Analogowy układ mnożący

Transkrypt

1 PUAV Wykład 12

2 Pomiar mocy: P = V I R I V 2 = IR Pomiar poboru mocy: V V 1 V 1 V 2 = VIR Odb. Pomiar kwadratu amplitudy sygnału (np. szumów): v n v n v n v n 2

3 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie V 2 VweB V 1 V 2 R V 1 VweA R + ku Vwy

4 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie V web V wy V 2 VweB V 1 V 2 R V 1 VweA R + ku Vwy

5 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie V web V wy V 2 VweB V 1 V 2 R V 1 VweA R V wea = V web V wy + ku Vwy

6 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie V web V wy V 2 VweB V 1 V 2 R V 1 VweA R V wea = V web V wy + ku Vwy V wy = V wea V web

7 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie Pierwiastek V web V wy V 2 VweB V 2 V 1 V 2 V 1 V 2 R V 1 R V 1 VweA R Vwe R V wea = V web V wy + ku Vwy + ku Vwy V wy = V wea V web

8 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie Pierwiastek V web V wy V 2 VweB 2 V wy V 2 V 1 V 2 V 1 V 2 R V 1 R V 1 VweA R Vwe R V wea = V web V wy + ku Vwy + ku Vwy V wy = V wea V web

9 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie Pierwiastek V web V wy V 2 VweB 2 V wy V 2 V 1 V 2 V 1 V 2 R V 1 R V 1 VweA R Vwe R V wea = V web V wy + ku Vwy 2 V we = V wy + ku Vwy V wy = V wea V web

10 Inne operacje nieliniowe na sygnałach Dzielenie Pierwiastek V web V wy V 2 VweB 2 V wy V 2 V 1 V 2 V 1 V 2 R V 1 R V 1 VweA R Vwe R V wea = V web V wy + ku Vwy 2 V we = V wy + ku Vwy V wy = V wea V web V wy = V we

11 Modulacja amplitudy ( ) v zm = v n + v m sin ω m t sin( ω n t) v zm v m t v n

12 Modulacja amplitudy ( ) v zm = v n + v m sin ω m t v zm sin( ω n t) = v n sin ω n t ( ) + v m sin( ω m t)sin ω n t v n ( ) v m v n t

13 Modulacja amplitudy ( ) v zm = v n + v m sin ω m t v zm sin( ω n t) = v n sin ω n t ( ) + v m sin( ω m t)sin ω n t v n ( ) v m v n t sin( ω n t) + v m v n sin ω m t ( ) v m v n sin ω m t ( )sin ω n t ( )

14 v zm = v n + v m sin ω m t ( ) sin( ω n t) Przemiana częstotliwości v zm v m t v n

15 v zm = v n + v m sin ω m t ( ) sin( ω n t) Przemiana częstotliwości v lo sin( ω lo t) v zm v m t v n

16 Przemiana częstotliwości ( ) v zm = v n + v m sin ω m t v zm sin( ω n t) v lo sin( ω lo t) v m ( ) = v lo 2 v + v sin ω t n m m * { } cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n + ω lo )t v n t

17 Przemiana częstotliwości ( ) v zm = v n + v m sin ω m t v zm sin( ω n t) v lo sin( ω lo t) v m ( ) = v lo 2 v + v sin ω t n m m * { } cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n + ω lo )t v n t Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości ω n + ω lo

18 Przemiana częstotliwości ( ) v zm = v n + v m sin ω m t v zm sin( ω n t) v lo sin( ω lo t) v m ( ) = v lo 2 v + v sin ω t n m m * { } cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n + ω lo )t v n t Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości ω n + ω lo ( ) v n + v m sin ω m t sin( ω n t) Osc. lok. v lo sin( ω lo t) v lo ( ) 2 v n + v m sin ω m t * cos ( ω n ω lo )t

19 v n + v m sin( ω m t) cos ( ω n ω lo )t Demodulacja AM

20 Demodulacja AM v n + v m sin( ω m t) cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n ω lo )t

21 Demodulacja AM v n + v m sin( ω m t) cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n ω lo )t = v n + v m sin( ω m t) * { } 1+ cos 2( ω n ω lo )t 2

22 Demodulacja AM v n + v m sin( ω m t) cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n ω lo )t = v n + v m sin( ω m t) * { } 1+ cos 2( ω n ω lo )t 2 Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości i usunięciu składowej stałej 2( ω n ω lo )

23 Demodulacja AM v n + v m sin( ω m t) cos ( ω n ω lo )t cos ( ω n ω lo )t = v n + v m sin( ω m t) * { } 1+ cos 2( ω n ω lo )t 2 Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości i usunięciu składowej stałej 2( ω n ω lo ) v n + v m sin( ω m t) cos ( ω n ω lo )t ku Ogr. ampl. cos ( ω n ω lo )t v n + v m sin( ω m t)

24 Detekcja różnicy faz i demodulacja FM

25 sin ( ωt )sin ωt +ϕ π 2 Detekcja różnicy faz i demodulacja FM = 1 2 sin ϕ ( ) sin( 2ωt +ϕ) ; sin ϕ ( ) ϕ dla małych kątów φ

26 sin ( ωt )sin ωt +ϕ π 2 Detekcja różnicy faz i demodulacja FM = 1 2 sin ϕ ygnał sinusoidalny o fazie modulowanej sinusoidalnie ( ) sin( 2ωt +ϕ) ; sin ϕ ( ) ϕ dla małych kątów φ

27 sin ( ωt )sin ωt +ϕ π 2 Detekcja różnicy faz i demodulacja FM = 1 2 sin ϕ ygnał sinusoidalny o fazie modulowanej sinusoidalnie ( ) sin( 2ωt +ϕ) ; sin ϕ ( ) ϕ dla małych kątów φ Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości 2ω

28 sin ( ωt )sin ωt +ϕ π 2 Detekcja różnicy faz i demodulacja FM = 1 2 sin ϕ ( ) sin( 2ωt +ϕ) ; sin ϕ ( ) ϕ dla małych kątów φ ygnał sinusoidalny o fazie modulowanej sinusoidalnie sin( ωt) sin( ωt +ϕ) Przes. fazy sin ωt +ϕ π 2 sin( ϕ) Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości 2ω

29 sin ( ωt )sin ωt +ϕ π 2 Detekcja różnicy faz i demodulacja FM = 1 2 sin ϕ ( ) sin( 2ωt +ϕ) ; sin ϕ ( ) ϕ dla małych kątów φ ygnał sinusoidalny o fazie modulowanej sinusoidalnie sin( ωt) sin( ωt +ϕ) Przes. fazy sin ωt +ϕ π 2 sin( ϕ) Po odfiltrowaniu sygnału o częstotliwości 2ω sin ω ( t)t ϕ ( ω ω n ) sin ω n t +ϕ ω t Przes. fazy ( ) ω n { } sin ϕ ω t ( ) ω n { }

30 Zasady budowy: idea Idea: sygnał wejściowy 1 jest wzmacniany przez wzmacniacz, którego wzmocnienie jest modulowane sygnałem 2.

31 Zasady budowy: idea Idea: sygnał wejściowy 1 jest wzmacniany przez wzmacniacz, którego wzmocnienie jest modulowane sygnałem 2. Przykład z tr. bipolarnymi: RL VCC RL Vwy RW Vwe1 I Vwe2 VBE

32 Zasady budowy: idea Idea: sygnał wejściowy 1 jest wzmacniany przez wzmacniacz, którego wzmocnienie jest modulowane sygnałem 2. Przykład z tr. bipolarnymi: RW Vwe1 RL VCC Vwy I RL I = V V we2 BE R W qi V wy = V we1 2kT R = V V L we1 we2, stąd (dla Vwe1 < kt/q) q 2kT R L R W V we1 V BE q 2kT R L R W Vwe2 VBE

33 Zasady budowy: idea Idea: sygnał wejściowy 1 jest wzmacniany przez wzmacniacz, którego wzmocnienie jest modulowane sygnałem 2. Przykład z tr. bipolarnymi: RW Vwe1 RL VCC Vwy I RL I = V V we2 BE R W qi V wy = V we1 2kT R = V V L we1 we2, stąd (dla Vwe1 < kt/q) q 2kT R L R W V we1 V BE q 2kT R L R W Vwe2 VBE Ograniczenia: mała amplituda sygnału V we1, sygnał V we2 tylko dodatni, na wyjściu dodatkowa składowa niezupełnie stała, nie dla CMO.

34 Zasady budowy: podejście ogólne

35 Zasady budowy: podejście ogólne vwe1 + gm1 iwy = k1vwe1vwe2+k2vwe1 vwe2 + gm2 I2+i2 W sygnale wyjściowym oprócz składowej proporcjonalnej do iloczynu napięć wejściowych występuje też składowa proporcjonalna do jednego z napięć

36 Zasady budowy: podejście ogólne vwe2 vwe1 + gm2 + gm1 iwy = k1vwe1vwe2+k2vwe1 I2+i2 W sygnale wyjściowym oprócz składowej proporcjonalnej do iloczynu napięć wejściowych występuje też składowa proporcjonalna do jednego z napięć vwe2 vwe1 + + gm1 + gm2 + gm2 I2+i2 I2-i2 iwy = k1vwe1vwe2 kładową proporcjonalną do jednego z napięć można wyeliminować w układzie różnicowym

37 Bipolarny układ Gilberta VCC RL Vwy RL V wy = IR L th qv we1 2kT th qv we2 2kT Vwe1 Vwe2 I

38 Bipolarny układ Gilberta VCC RL Vwy RL V wy = IR L th qv we1 2kT th qv we2 2kT Vwe1 Dla Vwe1<kT/q i Vwe2<kT/q Vwe2 V wy IR L 4 kt q 2 V we1 V we2 I

39 Bipolarny układ Gilberta VCC RL Vwy RL V wy = IR L th qv we1 2kT th qv we2 2kT Vwe1 Dla Vwe1<kT/q i Vwe2<kT/q Vwe2 V wy IR L 4 kt q 2 V we1 V we2 I Nie ma składnika zależnego tylko od jednego napięcia, ale charakterystyki są liniowe tylko dla małych napięć wejściowych

40 Bipolarny układ Gilberta Aby uzyskać układ mnożący dokładnie sygnały o dużej amplitudzie, stosuje się układ generujący funkcję odwrotną do tangensa hiperbolicznego

41 Bipolarny układ Gilberta Aby uzyskać układ mnożący dokładnie sygnały o dużej amplitudzie, stosuje się układ generujący funkcję odwrotną do tangensa hiperbolicznego Przypomnienie: ar th( x) = x ln 1 x

42 Bipolarny układ Gilberta Aby uzyskać układ mnożący dokładnie sygnały o dużej amplitudzie, stosuje się układ generujący funkcję odwrotną do tangensa hiperbolicznego Przypomnienie: VCC R ar th( x) = x ln 1 x ΔV I + ΔI ΔV = 2kT q ΔI ar th I I ΔI

43 Przypomnienie: wzmacniacz różnicowy CMO VDD RL RL V1 M1 I D1 I D2 M2 V2 VD VA VD I VB M3

44 Przypomnienie: wzmacniacz różnicowy CMO RL VDD RL Przypomnienie: wzmacniacz różnicowy CMO ma liniową charakterystykę przejściową w takim zakresie, w jakim tranzystory pozostają w stanie nasycenia V1 M1 I D1 I D2 M2 V2 VD VA VD I VB M3

45 Przypomnienie: wzmacniacz różnicowy CMO RL VDD RL Przypomnienie: wzmacniacz różnicowy CMO ma liniową charakterystykę przejściową w takim zakresie, w jakim tranzystory pozostają w stanie nasycenia V1 M1 I D1 I D2 M2 V2 VD VD VA VB I M3 I D2 I D1 = V 2 V 1 ( ) R L µc ox W L I

46 Praktyczny układ CMO VDD Vwe3 Vwe4 I wy1 Vwe1 I Vwe2 I wy2 I wy = I wy1 I wy2 = ( )( V we3 V we4 ) = a V we1 V we2

47 Praktyczny układ CMO na vout#branch I wy V we3 V we4 0,8V 0,6V 0,4V 0,2V ,2V -0,4V -0,6V -0,8V voltage sweep mv V we1 V we2 Przykład charakterystyk przejściowych

48 Praktyczny kompletny układ CMO VDD Vwe3 Vwe4 Vwe1 Vwe2 VP1

49 Praktyczny kompletny układ CMO VDD Vwe3 Vwe4 Vwe1 Vwe2 VP1 Vwy VP2

50 Praktyczny kompletny układ CMO V wy V V(202) v(202) V we3 V we4 0,5V 0,4V 0,3V voltage sweep mv 0,2V 0,1V 0 V -0,1V -0,2V -0,3V -0,4V -0,5V V we1 V we2 Rodzina charakterystyk przejściowych

51 Praktyczny kompletny układ CMO V v(202) V wy voltage sweep mv V we1 V we2 2 Charakterystyka przejściowa: zwarte wejścia, V wy V we

52 Problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowo-przeciwsobnych V2 M4 M2 Vwy VDD/2 T4 T2 Vwy VDD/2 Vwe V1 M3 M1 RL VDD/2 T3 T1 RL VDD/2 Jaka jest maksymalna moc możliwa do uzyskania z takiego stopnia?

53 Problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowo-przeciwsobnych VDD/2 VDD/2 Vwy Vwy RL RL

54 Problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowo-przeciwsobnych VDD/2 VDD/2 Iwy VDD/2 Vwy Vwy RTR Vwy RL RL RL Abstrakcyjny model połowy stopnia wyjściowego: tranzystor w stanie silnego wysterowania reprezentowany przez rezystancję

55 Problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowo-przeciwsobnych VDD/2 VDD/2 Iwy VDD/2 Vwy Vwy RTR Vwy RL RL RL Abstrakcyjny model połowy stopnia wyjściowego: tranzystor w stanie silnego wysterowania reprezentowany przez rezystancję Maksymalny prąd wyjściowy: I wymax = V CC ( ) 2 R L + R TR

56 Problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowo-przeciwsobnych VDD/2 VDD/2 Iwy VDD/2 Vwy Vwy RTR Vwy RL RL RL Abstrakcyjny model połowy stopnia wyjściowego: tranzystor w stanie silnego wysterowania reprezentowany przez rezystancję Maksymalny prąd wyjściowy: I wymax = V CC ( ) 2 R L + R TR Maksymalne napięcie na wyjściu: V wymax = V CC R L ( ) 2 R L + R TR

57 Problemy układów dużej mocy na przykładzie układów szeregowo-przeciwsobnych VDD/2 VDD/2 Iwy VDD/2 Vwy Vwy RTR Vwy RL RL RL Abstrakcyjny model połowy stopnia wyjściowego: tranzystor w stanie silnego wysterowania reprezentowany przez rezystancję Maksymalny prąd wyjściowy: I wymax = V CC ( ) 2 R L + R TR Maksymalne napięcie na wyjściu: V wymax = V CC R L ( ) 2 R L + R TR Maksymalna moc (chwilowa) w obciążeniu: P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR

58 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR

59 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania

60 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania nie zawsze możliwe

61 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania nie zawsze możliwe wymaga zwiekszania wymiarów i powierzchni tranzystora

62 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania nie zawsze możliwe wymaga zwiekszania wymiarów i powierzchni tranzystora 2. Przez obniżanie rezystancji obciążenia

63 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania nie zawsze możliwe wymaga zwiekszania wymiarów i powierzchni tranzystora 2. Przez obniżanie rezystancji obciążenia nie zawsze możliwe

64 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania nie zawsze możliwe wymaga zwiekszania wymiarów i powierzchni tranzystora 2. Przez obniżanie rezystancji obciążenia nie zawsze możliwe skuteczne tylko gdy RTR < RL

65 Problemy układów dużej mocy Jak uzyskać moc maksymalną? P wymax = V 2 CC R L ( ) 2 4 R L + R TR 1. Przez podnoszenie napięcia zasilania nie zawsze możliwe wymaga zwiekszania wymiarów i powierzchni tranzystora 2. Przez obniżanie rezystancji obciążenia nie zawsze możliwe skuteczne tylko gdy RTR < RL wymaga zwiekszania wymiarów i powierzchni tranzystora

66 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny (w uproszczeniu) B E K Baza Kolektor dk Emiter Rsc Warstwa zagrzebana Podłoże Aby zwiększyć napięcie dopuszczalne, trzeba: obniżać domieszkowanie kolektora zwiększać odległość dk ale to zwiększa rezystancję Rsc

67 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny (w uproszczeniu) B E K Baza Kolektor dk Emiter Rsc Warstwa zagrzebana Podłoże Aby zwiększyć napięcie dopuszczalne, trzeba: obniżać domieszkowanie kolektora zwiększać odległość dk ale to zwiększa rezystancję Rsc Aby obniżyć rezystancję Rsc nie obniżając napięcia dopuszczalnego, trzeba powiększać powierzchnię emitera

68 Problemy układów dużej mocy Aby powiększyć powierzchnię emitera, trzeba zastosować konstrukcję grzebieniową Tranzystor bipolarny Emiter Baza

69 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny Aby powiększyć powierzchnię emitera, trzeba zastosować konstrukcję grzebieniową Taka konstrukcja grozi wystąpieniem wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego Emiter Emiter Baza Baza

70 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny: wtórne przebicie Jeśli w tranzystorze wystąpi nierównomierny rozkład prądu kolektora (a więc wydzielanej mocy), będzie miał on tendencję do pogłębiania się. I I1 temp1 I2 temp2 temp1 > temp2 I 1 > I 2

71 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny: wtórne przebicie Jeśli w tranzystorze wystąpi nierównomierny rozkład prądu kolektora (a więc wydzielanej mocy), będzie miał on tendencję do pogłębiania się. Poglądowy model zjawiska: jeśli dwa identyczne, połączone równolegle tranzystory mają różniące się temperatury, to przez tranzystor cieplejszy będzie płynął większy prąd, a to będzie powodowało dalszy wzrost jego temperatury, aż do przechwycenia całego prądu, co może zniszczyć ten tranzystor, po czym drugi też ulegnie zniszczeniu. I I1 I2 temp1 temp2 temp1 > temp2 I 1 > I 2

72 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny: wtórne przebicie Jeśli w tranzystorze wystąpi nierównomierny rozkład prądu kolektora (a więc wydzielanej mocy), będzie miał on tendencję do pogłębiania się. Poglądowy model zjawiska: jeśli dwa identyczne, połączone równolegle tranzystory mają różniące się temperatury, to przez tranzystor cieplejszy będzie płynął większy prąd, a to będzie powodowało dalszy wzrost jego temperatury, aż do przechwycenia całego prądu, co może zniszczyć ten tranzystor, po czym drugi też ulegnie zniszczeniu. I I1 I2 temp1 temp2 temp1 > temp2 I 1 > I 2 Zjawisko to może wystąpić także w pojedynczym tranzystorze wieloemiterowym

73 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny Aby uniknąć wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego, trzeba: Emiter Baza

74 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny Aby uniknąć wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego, trzeba: zadbać o równomierne chłodzenie tranzystora na całej powierzchni Emiter Baza

75 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny Aby uniknąć wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego, trzeba: zadbać o równomierne chłodzenie tranzystora na całej powierzchni Emiter zastosować rezystory w szereg z paskami emiterowymi Baza

76 Problemy układów dużej mocy Tranzystor bipolarny Aby uniknąć wtórnego przebicia elektryczno-cieplnego, trzeba: zadbać o równomierne chłodzenie tranzystora na całej powierzchni Emiter zastosować rezystory w szereg z paskami emiterowymi...albo użyć tranzystora MO Baza

77 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu

78 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G D Kanał V-DMO

79 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał

80 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G G D D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał Kanał UMO Kanał

81 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G G D D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał Kanał UMO Kanał Cechy tych tranzystorów:

82 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G G D D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał Kanał UMO Cechy tych tranzystorów: kanał bardzo krótki bez konieczności użycia zaawansowanej fotolitografii (długość określona przez procesy domieszkowania) Kanał

83 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G G D D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał Kanał UMO Kanał Cechy tych tranzystorów: kanał bardzo krótki bez konieczności użycia zaawansowanej fotolitografii (długość określona przez procesy domieszkowania) możliwość uzyskania wysokiego napięcia dopuszczalnego VD

84 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G G D D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał Kanał UMO Kanał Cechy tych tranzystorów: kanał bardzo krótki bez konieczności użycia zaawansowanej fotolitografii (długość określona przez procesy domieszkowania) możliwość uzyskania wysokiego napięcia dopuszczalnego VD duża liczba równoległych struktur tranzystorowych na małej powierzchni - możliwość uzyskania dużych prądów ID

85 Problemy układów dużej mocy Tranzystory MO dużej mocy Idea: uzyskać jak największy stosunek W/L na jak najmniejszej powierzchni krzemu G G G G D D D Kanał V-DMO Kanał VMO Kanał Kanał UMO Kanał Cechy tych tranzystorów: kanał bardzo krótki bez konieczności użycia zaawansowanej fotolitografii (długość określona przez procesy domieszkowania) możliwość uzyskania wysokiego napięcia dopuszczalnego VD duża liczba równoległych struktur tranzystorowych na małej powierzchni - możliwość uzyskania dużych prądów ID nie grozi dodatnie elektryczno-termiczne sprzężenie zwrotne

86 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach Elementy, w których wydziela się znaczna moc, podgrzewają układ wywołując sprzężenie cieplne z innymi elementami układu. Dobrze zaprojektowana topografia powinna spełniać dwa warunki: 1. Zapewnić maksymalne sprzężenie cieplne między elementami, które powinny mieć identyczną temperaturę 2. Zminimalizować wpływ zmian temperatury na pozostałe elementy M2 V2 M4 M2 Vwy VDD/2 M1 Vwe V1 M3 M1 RL VDD/2

87 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach Elementy, w których wydziela się znaczna moc, podgrzewają układ wywołując sprzężenie cieplne z innymi elementami układu. Dobrze zaprojektowana topografia powinna spełniać dwa warunki: 1. Zapewnić maksymalne sprzężenie cieplne między elementami, które powinny mieć identyczną temperaturę 2. Zminimalizować wpływ zmian temperatury na pozostałe elementy M2 V2 M4 M2 Vwy VDD/2 M1 Tranzystory M3, M4 między tranzystorami mocy Vwe V1 M3 M1 RL VDD/2

88 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach Elementy, w których wydziela się znaczna moc, podgrzewają układ wywołując sprzężenie cieplne z innymi elementami układu. Dobrze zaprojektowana topografia powinna spełniać dwa warunki: 1. Zapewnić maksymalne sprzężenie cieplne między elementami, które powinny mieć identyczną temperaturę 2. Zminimalizować wpływ zmian temperatury na pozostałe elementy M2 V2 M4 M2 Vwy VDD/2 M1 Tranzystory M3, M4 między tranzystorami mocy ymetria rozmieszczenia tranzystorów mocy i wejściowej pary różnicowej Vwe V1 M3 M1 RL VDD/2

89 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach Elementy, w których wydziela się znaczna moc, podgrzewają układ wywołując sprzężenie cieplne z innymi elementami układu. Dobrze zaprojektowana topografia powinna spełniać dwa warunki: 1. Zapewnić maksymalne sprzężenie cieplne między elementami, które powinny mieć identyczną temperaturę 2. Zminimalizować wpływ zmian temperatury na pozostałe elementy M2 M1 Tranzystory M3, M4 między tranzystorami mocy ymetria rozmieszczenia tranzystorów mocy i wejściowej pary różnicowej Duża odległość między tranzystorami mocy i wejściową parą różnicową V2 Vwe V1 M4 M3 M2 M1 Vwy RL VDD/2 VDD/2

90 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego

91 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego M2 M1 M1 cieplejszy od M2 - dolny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od górnego

92 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego M2 M2 M1 M1 M1 cieplejszy od M2 - dolny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od górnego M2 cieplejszy od M1 - górny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od dolnego

93 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego M2 M2 M1 M1 M1 cieplejszy od M2 - dolny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od górnego M2 cieplejszy od M1 - górny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od dolnego Minimalizacja sprzężenia (i jego skutków):

94 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego M2 M2 M1 M1 M1 cieplejszy od M2 - dolny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od górnego M2 cieplejszy od M1 - górny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od dolnego Minimalizacja sprzężenia (i jego skutków): topografia common centroid pary wejściowej

95 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego M2 M2 M1 M1 M1 cieplejszy od M2 - dolny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od górnego M2 cieplejszy od M1 - górny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od dolnego Minimalizacja sprzężenia (i jego skutków): topografia common centroid pary wejściowej ograniczenie od dołu pasma przenoszenia

96 Problemy układów dużej mocy przężenia cieplne w układach ymetria i duża odległość między tranzystorami mocy i stopniem wejściowym chroni przed sprzężeniem tylko w warunkach stanu ustalonego M2 M2 M1 M1 M1 cieplejszy od M2 - dolny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od górnego M2 cieplejszy od M1 - górny tranzystor stopnia wejściowego cieplejszy od dolnego Minimalizacja sprzężenia (i jego skutków): topografia common centroid pary wejściowej ograniczenie od dołu pasma przenoszenia niekiedy konieczność redukcji wzmocnienia napięciowego

97 Problemy układów dużej mocy Wzmacniacz w klasie D W klasycznym stopniu szeregowo-przeciwsobnym maksymalna praktycznie możliwa do uzyskania sprawność energetyczna wynosi ~60%

98 Problemy układów dużej mocy Wzmacniacz w klasie D W klasycznym stopniu szeregowo-przeciwsobnym maksymalna praktycznie możliwa do uzyskania sprawność energetyczna wynosi ~60% Idea: straty mocy w tranzystorach stopnia wyjściowego można znacznie zmniejszyć, jeśli będą one pracować jako klucze: włączony - duży prąd, ale spadek napięcia bliski zeru, wyłączony - duże napięcie, ale prąd praktycznie równy zeru.

99 Problemy układów dużej mocy Wzmacniacz w klasie D W klasycznym stopniu szeregowo-przeciwsobnym maksymalna praktycznie możliwa do uzyskania sprawność energetyczna wynosi ~60% Idea: straty mocy w tranzystorach stopnia wyjściowego można znacznie zmniejszyć, jeśli będą one pracować jako klucze: włączony - duży prąd, ale spadek napięcia bliski zeru, wyłączony - duże napięcie, ale prąd praktycznie równy zeru. Nap. wejściowe (górna częstotliwość fmax) + VDD Komparator napięcia - ku Filtr RL Nap. odniesienia (częstotliwość * fmax) Ciąg impulsów o szerokości proporcjonalnej do chwilowej wartości nap. wejściowego