LABORATORIUM Z UKŁADÓW ANALOGOWYCH. Józef Boksa. Badanie zjawisk nieliniowych w układach analogowych

LABORATORIUM Z UKŁADÓW ANALOGOWYCH Józef Boksa Badanie zjawisk nieliniowych w układach analogowych

SPIS TREŚCI. Cel ćwiczenia 3 2. Schemat blokowy układu pomiarowego 3 3. Schemat ideowy badanego układu 4 4. Wybrane własności badanego układu 5 4.. Wzmacniacz 5 4.2.Mieszacz 8 4.2.. Mieszacz 4.2.2.Mieszacz 2 4.2.3.Mieszacz 3 3 5. Zagadnienia kontrolne 4 6. Opis techniczny pomiarów 5 7. Opracowanie otrzymanych wyników 7 8. Literatura 8 2

. CEL ĆWICZENIA Celem ćwiczenia jest pogłębienie wiedzy z zakresu zjawisk nieliniowych jakie zachodzą w układach elektronicznych. Podstawowym układem najbardziej zbliżonym do układów liniowych jest typowy wzmacniacz, który powinien wzmacniać sygnały z szerokiego pasma częstotliwości bez zniekształceń jego przebiegu czasowego co najwyżej słabo wzmacniać o skrajnie wysokich lub skrajnie niskich częstotliwościach. To są jednak zniekształcenia liniowe np. dźwięki o tych częstotliwościach użytkownik słyszy słabiej lub silniej ale wiernie. Gorzej jeśli wystąpią zniekształcenia nieliniowe wtedy poza składowymi o częstotliwościach pochodzących ze źródła sygnału (fonia lub wizja programy TV) pojawiają się na wyjściu układu składowe np. dźwięki akustyczne lub obraz z innego koncertu lub programu telewizyjnego. Będąc sygnałem o pewnej częstotliwości przenikają na inną częstotliwość. Chyba najlepszym przykładem takiego układu nieliniowego z racji zastosowań w sprzęcie powszechnego użytku jest mieszacz częstotliwości będący reprezentantem szerokiej gamy analogowych układów mnożących. Do realizacji ww. celu skonstruowano model laboratoryjny w składzie kilku układów tranzystorowych dyskretnych i scalonych - do badania własności układów liniowych i nieliniowych. 2. SCHEMAT BLOKOWY UKŁADU POMIAROWEGO Schemat blokowy układu pomiarowego przedstawiony jest na rys.. Generator sinusoidalny Generator sinusoidalny Badany układ Zasilacz Woltomierz DC Analizator widma Oscyloskop Rys.. Schemat blokowy układu pomiarowego Badany układ składa się z trzech różnych układów tranzystorowych i wspólnego wyjściowego wzmacniacza pomiarowego. Wybrany jeden z trzech układów jest podłączony do generatorów. Przebieg wyjściowy wybranego układu jest podłączony do wzmacniacza pomiarowego. Składowe widma sygnału wyjściowego badanego mieszacza są zobrazowywane na ekranie analizatora widma z możliwością jednoczesnego pomiaru ich poziomu. Przebieg sygnału w dziedzinie czasu jest zobrazowywany na ekranie oscyloskopu. Woltomierz DC służy do pomiaru składowej stałej sygnału wyjściowego. 3

3. SCHEMAT IDEOWY BADANEGO UKŁADU Ze względu na złożoność schematu ideowego zamieszczono go w załączniku. W tym rozdziale na rys. 2 przedstawiono schemat funkcjonalny modelu laboratoryjnego. R3 k +Vcc R2 k R22 k +Vcc R36 k R37 k +Vcc T BC8B T2 T22 T3 T32 T34 T35 R4 k US CA328 T23 T33 US2 S42P T36 - -Vee -Vee R38.4k C 47n Pa Pb Pc P2a P2b P2c P2d P3a P3b -Vee P3c P3d We We2 C2 47n +Vcc Wy We3 We4 R 6,7 R2 6,7 R3 6,7 S9 P5b VCC VEE US3 AD524 -Vee C4 47n Wy2 Wy2a Rys. 2. Schemat funkcjonalny badanego układu W górnej części rysunku są umieszczone uproszczone schematy trzech układów podlegających badaniom. Sygnały z generatorów można podłączyć odpowiednimi przełącznikami do poszczególnych układów oddzielnie poprzez wejścia We i We2 lub po wcześniejszym ich zsumowaniu prostym sumatorem 6dB 5Ω zbudowanym na rezystorach R, R2 i R3. Układ zbudowano na bazie tranzystora T typu BC8B. Po doprowadzeniu do układu jednego sygnału można badać ten układ jako wzmacniacz a po podaniu dwóch jako mieszacz. Dla przejrzystości w tym i w pozostałych układach pominięto wszystkie pomocnicze obwody zasilania. Układ drugi wykonano na wzmacniaczu różnicowym (WR) zbudowanym na bazie układu scalonego US typu CA328B. Rezystory kolektorowe R2 i R22 stanowią obciążenie WR. Układ trzeci zbudowano na bazie układu scalonego US2 typu S42P zawierającego dwa WR w połączeniu przeciwsobnym. Sygnał wyjściowy wybranego układu jest podawany do wzmacniacza pomiarowego zbudowanego na układzie scalonym US3 typu AD524, którego schemat funkcjonalny przedstawiono w załączniku. Wzmacniacz ten umożliwia realizację pomiaru dla asymetrycznego lub symetrycznego wyjścia układu drugiego lub trzeciego. Wyboru dokonuje się przełącznikiem P5. 4

4. WYBRANE WŁASNOŚCI BADANEGO UKŁADU 4.. WZMACNIACZ Analogowe układy elektroniczne można podzielić na liniowe układy elektroniczne LUE i nieliniowe układy elektroniczne NUE. Podstawową cechą układów liniowych jest spełnianie przez nie zasady superpozycji i proporcjonalności, co oznacza, że sygnał na wyjściu stanowi liniową kombinację sygnałów wejściowych. Inaczej mówiąc, po doprowadzeniu do wejścia układu zbioru sygnałów o różnych częstotliwościach, na wyjściu otrzymuje się tak samo liczny zbiór sygnałów o tych samych częstotliwościach, każdy o amplitudzie proporcjonalnej do odpowiedniego sygnału wejściowego np. wzmocniony o wartość wzmocnienia G (ang. gain) i ewentualnie przesunięty w fazie. u we ( t) = U sin ω t + U2 sin ω2t +... () ( ω t + ϕ ) + G U sin( ω t + )... u wy ( t) = G U sin 2 2 2 ϕ 2 + (2) Układ jest liniowy jeśli wszystkie elementy są liniowe tzn. ze ich charakterystyka prądowo napięciowa I = f(u) jest linią prostą. Układ elektroniczny zawierający choć jeden element nieliniowy jest układem nieliniowym. W przypadku układów nieliniowych zasada superpozycji nie obowiązuje. W związku z wykorzystywaniem w układach analogowych tranzystorów, których charakterystyki przejściowe są nieliniowe (rys. 3.a), każdy układ tranzystorowy jest układem nieliniowym. a) b) I C I C Q i c U BE u be U BE t Rys. 3. Charakterystyka prądowo napięciowa tranzystora bipolarnego Jeśli stopień nieliniowości nie jest zbyt duży to taki układ umownie traktuje się jako warunkowo liniowy. Aby układ można było traktować jako liniowy konieczna jest tzw. pracy małosygnałowej która wymusza sterowanie tranzystorów wzmacniaczy odpowiednio małymi amplitudami sygnału tak, aby wykorzystywany odcinek charakterystyki ogólnie nieliniowej można było uważać za liniowy wokół tzw. punktu pracy Q (rys.3.b). Do oceny stopnia liniowości wzmacniaczy i dla możliwości porównywania jakości wzmacniaczy stosuje się powszechnie dwa parametry: punkt jednodecybelowej kompresji (ang. compression point) dbcp; punkt przecięcia dla produktu intermodulacji (ang. intercept point) rzędu trzeciego IP3. które zdefiniowano na rys. 4.a (dbcp) i 4.b (IP3). t 5

Uwaga: wielkości na osiach współrzędnych są w mierze względnej (decybelowej) dbm i określają nie poziom w watach tylko w mierze względnej tzn. o ile decybeli poziom jest większy od mw. Gdyby określać poziomy napięć to stosuje się jednostkę dbµv tzn. o ile decybeli poziom jest większy od µv. a) P wy [dbm] db b) P wy [dbm] b a dbcp P we [dbm] IP3 P we [dbm] Rys. 4. Parametry oceny liniowości wzmacniaczy Z rys. 4.a wynika, ze w rzeczywistym wzmacniaczu (linie ciągła) po przekroczeniu pewnej wartości sygnału wejściowego sygnał wyjściowy nie przyrasta proporcjonalnie ( w popularnym ujęciu mówi się, że wzmacniacz się nasyca). Przyjęto, że tym kresem górnym liniowości wzmocnienia jest dbcp. Punkt jednodecybelowej kompresji dbcp jest to taki poziom sygnału wejściowego (rys. 4.a), przy którym poziom sygnału wyjściowego rzeczywistego wzmacniacza (linia ciągła) jest mniejszy o db od poziomu wyjściowego idealizowanego wzmacniacza (linia przerywana). Problem IP3 będzie wyjaśniony później. Po przekroczeniu dbcp przebieg wyjściowy ulega coraz większemu zniekształceniu co zobrazowano na rys. 5. Rys. 5. Przebiegi napięć wyjściowych wzmacniacza sterowanego coraz silniejszym sygnałem Z przebiegu czasowego można tylko na oko ocenić stopień zniekształcenia przebiegu co w technice jest nie do przyjęcia. Na wszystko musi być jakaś miara. W telekomunikacji przyjęto, że najodpowiedniejszą metodą oceny zniekształceń jest metoda z wykorzystaniem szeregu Fouriera. 6

Z godnie z szeregiem Fouriera każdą funkcję można przedstawić jako sumę funkcji trygonometrycznych n= ( a cosn t + b nωt) f ( t) = a + sin n n ω (3) gdzie a jest wartością średnią f(t) czyli składową stałą a a n wartościami składowej podstawowej i harmonicznych składowych kosinusoidalnych a b n sinusoidalnych. Rozwijając w szereg przebieg sinusoidalny lub kosinusoidalny otrzymamy w rozwinięciu tylko jedną składową ale dla przebiegu odkształconego ilość składowych rośnie przy coraz silniejszym odkształceniu od sinusa. Szeregu Fouriera ma prostą interpretację fizyczną. Chcąc wytworzyć dowolny przebieg elektryczny trzeba dysponować odpowiednią liczbą przebiegów (generatorów) o różnych poziomach sygnału i częstotliwościach (teoretycznie nieskończoną ilością) i te przebiegi zsumować. Przykładowy przebieg wynikający ze zsumowania składowych przebiegów harmonicznych przedstawiono na rys. 6 dla jednego - rys. a) pięciu - rys. b) i - szesnastu rys. c) przebiegów składowych... a b c Rys. 6. Formowanie przebiegu prostokątnego za składowych harmonicznych Drugą istotniejszą interpretacją szeregu Fouriera jest to, że wyznaczając wartości wszystkich współczynników szeregu otrzymujemy informację o tzw. widmie częstotliwościowym badanego sygnału. Widmo częstotliwościowe sygnału jest to zbiór wszystkich składowych harmonicznych wchodzących w skład danego sygnału i pozwala określić poziom każdej składowej, czy sygnał ma ograniczone pasmo, jaka jest jego szerokość itp. Ta wiedza teoretyczna czekała,5 wieku aż możliwości technologiczne pozwoliły zbudować pierwsze analizatory widma pozwalające na obserwację i pomiar składowych widma. Schemat funkcjonalny takiego analizatora analogowego przedstawiono w załączniku. Ponieważ każdy układ tranzystorowy jest układem nieliniowym to przy wzmacnianiu jednego sygnału na wyjściu otrzymujemy ten sam sygnał wzmocniony i teoretycznie nieskończoną ilość harmonicznych (2f, 3f, 4f itd.). Przy wzmacnianiu dwóch sygnałów otrzymujemy na wyjściu podobne składowe ale jednocześnie te dwa sygnały w tranzystorze wzajemnie na siebie oddziałują i wytwarzają się tzw. produkty intermodulacji. Produkt intermodulacji odpowiedniego rzędu jest to przebieg elektryczny o częstotliwości będącej liniową kombinacją częstotliwości sygnałów wejściowych 7

f IMk = pf ± qf 2 (4) a rząd intermodulacji k określa suma p i q. Przykładowo przy częstotliwościach f =5 a f 2 =7 Hz produkty intemodulacji rzędu trzeciego (p + q = 3 więc p = 2 a q = i p = a q = 2) będą miały częstotliwości: + 7 = 7, 7 = 3, 5 + 4 = 9, 5 4 = 9 (moduł!) Hz. Jeśli przyjąć nieliniowość wzmacniacza rzędu trzeciego to po podaniu na wejście tylko dwóch sygnałów na wyjściu wystąpią następujące składowe widma: składowa stała; składowa podstawowa jednego z sygnałów; składowa podstawowa drugiego z sygnałów; druga i trzecia harmoniczna jednego z sygnałów; druga i trzecia harmoniczna drugiego z sygnałów; dwa produkty intermodulacji rzędu drugiego; cztery produkty intermodulacji rzędu drugiego razem 3 składowych. Tylko pierwsze trzy są użytecznymi składowymi wzmacniacza, ale dzięki występowaniu pozostałych można na bazie tego układu tranzystorowego zbudować powielacz czstotliwości razy 2, razy 3, mieszacz f s ± f h i mieszacz harmonicznych nf s ± mf h. Bardzo istotną cechą poziomu harmonicznych i produktów intermodulacji jest to, że jeśli sygnał wejściowy zwiększy poziom razy to 2. harmoniczna i produkt intrrmodulacji 2. rzędu zwiększy swój poziom 2 = razy a 3. harmoniczna i produkt intermodulacji 3. rzędu wzrośnie 3 = razy. Do oceny liniowości wzmacniacza poza parametrem dbcp stosuje się punkt przecięcia dla produktu intermodulacji rzędu trzeciego IP3. Punkt IP3 otrzymuje się poprzez pomiar charakterystyki przejściowej wzmacniacza jak dla dbcp (rys. 4.b, prosta a) oraz charakterystyki przejściowej dla produktu intermodulacji trzeciego rzędu, przy oddziaływaniu na jego wejście dwoma sygnałami o jednakowej amplitudzie (prosta b). Nachylenie prostej a jest oczywiście :, gdyż poniżej dbcp przyrostom sygnału na wejściu odpowiadają proporcjonalne przyrosty sygnału na wyjściu. Zgodnie z poprzednim akapitem nachylenie prostej b jest 3: (log 3 =3). Punkt przecięcia tych dwóch prostych zrzutowany na oś odciętych jest punktem przecięcia dla produktów intermodulacji rzędu trzeciego IP3. Jest oczywiste, że im wyższa wartość IP3 tym wzmacniacz charakteryzuje się mniejszymi zniekształceniami nieliniowymi 4.2.MIESZACZ Występowanie zjawisk nieliniowych we wzmacniaczach jest zjawiskiem ze wszech miar niepożądanym. Ich istnienie powszechnie wykorzystuje się w układach nieliniowych przetwarzających sygnały takich jak: powielacze częstotliwości sterując układ jednym sygnałem i wykorzystując powstałe produkty harmonicznych; analogowe układy mnożące np. mieszacze częstotliwości sterując układ dwoma sygnałami i wykorzystując powstałe produkty intermodulacji. Mieszaczem częstotliwości [] nazywamy układ elektroniczny przetwarzający sygnał wejściowy o częstotliwości f s, w sygnał wyjściowy o częstotliwości f p, zwanej częstotliwością pośrednią,. różniącą się od f s o częstotliwość tzw. heterodyny f h. Mieszacz częstotliwości zwany dalej w skrócie mieszaczem jest więc trójwrotnikiem posiadającym wrota wejściowe sygnałowe S, wejściowe heterodynowe H i wyjściowe pośredniej częstotliwości P (rys. 7). 8

S (f s ) Mieszacz P (f p ) Heterodyna H (f h ) Rys. 7. Układ przemiany częstotliwości Ogólny związek między częstotliwościami ma postać f = mf ± nf (5) p s Najczęściej mieszacz wykorzystuje się do obniżenia częstotliwości sygnału wejściowego. W tym przypadku mieszacz realizuje zależność f = f f lub f p = f s f h (6) p h s h zilustrowaną na rys. 8. U f p f s f h f s2 f Rys. 8. Istota przemiany częstotliwości Ponieważ na wyjściu mieszacza poza produktem użytecznym pojawiają się nieużyteczne jak np. produkty wejściowe wprowadza się parametr zwany izolacją między wrotami: sygnał - pośrednia (S-P), heterodyna - pośrednia (H-P) i heterodyna sygnał (H-S). Te parametry zinterpretowano na rys. 9. U Izolacja L U hwe U swe U hwy U p S-P H-P U swy f p f s f h Rys. 9. Interpretacja parametrów mieszacza Jeśli produkt pośredniej częstotliwości ma poziom wyższy od poziomu sygnału wejściowego to mamy do czynienia ze wzmocnieniem mieszacza G, a jeśli niższy (jak na rysunku) to mamy do czynienia ze stratami mieszacza L. 9

4.2.. Mieszacz Schemat najprostszego mieszacza tranzystorowego przedstawiono na rys.. We We2 C 47n C2 47n R 5k R2 22k T R3 k +Vcc R4 k -Vee Rys.. Schemat ideowy mieszacza Jeśli do We doprowadzimy sygnał a do We2 heterodynę to na złącze baza emiter tranzystora będzie oddziaływać suma dwóch sygnałów. Przykładowy przebieg sumy sygnałów o częstotliwościach różniących się ośmiokrotnie przedstawiono na rys. lewym. Operacja sumy jest operacją liniową więc widmo takiego sygnału zawiera tylko dwie składowe. Takim przebiegiem będzie uzmienniany prąd kolektora tranzystora. Większym amplitudom będzie odpowiadał większy prąd a mniejszym mniejszy. Ponieważ zależność między prądem wyjściowym a napięciem wejściowym tranzystora jest nieliniowa więc kształt przebiegu wyjściowego tranzystora może zasadniczo odbiegać od wejściowego jak przykładowo przedstawiono na rys. prawym..5 uwe t 2 3.256 4 i t 4. 4 2. 4.462 2.3 4 2 2 3. 4 t 255 2 3 t 256 Rys.. Przebieg czasowy sumy dwóch sygnałów przed i po przetworzeniu analogowym Z rozważań dotyczących wzmacniacza wynika, ze jeśli przebieg wyjściowy ulega nieliniowemu przekształceniu względem wejściowego to pojawią się na wyjściu wszystkie składowe wymienione w poprzednim rozdziale tzn. składowe: stała, podstawowe, harmoniczne i produkty intermodulacji. W tym przypadku składowa stała, składowe podstawowe i harmoniczne są produktami zbędnymi mieszacza a użytecznymi są tylko produkty intermodulacji.

4.2.2.Mieszacz 2 Do budowy kolejnej wersji mieszacza wykorzystano wzmacniacz różnicowy (WR). Wzmacniacz różnicowy [] powstaje w wyniku równoległego połączenia dwóch stopni wzmacniaczy do wspólnego źródła prądowego. Rozważmy najprostszą konfigurację WR, tzn. z wykorzystaniem jednego wejścia asymetrycznego i dwóch wyjść asymetrycznych Wy i Wy2, przedstawioną na rys. 2. Zauważmy, że zastosowanie dwóch tranzystorów umożliwia stosowanie także wyjścia symetrycznego WR Wysym. +E C Wy R C Wysym R C2 Wy2 We T T 2 U we U s I E U s2 Rys. 2. Wzmacniacz różnicowy o konfiguracji: jedno wejście asymetryczne i jedno lub dwa wyjścia asymetryczne lub wyjście symetryczne Przyjmując warunki idealizowane i traktując źródło o wydajności I E jako idealne źródło prądowe to pod wpływem napięcia doprowadzonego do wejścia przez oba złącza baza emiter tranzystorów płynie tan sam prąd. Połączenie emiterami tranzystorów powoduje, że stopnie są do siebie dopasowane i napięcie wejściowe dzieli się po połowie między T i T2. Stopień na T pracuje w układzie OE więc wzmacnia sygnał wejściowy i odwraca fazę a stopień na T2 pracuje w układzie OB więc wzmacnia tak samo ale nie odwraca fazy. Oczywiście prąd I E rozpływa się równomiernie między oba tranzystory. Na obu wyjściach otrzymujemy więc sygnały o tym samym poziomie ale w przeciwfazie. Jeśli obciążenie podłączymy pomiędzy kolektory tranzystorów (wyjście symetryczne) to uzyskamy dwa razy większe napięcie wyjściowe. WR z wyjściem symetrycznym zapewnia więc wzmocnienie dwa razy większe niż przy wyjściu asymetrycznym. W przypadku mieszacza sygnał i heterodynę doprowadzono do jedynego złącza baza emiter. Wzmacniacz różnicowy umożliwia realizację innego sposobu przetwarzania sygnału. W tym przypadku dwa sygnały wejściowe mieszacza doprowadza się do oddzielnych złącz nieliniowych jak pokazano na rys. 3.a (tzw. mieszacz z heterodyną dolną). lub rys. 3.b. (tzw. mieszacz z heterodyną górną) [].

a) +E C b) +E C WyP R C Wysym R C2 Wy2P WyP R C Wysym R C2 Wy2P WeS T T 2 WeH T T 2 WeH WeS T 3 T 3 Rys. 3. Mieszacz z heterodyną dolną a) i górną b) W mieszaczu z rys. 3.a wydajność źródła prądowego nie jest już stała jak w przypadku z rys. 2 ponieważ prąd kolektora tranzystora T3 jest uzmienniony w czasie w takt zmian napięcia heterodyny o częstotliwości f h podłączonego do WeH. Jeśli założymy, że do WeS chwilowo nie jest doprowadzony żaden sygnał to przez obydwie sekcje WR (prawą i lewą) płyną takie same prądy zmienne o tej samej częstotliwości f h. Jeśli do WeS doprowadzimy jednak sygnał zmienny o częstotliwości f s to będzie on oddziaływał na prądy płynące przez tranzystory T i T2 o częstotliwości f h wymuszone przez źródło prądowe. Chwilowa amplituda prądów płynących przez tranzystory pary różnicowej o częstotliwości heterodyny będzie się teraz zmieniać w takt zmian wartości chwilowej sygnału. Taka operacja jest operacją nieliniową powodując pojawieniem się produktów intermodulacji. Przy niezbyt dużej różnicy między częstotliwościami sygnału i heterodyny przebieg prądów tranzystorów pary różnicowej mogą przykładowo przyjąć kształt jak na rys. 4. Rys. 4. Przebiegi prądów tranzystorów w tranzystorach mieszacza na WR W odróżnieniu od mieszacza mieszacz 2 umożliwia korzystanie z wyjścia symetrycznego. W tym przypadku chwilowym sygnałem wyjściowym jest chwilowa różnica napięć między końcówkami kolektorowymi WR. Rozpatrzmy zjawiska zachodzące na wyjściu symetrycznym z punktu widzenia sygnału podłączonego do WeS rys. 3.a. Ten sygnał powoduje pojawienie się odpowiedzi o tej samej częstotliwości na obu wyjściach ale jak wiadomo w przeciwfazie. Składowa widma sygnału o tej częstotliwości na wyjściu symetrycznym będzie miała więc poziom dwukrotnie większy niż na wyjściu asymetrycznym. Nie jest to zjawiskiem korzystnym bo tej składowej widma na wyjściu mieszacza mogłoby w ogóle nie być. 2

Rozpatrzmy zachodzące zjawiska na wyjściu symetrycznym z punktu widzenia sygnału podłączonego do WeH. Ten sygnał powoduje pojawienie się odpowiedzi o tej samej częstotliwości na obu wyjściach ale jak wiadomo w fazie. Składowa widma sygnału o tej częstotliwości na wyjściu symetrycznym jako różnicy będzie miała więc poziom zerowy. Przez analogię do zjawisk zachodzących w mostkach w równowadze (np. mostek Wiena) taki mieszacz jest nazywany zrównoważonym (w tym przypadku dla heterodyny). Jeśli przeprowadzimy podobną analizę dla mieszacza z heterodyną górną rys. 3.b to okaże się, że jest zrównoważony dla sygnału. Ogólnie mieszacz zbudowany na bazie WR jest zrównoważony dla przebiegu elektrycznego podłączonego do źródła prądowego WR. Eliminacja choćby jednej zbędnej składowej widma sygnału wyjściowego mieszacza jest jego ważną zaletą. 4.2.3.Mieszacz 3 Aby wyeliminować z widma sygnału wyjściowego mieszacza następny zbędny produkt wyjściowy tzn. składową o częstotliwości sygnału podłączonego do pary różnicowej, należy zdwoić mieszacz zrównoważony uzyskując układ przedstawiony na rys. 5.. +E C R C Wy R C2 i C3 +i C5 W W i C4 +i C6 T3 T4 T5 T6 We T T2 We2 -E E Rys. 5. Mieszacz podwójnie zrównoważony Ten układ zawiera w sobie dwa układy pojedynczo zrównoważone połączone z jednej strony do wspólnych rezystorów kolektorowych a z drugiej do wspólnego źródła prądowego o stałej wydajności (symbol dwóch kółek). Gdyby rozpatrywać każdą sekcję dwóch wzmacniaczy różnicowych (lewego i prawego) oddzielnie to zauważamy (tak jak dla układu pojedynczo zrównoważonego), że prądy kolektorów każdej pary różnicowej pod wpływem sygnału podłączonego do wejścia drugiego zmieniają się współbieżnie. Połączenie obydwóch sekcji na wspólne rezystory kolektorowe 3

R C i R C2 spowoduje, że wypadkowe prądy płynące przez te rezystory także będą się zmieniać współbieżnie. Układ jest więc zrównoważony dla sygnału podłączonego do wejścia drugiego (dolnego piętra). Aby uzyskać zrównoważenie dla sygnału podłączonego do wejścia pierwszego (górnego piętra) wystarczy zapewnić, żeby składowe o częstotliwości tego sygnału podłączonego do wejścia pierwszego płynące przez rezystory kolektorowe miały przeciwną polaryzację. W tym celu bazy tranzystorów par różnicowych są połączone naprzemiennie baza lewego tranzystora lewej pary różnicowej z bazą prawego tranzystora prawej pary różnicowej a baza prawego tranzystora lewej pary różnicowej z bazą lewego tranzystora prawej pary różnicowej. Takie sterowanie powoduje, że składowa prądu i C3 o częstotliwości sygnału podłączonego do wejścia pierwszego ma przeciwną polaryzację niż i C5 a i C4 przeciwną niż i C6. W węzłach sumujących W składowe prądów o częstotliwości sygnału podłączonego do wejścia pierwszego wzajemnie się kompensują. Reasumując, aby uzyskać podwójne zrównoważenie należy zapewnić zgodność faz składowych prądów o częstotliwości sygnału podłączonego do wejścia drugiego płynących przez rezystory kolektorowe (zerowa różnica napięć), a przeciwne fazy składowych o częstotliwości sygnału podłączonego do wejścia pierwszego (zerowy wynik sumowania prądów). Do oceny własności wzmacniających mieszaczy tranzystorowych (mieszacze diodowe są mieszaczami stratnymi) stosuje się parametr zwany nachyleniem przemiany g p definiowany jako I p g p = (7) Us gdzie: - I p - wartość składowej prądu wyjściowego mieszacza o częstotliwości pośredniej, - U s wartość napięcia sygnału wejściowego mieszacza. Zwykle I p określa się w ma a U s w V i wtedy wynik jest w ms =[ma/v]. Jeśli wynik ilorazu nachylenia przemiany i rezystancji obciążenia jest większy od jedności to mieszacz jest mieszaczem wzmacniającym a jeśli mniejszy od jedności to mieszacz jest stratny. 5. ZAGADNIENIA KONTROLNE. Produkty wyjściowe układu na T przy sterowaniu jednym sygnałem. 2. Produkty wyjściowe układu na T przy sterowaniu sumą dwóch sygnałów. 3. Parametry określające liniowość układu analogowego. 4. Bilans napięć zmiennych dla górnego piętra US. 5. Zasada zrównoważenia mieszacza 2. 6. Zasada podwójnego zrównoważenia mieszacza 3. 7. Pojęcie produktów intermodulacji 8. Pojęcie widma częstotliwościowego 9. Odpowiedź układu nieliniowego na wymuszenie jednym sygnałem. Odpowiedź układu nieliniowego na wymuszenie dwoma sygnałami. Bilans napięć i prądów zmiennych we WR 2. Pojęcie zrównoważenia mieszacza. 3. Pojedyncze zrównoważenie mieszacza 4. Podwójne zrównoważenie mieszacza 4

6. OPIS TECHNICZNY POMIARÓW W trakcie ćwiczenia laboratoryjnego należy przeprowadzić: badanie własności wzmacniacza; badanie własności mieszaczy. Podstawowym przyrządem pomiarowym jest analizator widma. Po skonfigurowaniu odpowiedniej struktury badanego układu zgodnie z wytycznymi zawartymi przy odpowiednich tabelach należy dokonać pomiaru poziomu składowych widma sygnału wyjściowego. Wszystkie pomiary poziomów sygnałów należy określać w jednostkach dbµv. Ta jednostka określa względny poziom napięcia wyrażony w db odniesiony do poziomu napięcia równego µv U U[ dbµ V ] = 2log (8) µ V Wartość dodatnia oznacza wskazuje o ile decybeli zmierzony poziom jest większy (a ujemna mniejszy) od µv. Przykładowo poziom 6 dbµv odpowiada poziomowi mv a 8 dbµv odpowiada poziomowi mv. Uwagi:. Dysponując dwoma generatorami sygnałowymi należy określić, który z nich będzie źródłem sygnału sterującego (U s ) a który źródłem sygnału heterodyny (U h ). 2. Przy zestawianiu stanowiska należy zapewnić, żeby mierniki poziomu wyjściowego generatorów wskazywały poziom na impedancji 5Ω. 3. W tabelach pomiarowych każdorazowo zaznaczono do którego z ponumerowanych wejść modelu laboratoryjnego podłączyć dany generator. Symbol np. We:s 4h oznacza, że do wejścia podłączyć źródło sygnału a do 4 źródło heterodyny. 4. Przy pomiarze składowych widma o małym poziomie wskazania poziomu mogą fluktuować ze względu na mały stosunek sygnał/szum na wejściu miernika poziomu. Przy odczycie należy wynik zaokrąglać do całkowitej. 5. Wyjście Wy modelu laboratoryjnego jest przeznaczone do podłączenia obciążenia wysokoomowego. 6. Wyjścia Wy2 i Wy3 są przeznaczone do podłączenia obciążenia niskoomowego (5Ω) w szczególności analizatora widma. 7. Przed włączeniem zasilania modelu laboratoryjnego należy włączyć analizator i odczekać aż zainstaluje się jego oprogramowanie. Do badania własności nieliniowych układu tranzystorowego należy wykorzystać układ mieszacza. W tym celu wejście We 2 należy zewrzeć do masy co spowoduje, że układ mieszacza staje się klasycznym wzmacniaczem OE i taki prosty układ poddamy badaniom. Przy badaniu wzmacniacza OE należy wykonać następujące pomiary:. Pomiar poziomu sygnału wyjściowego o częstotliwości podstawowej i harmonicznych w funkcji poziomu sygnału wejściowego. Wyniki pomiarów należy zestawić w tabeli. 2. Pomiar poziomu produktów intermodulacji 3-go rzędu na wyjściu w funkcji poziomu 2 sygnałów wejściowych. Wyniki pomiarów należy zestawić w tabeli 2. Przy badaniu mieszaczy należy wykonać następujące pomiary: 5

. Pomiar poziomów produktów wyjściowych o częstotliwościach podstawowych, harmonicznych i intermodulacyjnych mieszaczy: z wyjściem asymetrycznym dla wszystkich mieszaczy; z wyjściem symetrycznym dla mieszacza zrównoważonego i podwójnie zrównoważonego. Wyniki pomiarów należy zestawić w tabeli 3. 2. Pomiar poziomów produktu o pośredniej częstotliwości mieszaczy z wyjściem asymetrycznym w funkcji poziomu heterodyny. Wyniki pomiarów należy zestawić w tabeli 4. Tabela Poziom sygnału o częstotliwości podstawowej U wy i harmonicznych U(2f s ) i U(3f s ) na wyjściu układu jednotranzystorowego w funkcji poziomu sygnału wejściowego U zas =±8 V f s = 47 khz (sygnał do We, We2 zwarte do masy) wyjście asymetryczne U s [mv] 2 5 5 2 3 5 U wy [dbµv] U(2f s ) [dbµv] U(3f s ) [dbµv] Tabela 2 Poziom produktu intermodulacji 3-go rzędu (f IM3 = 27 khz) na wyjściu układu jednotranzystorowego w funkcji poziomu 2 sygnałów wejściowych U zas = ± 8V f s = 37 khz f s2 = 47 khz U s =U s2 =U s (We 3 i 4, We2 zwarte do masy) U s [mv] 2 5 5 2 3 5 U wy [dbµv] produkt Tabela 3 Poziomy produktów wyjściowych mieszaczy w dbµv U zas =± 8V f s = 47 khz f h = 37 khz U s =5 mv U h =5mV (We s 2h) mieszacz mieszacz 2 mieszacz 3 f [khz] f s -f h 2f h -f s 27 f h 37 f s 47 2f s -f h 57 2f h 74 f s +f h 84 2f s 94 3f h wyjście asymetryczne wyjście asymetryczne wyjście symetryczne wyjście asymetryczne wyjście symetryczne 6

f s +2f h 2 2f s +f h 3 3f s 4 Tabela 4 Poziomy produktu pośredniej częstotliwości (f s +f h ) mieszaczy z wyjściem asymetrycznym w dbµv w funkcji poziomu heterodyny U zas = ± 8V f s = 47 khz f h = 37 khz U s = 2 mv (We: s i 2h) U h [mv] mieszacz mieszacz 2 mieszacz 3 2 5 5 2 25 3 4 5 6 7 8 9 7. OPRACOWANIE OTRZYMANYCH WYNIKÓW W oparciu o otrzymane wyniki pomiarów należy: A. Dla układu wzmacniającego:. Korzystając z tabeli i 2 należy wykreślić na wspólnym wykresie 4 charakterystyki w mierze decybelowej: ) charakterystykę przejściową wzmacniacza U wy =f(u we ) dla składowej podstawowej; 2) charakterystykę przejściową wzmacniacza U wy =f(u we ) dla drugiej harmonicznej; 3) charakterystykę przejściową wzmacniacza U wy =f(u we ) dla trzeciej harmonicznej; 7

4) charakterystykę przejściową wzmacniacza U wy =f(u we ) dla produktu intermodulacji trzeciego rzędu. Postępując zgodnie z [] należy wyznaczyć graficznie i określić liczbowo punkt jednodecybelowej kompresji dbcp oraz punkt przecięcia dla produktów intermodulacji trzeciego rzędu IP3 w dbµv i mv. B. Dla mieszaczy. Należy dokonać normowania wszystkich wyników uzyskanych w tabeli 3 do poziomu składowej pcz. (84kHz) (U/U 84kHz ) i zestawić je w tabeli 5, która i dalsze znajdują się w oddzielnym dokumencie o nazwie tabele obliczeniowe. Ponieważ wyniki są w dbµv wystarczy od wartości w danej komórce odjąć wartość w komórce z poziomem (f s + f h ). Wyniki należy przedstawić na odpowiednim wykresie np. kolumnowym. 2.Na bazie tabeli 3 należy ocenić izolację [] między wrotami sygnałowymi a pcz. (izolacja S-P = U swy /U swe ) oraz heterodynowymi a pcz. (izolacja H-P = U hwy /U hwe ) i zestawić je w tabeli 6. Ponieważ wyniki są w dbµv wystarczy od wartości w komórce f s (f h ) odjąć poziom wejściowy sygnału (heterodyny) 74 (94) dbµv. Wyniki należy przedstawić na odpowiednim wykresie np. kolumnowym. 3. Korzystając z tabeli 4 należy dokonać obliczeń nachylenia przemiany dla wszystkich mieszaczy z wyjściem asymetrycznym w funkcji poziomu heterodyny i zestawić je w tabeli 7. Do obliczeń I pcz należy przyjąć wartość rezystancji obciążenia R pcz = R C = kω ). Wyniki należy zobrazować na wspólnym wykresie przebiegiem 3. charakterystyk g p =f(u h ). We wnioskach należy przeprowadzić dyskusję otrzymanych wyników i przeprowadzić analizę porównawczą własności nieliniowych wzmacniacza i mieszaczy o różnej strukturze. Dokonując porównania nachylenia przemiany należy pamiętać, że sumowania sygnałów dla mieszacza sumacyjnego (mieszacz ) dokonano na stratnym sumatorze rezystancyjnym (6dB). 8. LITERATURA. J. Boksa Analogowe układy elektroniczne BTC Warszawa 27 2. J. Boksa Układy analogowe część II, WAT Warszawa 2. 8

Załączniki R 6k R3 k +Vcc +Vcc R2x R22 k k R3 8K R36 k R37 k +Vcc R2 22k T BC8B R23 5 T2 T22 US CA328 R24 5 C2 47n R32 2.2K R33 2.2K D3R34 3.3K T3 T32 US2 S42P T34 T35 C3 47u C 47n Pa R4 k +Vee Pb C2 47n Pc P2a P2b R25 5k R27 2k R26 2.8k T23 R28 C22 5 47n -Vee P2c P2d P3a P3b R35 3.3K D32 D33 D34 T33 R38.4k T36 - C32 47u R39.4k -Vee P3c P3d Wy P4a R8 75 We We2 We3 We4 R 6,7 R2 6,7 PLL P4b R3 6,7 WyPLL P5a R4 k P5b R5 +Vcc k VCC VEE R6 -Vee k US3 AD524 C3 47n R7 2k VCC VEE US4 AD8 +Vcc -Vee C4 Wy2 47n R9 k Wy2a Zał.. Schemat ideowy badanego układu Zał. 2 Schemat funkcjonalny wzmacniacza pomiarowego. Zał.3. Schemat funkcjonalny analizatora widma z przestrajaną heterodyną 9

2