Scalony analogowy sterownik przekształtników impulsowych MCP1630

Transkrypt

1 Scalony analogowy sterownik przekształtników impulsowych MCP1630 DRV 1. Impuls zegara S=1 R=0 Q=0, DRV=0 (przez bramkę OR) 2. Koniec impulsu S=0 R=0 Q=Q 1=0 DRV=1 CFB VFB 3. CFB > COMP (VFB VREF) S=0 R=1 Q=1 DRV=0 4. CFB = 0 (tranzystor wyłączony) S=0 R=0 Q=Q 1=1 DRV=0 DRV=0 trwa minimum przez fazę 1, gdyż wówczas wymusza to OSCIN przez bramkę OR. Czas trwania impulsu OSCIN narzuca więc toff(min) czyli Dmax 15

2 Przetwornica podwyższająca pełny schemat LM liniowy stabilizator napięcia MCP1630 scalony układ sprzężenia zwrotnego PIC10F206 mikrokontroler TC6501 detektor progu temperatury (0/1 z histerezą) MCP1525 źródło napięcia odniesienia 9 V 15 V, 250 ma W tej aplikacji: określenie częstotliwości i Dmax łagodny start (wypełnienie paczek impulsów) monitoring napięcia wejściowego i temperatury stałe napięcie odniesienia z MCP

3 Program pętla główna 17

4 Program generator przebiegu zegarowego Łagodny start 1. Odczekaj odpowiednią liczbę impulsów 2. Skocz do odpowiedniej liczby impulsów Pętla podstawowa okres = 4 cykle impuls = 1 cykl (bsf) Dmax = 0,75 fclk = 4 MHz 1 cykl = 1 µs fpwm = 250 khz 18

5 Program zabezpieczenie (pod)napięciowe i (nad)temperaturowe Dzięki użyciu progowego czujnika temperatury, wystarczył mikrokontroler z jednym komparatorem, którego wejścia są na sztywno przypisane do wyprowadzeń (IN+ = GP0) i który służy do pomiaru napięcia wejściowego Temperatura jest natomiast testowana na wejściu GP1 bezpośrednio jako wartość logiczna 19

6 Scalony sterownik MCP1631 Przeznaczenie współpraca ze średnio złożonymi mikrokontrolerami sterowanie analogowo-cyfrowe poziomu 2 i 3 Zasoby wbudowany liniowy stabilizator napięcia (wersja HV do 16 V) wzmacniacz błędu zabezpieczenia (OV, UVLO, OT) sterownik bramki (5 V, 1 A) możliwość realizacji sprzężenia napięciowego (wewnętrzna piła) lub prądowego (CS) Rola MCU częstotliwość przełączania przekształtnika faza sygnału sterującego względem innych bloków ograniczenie współczynnika wypełnienia napięcie odniesienia 20

7 Przetwornica SEPIC do ładowania akumulatorów (poziom 3) Zasilanie 5,3 16 V Prąd do 2 A Profile ładowania NiMH, NiCd, Li-Ion Funkcje MCU zegar dla MCP1631 VREF (PWM + RC) prąd ładowania (ISIN) zależny od akumulatora technologia napięcie temperatura liczba zabezpieczenie OV wyjęcie/przeładowanie UI przyciski i LED 21

8 Sterowanie procesem ładowania Główna wielkość sterowana prąd akumulatora IBATT = isec(av) Napięcie ( prąd ) odniesienia VREF bocznik w szereg z akumulatorem zwiększałby upływ wzmacniacz A2 10 V/V zwiększa poziom sygnału z bocznika wykorzystane sprzężenie napięciowe z A1 zadawane przez mikrokontroler na podstawie pomiaru VBATT i w zależności od rodzaju akumulatora Dodatkowo ograniczenie prądu wejściowego IINPUT = it(av) it(pk) obwód sprzężenia prądowego C1+RS (pominięty na rysunku) 22

9 Pełny schemat: obwód mocy + sterownik 23

10 Pełny schemat: obwód mikrokontrolera PIC16F z rozbudowanym interfejsem użytkownika 24

11 Algorytm sterowania 25

12 Program: generator PWM REFERENCE_PIN pin podłączony przez filtr RC do wejścia V REF sterownika IRef bieżąca wartość prądu odniesienia, którą należy podać na wejście V REF sterownika; przeskalowana do maksymalnej wartości licznika czasomierza tj =1023 IRefOn/Off wartości do załadowania do licznika czasomierza w celu uzyskania czasów ton(1)/toff(0)=d IRef IRefMax/Min wartość, do której dąży IRef, wyznaczona na podstawie rodzaju i stanu akumulatora rejestry czasomierza Timer 1: T1CON rejestr konfiguracyjny TMR1H/L górny i dolny bajt licznika TMR1IF flaga przerwania 26

13 Program: parametry ładowania wykorzystanie wewnętrznej pamięci EEPROM do zapamiętania ustawień sprzed wyłączenia zasilania parametry procesu ładowania przeskalowane do wartości uzyskiwanych z przetworników A/C i wpisywanych do licznika czasomierza 27

14 Program: pętla główna uruchamiana co 1 sekundę odczyt z dwóch ADC (napięcie, temperatura) średnia z 16 pomiarów dla redukcji wpływu szumów i zaburzeń sprawdzenie stanu przycisków sprawdzenie stanu napięcia i (dla NiMH/NiCd) temperatury maszyna stanowa on / off / odpowiedni etap ładowania zapis stanu do pamięci EEPROM 28

15 Program: maszyna stanowa uruchomienie: ustawiany jest niewielki prąd ConditionCurrent kwalifikacja akumulatora: jeżeli po podaniu niewielkiego prądu napięcie na nim przekracza próg, to znaczy że akumulator jest sprawny i można rozpocząć ładowanie 29

16 Program: maszyna stanowa (cd.) prąd odniesienia IRef będzie się zwiększał od obecnego czyli ConditionCurrent do IRefMax==MaxChargeCurrent z krokiem 50 co odpowiada ~100 ma jeżeli spełniony został warunek du/dt lub dt/dt to końcowa faza ładowania: prąd ChargeTermination przez czas ChargeTopOffTime zabezpieczenie czasowe przed przeładowaniem (ChargeTimeout) upłynął czas ChargeTopOffTime wyłączenie urządzenia, prąd = 0 30

17 Sterownik prądu przemiennego sterowany cyfrowo w pętli otwartej (poziom 2) V CC =U Z,D1 UF,D2 I G= V CC U GK R U CE 7 TRC1 Q4016LH3: I GT =20 ma (I, II, III) I B V CC U BE R8 I GP2(max) =±25 ma 31

18 Ogólna idea sterowania Odbiornikiem jest element grzejny Sterowanie grupowe z załączaniem w zerze mniejsze zaburzenia, gdyż niewielka stromość prądowa Ujemne impulsy wyzwalające triaka wynika z topologii rezystancyjny o dużej stałej czasowej korzystne ćwiartki II i III (MT+G, MT G ) Pętla otwarta stałe zasilanie (±5%) i obciążenie 32

19 Układ i algorytm sterowania POT1 nastawa mocy wyjściowej Po wykryciu zera przez GP3, na GP2 wystawiana jest 1 przez 2 ms, o ile triak ma być w danym półokresie sieci załączony 33

20 Detekcja przejścia przez zero UZ,D1 UF,D2=4,5 V VZX GP3 UOUT+UF,D1 VL VL + 0V UF,D2 34

21 Pomiar rezystancji potencjometru: idea (VL+) GP1 jako wyjście ustawienie 1 na cały półokres C6 ładuje się przez R13 do 3V (VCC VZD4)/R13 > IZD4 (VL ) GP1 jako wejście C6 rozładowuje się przez POT1 i R12 pomiar czasu rozładowania tdis za pomocą czasomierza 0 i wewnętrznego komparatora 0,6 V dobór stałej czasowej: tdis(max) < T/2 VC6 D4 eliminuje wpływ tętnienia VCC 35

22 Pomiar rezystancji potencjometru: program 36

23 Filtracja zaburzeń filtr zaburzeń w.cz. filtr przepięciowy filtr dolnoprzepustowy rozdzielone masy obwodu mocy (sieci) i sterowania (mikrokontrolera) fitry dolnoprzepustowe fc 1 khz (kondensatory ceramiczne) 37

24 Zasilacz beztransformatorowy rezystancyjny Do kondensatora musi dopłynąć tyle ładunku, ile jest z niego odbierane I IN V HW,RMS V HW,RMS R1 V PEAK V Z 2 I OUT = 2V RMS V Z 2 Skrajne wartości prądu: minimalna istotna ze względu na zasilany układ VRMS = 220 V (min) VZ = 5,1 V (max) R1 = 6,8 kω 1,1 = 7,48 kω (max ±10%) IIN = 20,5 ma (min) maksymalna istotna ze względu na moce strat VRMS = 240 V (max) VZ = 5,0 V (min) R1 = 6,8 kω 0,9 = 6,12 kω (min ±10%) IIN = 27,3 ma (max) Wymagane moce znamionowe maksymalne moce strat: R1 2 ( ) P V RMS R1 R = 1 2 ( ) 240 6,12 k 6,12 k=9,4 W V RMS 240 P D1 V Z =5,1 =0,20 W R1 6,12 k P V I =0,7 27,3 m=0,019 W D2 F IN 38

25 Zasilacz beztransformatorowy pojemnościowy R1 ogranicza tylko przetężenie po załączeniu zasilania (można zastosować termistor NTC) I PEAK = 2 V RMS R1 C2 ogranicza tętnienie napięcia wyjściowego T V OUT C 2 I OUT 2 Stan ustalony I IN V HW,RMS X C1 +R1 V HW,RMS I OUT ; X C1= V PEAK V Z 2 = 1 2πf C minimalna VRMS = 220 V (min) VZ = 5,1 V (max) f = 49,5 Hz (min) C1 = 0,62 µf 0,8 = 0,496 µf (min ±20%) XC1 = 6,48 kω R1 = 680 Ω 1,1 = 748 Ω (max ±10%) IIN = 21,2 ma (min) maksymalna 1 2V RMS V Z 2 Skrajne wartości prądu ograniczone głównie przez C1: VRMS = 240 V (max) VZ = 5,0 V (min) f = 50,5 Hz (max) C1 = 0,62 µf 1,2 = 0,744 µf (max ±20%) XC1 = 4,24 kω R1 = 680 Ω 0,9 = 612 Ω (min ±10%) IIN = 34,5 ma (max) R1 2 ( ) P V R1,RMS X C1 R =2,0 W 1 V R1,RMS P D1 U Z =0,28 W X C1 P D2 U F I IN=0,024 W 39

26 Napięcie wyjściowe w funkcji obciążenia Wyniki badań zasilacza zaprojektowanego na: Vout = 4,5 V Iout = 10 ma Obciążenie opornikiem Rload Rload = 10kΩ Iout = 0,45mA Rload = 500 Ω Iout = 9 ma Rload = 270 Ω Iout = 16 ma 40

27 Modyfikacje Układy z zabezpieczeniami R1+R2 zmniejszenie napięcia mniejsze ryzyko przebicia R3 C3 / R2 C1 filtry zaburzeń wstrzykiwanych do sieci Zasilacz rezystancyjny z prostownikiem dwupołówkowym zwiększa prąd wyjściowy 2 razy gdyż 2V RMS V Z V FW,RMS 2 mniejsze tętnienie VOUT większa sprawność większy koszt i wymiary VOUT nie jest odniesione do sieci (L lub N) niemożliwe sterowanie triakami 41

28 Cechy zasilaczy beztransformatorowych Wspólne Pojemnościowe względem rezystancyjnych mniejsze wymiary niż transformatorowych (transformator sieciowy) tańsze od transformatorowych i impulsowych brak izolacji galwanicznej (bezpieczeństwo) zalety przeważają wyłącznie dla małej mocy wyjściowej (rzędu 100 mw) mniejsze straty mocy większa sprawność mniejsze moce znamionowe elementów wyższy koszt Rezystancyjne najmniejszy koszt moc strat w oporniku rośnie w kwadracie obciążenia możliwość detekcji zera napięcia sieci brak przesunięcia fazy na kondensatorze 42