na rysunku Podstawowymi parametrami impulsów, decydującymi o jakości procesu załączania tyrystora, są stromość narastania czoła impulsu i wartość maksymalna, do której ten impuls narasta. Typowa wartość minimalnego załączającego prądu bramki wynosi kilkaset miliamperów (200 500 ma), toteż średnia moc pobierana z układu zasilania sterownika, nawet przy prądzie bramki znacznie większym niż minimalny, nie jest duża i z zasady nie przekracza kilku watów. 5/2

Sterowniki tyrystorów 4.1 Sterowanie (Driver y) Schemat najprostszego sterownika prądu bramki służącego do formowania pojedynczych krótkotrwałych impulsów pokazano na rys. Jako wzmacniacz sygnału przewidziano tu tranzystor typu MOS, który może być sterowany z bramki MOS pojedynczej lub zwielokrotnionej przez połączenie równoległe. W celu izolacji galwanicznej i dopasowania prądowego stosuje się transformator impulsowy przewidziany do pracy z prądem jednokierunkowym. Rezystor służący do ustalenia prądu bramki może być włączony w szereg z uzwojeniem pierwotnym lub wtórnym transformatora. Jeżeli zastosuje się rezystor bezpośrednio w obwodzie bramki, to wartość napięcia wtórnego uzwojenia transformatora U 2 i wartość rezystancji R G można określić z zależności U G max U R G max I Gz G U 2 I I I I Gz G Gz G w których: U Gmax - maksymalne napięcie przy założonym minimalnym prądzie bramki I G wynikające z charakterystyk bramkowych, I Gz - maksymalny prąd w obwodzie bramki przy napięciu bramki równym zeru (np. w przypadku zwarcia złącza). 5/3

Sterowniki tranzystorów BJT 4.1 Sterowanie (Driver y) Jednym z głównych niedostatków BJT jest w przypadku tranzystorów z prostą (pojedynczą) strukturą konieczność doprowadzania w stanie przewodzenia stosunkowo dużego prądu bazy. Zastosowanie modułów w układzie Darlingtona, o wzmocnieniu prądowym kilkuset ułatwiało sterowanie jednak zwiększony spadek napięcia oraz pogorszenie i tak nie szczególnie dobrych właściwości dynamicznych, nadal uniemożliwiały konkurencyjność modułów. Pomimo faktu że tranzystory bipolarne mocy nie są obecnie popularne i produkowane tylko w niewielkim wyborze obecnie bierze się pod uwagę możliwość wprowadzenia bipolarnych tranzystorów z węglika krzemu. Z tego względu w obecnym wydaniu zdecydowano się utrzymać informacje o tym typie łączników i sterowników prądu i napięcia bazy. Tranzystor bipolarny w stanie blokowania powinien mieć złącze baza-emiter spolaryzowane wstecznie, przy czym dopuszczalna wartość napięcia jest stosunkowo niewielka (do 5 V). W niektórych zastosowaniach rezygnuje się ze wstecznej polaryzacji złącza wejściowego a zapewnia jedynie połączenie bazy z emiterem przez dostatecznie małą rezystancję. Problemem wymagającym uwzględnienia przy wyborze i projektowaniu sterownika jest takie kształtowanie prądu bazy przy załączaniu i wyłączaniu, by uzyskać najkorzystniejsze przebiegi napięć i prądów tranzystora w stanach dynamicznych, a przez to zapewnić minimalne straty mocy. 5/4

Sterowniki tranzystorów BJT 4.1 Sterowanie (Driver y) Budowa oraz wszystkie podstawowe funkcje realizowane w układzie sterownika zostaną wyjaśnione na podstawie schematu. Z zasady sygnał wejściowy sterownika jest doprowadzany za pośrednictwem przetwornika zapewniającego izolację galwaniczną. Najczęściej jest stosowany izolator optoelektroniczny (tzw. transoptor), który musi mieć odpowiednią klasę izolacji napięciowej i zapewniać małą wartość pojemności między diodą luminescencyjną i fototranzystorem odbiorczym, nie powodującą wstecznego sprzężenia elektromagnetycznego wnoszącego do układu sterowania zakłócenia od szybkich zmian potencjału sterownika. Tanim i skutecznym rozwiązaniem jest izolujący transformator magnetyczny przekazujący sygnał sterujący w formie napięcia wysokiej częstotliwości. Na rysunku przedstawiono prosty obwód wejściowy sterownika z zastosowaniem transformatora. Prostownik napięcia wtórnego transformatora pracujący przy dużej częstotliwości musi być zbudowany z zastosowaniem diod szybkich (np. diod Schottky'ego). Do odtworzenia sygnału sterującego stanem przewodzenia i blokowania wystarczy dołączenie obwodu filtrującego R 1 C 1 o tak dobranej stałej czasowej, by nie wnosiła ona istotnych opóźnień w przebiegu sygnału na wejściu komparatora 5/5

Sterowniki tranzystorów BJT 4.1 Sterowanie (Driver y) Stopnie wyjściowe są budowane z zastosowaniem komplementarnej pary tranzystorów (PNP i NPN), przy czym przez dobór rezystorów ograniczających można ustalić wartość maksymalnego prądu, który ma być doprowadzany do bazy. W szereg z tranzystorem łączącym bazę tranzystora sterowanego z ujemną sekcją źródła w miejsce rezystora włącza się często dławik (L l ) o indukcyjności dobranej tak, by ograniczyć stromość narastania prądu, co poprawia przebiegi prądu tranzystora w procesie wyłączania. Usprawnienie układu zwanego antynasyceniowym uzyskuje się dołączając diodę między kolektorem sterowanego tranzystora a wejściem stopnia wzmacniającego. W celu przyspieszenia procesu załączania tranzystora równolegle do rezystora, przez który dopływa prąd bazy w stanie przewodzenia, dołącza się obwód RC (lub tylko kondensator). Zasilanie obwodu sterownika jest zrealizowane przy użyciu specjalnych przetwornic z podwójnym przetwarzaniem napięcia i transformatorami pośredniczącymi, które zapewniają konieczna izolację pomiędzy obwodem silnoprądowym i wysokonapięciowym i układami elektroniki sterującej. Napięcie zasilające dla tych przetwornic uzyskiwane jest zwykle z sieci napięcia przemiennego 230V/50 Hz za pośrednictwem przekształtników impulsowych. Zwykle stosowane jest napięcie 24V prądu stałego jednak może być przyjęta inna typowa wartość jak np 12 lub 15V. Jak to przedstawiono na schemacie z rysunku dla napięcia dodatniego zasilającego sterownik może być przyjęta wartość 12V a napięcie ujemne nie powinno być mniejsze niż -5V. 5/6

Układy sterowników prądu bramki tyrystorów wyłączalnych GTO są stosunkowo najbardziej złożone, a ich konstrukcja i parametry muszą spełniać szczególne wymagania wynikające z kształtu impulsów załączających i wyłączających, dla których są zapewnione - dla danego typu GTO - dobre właściwości dynamiczne. Przy załączaniu tyrystorów GTO ze sterownika do bramki powinny być doprowadzane dodatnie impulsy prądu o bardzo dużej stromości narastania i dużej wartości szczytowej - kilkakrotnie większej niż w przypadku tyrystorów zwykłych. Przy wyłączaniu są wymagane impulsy ujemne o wartości szczytowej wynoszącej 20 30% prądu wyłączanego i o dokładnie kontrolowanej szybkości narastania. Ponadto w przedziałach czasu, gdy GTO powinien znajdować się w stanie przewodzenia, do bramki musi być doprowadzany impuls ciągły o mniejszym od początkowego prądzie w celu zagwarantowania podtrzymania przewodzenia całej struktury złączowej w przypadkach zmniejszenia prądu głównego. Na rysunku pokazano przykładowo ogólny schemat sterownika tyrystora GTO. Napięcie zasilające dodatnie ma zwykle wartość 12 24 V, natomiast napięcie ujemne jest dobrane z uwzględ-nieniem dopuszczalnej katalogowo wartości napięcia bramkakatoda (zwykle nie więcej niż 20V). Przy projektowaniu zasilaczy do sterowników GTO należy zwrócić uwagę na wartość mocy niezbędnej do generacji impulsów prądu o dużej wartości szczytowej. W przypadku GTO pracujących z częstotliwością 1000 Hz i prądach wyłączanych rzędu kilku kiloamperów, wartość mocy średniej pobieranej przez pojedynczy sterownik z zasady nie przekracza 100 W. Sterowniki tyrystorów GTO i GCT 4.1 Sterowanie (Driver y) 5/7

Sterowniki tyrystorów GTO i GCT 4.1 Sterowanie (Driver y) Sygnał sterujący, podobnie jak i sygnały informacyjne o stanie sterownika (w szczególności o poprawności zasilania) są przekazywane za pośrednictwem łączy światłowodowych. Ponieważ przy załączaniu w pierwszej fazie jest wymagany impuls prądu o bardzo dużej stromości narastania i osiągający wartość od kilkunastu do kilkudziesięciu amperów stosowane bywa rozwiązanie obwodu formowania impulsu załączającego z zastosowaniem 2 równoległych stopni tranzystorowych. Jeden z tranzystor ów załączany na kilkadziesiąt mikrosekund (do 20ms) powodując przepływ krótkiego, lecz o dużej (nawet do 20 A) wartości impulsu prądu. Tranzystor drugi przewodzi prąd przez cały czas, w którym tyrystor powinien przewodzić Zmiana sygnału na wyjściu układu logicznego odpowiadająca wyłączeniu GTO poprzez załączenie T2 powoduje generację impulsu prądu wyłączającego. Stromość narastania prądu bramki musi być dokładnie dopasowana do wymagań określonych w danych katalogowych. Ogólnie zaleca się stosowanie możliwie dużych stromości narastania prądu (do 200A/ s), gdyż tylko wtedy uzyskuje się dobre właściwości dynamiczne. Przekroczenie wartości granicznej stromości narastania prądu bramki grozi utratą zdolności wyłączania, dlatego w niektórych rozwiązaniach sterowników włącza się niewielką indukcyjność L s w szereg z tranzystorem sterującym i bramką GTO. Ponieważ impuls prądu może osiągnąć bardzo duże wartości, uzasadnione i wygodne jest by przy formowaniu ujemnego impulsu posłużyć się tranzystorami MOS. Łącząc je równolegle, uzyskuje się łatwe dopasowanie do wymaganej wartości prądu a sterowanie napięciem bramki tranzystora umożliwia kontrolę szybkości narastania prądu przy załączaniu, dzięki czemu można wówczas zrezygnować z dodatkowej indukcyjności. 5/8

Sterowniki tranzystorów MOS i IGBT 4.1 Sterowanie (Driver y) Jednym z powodów, dla którego tranzystory MOS oraz IGBT znajdują szerokie zastosowanie w rozmaitych urządzeniach, wypierając inne przyrządy półprzewodniko we, jest łatwość ich sterowania związana z brakiem poboru prądu (a zatem i mocy) w stanach ustalonych - przy przewodzeniu i blokowaniu. Jak to opisano w p. 3.6 i 3.7. wystarczy dodatnio spolaryzować bramkę względem źródła, aby po przekroczeniu wartości tzw. napięcia progowego uzyskać szybkie załączenie. Wyłączenie związane jest oczywiście ze zmniejszeniem napięcia bramka-źródło poniżej napięcia progowego. Ponieważ obwód wejściowy tranzystorów sterowanych polowo ma pewną pojemność, to przy zmianach napięcia sterującego w obwodzie bramki pojawia się prąd związany z przeładowaniem tej pojemności. Czasy załączania i wyłączania oraz szybkość zmian prądu przyrządów półprzewodnikowych z wejściem sterującym typu MOS są zależne od szybkości przeładowania pojemności bramki. Napięcie sterujące bramki ma określoną dopuszczalną wartość maksymalną wynikającą z wytrzymałości warstwy dielektryka izolującego bramkę, dlatego czas przełączenia ustala się przez dobór rezystora włączonego w szereg z bramką. Zmniejszanie rezystancji prowadzi do szybszego przełączania, wiąże się jednak ze wzrostem wartości maksymalnej impulsów prądu, które są doprowadzane ze sterownika za pośrednictwem tranzystorów sterujących. Przyspieszanie procesów dynamicznych tranzystorów sterowanych polowo prowadzi nie tylko do zwiększenia obciążenia prądowego stopnia wyjściowego sterownika, lecz także może być powodem zjawiska zakłócania układów sterujących (tzw. zjawisko interferencji elektromagnetycznej).. 5/9

Sterowniki tranzystorów MOS i IGBT Wymagania odnośnie do sterowania napięciem bramki tranzystorów MOS i IGBT są, dalece ujednolicone, toteż sterowniki do nich są powszechnie dostępne jako gotowe podzespoły handlowe oferowane przez firmy elektroniczne - często producentów przyrządów półprzewodnikowych. Podstawowym parametrem, który różni poszczególne sterowniki jest maksymalna dopuszczalna wartość natężenia impulsów prądu, który może być dostarczony do bramki. Zwykle sterowniki firmowe są wykonywane jako układy scalone (niekiedy hybrydowe), z zachowaniem odpowiedniej izolacji między obwodem wejściowym i wyjściem sterującym. Na rysunku a) przedstawiono schemat przykładowego rozwiązania prostego sterownika tranzystorów MOS i IGBT pokazano na rysunku a) Przykładem zastosowań MOS lub IGBT są układy mostków jedno- lub trójfazowych, w których występują zespoły tranzystorów połączonych parami i tworzących tzw. półmostek (ramię lub gałąź). Dla potrzeb sterowania napięciem bramek tranzystorów w takiej konfiguracji zostały opracowane układy scalone. Istotę sterowania pary tranzystorów połączonych w gałąź można wyjaśnić na podstawie układu z rys. b). Podstawową trudność w realizacji układu sterownika gałęzi stanowi to, że potencjał odniesienia sygnału sterującego (źródła lub emitera), dla tranzystora dołączonego drenem lub kolektorem do dodatniego bieguna źródła zasilania, zmienia się skokowo przy przełączaniu o pełną wartość napięcia zasilania. Źródło zasilające dla stopnia sterującego tranzystorem T1 jest utworzone za pomocą kondensatora dołączonego przez diodę do zasilacza sterownika tranzystora dolnego U zs. 4.1 Sterowanie (Driver y) 5/10

Obwody odciążające Półprzewodnikowe przyrządy sterowane, są szczególnie narażone na uszkodzenie w stanach dynamicznych gdyż wtedy wydziela się w nich wielka moc strat. Szybko narastające napięcie podczas wyłączania, gdy zwykle przepływa przez nie jeszcze znaczny prąd, lub szybko narastający prąd przy załączaniu, gdy napięcie jeszcze nie uległo zmniejszeniu - powodują wydzielanie bardzo dużych chwilowych strat mocy. Zjawisko to musi być uwzględniane w zależności od typu przyrządu oraz warunków jego pracy. W przypadku tranzystorów wszelkich typów trajektoria punktu pracy przy przełączaniu nie może znaleźć się poza obszarem bezpiecznej pracy określonym przez producenta. Na rysunku a) przedstawiono przykładowe trajektorie punktu pracy przy załączaniu i wyłączaniu dla układu z rys. b), który pokazuje obecność indukcyjności w obwodzie tranzystora oraz współpracującej z tranzystorem diody rozładowczej D0 - odzwierciedlających typowe warunki pracy łącznika półprzewodnikowego.w odniesieniu do wszystkich typów półprzewodnikowych przyrządów sterowanych konieczne jest uwzględnienie udziału średnich łączeniowych strat mocy w nagrzewaniu struktury złączowej, co ma szczególne znaczenie w układach pracujących z dużą częstotliwością łączeń. W wielu przypadkach konieczne jest zmniejszenie tych strat tak, by przyrząd o określonej nominalnej obciążalności prądowej mógł spełniać swą funkcję w układzie przekształtnika z zachowaniem technicznie rozsądnych warunków chłodzenia. Zarówno w celu utrzymania trajektorii punktu pracy przy przełączaniu we właściwych granicach, jak i w celu zmniejszenia łączeniowych strat mocy, stosuje się specjalne obwody złożone z elementów RLC, które zmniejszając stromość narastania prądów i napięć przy przełączaniu powodują zmniejszenie łączeniowych strat mocy w strukturze. Obwody takie nazywają się odciążającymi (ang. snubber). 4.2 Obwody odciążajace a) 5/11

Obwody odciążające Obwody odciążające dla tranzystorów przy załączaniu Na rysunku a) pokazano podstawowy schemat łącznika tranzystorowego, w którym uwzględniono zarówno dodatkowy dławik L p wraz z obwodem rozładowczym (R p1, DPI) mający służyć do ograniczania stromości narastania prądu i ograniczenia strat mocy przy załączaniu, jak i kondensator C p wraz z diodą DP2 i rezystorem R Pl zapewniającymi ograniczenie stromości narastania napięcia i zmniejszenie strat mocy przy wyłączaniu. Przebiegi napięcia i prądu przy załączaniu tranzystora z uwzględnieniem dławika odciążającego L p pokazano na rys. b). Jeżeli indukcyjność jest mała, to nie wpływa na stromość narastania prądu tranzystora i nie ogranicza wartości prądu maksymalnego, będącego sumą prądu obciążenia i przejściowego prądu wstecznego diody D0. Czas załączania nie ulega wydłużeniu, a jednocześnie - z uwagi na spadek napięcia na indukcyjności następuje zmniejszenie spadku napięcia na tranzystorze zgodnie z zależnością Energia zgromadzona w dodatkowym dławiku w trakcie przewodzenia prądu musi zostać rozproszona po wyłączeniu tranzystora dla zapewnienia stanu bezprądowego przy kolejnym załączeniu. Służy do tego obwód z diody i rezystora o tak dobranej rezystancji, aby w minimalnym przewidywanym czasie blokowania t bmin nastąpiło zmniejszenie prądu dławika do wartości 0,lI c (czyli L p /R p1 < 0,5t bmin.) Należy przy tym uwzględnić fakt, że podczas wyłączania powstaje na dławiku przepięcie zwiększające napięcie tranzystora zgodnie ze wzorem U CE =U d +I C R p1 U CE U d L p di dt C 4.2 Obwody odciążajace a) b) 5/12

Obwody odciążające Obwody odciążające dla tranzystorów odciążenie przy wyłączaniu Najprostsza wersja obwodu odciążającego przy wyłączaniu powoduje ograniczenie stromości narastania napięcia na kondensatorze C p dołączonym przez diodę DP2 do zabezpieczanego tranzystora. Jak widać z przebiegów napięć i prądów z rys. a) i b) prąd ładujący kondensatora stanowi różnicę między prądem obciążenia i malejącym, przy wyłączaniu, prądem tranzystora. W zależności od wartości pojemności czas ładowania kondensatora może być krótszy, równy lub dłuższy od czasu opadania prądu tranzystora. Przy większych wartościach pojemności, narastanie napięcia na wyłączanym tranzystorze jest wolniejsze, a zatem straty energii wyłączania w tranzystorze maleją. Kondensator naładowany do napięcia zasilania U d magazynuje pewną energię, która musi być rozproszona po ponownym załączeniu. Nie jest dopuszczalne rozładowywanie kondensatora wprost przez tranzystor, gdyż powiększyłoby to znacznie straty załączania. Dodatkowy rezystor R P2 dołączony równolegle do diody umożliwia ograniczenie prądu rozładowania, przy czym straty mocy wydzielają się głównie w tym rezystorze, tylko nieznacznie dodatkowo obciążając tranzystor. Na rysunku c) pokazano zależność energii strat w tranzystorze i rezystorze R P2 od wartości pojemności. Posłużono się wielkościami względnymi, przy czym energię przedstawiono w odniesieniu do wartości W 0 = U d I C t f, natomiast jako pojemność bazową przyjęto C b = I C t f /U d. Z wykresu wynika, że przy C/C b = 0.25 uzyskuje się minimum traconej energii W RT = W T + W R, a zatem dla sprawności układu przekształtnika tranzystorowego za optymalną należy uznać wartość pojemności C Popt, obliczoną wg zależności. C Popt I C t 4U f d 4.2 Obwody odciążajace c) 5/13

Obwody odciążające 4.2 Obwody odciążajace Obwody odciążające dla tranzystorów bipolarnych i IGBT rozwiązania kompleksowe Obwód odciążający o mniejszej liczbie elementów pomocniczych C 2 - kondensator przeciwprzepięciowy Obwody odciążające stosowane w gałęziach dwu tranzystorowych: a) z trzema oddzielnymi rezystorami; b) ze wspólnym rezystorem dla wszystkich obwodów odciążających Udoskonalony obwód odciążający do gałęzi mostka na tranzystorach lub tyrystorach GTO Trójfazowy falownik ze wspólnym obwodem C p R p 5/14

Obwody odciążające dla GTO i GCT Obwody odciążające W tyrystorach wyłączalnych, które są głównie stosowane w zakresie napięć wyższych niż 1000 V i prądów powyżej 100 A, zastosowanie obwodów odciążających przy przełączaniu jest nieodzowne. Rozpowszechnione typy obwodów odciążających (rys. a ) i b) są podobne do tych, które zostały szerzej przedstawione w poprzednim podrozdziale. Istotna różnica, co do sposobu doboru pojemności C s wiąże się z koniecznością znacznego - w porównaniu z tranzystorami - wydłużenia czasu narastania napięcia na wyłączanym GTO, tak by wydatnie zmniejszyć straty mocy, zapewniając jednocześnie nieprzekroczenie ważnego parametru katalogowego - dopuszczalnej stromości narastania napięcia. Przy doborze indukcyjności L p oprócz wartości przyrostu prądu, na którą duży wpływ ma wartość prądu wstecznego diod zwrotnych, należy się kierować katalogową wartością krytycznej stromości narastania prądu (di/dt) crit Rezystancja R 2P w układzie wg rys.a powinna być dostatecznie duża, by prąd rozładowania kondensatora przy załączaniu GTO był nie większy niż 0,3 wartości prądu znamionowego, a jego stromość narastania również powinna być ograniczona. Minimalny czas załączenia GTO powinien być dłuższy od trzech stałych czasowych obwodu R lp C, tak by kondensator zdążył się rozładować przed kolejnym wyłączeniem. W przypadku obwodu wg rys.b rezystancja R p może być znacznie większa niż w obwodach zabezpieczenia tranzystora i głównym warunkiem do jej doboru jest rozładowanie się kondensatora do napięcia źródła zasilania pomiędzy kolejnymi wyłączeniami GTO. 4.2 Obwody odciążajace 5/15

Zabezpieczenia przepięciowe Przepięcia zewnętrzne są rozumiane jako nagłe zwyżki napięcia wywołane zjawiskami elektromagnetycznymi, powstającymi na ogół przypadkowo w obwodach poza samym przekształtnikiem i nie związanymi z normalną pracą. Specyficznym przykładem zagrożenia przepięciowego ze strony sieci są przepięcia atmosferyczne wywołujące fale udarowe. Najczęstszą przyczyną przepięć w obwodach poza przekształtnikami są zjawiska elektromagnetyczne, związane z procesami łączeniowymi w obwodach indukcyjnych lub oscylacyjnych (LC). Można tu rozróżnić przepięcia powstające w obwodach sieci elektroenergetyczej napięcia przemiennego, z którą współpracuje przekształtnik, oraz przepięcia wywołane przełączeniami lub awaryjnymi przerwami indukcyjnych obwodów autonomicznych odbiorników, zasilanych z przekształtnika, lub też obwodów sprzęgających współpracujące ze sobą przekształtniki. Typowym przykładem generującego przepięcia zewnętrzne jest odłączanie transformatora ( rysunek) 4.3.Zabezpieczenia przepięciowe Aby wartość maksymalna przepięcia została ograniczona do wartości mniejszej niż dopuszczalne napięcie wsteczne lub blokowania elementów półprzewodnikowych, do jednego z uzwojeń transformatora należy dołączyć obwód lub element, który byłby w stanie przejąć uwolnioną energię. Najczęściej stosuje się w tym celu szeregowo połączone kondensator i rezystor. Wymaganą pojemność kondensatora oblicza się na podstawie energii wywołującej przepięcie oraz założonej wartości przepięcia, korzystając z ogólnej zależności przy czym: E mmax - maksymalna energia zgromadzona w rdzeniu transformatora; Up -dopuszczalna wartość przepięcia; U 0) C0 - początkowe napięcie kondensatora w chwili poprzedzającej wyłączenie transformatora; C - pojemność kondensatora w obwodzie zabezpieczającym. E max C 2 2 ( U P U C 5/16

Przepięcia zewnętrzne Zabezpieczenia przepięciowe Przykłady obwodów RC włączonych w celu ograniczenia przepięcia przedstawiają rys. a i b. 4.3.Zabezpieczenia przepięciowe Do zabezpieczeń przed przepięciami mogą być stosowane elementy o nieliniowej charakterystyce napięciowoprądowej (rys. c) jak warstory lub diody lawinowe. W przypadku gdy konieczne jest zabezpieczenie przed przepięciami o zmiennej polaryzacji należy zastosować ogranicznik o dwukierunkowej charakterystyce. Szczególnym typem urządzenia zabezpieczającego przed falami przepięciowymi pojawiającymi się w sieci elektroenergetycznej jest odgromnik ( rys. d) c) d) 5/17

Zabezpieczenia przepięciowe Przepięcia wewnętrzne są wywoływane procesami łączeniowymi przyrządów półprzewodnikowych, z których jest zbudowany przekształtnik. Ponieważ procesy te są powiązane ze zjawiskiem komutacji, tzn. przenoszenia prądu z jednej do drugiej gałęzi przekształtnika, stosowana jest tu powszechnie nazwa przepięcia komutacyjne. Powstają one, podobnie jak przepięcia łączeniowe, przy szybkim zmniejszaniu się prądu w indukcyjnym obwodzie zawierającym wyłączany przyrząd. Wyróżnić można dwa podstawowe mechanizmy ich powstawania związane z typem przyrządów półprzewodnikowych, przy których przełączaniu powstają. Pierwszy z nich powoduje przepięcia w momencie szybkiej rekombinacji ładunku resztkowego w złączu diody lub tyrystora spolaryzowanych wstecznie, w celu wyłączenia ich po okresie przewodzenia prądu. Na rysunku a) pokazano obwód zawierający zawór (diodę lub tyrystor) oraz obwód tłumiący RC. Przebiegi z rysunku b) ilustrują działanie obwodu, w którym źródłem przepięcia jest indukcyjność komutacyjna, zawsze obecna, choćby pod postacią indukcyjności przewodów łączących. Stosowane w wielu przypadkach specjalne dławiki, służące do zmniejszenia stromości narastania prądu przy załączaniu i ograniczające prąd zwarcia, również powodują zwiększenie indukcyjności komutacyjnej. Punktem wyjścia do doboru wartości pojemności C i rezystancji R obwodu tłumiącego jest rozwiązanie równania różniczkowego opisującego obwód RLC i uwzględniającego napięcia na zabezpieczanym zaworze u T = u C +u R, przy zadanych warunkach początkowych a) 4.3.Zabezpieczenia przepięciowe 5/18

Zabezpieczenia przepięciowe 4.3.Zabezpieczenia przepięciowe Podobny mechanizm generowania przepięcia dotyczy zjawiska, jakie ma miejsce podczas szybkiego przerywania prądu w obwodzie z przyrządem w pełni sterowanym, np. tranzystorem, tyrystorem wyłączalnym itp. Obecność niewielkiej indukcyjności połączeń, źródła zasilającego czy samego przyrządu jest przyczyną przepięcia, którego wartość należy ograniczyć do dopuszczalnej. Zjawisko powstawania przepięcia przy szybkim zmniejszaniu się prądu wyłączanego tranzystora jest zilustrowane przebiegami (rys. b). a schemat układu. którego dotyczą pokazano na rys. a. Duża stromość opadania prądu wywołana zmianą sygnału elektrody sterującej - bazy (a w przypadku tranzystora MOS, IGBT lub GTO - bramki) jest przyczyną wzrostu napięcia proporcjonalnie do szybkości zmian prądu i indukcyjności L s obecnej w obwodzie prądu kolektora. Sposobem zapobiegającym przepięciom pojawiającym się przy wyłączaniu jest obwód złożony z diody, kondensatora i rezystora, tak jak to pokazano na rys. c. c) 5/19

Zabezpieczenia przepięciowe Napięcie kondensatora - z uwagi na połączenie go przez rezystor ze źródłem zasilania - utrzymuje w stanie ustalonym wartość U d. W czasie wyłączania tranzystora energia zgromadzona w indukcyjności podtrzymuje przepływ prądu, który w postaci ćwierćfalowej oscylacji zamyka się w obwodzie przez diodę i kondensator powodując jego podładowanie ( rys a). Pojemność kondensatora C koniecznego w obwodzie zabezpieczającym może być określona z zależności C I U 2 C 2 d L 2 U przy czym: I C - prąd kolektora przed wyłączeniem; L s. - indukcyjność obwodu kolektorowego; U d - napięcie zasilania; C - pojemność kondensatora zastosowanego w obwodzie U - względna wartość przepięcia 4.3.Zabezpieczenia przepięciowe a) Podobnie jak w przypadku przepięć łączeniowych, można do zabezpieczania przyrządów półprzewodnikowych przed przepięciami wewnętrznymi (komutacyjnymi) zastosować nieliniowe ograniczniki napięcia. Dotyczy to jednak układów na niewielkie napięcia i małej mocy. Na rysunku( b, c)przedstawiono typowe zastosowania elementów NON zabezpieczające przyrządy półprzewodnikowe przed przepięciami wewnętrznymi b) c) 5/20

Zabezpieczenia zwarciowe 4.4.Zabezpieczenia zwarciowe Spośród wszystkich elementów, z których jest zbudowany przekształtnik, szczególnie narażone na zniszczenie - na skutek gwałtownego wzrostu prądu w stanach zwarcia lub dużego niekontrolowanego przeciążenia układu - są przyrządy półprzewodnikowe. Zwiększone straty mocy, występujące w tych stanach, nie mogą być uwzględnione przy doborze prądowym i cieplnym. Z uwagi na małą pojemność cieplną pastylki krzemowej następuje w niej - w przypadku przeciążenia - bardzo szybki wzrost temperatury prowadzący do utraty gwarantowanych wartości parametrów i do zniszczenia. Konieczne jest zatem zastosowanie specjalnych środków zabezpieczających, służących do dostatecznie szybkiego ograniczenia i przerwania przepływu prądu. Z punktu widzenia właściwości przyrządów półprzewodnikowych można wyróżnić dwa podstawowe rodzaje zabezpieczeń zwarciowych. Dla przyrządów niesterowanych (diody) lub tzw. półsterowanych (tyrystory), które ze względu na charakterystyki napięciowo-prądowe w stanie przewodzenia cechuje znaczna przeciążalność prądowa, jako podstawowy środek zabezpieczający przed skutkami zwarć są stosowane szybkie bezpieczniki topikowe. Użyteczne mogą być również łączniki mechanizmowe stosowane w obwodach prądu stałego. W przypadku przyrządów w pełni sterowanych. jak tranzystory. IGBT, MOS, GTO. jako główne zabezpieczenie stosuje się ochronę aktywną polegającą na szybkim wyłączeniu przeciążonego elementu sygnałem elektrody sterującej po zidentyfikowaniu stanu awaryjnego 5/21

Zabezpieczenia zwarciowe Zabezpieczenia diod i tyrystorów (i GTO) Dla krótkich czasów przeciążeń zwarciowych właściwości cieplne zaworu półprze-- wodnikowego są określane za pomocą tzw. parametru przeciążeniowego (I 2 t), przy czym 4.4.Zabezpieczenia zwarciowe T / 2 2 Schemat zastępczy typowego obwodu zwarcia przedstawiono na rys. a)ponieważ wartość i 2 dt jest taka sama dla wszystkich szeregowo połączonych elementów obwodu zwarcia, można dobrać szeregowo włączony z zaworem bezpiecznik zapewniający przerwanie prądu zanim zostanie przekroczona dopuszczalna wartość parametru I 2 t zabezpieczanego elementu. Głównie w tym celu są stosowane specjalne szybkie bezpieczniki topikowe. Obecność bezpiecznika w obwodzie zwarcia powoduje, że prąd nie narasta do maksymalnej wartości (rys. b). Po upływie pewnego czasu t T zwanego czasem przedłukowym, następuje stopienie srebrnej wkładki topikowej w miejscach jej przewężenia i powstanie szeregowych wyładowań łukowych. I 2 t 0 i dt 5/22

Zabezpieczenia zwarciowe Zabezpieczenia diod i tyrystorów (i GTO) 4.4.Zabezpieczenia zwarciowe Wartość całki cieplnej i 2 dt wyznaczona w tym przedziale jest dla czasów topienia krótszych niż 1 ms praktycznie stała i jako specyficzny parametr (I 2 t) T służy do oznaczenia właściwości bezpiecznika. Korzystając z odpowiednich nomogramów uwzględniających parametry obwodu zwarcia, jak napięcie U L, cos z oraz spodziewana wartość maksymalna prądu zwarcia, można na jego podstawie wyznaczyć całkowitą wartość parametru przeciążeniowego bezpiecznika I 2 t, składającego się nie tylko z części związanej z topieniem wkładki (I 2 t) T ale także wynikającej z przepływu zanikającego prądu w trakcie wyładowania łukowego (I 2 t) Ł. Obowiązuje : (I 2 t) B = k u k i k j (I 2 t) T gdzie: (I 2 t) B = i 2 dt =(I 2 t) T +(I 2 t) Ł - całkowita wartość całki cieplnej impulsu prądowego przepuszczonego przez bezpiecznik w czasie t z ; k u, k i, k j - współczynniki określane na podstawie dostarczanych przez producenta nomogramów (rys. a, b, c). 5/23

Zabezpieczenia aktywne GTO Zabezpieczenia zwarciowe 4.4.Zabezpieczenia zwarciowe Tyrystory wyłączalne GTO można zabezpieczać przed zwarciem stosując bezpieczniki topikowe szybkie o odpowiedniej wartości parametru I 2 t, dobranej do warunków obwodu zwarcia i właściwości przeciążeniowych GTO, a także przez wyłączanie - ujemnym impulsem prądu bramki - tyrystora, którego prąd przekroczył dopuszczalną wartość, tj. przez zastosowanie aktywnej ochrony, podobnie jak dla tranzystora. Stosowny schemat i przebiegi prądów w funkcji czasu pokazano na rys. a, b. W przypadku wystąpienia zwarcia narasta prąd w obwodzie GTO. Szybkość jego narastania musi być ograniczona przez dodatkowy dławik włączony szeregowo ze źródłem. Czujnik pomiarowy sygnalizuje, że prąd przekroczył dopuszczalną wartość I TMZ i wówczas sterownik prądu bramki generuje ujemny impuls prądu. Warunkiem zabezpieczenia jest, by prąd tyrystora nie przekroczył wartości niepowtarzalnego prądu wyłączalnego w czasie wynikającym z opóźnienia zadziałania obwodu elektronicznego i sterownika 5/24

Zabezpieczenia zwarciowe IGBT, MOS Zabezpieczenia zwarciowe 4.4.Zabezpieczenia zwarciowe Ze względu na właściwości tranzystora bipolarnego, MOS lub IGBT bezpieczniki topikowe nie nadają się do zabezpieczenia tych przyrządów przed zwarciem. W tym przypadku zabezpieczenie przed zwarciem polega na stosowaniu szybkiego wyłączenia każdego z tych przyrządów po stwierdzeniu przeciążenia. Zasada zabezpieczania przed zwarciem tranzystorów bipolarnych będzie wyjaśniona na przykładzie prostego układu impulsowego sterownika napięcia stałego (rys.a). Jeżeli w pewnym czasie t Z w warunkach przewodzenia tranzystora, wysterowanego prądem bazy dostatecznym do utrzymywania go w stanie quasi-nasycenia, nastąpi zwarcie, to prąd kolektora szybko narasta, tak jak to pokazano na rys.b. Wartość maksymalna, jaką prąd osiągnie wynika ze wzmocnienia prądowego danego egzemplarza tranzystora i przy właściwie dobranym maksymalnym prądzie bazy zwykle nie przekracza szczytowej wartości dopuszczalnej. Należy zauważyć, że zgodnie z charakterystykami wyjściowymi w stanie odpowiadającym naturalnemu ograniczeniu prądu zwarcia przez tranzystor, występuje na nim napięcie równe napięciu źródła zasilania. Czas, w którym tranzystor może pozostawać w tych warunkach, tzn. przy maksymalnym dopuszczalnym prądzie i dużym napięciu, jest bardzo krótki, jak to wynika z katalogowo określonego obszaru bezpiecznej pracy, i wynosi zwykle 5 10 s, jednak w zupełności wystarcza do identyfikacji stanu przeciążenia i wyłączenia tranzystora. a) b) 5/25

Zabezpieczenia zwarciowe Zabezpieczenia zwarciowe IGBT, MOS Rozwiązanie pierwsze polega na zastosowaniu specjalnego czujnika prądu (rys.a). Rozwiązanie drugie polega na bezpośredniej kontroli napięcia kolektor-emiter w odniesieniu do stanu sygnału sterującego prądem bazy. Układ realizujący taką funkcję jest bezpośrednio zintegrowany ze sterownikiem zabezpieczanego tranzystora (rys. b). W stanie przewodzenia tranzystora przy normalnej pracy, a więc bez przeciążenia, napięcie występujące na tranzystorze jest niewielkie (2 3 V). Potencjał punktu X jest również niewielki, co oznacza, że stan zwarcia nie występuje. Obwód logiczny w torze sygnału sterującego identyfikuje to i pozwala na utrzymanie stanu przewodzenia. 4.4.Zabezpieczenia zwarciowe Wystąpienie zwarcia lub znacznego przeciążenia powoduje, że punkt pracy tranzystora opuszcza obszar quasinasycenia i napięcie kolektor-emiter wzrasta. Powoduje to zmianę sygnału na wyjściu układu logicznego i wyzwala rozkaz zablokowania tranzystora.. W przypadku IGBT o niskich wartościach napięcia U CE(sat) (< 2 V), a więc małych stratach mocy w stanie przewodzenia, czasy przeznaczone do przerwania zwarcia są mniejsze niż 5 ms, co może powodować trudności z realizacją efektywnego zabezpieczenia. Do poprawy efektywności zabezpieczenia stosuje się metodę polegającą na szybkim ograniczeniu napięcia bramki o 30 40% (np. z 15 V do 10V) natychmiast po stwierdzeniu, że wystąpiło zwarcie i napięcie kolektor-emiter przekroczyło przyjętą dopuszczalną wartość. Powoduje to znaczne ograniczenie prądu zwarcia tranzystora i wydłuża dopuszczalny czas trwania przeciążenia b) a) 5/26

Kontrola termiczna 4.5. Kontrola termiczna Z uwagi na właściwości krzemowej struktury złączowej, cechy użytkowe przyrządów półprzewodnikowych silnie zależą od temperatury tej struktury. Po przekroczeniu pewnej wartości granicznej następuje znaczne pogorszenie parametrów gwarantowanych przez producenta, co prowadzi do wadliwego działania przyrządów, a często do ich uszkodzenia. Maksymalna dopuszczalna wartość temperatury we wnętrzu pastylki krzemu ( T jmax ) stanowi jeden z najważniejszych parametrów granicznych dla wszystkich półprzewodnikowych przyrządów mocy. Ogólnie można określić, że dla poszczególnych rodzajów przyrządów obowiązują następujące wartości maksymalnych temperatur: diody (170 190 C); tranzystory, MOS-y i lgbt (140~170 C); tyrystory i GTO (125 C). Rzeczywiste dopuszczalne wartości powinny być jednak skrupulatnie sprawdzane w katalogach. Bezpośrednia kontrola temperatury w strukturze ( pastylce) półprzewodnika w czasie normalnej pracy na ogół nie jest możliwa. Wyjątkiem są tu przyrządy typu IPM które są wyposażone w odpowiednie zintegrowane sensory temperatury, Pewnym rozwiązaniem pomocniczym w kontroli stanu termicznego łącznika ( lub grupy łączników) może być zainstalownanie czujników temperatury ( termistorowych, bimetalicznych) na radiatorze przy podstawie obudowy. Na podstawie sygnałów odbieranych z tych czujników możliwe jest ingerowanie w funkcje sterujące dla zapewnienia ochrony łączników. Podstawowym sposobem zapewnienia aby temperatura struktur złączowych T j nie przekroczyła wartości dopuszczalnej jest przeprowadzenie możliwie dokładnej analizy statycznych i dynamicznych właściwości termicznych całego zespołu termicznego. Na tej podstawie powinien zostać wykonany projekt termiczny w którym na korzystając z diagramu strat energii oraz opisu modelu termicznego przyrządów półprzewodnikowych oraz systemu chłodzenia zostanie sprawdzony warunek temperatury oraz oceniony zostanie stopień poprawności konstrukcji z punktu widzenia gospodarki termicznej ( thermal management). Zagadnieniu analizy właściwości termicznych konstrukcji przekształtników energoelektronicznych poświęcono wykład 5. ( EE_6) 5/27