Przeciwsobny wzmacniacz mocy m.cz. z układami LM317/LM337

W artykule zdefiniowano pierwotne oraz wtórne cechy odpowiedzi układu w dziedzinie czasu. Przedstawiono wstępną analizę wpływu globalnych uszkodzeń parametrycznych na odpowiedź przykładowego analogowego układu scalonego na skok jednostkowy. Zaproponowano wiele relacji oraz superrelacji pozwalających na wyznaczenie cech pierwotnych oraz wtórnych. Przedstawiono wpływ wybranego uszkodzenia parametrycznego na wybrane ze zdefiniowanych cech. Prezentowane wyniki badań sugerują możliwość wykorzystania cech odpowiedzi analogowych układów scalonych w dziedzinie czasu do ich diagnostyki. Literatura Rys. 6. Superrelacja 3 przedstawiona w kartezjańskim (u góry) oraz biegunowym (u dołu) układzie współrzędnych Fig. 6. Superrelation 3 presented in cartesian (top) and polar (bottom) coordination systems Skuteczność i wydajność testowania może zostać poprawiona przez wykorzystanie alternatywnych do statystycznych metod klasyfikacji stanów obwodu. PF oraz SF można rozważać jako pewne obrazy obwodu. Możliwe wydaje się zastosowanie technik rozpoznawania oraz analizy obrazów. Zastosowanie klasyfikatora neuronowego lub bazującego na innych metodach sztucznej inteligencji może poprawić skuteczność testowania. Podsumowanie Globalne uszkodzenia parametryczne są typowym problemem w technologii wytwarzania analogowych układów scalonych. Udział analogowych oraz hybrydowych układów scalonych w światowym rynku elektroniki użytkowej zwiększa się z roku na rok. W efekcie rośnie zapotrzebowanie na skuteczne i wydajne metody diagnozowania analogowych układów scalonych w obecności globalnych uszkodzeń parametrycznych już na etapie prototypu (zwiększenie uzysku produkcyjnego). [1] Jantos P., Rutkowski J.: Optymalizacja uzysku analogowych układów elektronicznych. VI Krajowa Konferencja Elektroniki, KKE 07, ss. 125-130. [2] Jantos P., Rutkowski J.: Analogue Electronic Circuits Yield Optimisation with the use of Evolutionary Algorithms. International Workshop - Control and Information Technology, IWCIT 2007, pp. 245-250. [3] Laker K. R., Sansen W. M. C.: Design of Analog Integrated Ciruits and Systems. McGraw-Hill, Inc., 1994. [4] Millman J., Halkies C. C.: Integrated Electronics: Analog and Digital Circuits and Systems. McGraw-Hill, Inc., 1972. [5] Ytterdal T., Cheng Y., Fjeldly T.: Device Modelling for Analog and RF CMOS Circuit Design. Wiley, 2003. [6] Razavi B.: Design of Analog CMOS Integrated Circuits. McGraw- Hill, 2001. [7] Van Zant P.: Microchip Fabrication: A Practical Guide to Semiconductor Processing. McGraw-Hill Inc., 2004. [8] Gray P. R., Hurst P. J., Lewis S. H., Meyer R. G.: Analysis and Design of Analog Integrated Circuits. Wiley, 2001. [9] Kubisatpathy P., Barua A., Sinha S.: Fault Diagnosis of Analogue Integrated Circuuits. Springer, 2005. [10] Golonek T., Grzechca D., Rutkowski J.: Evolutionary Method for Test Frequencies Selection Based on Entropy Index and Ambiguity Sets. International Conference on Signals and Electronic Systems, ICSES 2006, pp. 511-514. [11] Jantos P., Grzechca D., Golonek T., Rutkowski J.: Gene Expression Programming-based Method of Optimal Frequency Choice for Purpose of Analogue Circuits Diagnosis. V International Conference on Computer Recognition Systems, CORES 07, pp. 794-801. Przeciwsobny wzmacniacz mocy m.cz. z układami LM317/LM337 dr inż. ADAM KRISTOF Politechnika Śląska, Instytut Elektroniki w Gliwicach Szerokopasmowe przeciwsobne wzmacniacze mocy są znane i stosowane w praktyce od początku lat trzydziestych ubiegłego stulecia. Gruntowne podstawy teoretyczne umożliwiające projektowanie tego typu wzmacniaczy zostały zawarte w trzech publikacjach z tamtego okresu: High Audio Power from Relatively Small Tubes Loy a Barton a [1], Stabilized feed-back amplifiers Harold a Black a [2] i Regeneration theory Harry ego Nyquist a [3]. Dzisiaj prace te uznawane są za klasykę podstaw elektroniki. Mimo upływu czasu, chociaż konkretne szczegóły praktycznych rozwiązań ulegały istotnym zmianom, powyższe podstawy działania szerokopasmowych wzmacniaczy przeciwsobnych pozostają niezmiennie aktualne. Praktyczne rozwiązania szerokopasmowych przeciwsobnych wzmacniaczy mocy zmieniają się już na tyle nieznacznie, że można je zaliczyć do klasyki układów elektronicznych. Podstawowe elementy tych rozwiązań są opisywane w podręcznikach akademickich [4-6], zaś konkretne szczegóły dotyczące projektowania i pozwalające osiągać zamierzone właściwości elektryczne (zamierzone parametry wzmacniacz, można znaleźć w dedykowanych książkach poświęconych tej tematyce [7-9]. Nie sposób nie odnieść wrażenia, że w tej dziedzinie wszystko, co można było wymyślić, zostało już dawno wymyślone. Autor chciałby jednak zainteresować czytelnika rozwiązaniem zupełnie nietypowym, a przy tym mającym nieoczekiwanie dobre parametry. Rozwiązanie to ELEKTRONIKA 11/2008 125

jest niezwykle proste, niemal oczywiste, a jednak nie znajdziemy go w dostępnych publikacjach ani nawet w opisach patentowych. Klasyczny komplementarny wtórnik emiterowy Tradycyjne szerokopasmowe wzmacniacze mocy, zarówno te scalone, jak i te konstruowane z elementów dyskretnych, najczęściej budowane są jako wzmacniacze 3-stopniowe, przy czym zwykle tylko jeden stopień, tzw. stopień końcowy, albo inaczej stopień mocy jest układem przeciwsobnym. Stopień ten jest bardzo często zbudowany jako komplementarny wtórnik emiterowy, (wtórnik napięci rys. 1, [4-9]. Rys. 2. Zmienność współczynnika wzmocnienia prądowego h FE przykładowego tranzystora BJT [10] Fig. 2. Inconstancy of current amplification factor h FE of an example BJT transistor [10] stosowaniu specjalnych tranzystorów o bardzo małej zmienności współczynnika h FE w szerokim zakresie zmian prądu kolektora. W praktyce jednak, mimo stosowania tych zabiegów, uzyskanie akceptowalnie małych zniekształceń wymaga, aby stopień mocy pracował w pętli silnego, ujemnego sprzężenia zwrotnego (aktywna linearyzacja układu) [2]. Dla układów zbudowanych z tranzystorami polowymi sytuacja jest podobna. Komplementarny wtórnik napięcia z układami LM317/LM337 Proponowane rozwiązanie jest bardzo podobne do klasycznego układu komplementarnego wtórnika emiterowego, ale zamiast komplementarnej pary tranzystorów zastosowano tu komplementarną parę scalonych stabilizatorów napięcia LM317 i LM337 [11,12] - rys. 3. Rys. 1. Tradycyjny komplementarny wtórnik emiterowy z polaryzacją wstępną: ilustracja zasady działania, możliwy praktyczny sposób realizacji Fig. 1. Traditional complementary emiter follower with biassing: the idea, possible practical implementation Komplementarny wtórnik emiterowy może pracować w klasie A, AB lub B, w zależności od wartości napięcia polaryzacji wstępnej U BIAS, ustalającego spoczynkowy punkt pracy tego układu. Ze względu na wymaganą wysoką sprawność energetyczną przy względnie niewielkich zniekształceniach nieliniowych, projektanci najchętniej ustalają punkt pracy wzmacniacza w klasie AB. Niezależnie od wyboru punktu pracy, praktyczne realizacje układu komplementarnego wtórnika emiterowego są zazwyczaj źródłem znaczących zniekształceń nieliniowych. Powodem tych zniekształceń jest duża zmienność współczynnika wzmocnienia prądowego tranzystora (h FE ), który silnie zależy od napięcia kolektor-emiter, od prądu kolektora, a także od temperatury tranzystora (rys. 2). Problem ten można minimalizować projektując układ w taki sposób, aby jego wrażliwość na zmiany parametru h FE tranzystorów mocy była możliwie niewielka. Inny sposób polega na Rys. 3. Komplementarny wtórnik napięcia na układach LM317 i LM337: ilustracja zasady działania, możliwy praktyczny sposób realizacji Fig. 3. Complementary voltage follower based on LM317 and LM337: the idea, possible practical implementation 126 ELEKTRONIKA 11/2008

Każdy z układów LM317 i LM337 charakteryzuje się dużym wzmocnieniem, jednak dzięki wewnętrznej pętli sprzężenia zwrotnego zachowuje się tu jak precyzyjny wtórnik napięcia z wbudowanym napięciem przesunięcia o wartości U OA =1,25 V. Przypomina to pracę tranzystora bipolarnego, który w układzie wtórnika emiterowego w zakresie pracy aktywnej również posiada wbudowane napięcie przesunięcia o względnie stałej wartości U BE 0,7 V. Istotne różnice to zwrot tego napięcia oraz jego stałość. O ile w przypadku tranzystorów napięcie to jednak rośnie (nieliniowo) wraz ze wzrostem prądu wyjściowego, to w przypadku układów LM317 i LM337 napięcie U OA można uznać za niemal niezmienne. Z tego powodu rezystory R S1 i R S2 w układzie z rys. 3 są bardzo ważne i nie można z nich zrezygnować, gdyż umożliwiają ustalenie punktu pracy wzmacniacza i decydują o jego liniowości. Strukturalne źródło zniekształceń w układzie Na rysunku 4. przedstawiono uproszczony model powyższego układu wzmacniacza. Model ten uwzględnia fakt, że prąd z każdego ze źródeł reprezentujących tu wyjścia scalonych stabilizatorów napięcia LM337 i LM317, może płynąć tylko w jednym określonym kierunku. Rys. 4. Uproszczony model elektryczny stopnia końcowego analizowanego wzmacniacza Fig. 4. Simplified electrical model of the output stage of the considered amplifier Jak łatwo zauważyć, napięcie na rezystancji obciążenia R O jest wynikiem podziału napięć tych źródeł na dzielniku utworzonym przez rezystory szeregowe R S1 i R S2 oraz rezystancję obciążenia R O. Gdy wzmacniacz pracuje w klasie AB, wówczas przechodzenie z reżimu pracy w klasie A (mała wartość prądu obciążeni do reżimu pracy w klasie B (wyłączenie się jednego z elementów wykonawczych) powoduje, iż jedna z gałęzi układu przedstawionego na rys. 4zostaje wyłączona. Tym samym skokowo zmienia się wartość rezystancji wyjściowej wzmacniacza, a co za tym idzie, także stosunek podziału analizowanego dzielnika ulega skokowej zmianie. Progowa wartość prądu wyjściowego, przy której zachodzi powyższe zjawisko, wyznaczona jest przez wartość prądu spoczynkowego. Opisany wyżej efekt można traktować jak przejście wzmacnianego sygnału (U in ) przez układ o charakterystyce pokazanej na rys. 5a. Funkcja ta jest liniowa w zakresie napięć nieprzekraczających wartości progowych ±U P i ma nachylenie k 2, równe stosunkowi podziału dzielnika R S1 R S2 z R O. Poza tym przedziałem jest również liniowa, ale ma już inne, nieco mniejsze nachylenie, wynikające z podziału dzielnika R S1 (lub R S2 ) z rezystancją R O. Rys. 5. Teoretyczna funkcja przejściowa modelująca działanie wzmacniacza w klasie AB oraz zniekształcony przebieg sinusoidalny po przejściu przez układ o takiej charakterystyce Fig. 5. Theoretical transfer function for modeling the amplifier s behavior in class AB, distorted sinusoidal signal after passing through a circuit with the above transfer function Sygnał sinusoidalny o wystarczająco dużej amplitudzie po przejściu przez układ o takiej charakterystyce ulega zniekształceniu - rys. 5b. Zniekształcenie to jest tym większe im bardziej różnią się współczynniki nachylenia k 1 i k 2. Aby wyznaczyć współczynnik zniekształceń nieliniowych, autor obliczył wartość skuteczną napięcia U Y (o przebiegu jak na rys. 5, uzyskanego po przejściu sygnału sinusoidalnego przez układ o omawianej charakterystyce, oraz wartość skuteczną pierwszej harmonicznej tego sygnału i na tej podstawie wyprowadził zależność współczynnika zniekształceń nieliniowych THD od wartości k 1 i k 2 oraz od kąta α P określającego miejsce, w którym sygnał sinusoidalny przekracza wartość progową U P (rys. 5). Następnie przeanalizowany został jeden przypadek teoretyczny, w którym k 2 = 1 a k 1 = 0,5 oraz trzy przypadki uznane za bardzo typowe, (prawdopodobne), w których założono, że rezystancja obciążenia R O ma wartość 8 Ω, a rezystory szeregowe R S1 i R S2 są równe i mają wartości: 1; 0,5 lub 0,2 Ω. Rezultaty przedstawione są w formie graficznej na rys. 6. Analiza ta pozwala dokładnie oszacować wartość THD, która w pierwszym przypadku (k 2 = 1, k 1 = 0,5) okazała się być nie większa niż 1% (-40 db), a dla pozostałych, bardziej praktycznych przypadków nie przekracza wartości odpowiednio: -83 db dla R S =1 Ω, -95 db dla R S = 0,5 Ω oraz ELEKTRONIKA 11/2008 127

Rys. 6. Zależność współczynnika zniekształceń nieliniowych THD od wartości kąta progowego dla wybranych wartości współczynników k 1 i k 2 Fig. 6. Total harmonic distortion ratio THD vs threshold angle for selected values of k 1 and k 2 coefficients -110 db dla R S = 0,2 Ω. A zatem, zauważone strukturalne źródło błędu liniowości okazuje się mieć bardzo niewielkie znaczenie praktyczne, a ponadto dość dokładnie można określić spodziewaną maksymalną wartość wprowadzanych zniekształceń, jeśli są znane wartości rezystorów R S i rezystancji obciążenia R O. Wyniki badań eksperymentalnych W celu sprawdzenia poprawności zaproponowanego rozwiązania i oceny jego właściwości autor zbudował i zbadał prototyp układu wzmacniacza na scalonych stabilizatorach napięcia LM317 i LM337. Schemat ideowy tego wzmacniacza przedstawia rys. 7. Biorąc pod uwagę parametry graniczne układów LM317 i LM337 zdecydowano, że przy rezystancji obciążenia R O =8Ω układ może być bezpiecznie zasilany symetrycznym napięciem ±16 V. Jako zasilacz wykorzystano niestabilizowane źródło napięcia ±16 V (transformator i prostownik szczytowy), którego napięcie biegu jałowego (bez obciążeni miało wartość ±17,2 V. Zadaniem zastosowanego w układzie wzmacniacza operacyjnego A 1 (NE5532) jest zapewnienie odpowiedniej czułości wejściowej wzmacniacza. Dla zapewnienia stabilności częstotliwościowej stopnia.mocy konieczne było zastosowanie kondensatora C B2 (układ LM337). Wartość C B2 dobrano eksperymentalnie. Zmieniając wartość R B1 od 10 Ω do 30 Ω można było ustalić prąd spoczynkowy w zakresie 7...27 ma. Zaobserwowany dryft prądu spoczynkowego na skutek zmian temperatury w czasie pracy układu nie przekraczał 5 ma. Maksymalna amplituda sinusoidalnego sygnału na obciążeniu rezystancyjnym R O =8Ω, (tuż przed obcinaniem wierzchołków), miała wartość 13 V (napięcie skuteczne 9,2 V sk ). Daje to moc sinusoidalną wzmacniacza rzędu 10,5 W. Zaobserwowano płaską charakterystykę przenoszenia układu w paśmie do ok. 5 khz, przy czym dla 5 khz można już było zauważyć wyraźne zniekształcenia wynikające z procesu przełączania układów LM317 i LM337 (praca w klasie AB). Wyniki pomiarów współczynnika zniekształceń nieliniowych układu (THD+N, całkowita zawartość harmonicznych plus szum) zostały podsumowane na rys. 8. Próba objęcia układu pętlą globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego, (zworka J1), nie przyniosła spodziewanej poprawy liniowości. Szybki wzmacniacz A 1 zamiast prostować nieliniowości pracującego na granicy swoich dynamicznych możliwości stopnia mocy, powodował jedynie niestabilność układu. Ograniczenie szybkości wzmacniacza A 1, (zworka J2), rozwiązywało ten problem, ale wówczas niewielkie wzmocnienie wzmacniacza A 1 w zakresie wyższych częstotliwości nie wystarczało do poprawy liniowości układu. Rys. 7. Eksperymentalny układ przeciwsobnego wzmacniacza mocy na układach LM317/LM337 Fig. 7. Experimental circuit of complementary (push-pull) power amplifier on the LM317/LM337 128 ELEKTRONIKA 11/2008

Podsumowanie Przeprowadzone badania i pomiary potwierdzają poprawność koncepcji budowy przeciwsobnego wzmacniacza mocy na układach LM317 i LM337. Właściwości tego rozwiązania są jednak ograniczone parametrami dynamicznymi, nieliniowościami i szumami układów LM317 i LM337, co przekłada się na ograniczone pasmo przenoszenia wzmacniacza, (maksymalnie do kilku khz) oraz na niezbyt imponujący zakres dynamiki, rzędu 50...60 db. Mimo to stabilna praca układu w klasie AB z niewielkim prądem spoczynkowym, zapewniającym wysoką sprawność energetyczną, a także wbudowane zabezpieczenia prądowe i termiczne układów LM317 i LM337 czynią ten układ interesującym praktycznym rozwiązaniem dla zastosowań, które nie wymagają pełnego akustycznego pasma częstotliwości. Literatura Rys. 8. Parametry eksperymentalnego przeciwsobnego wzmacniacza mocy na układach LM317 i LM337 Fig. 8. Parameters of the experimental complementary power amplifier on the LM317 and LM337 [1] Barton L.E.: High Audio Power from Relatively Small Tubes. Proc. IRE, pp. 1131-1149, Jul 1931. [2] Black H. S.: Stabilized feed-back amplifiers. Elect. Eng., pp. 114-120, Jan. 1934. Dostępne również jako: Classic Paper, Proceedings of the IEEE, vol. 87, no. 2, pp. 379-385, Feb. 1999. [3] Nyquist H.: Regeneration theory. Bell Syst. Tech. J., vol. 11, pp. 126-147, July 1932. Dostępne pod: http:// media.wiley.com/product_data/excerpt/14/07803602/0780360214.pdf [4] Praca zb. pod redakcją Kuty St.: Elementy i układy elektroniczne. Cz. I, ss. 379-399, Uczelniane Wydawnictwa Naukowo-Techniczne AGH, Kraków 2000. [5] Tietze U., Schenk Ch.: Układy półprzewodnikowe. WNT Warszawa 1993, ss. 536-559. [6] Filipkowski A.: Układy elektroniczne analogowe i cyfrowe. Podręczniki Akademickie: Elektronika Informatyka Telekomunikacja, WNT Warszawa 1993, ss. 331-366. [7] Self D.: Audio Power Amplifier Design Handbook. Third edition, Newnes 2002. [8] Self D.: Self on Audio. ISBN 0 7506 4765 5, Newnes 2000. [9] Slone R.: High-Power Audio Amplifier Construction Manual. McGraw Hill 1999. [10] Small-signal transistors. PHILIPS Data handbook, Semiconductors, Book S3, 1988. [11] LM117/LM317A/LM317 Three-Terminal Adjustable Regulator. National Semiconductor Corporation, Data Sheet, 1999, dostępne pod: www.national.com [12] LM137/LM237/LM337 Three-Terminal Adjustable Negative Voltage Regulators. STMicroelectronics, Data Sheet, 2005, dostępne pod: www.st.com Wykorzystanie języka XML w procesie projektowania układów SoC dr inż. DARIUSZ STACHAŃCZYK Wydział Automatyki Elektroniki i Informatyki, Politechnika Śląska, Gliwice Rosnąca z roku na rok złożoność realizowanych systemów elektronicznych powoduje, że tradycyjne metody projektowania, polegające na samodzielnej realizacji niezbędnych bloków funkcjonalnych systemu w postaci kodu HDL, a następnie ich integracji w modelu top-level, który po weryfikacji jest syntetyzowany i implementowany w postaci układu ASIC lub FPGA, stają się rozwiązaniem zdecydowanie nieefektywnym. Rozwiązaniem pozwalającym spełnić narzucone wymagania krótkiego cyklu produkcyjnego i akceptowalnych kosztów produkcji przy jednoczesnym zachowaniu odpowiednio wysokiej jakości, jest realizacja złożonych systemów elektronicznych typu SoC (ang. System on Chip) na bazie tzw. wirtualnych komponentów (ang. Virtual Components, IP Components). Chociaż metodologia projektowania z wykorzystaniem wirtualnych komponentów jest obecnie uznawana jako skuteczne rozwiązanie umożliwiające usprawnienie procesu projektowania układów SoC, jednak problemem pozostaje wciąż jej efektywne wdrożenie i wykorzystanie. Wraz z rosnącym zainteresowaniem tą metodologią projektowania, a tym samym wzrostem liczby potencjalnie dostępnych dla projektanta wirtualnych komponentów, problem ten staje się coraz bardziej istotny, gdyż wykorzystanie w projekcie SoC komponentów pochodzących z różnych źródeł może być procesem skomplikowanym i czasochłonnym. Ponieważ dobór odpowiednich komponentów wirtualnych ma istotne znaczenie dla końcowego efektu projektu, prowadzone jest wiele ELEKTRONIKA 11/2008 129