Prosty transwerter na pasmo 1,3 GHz

Prosty transwerter na pasmo 1,3 GHz Założeniem które przyświecało w projektowaniu tego układu była możliwie jak największa prostota układu przy zachowaniu dobrych parametrów i niskiej ceny. W układzie zastosowano minimalną ilość elementów strojonych (brak powielaczy, filtrów helikalnych po mieszaczu). Przyjęte rozwiązanie znacznie upraszcza konstrukcję i uruchomienie układu. Układ zbudowany jest modułowo co ułatwia uruchomienie układu i późniejsze eksperymenty. Pętla fazowa Dobre parametry pętli fazowej osiąga się stosując możliwie niskie stopnie powielenia wzorca, dobrej jakości oscylator przestrajany, odpowiednie pasmo filtru pętli fazowej oraz niskoszumny detektor fazy. W chwili obecnej pętle fazowe najczęściej wykonuje się stosując specjalizowany układ scalony sterowany mikroprocesorem co często niepotrzebnie komplikuje układ. Opisany poniżej układ zawiera łatwo dostępne układy scalone i nie zawiera procesora. Opisany poniżej generator pracuje na częstotliwości 1152MHz (1152 +144 MHz = 1296MHz). Układ daje około 2-3 mw mocy. Elementem generacyjnym jest tranzystor BFR92, wystąpienie oscylacji zapewnia dodatnie sprzężenie zwrotne pomiędzy bazą a emiterem. Elementem stabilizującym częstotliwość jest rezonator ceramiczny z falą poprzeczną (rezonator typu TEM). Rezonator taki można samemu uzyskać z filtru telefonu komórkowego z pasma GSM 900 MHz. Ważne jest by filtr był zbudowany z pojedynczych rezonatorów a nie jednego ceramicznego bloku. W moim wypadku trzeba było rezonator skrócić z 9mm do 6mm by uzyskać żądaną częstotliwość. Można również rezonator na żądaną częstotliwość zakupić. Rezonator skraca się od końca w którym znajduje się wyprowadzenie drutowe. Czynność ta wymaga trochę czasu i najłatwiej wykonać ją za pomocą odpowiednich frezów. Częstotliwość rezonatora powinna być o około 20 procent wyższa niż częstotliwość pracy syntezera (pojemności montażowe obniżają ją). Przestrajanie generatora zrealizowane jest za pomocą diody pojemnościowej typu MA4STK250, dioda ta zapewnia niski poziom szumów fazowych (jej dobroć dla napięć przestrajających powyżej 2V wynosi 400). O zakresie strojenia układu decyduje stopień sprzężenia diody pojemnościowej z rezonatorem (C7), powinien być on możliwie jak najmniejszy zapewniający jednak kompensację efektów termicznych. Wraz ze wzrostem napięcia przestrajającego rośnie częstotliwość wyjściowa generatora. Odpowiedni poziom sygnału wyjściowego i izolację VCO od reszty układu zapewnia monolityczny wzmacniacz mikrofalowy typu MAR3. W układzie zastosowano dwa rezystory szeregowe 51 om do redukcji napięcia zasilania układu MAR3, postępowanie takie ma na celu nie przekroczenie dopuszczalnej mocy strat wydzielonej na oporniku redukcyjnym (cała tracona moc wydziela się na dwóch opornikach nie na jednym). Właściwy poziom do wysterowania preskalera

zapewnia dzielnik wyjściowy na wyjściu wzmacniacza MAR3. Sygnał VCO dzielony jest przez preskaler MB507 przez 128 co dla częstotliwości 1152 MHz daje częstotliwość wyjściową równą 9MHz, można stosować również układ MC12022 trzeba jednak inaczej ustawić piny programujące tak by podział wynosił 128. Podzielony sygnał VCO porównywany jest w komparatorze fazy wykonanym na elementach dyskretnych (74ACT74), na uwagę w tym układzie zasługuje zbudowanie bramki logicznej zerującej przerzutniki na diodach. Właściwy poziom sygnału do wysterowania układu 74ACT74 zapewniają wzmacniacze zbudowane na tranzystorach MMBT3904, nie można ich zastępować tranzystorami serii BC a jedynie innymi typami impulsowymi. Sygnał wzorcowy uzyskiwany jest z generatora kwarcowego o częstotliwości 9MHz. W układzie generatora 9MHz pracuje tranzystor serii BC, zastosowanie jego nie jest w tym miejscu przypadkowe, w przypadku stosowania tranzystorów impulsowych układ wzbudzał się samoczynnie na 3 overtonie (około 27MHz) mimo stosowania bardzo dużych pojemności sprzężenia zwrotnego w oscylatorze (rzędu 470pF). Nie należy starać się na "siłę" korygować częstotliwości tego oscylatora by otrzymać dokładnie 1152 Mhz gdyż powoduje to pogorszenie jakości generowanego sygnału (sygnał na ucho zaczyna "dziwnie" brzmieć). Pasmo filtru pętli PLL wynosi piętnaście khz co wynika z właściwości szumowych zastosowanego oscylatora VCO. W układzie można zastosować preskalery innych typów o innym stopniu podziału pod warunkiem zastosowania wzorca o odpowiedniej częstotliwości i ponownego przeliczenia elementów filtru pętli PLL. Liczenie elementów filtru pll powinno być wykonane dla każdego egzemplarza VCO (rezonatory przycinane ręcznie i każdy nieco inaczej wychodzi). W celu zapewnienia możliwie dużego tłumienia częstotliwości odniesienia zastosowano w układzie filtr 3 rzędu. Uruchomienie układu sprowadza się do podania napięcia około 3V na diodę pojemnościową i takim dobraniu pojemności Cx by uzyskać dla niego częstotliwość 1152MHz (czasami prościej jest nieco zwiększyć lub zmniejszyć pojemność sprzężenia zwrotnego). Oscylator stroi się ułamkami pf. Można też w miejsce te wlutować dobrej jakości trymer mikrofalowy typu rurkowego, rozwiązanie te jest najprostsze i najmniej kłopotliwe w praktyce. Częstotliwość układu można zwiększyć zeszlifowując nieco metalizację w pobliżu końca gdzie znajduje się wyprowadzenie drutowe rezonatora. Nie można usuwać jednak zbyt dużo miedzi (srebra) gdyż pogarsza to dobroć rezonatora. Następnie ustawiamy dwa różne napięcia przestrajające rzędu 2 i 4V i odczytujemy dla nich częstotliwości i wykorzystujemy je w obliczeniach (a właściwie zrobi to za nas sam program). Do przeliczenia elementów filtru pętli PLL można wykorzystać bezpłatny program Analog Devices AdiSim PLL. Na stronie http://sites.google.com/site/sq4avs/ znajduje się plik programu AdiSimPLL do którego będzie można wpisać własne napięcia i częstotliwości by obliczyć elementy filtru pętli pll. Żadnych wartości poza wartościami napięć nie należy modyfikować w pliku. Do układu wkładamy najbliższe wartości z typoszeregu w razie czego montując je na kanapkę. Ustawienia

programu podano poniżej: Na uwagę zasługuje zastosowanie dużej ilości stabilizatorów scalonych pełniących funkcję separujące pomiędzy poszczególnymi blokami układu. Szczególnie rozbudowany jest układ zasilania i odsprzęgania preskalera gdyż to on jest głównym źródłem generowania zakłóceń w tym układzie. Działanie układu detektora fazy sprawdzamy odstrajając częstotliwość za pomocą potencjometru 10k podłączonego z jednej strony do masy i +5V, a odczep podłączony do VCO w górę -zwiększamy napięcie przestrajające VCO, na wyjściu filtru dolnoprzepustowego napięcie powinno wynosić około 0,6 V (częstotliwość na wyjściu preskalera powinna być wyższa od częstotliwości odniesienia -w naszym wypadku od 9 MHz). Następnie obniżamy częstotliwość generatora VCO -zmniejszamy napięcie przestrajające VCO, napięcie na wyjściu filtru dolnoprzepustowego powinno wzrosnąć do 4,4 V (częstotliwość na wyjściu preskalera powinna być mniejsza od częstotliwości odniesienia -w naszym wypadku 9 MHz). Po usunięciu potencjometru montażowego układ powinien zadziałać bez zarzutu i stabilizować żądana częstotliwość. Częstotliwość na wyjściu preskalera powinna być równa częstotliwości odniesienia detektora fazy (9MHz). Dokładną regulację częstotliwości można wykonać za pomocą kondensatora 22pF (C14)

w układzie generatora kwarcowego. Widmo generatora pokazano na fotografii 1. Za widoczne na zdjęciu szumy poniżej 40dB odpowiada sam analizator widma (bardzo wąskie pasma filtrów analizatora i długi czas skanowania), tej podpowiedzi udzielił nam John Miles KE5FX, a właściwe polecił wykonać prsoty eksperyment. Widmo wąskopasmowe Widmo szerokopasmowe Widmo pośrednie między oboma wcześniejszymi W widmie tym widać dwa prążki symetryczne względem nośnej na poziomie -67dB

względem sygnału mieroznego, co jest dobrą wartością. Efekt ten jest charakterystyczny dla PLL-i. Transwerter Zasadniczy blok transwertera opisano poniżej. Układ jest typowy i w zasadzie nie wymaga szerszego opisu. Ma on rozdzielone tory nadawcze i odbiorczy co bardzo ułatwia podłączenie zewnętrznego wzmacniacza mocy. Na wejściu transwertera znajduje się wzmacniacz wejściowy zbudowany na tranzystorze ATF10136 podobny do opracowanego przez DJ9BV. Zaletą jego są niskie szumy i dobra stabilność oraz dobra dostępność zastosowanego tranzystora. Kondesator wejściowy 3,3pF powinien być typu ATC ze względu na straty dielektryczne. Za stopniem wzmacniacza na tranzystorze ATF10136 znajduje się filtr mikropakowy strojony trymerem, poprawia on tłumienie sygnału lustrzanego (które i tak wynosi około 40dB bez tego elementu). Za wzmacniaczem na tranzystorze ATF10136 znajduje się wzmacniacz MMIC typu A 10386. Za torem wzmacniaczy odbiornika znajduje się wykorzystywany dwukierunkowo filtr na rezonatorach TEM identycznych z tymi które są wykorzystane w generatorze PLL. Zastosowane rezonatory różnią się jedynie długością rezonatora od tego z PLL (na inną długość są przycięte). Strojenie filtru odbywa się za pomocą miniaturowych trymerów. Cewka o wartości 22nH w obwodzie filtru zapewnia tłumienie wyższych częstotliwości. Filtr bez tej cewki przenosiłby również nieparzyste wielokrotności sygnału podstawowego. W torze nadajnika pracuje układ ERA5, daje on wzmocnienie około 20 db. Przełączanie nadawanie odbiór zrobione jest za pomocą przełączników półprzewodnikowych typu HMC190, zaletą ich jest niski koszt oraz dobre parametry dynamiczne. Układ wymaga do sterowania jednocześnie dwóch napięć 0 i 8V w przeciwfazie na wejściach sterujących pracą przełącznika (to znaczy jeśli na jednym z wejść jest 8 V na drugim musi być 0V i na odwrót). Można w tym miejscu zastosować tranzystory cyfrowe (z zintegrowanymi rezystorami dzielnika napięcia w bazie) jak i podłączyć można do odpowiednich napięć zasilających (nadawanie, odbiór) występującyh w układzie co jest rozwiązaniem najprostszym, w tym wypadku jednak napięcia zasilania +TX +RX muszą być dodatkową obciążone opornikami o wartości 1kom od masy (pomysł Irka SQ5MX, prosty a dobry). W układzie zastosowano również dodatkowy przełącznik na diodzie BAR80 który zapewnia dodatkową izolację podczas nadawania i zabezpiecza układ przełącznika przed zbyt dużym poziomem sygnału z nadajnika. Sygnał heterodyny wzmacniany jest we wzmacniaczu na układzie MSA1105 do poziomu około 25mW. Obciążeniem mieszacza jest układ diplekera co jest rozwiązaniem najprostszym, a jednocześnie najlepszym. Napięcia zasilające i sterujące porwadzone są spodem płytki., jak pokazano na rysunku poniżej.

Zdjęcia zmontowanego transwertera z torem PLL wykonanie Irka SQ5MX Układ w obudowie

Druga strona z PA

Do sterowania najlepiej wykorzystać jest sekwencer sterowany sygnałem PTT, sterowanie voxem w.cz. moim zdaniem nie powinno być stosowane mimo, że często tak się robi. Stosowanie sekwencera zalecają również takie autorytety jak DB6NT. Najprostsza wersja sterowania pokazana jest na schemacie, jednak lepiej zastosować bardziej rozbudowany układ (opis wkrótce). Pokaz łączności via satelita na tym transwerterze (pierwsza łączność) tutaj: http://www.youtube.com/watch?v=_xgzrre1s70 Dziękuje Irkowi Szulskiemu SQ5MX za krytyczne uwagi i wykonanie pomiarów. Praktycznie wszystkie zdjęcia przedstawiają jego układ ;-). Ma większe zdolności manualne ;-) Rafał Orodziński SQ4AVS sq4avs@gmail.com http://sites.google.com/site/sq4avs/

12pF C45 C41 + C40 L6 L5 C39 + C38 C34 78L05_SMD U6 nc nc U4 51 R27 L3 100 pf C44 C43 + C42 C31 C30 L4 C37 + C36 C35 78L05_SMD U5 nc nc 390nH L2 51 R26 51 R25 1152MHz C28 270 R24 +5V +5V +5V C33 + C32 + 10nF C29 C27 120pF C26 C25 78L08_SMD U3 nc nc 2,4k R20 L1 120 R19 10K R18 220pF C18 10nF C17 2,2nF C16 C15 C13 2k2 R17 22 R16 1N4148 D5 1N4148 D4 470 R15 470 R14 MB507 U2 MC NC SW Vcc 9 MHz Q6 22pF C14 120pF C12 120pF C11 22k R13 22k R12 270 R11 Q5 BC847 22nF C10 22nF C9 100 R10 22K R9 100 R8 22K R7 330 R6 330 R5 +5V +5V 240 R4 47pF C8 1N4148 D3 1N4148 D2 Q4 MMBT3904 Q3 MMBT3904 Q\ Q SET CLK D RES U1b 74ACT74 Q\ Q SET CLK D RES U1a 74ACT74 MA4STK250 D1 0,82pF C7 Cx C6 0,82pF C5 1pF C4 1pF C3 1p5 C2 1pF C1 13k R3 7k5 R2 270 R1 Q1 BFR92A

+8V C35 100pF C34 C33 C32 C31 C30 C29 +TX L9 L8 L7 27 R25 33 R24 33 R23 33 R22 33 R21 33 R20 C28 1-5pF 1pF C27 +RX 220 R18 L6 3,3p C26 91 R19 1µH L5 18nH L4 10p C25 100p C22 10p C24 100p C23 10 R17 39 R16 +TX +RX 2,2k R15 Q6 Digital transistor +TX +RX 2,2k R14 Q5 Digital transistor 144MHz BU1 Q4 ATF10136 +RX C21 PTT S1 4,7k R13 100K R12 C20 RX TX +8V +12V 1,5k R11 Q1 BC847 MOSFET_P_A Q3 S G D MOSFET_N_A Q2 S G D 100n C19 C18 1k R10 BAR80 D1 200 R9 200 R8 200 R6 200 R4 470 R3 51 R2 TX_out C17 C16 C15 47p C9 0.82pF C8 HMC190MS8 U1 B RF2 A RF1 RFC HMC190MS8 U8 B RF2 A RF1 RFC C14 1-6pF C13 1-6pF 47pF C12 22nH L3 0.34pF C11 0,82pF C10 47p C7 47p C6 LO_1152MHz 68pF C5 15p C4 220nH L2 68nH L1 12p C3 51 R1 47p C2 47p C1 rezonatory dlugosc 5,3mm A10386 ERA5 Pin1 Pin1 MSA1105 LO IF