Prostokątne anteny mikropaskowe zasilane przez sprzężenie elektromagnetyczne

Transkrypt

1 Prostokątne anteny mikropaskowe zasilane przez sprzężenie elektromagnetyczne mgr inż. MATEUSZ KOWALCZYS, dr hab inż. WŁODZIMIERZ ZIENIUTYCZ Politechnika Gdańska, Wydział Elektroniki, Telekomunikacji i Informatyki W ostatnich latach obserwuje się gwałtowny rozwój komunikacji bezprzewodowej, która ma umożliwić nieskrępowany dostęp do informacji, w tym dostępnej w światowych zasobach internetu. W odniesieniu do lokalnych sieci bezprzewodowych WLAN (Wireless Local Area Network) powszechnie stosowanym obecnie standardem jest standard określany jako WiFi (Wireless Fidelity), opisany szczegółowo w specyfikacji IEEE W Europie sieci WiFi funkcjonują w dwóch nielicencjonowanych pasmach częstotliwości, określanych skrótem ISM (Industrial, Scientific, Medical ): 2,4 2,485 GHz oraz 5,47 5,825 GHz. W odniesieniu do niższego pasma specyfikacje określają standardy b i g. Szczególnie ten ostatni wydaje się być atrakcyjny, jako łączący zalety b (powszechność, mniejsze, niezbędne moce, większy zasięg) oraz a (szybkość transmisji do 54 Mb/s). W efekcie wydaje się, że systemy pracujące w pasmach 2,4 i 5,7 GHz będą w najbliższych latach szeroko stosowane w systemach WLAN. Jednym z podstawowych elementów systemu komunikacji bezprzewodowej jest antena, od własności której zależy jakość transmisji, a w konsekwencji zasięg sieci. Prawidłowy dobór anteny zależy od roli, jaką spełnia ona w sieci. O ile od anteny w terminalu odbiorczym oczekuje się niewielkich wymiarów, w miarę dookólnej charakterystyki promieniowania, o tyle antena oświetlająca obszar, w którym jest udostępniana łączność (tzw. hot spot) powinna oświetlać ściśle określoną część przestrzeni. Wybór określonego rozwiązania konstrukcyjnego anteny wiąże się nie tylko z własnościami elektrycznymi, lecz również z jej technologicznością, kosztami wytworzenia i estetyką. Z tego punktu widzenia dobrym kandydatem wydają się być anteny planarne wykorzystujące promienniki w postaci łat prostokątnych (często nazywane antenami mikropaskowymi). W swojej klasycznej postaci anteny te, zasilane bezpośrednio przez linię mikropaskową [1], nie gwarantują uzyskania pasma pracy niezbędnego dla rozważanego systemu. Niedogodność tę usunięto [2] proponując zasilanie łaty poprzez sprzężenie elektromagnetyczne. Powoduje to pewne utrudnienia technologiczne (konieczność realizacji struktur wielowarstwowych) oraz projektowe (złożona metodyka projektowania), jednak uzyskuje się istotne zwiększenie pasma pracy przy zachowaniu planarności struktury. Dobrym rozwiązaniem wydaje się być zastosowanie warstwy powietrza jako jednej z warstw podłoża, co eliminuje konieczność klejenia warstw podłożowych. Promienniki tego typu mogą być wykorzystane w różnych systemach bezprzewodowych (czy też w radiolokacji) jako samodzielne anteny lub jako elementy szyków antenowych o odpowiednio ukształtowanej wiązce. Celem niniejszej pracy jest przedstawienie wyników badań nad prostokątnymi promiennikami łatowymi na podłożu uwarstwionym dielektryk-powietrze, zasilanymi przez sprzężenie elektromagnetyczne realizowane przez szczelinę prostokątną w ekranie. Na potrzeby niniejszej pracy założono, że promiennik powinien spełniać wymagania w zakresie pasma pracy, zdefiniowane przez standard b/g. Przyjęto, że w paśmie pracy promiennik powinien charakteryzować się WFS 2. Szczególny nacisk położono na poszerzenie pasma pracy tak, aby uwzględniając rozrzuty produkcyjne spełnić sformułowane w tym zakresie wymagania. W pracy rozważono trzy konfiguracje promiennika: klasyczną, ze szczeliną sprzęgającą umieszczoną w osi łaty, ze szczeliną przesuniętą w stronę krawędzi promieniującej (nazywaną dalej z przesuniętym punktem zasilania), z dodatkowym elementem reaktancyjnym, wkomponowanym w strukturę łaty. Dla każdej z rozważanych konfiguracji przedstawiono wyniki badań numerycznych, wykonanych z użyciem symulatora pełnofalowego i porównano je z wynikami pomiarów zrealizowanych modeli anten. Porównania dotyczyły dopasowania anteny oraz charakterystyk kierunkowych promieniowania w przekrojach E i H. W ostatniej części pracy zestawiono wyniki pomiarów parametrów analizowanych struktur oraz podsumowano wyniki pracy. Promiennik zasilany w osi łaty Na rysunku 1. przedstawiono schematycznie konfigurację promiennika zasilanego przez sprzężenie elektromagnetyczne, realizowane poprzez szczelinę prostokątną w ekranie zasila- Rys. 1. Promiennik prostokątny na podłożu uwarstwionym dielektryk-powietrze, zasilany w osi łaty: a) widok z boku; b) widok z góry Fig. 1. Rectangular patch antenna on layered dielectric-air substrate fed at the centre of symmetry: a) side view; b) top view Rys. 2. Wpływ grubości warstwy powietrza d p na pasmo pracy (definiowane poprzez WFS < 2) dla promiennika prostokątnego na częstotliwości 2,45 GHz Fig. 2. Rectangular patch bandwidth (defined for SWR 2) as a function of the air layer thickness d p calculated at the frequency 2.45 GHz 74 Elektronika 5/2008

2 a) Rys. 3. Promiennik z zasilaniem symetrycznym: a) widok ogólny (od strony łaty oraz zasilającej linii mikropaskowej; b) zdjęcia: łaty, szczeliny sprzęgającej oraz zasilającej linii mikropaskowej Fig. 3. Patch antenna fed at the centre of symmetry: a) general view (from the patch and the feeding line sides, respectively); b) photographs of the patch, the slot and the feeding microstrip b) jącej linii mikropaskowej. Promiennik ten, będący klasycznym rozwiązaniem, będzie traktowany jako punkt odniesienia dla innych konfiguracji. W promienniku, jako dielektryczne warstwy podłożowe I i II, wykorzystano materiał RF-35 o grubości d d = 0,762 mm, względnym współczynniku przenikalności elektrycznej ε rd = 3,48, oraz startności tg δ = 0,0018. Warstwa I jest połączona z warstwą II poprzez metalowe wkręty z odpowiednimi dielektrycznymi walcami dystansującymi, które ustalają odległość pomiędzy podłożami. Ze względu na oddalenie tych elementów od łaty i szczeliny sprzęgającej, w symulacjach komputerowych zaniedbano ich obecność. W pierwszym etapie badań oszacowano wstępnie grubość warstwy powietrznej, gwarantującą uzyskanie dostatecznie szerokiego pasma. W tym celu określono zastępczą przenikalność elektryczną uwarstwionego podłoża łaty (układu warstw: podłoże II powietrze) [3]: Rys. 4. Teoretyczne (linia ciągła) oraz zmierzone (linia przerywana) charakterystyki częstotliwościowe współczynnika odbicia promiennika prostokątnego Fig. 4. Simulated (solid line) and measured (dotted line) reflection coefficients of rectangular patch antenna as a function of the frequency ε zast = ε rd ε rp ( d + d ) d p 1 tg δp tg δp ε d + ε d gdzie wielkości oznaczone indeksem p dotyczą powietrza, zaś d dielektryka RF-35. Dla potrzeb rozważanego projektu przyjęto ε rp = 1 oraz tg δ p = 0. Wykorzystując program PCAAD v3.0 dokonano wstępnej oceny możliwości uzyskania określonego pasma pracy w funkcji grubości warstwy powietrza. Wyniki obliczeń przedstawiono na rys. 2. Z wykresu przedstawionego na rys. 2. wynika, że wybierając d p = 6,5 mm możemy oczekiwać pasma pracy rzędu 12%. Uwzględniając przybliżony charakter zależności (1), dokładność użytego narzędzia obliczeniowego, oczekiwaną, skończoną dokładność symulacji pełnofalowych oraz rozrzuty produkcyjne można przyjąć, że założenie teoretycznego tak szerokiego pasma powinno zabezpieczyć spełnienie przez zrealizowany model wymagań stawianych antenom przez standard. rp d rd p (1) Po ustaleniu grubości warstwy powietrza przystąpiono do projektowania anteny z wykorzystaniem symulatora pełnofalowego. Symulacje pozwoliły określić istotne wymiary struktury, w tym przede wszystkim wymiary łaty prostokątnej (wymiar rezonansowy L = 43,5 mm, szerokość łaty W = 62,9 mm) oraz wymiary szczeliny sprzęgającej i długość sęka kompensującego składową reaktancyjną impedancji wejściowej anteny (sęk część linii mikropaskowej, której długość jest liczona od środka szczeliny sprzęgającej do końca linii). Wykorzystując wyniki symulacji komputerowych zaprojektowano promiennik, wykonano go (rys. 3), a następnie zmierzono jego parametry. Na rysunku 4. przedstawiono wykres zmierzonego współczynnika odbicia (w db), porównany z wynikami symulacji pełnofalowej. Można zauważyć dobrą zgodność wyników symulacji komputerowej oraz pomiarów w odniesieniu do częstotliwości środkowej oraz istotne różnice w paśmie pracy (ok. 10% teoria i 6,5% pomiary) oraz w poziomie dopasowania ( 40 db teoria i ok. 16 db pomiary). W interesującym nas paśmie częstotliwości współczynnik odbicia jest Elektronika 5/

3 w przekroju H. Dla częstotliwości f = 2,45 GHz szerokości wiązek (liczone na poziomie 3 db) wynoszą odpowiednio: 69 dla przekroju E oraz 66 dla przekroju H. Charakterystyki zmierzone i teoretyczne dla skrajnych wartości pasma WiFi nie odbiegały znacznie od przedstawionych na rys. 5 i 6. Promiennik z przesuniętym punktem zasilania Rys. 5. Charakterystyki kierunkowe promieniowania promiennika prostokątnego w przekroju E dla częstotliwości f = 2,45 GHz: teoretyczna (linia ciągła) oraz zmierzona (linia przerywana) Fig. 5. Theoretical (solid line) and measured (dotted line) E-plane radiation patterns at the frequency 2.45 GHz Umieszczenie szczeliny sprzęgającej w osi łaty umożliwia uzyskanie najlepszego sprzężenia [4], co nie oznacza, że jest ono optymalne z punktu widzenia szerokości pasma. W ramach niniejszej pracy rozważono również promienniki na podłożu uwarstwionym, w których szczeliny sprzęgające były umieszczone w odległościach: x d = 6 mm, 12 mm oraz 15 mm od osi symetrii łaty (rys. 7). Grubości warstw podłoża dielektrycznego oraz warstwy powietrza były takie same jak w promienniku zasilanym w osi łaty. Należy podkreślić, że zmiana punktu zasilania powoduje zmniejszenie sprzężenia, co możemy kompensować przez zmiany wymiarów szczeliny sprzęgającej. Stwarza to jednak konieczność korekty dopasowania części reaktancyjnej impedancji wejściowej a więc długości sęka mikropaskowej linii zasilającej. Warto również zauważyć, że poziom dopasowania na częstotliwości środkowej ma wpływ na Rys. 6. Charakterystyki kierunkowe promieniowania promiennika prostokątnego w przekroju H dla częstotliwości f = 2,45 GHz: teoretyczna (linia ciągła) oraz zmierzona (linia przerywana) Fig. 6. Theoretical (solid line) and measured (dotted line) H-plane radiation patterns at the frequency 2.45 GHz mniejszy od 12 db (WFS 1,7), co wyraźnie spełnia sformułowane wymagania i potwierdza zasadność przyjętych założeń. Przyczyną różnic pomiędzy teorią a wynikami pomiarów może być, między innymi, zbyt mała odległość przejścia SMA linia mikropaskowa od krawędzi łaty Na rysunkach 5. i 6. przedstawiono zmierzone dla częstotliwości f = 2,45 GHz charakterystyki promieniowania w przekrojach E i H i porównano je z otrzymanymi z symulatora pełnofalowego. Można zauważyć, że dla obu przekrojów występuje promieniowanie w kierunku prostopadłym do kierunku maksymalnego promieniowania, podczas gdy symulacje komputerowe wskazują, że dla tych kierunków powinno wystąpić wyraźne minimum promieniowania. Efekt promieniowania dla kierunku wzdłuż płaszczyzny łaty wynika ze skończonych rozmiarów poprzecznych anteny, których nie można było uwzględnić na etapie symulacji (ograniczenia symulatora). Należy podkreślić dobrą zgodność teorii i pomiarów dla obu charakterystyk w zakresie kątów od 60 do 60. Dla większych odchyleń od kierunku maksymalnego promieniowania lepsza zgodność występuje dla charakterystyk Tab. 1. Wyniki symulacji pełnofalowej szerokości pasma pracy oraz wartości maksymalnej współczynnika odbicia dla promienników z przesuniętym punktem zasilania Tabl. 1. The results of the full-wave simulations of the bandwidths and the maximal values of reflection coefficients of the patch antennas with the displaced feed points Lp. x d [mm] Pasmo [%] Γ we max [db] ,3-39, ,2-34, ,3-32,7 Rys. 7. Struktura planarna układu zasilającego dla promiennika z przesuniętym punktem zasilania Fig. 7. Patch antenna with displaced feed point 76 Elektronika 5/2008

4 szerokość pasma. W efekcie przyjęto procedurę projektowania, w której poszukiwano takiej konfiguracji, aby dopasowanie dla częstotliwości środkowej było maksymalne. W tab. 1. podano wyniki symulacji dla kilku wybranych wartości przesunięcia punktu zasilania. Do realizacji wybrano wariant oznaczony numerem 3 w tab. 1. Ze względu na przesunięcie szczeliny zasilającej zwiększono wielkość płytki podłożowej (rys. 8) tak, aby szczelina sprzęgająca nie oddziaływała z przejściem z linii mikropaskowej na linię współosiową (w standardzie SMA). Wyniki pomiarów dopasowania zrealizowanej anteny przedstawiono na rys. 9, na którym naniesiono dla porównania wyniki symulacji pełnofalowej. Można zauważyć, że w zakresie wyższych częstotliwości charakterystyki teoretyczna oraz uzyskana z pomiarów są w przybliżeniu zgodne. Dla dolnej częstotliwości pasma zmierzony współczynnik odbicia S 11 osiąga wartość 10 db dla f = 2,35 GHz, podczas gdy uzyskany z symulacji dla f = 2,3 GHz. Pasmo pracy definiowane przez współczynnik odbicia Γ we = 10 db zawiera się w przedziale częstotliwości 2,35 2,605 GHz. Również poziom dopasowania na częstotliwości środkowej jest znacznie niższy niż uzyskany z symulacji i wynosi jedynie Γ we = 17,5 db. Niemniej, w całym paśmie WiFi badany promiennik wykazuje dopasowanie na poziomie WFS 1,38. Następnie wykonano pomiary charakterystyk promieniowania anteny. Należy zauważyć, że w stosunku do promiennika z zasilaniem symetrycznym układ różni się w zasadzie tylko położeniem szczeliny sprzęgającej oraz długością sęka kompensującego reaktancje. Jako, że sęk jest przedzielony warstwą przewodnika, zmiany jego długości nie powinny mieć wpływu na charakterystyki promieniowania, które są określone przez wymiary łaty oraz grubość podłoża. Wymiary w obu promiennikach były praktycznie takie same, oczekiwano więc podobnych charakterystyk promieniowania. Pomiary potwierdziły powyższe rozumowanie. Charakterystyki zarówno przekroju E, jak i H nie odbiegały zasadniczo od zmierzonych dla zasilania symetrycznego (przedstawionych na rys. 5 i rys. 6), jakkolwiek zauważono niewielkie zawężenie charakterystyki w przekroju H. Dla częstotliwości f = 2,45 GHz szerokości wiązek (liczone na poziomie 3 db) wyniosły: 67 dla przekroju E oraz 56 dla przekroju H. Promiennik z dodatkowym elementem reaktancyjnym Wprowadzenie sęka do struktury planarnej łaty wymagało usunięcia części metalizacji, a to z kolei doprowadziło do konieczności przesunięcia punktu zasilania (czyli położenia szczeliny). W efekcie symulacji komputerowych zdecydowano się przesunąć ten punkt o 6 mm. Drogą symulacji określono wymiary obszaru bez metalizacji (14,3 mm 18,9 mm) oraz długość sęka (19,07 mm). W rezultacie uzyskano dopasowanie współczynnika odbicia na poziomie Γ we 10 db w paśmie od 2,3 GHz do 2,64 GHz. Rys. 8. Zdjęcia: łaty, szczeliny sprzęgającej oraz linii zasilającej promiennika z przesuniętym punktem zasilania Fig. 8. Photographs of the patch, the slot and the feeding microstrip of the patch antenna with displaced feed point Rys. 9. Teoretyczne (linia ciągła) oraz zmierzone (linia przerywana) charakterystyki współczynnika odbicia promiennika prostokątnego z przesuniętym punktem zasilania Fig. 9. Simulated (solid line) and measured (dotted line) reflection coefficients of the rectangular patch antenna with displaced feed point as a function of the frequency Promiennik mikropaskowy można traktować jako stratny rezonator [1], którego dobroć może być kształtowana poprzez dodatkowe elementy reaktancyjne. Propozycję poszerzenia pasma pracy promiennika poprzez modyfikację kształtu łaty przedstawiono w pracy [5]. W przyjętym w niniejszej pracy rozwiązaniu, w łacie wykonano sęk w postaci linii mikropaskowej (rys. 10), którego zadaniem jest wprowadzenie dodatkowego rezonansu. Dodatkowy rezonans, jeśli prawidłowo zostanie dobierana jego częstotliwość środkowa, prowadzi do zwiększenia pasma pracy. Rys. 10. Zdjęcia: zmodyfikowanej łaty, szczeliny sprzęgającej oraz linii zasilającej anteny z dodatkowym elementem reaktancyjnym Fig. 10. Photographs of the modified patch, the slot and the feeding microstrip of the patch antenna with the additional reactance element Elektronika 5/

5 Tab. 2. Maksymalne wartości WFS oraz pasma pracy (definiowane na poziomie WFS 2) dla rozważanych rozwiązań konstrukcyjnych anten Tabl. 2. The maximal values of SWR and the bandwidth (defined for SWR 2) for the discussed configurations of the patch antennas Lp. Konfiguracja WFS max Pasmo [%] Zasilanie symetryczne Zasilanie niesymetryczne Dodatkowy el. reaktancyjny 1,7 6,5 1,38 10,4 1,43 16 Rys. 11. Wykres impedancji wejściowej promiennika z dodatkowym elementem reaktancyjnym Fig. 11. The input impedance of the patch antenna with the additional reactance element Na rysunku 11. pokazano wykres impedancji wejściowej promiennika na wykresie Smitha. Widać na nim wyraźnie dwa rezonanse w postaci kół o różnych promieniach, co potwierdza mechanizm poszerzania pasma pracy promiennika. Rys. 12. Teoretyczne (linia ciągła) oraz zmierzone (linia przerywana) charakterystyki współczynnika odbicia (w db) promiennika prostokątnego z dodatkowym elementem reaktancyjnym Fig. 12. Simulated (solid line) and measured (dotted line) reflection coefficients of the rectangular patch antenna with the additional reactance element as a function of the frequency Wykorzystując wielkości obliczone w trakcie symulacji komputerowych wykonano model promiennika z dodatkowym elementem reaktancyjnym i zmierzono jego parametry. Na rys. 12. przedstawiono zmierzone wartości współczynnika odbicia promiennika prostokątnego i porównano je z wynikami symulacji komputerowych. Można zauważyć, że zgodność teorii i wyników pomiarów jest tutaj mniejsza, jakkolwiek wyraźnie widać szczątkową obecność dodatkowego rezonansu. Generalnie, rezultaty pomiarów wskazują na nieco lepsze dopasowanie niż wyniki symulacji komputerowych. Najlepsze dopasowanie występuje na częstotliwości f = 2,57 GHz i wynosi Γ we = 23,5 db. Pasmo pracy mierzone dla współczynnika odbicia na poziomie Γ we = 10 db zawiera się w przedziale od 2,26 GHz do 2,655 GHz a więc wynosi ok. 16%. W paśmie określonym przez standard WiFi współczynnik fali stojącej WFS 1,43. Również w tym przypadku zmierzono charakterystyki promieniowania w przekrojach E i H. Na rysunkach 13. i 14. porównano zmierzone wartości z uzyskanymi z symulacji komputerowych. Można zauważyć, że pomimo wprowadzonych istotnych modyfikacji promiennika (usunięcie części metalizacji), charakterystyki w obu przekrojach nie różnią się zasadniczo od uzyskanych dla klasycznej łaty prostokątnej. Jedynie dla przekroju H obserwuje się niewielkie zawężenie charakterystyki promieniowania. Szerokość wiązki głównej w przekroju E wynosi 70, w przekroju H zaś równa jest 55. Podsumowanie Rys. 13. Charakterystyki kierunkowe promieniowania w przekroju E promiennika z dodatkowym elementem reaktancyjnym dla częstotliwości f = 2,45 GHz: teoretyczna (linia ciągła) oraz zmierzona (linia przerywana) Fig. 13. Theoretical (solid line) and measured (dotted line) E-plane radiation patterns of the rectangular patch antenna with the additional reactance element at the frequency 2.45 GHz Przeprowadzone symulacje komputerowe pokazały, że stosując modyfikacje w układzie zasilania czy też zmiany kształtu łaty promieniującej można istotnie wpłynąć na szerokość pasma pracy oraz poziom dopasowania. Jednocześnie zmiany te nie powodują istotnych zmian charakterystyk promieniowania zarówno w przekroju E jak i H. W tab. 2 zestawiono maksymalne wartości WFS w paśmie określonym przez standard WiFi oraz uzyskane względne pasma pracy rozważanych wersji promienników. 78 Elektronika 5/2008

6 Rys. 14. Charakterystyki kierunkowe promieniowania w przekroju H promiennika z dodatkowym elementem reaktancyjnym dla częstotliwości f = 2,45 GHz: teoretyczna (linia ciągła) oraz zmierzona (linia przerywana) Fig. 14. Theoretical (solid line) and measured (dotted line) H-plane radiation patterns of the rectangular patch antenna with the additional reactance element at the frequency 2.45 GHz Analizując uzyskane wyniki np. z punktu widzenia wymagań standardu 802,11 b/g stwierdzamy, że każde z wymienionych rozwiązań spełnia z dostatecznym zapasem sformułowane wymagania. Biorąc pod uwagę fakt, że modyfikacje nie są znaczące (np. przesunięcie punktu zasilania), warto je rozważyć na etapie projektowania tak, aby poprzez ich wprowadzenie poszerzyć pasmo pracy, poprawić dopasowanie, a co za tym idzie istotnie zwiększyć odporność konstrukcji na tolerancje wykonania oraz błędy wynikające z rozrzutów parametrów elektrycznych podłoży. Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach jako Projekt Badawczy Zamawiany PBZ-MNiSW-DBO- 04/I/2007. Autorzy pragną podziękować Przemysłowemu Instytutowi Telekomunikacji Oddział Gdańsk za pomoc przy przeprowadzaniu pomiarów charakterystyk promieniowania badanych anten. Literatura [1] Carver K.C Mink J. W.: Microstrip Antena Technology. IEEE Trans.on Antennas and Propagation, vol. AP-29, no 1, 1981, pp [2] Pozar D.M.: A Microstrip Antenna Aperture-Coupled to a Microstrip Line, Electronics Letters,, vol. 34, no. 2, 1985, pp [3] Damiano J.P., Papiernik A., A Simple and Accurate Model for the Resonant Frequency and the Input Impedance of Printed Antennas, Int. Journal of Microwave and Millimeter-Wave Computer- Aided Engineering, vol. 3, no 4, 1993, pp [4] Garg R., Bhartia P.: Microstrip Antenna Design Handbook, Artech House, Norwood [5] McFeetors G., Weldon M.A.J., Okoniewski M.: Aperture-Fed Patch Antenna With Planar Reactive Load, IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, vol. 3, June, 2004, pp Próby doświadczalne formowania rezystorów planarnych wewnątrz wielowarstwowych płytek drukowanych mgr inż. JANUSZ BORECKI, dr inż. GRAŻYNA KOZIOŁ, mgr inż. HALINA HACKIEWICZ Instytut Tele- i Radiotechniczny, Warszawa Podzespoły bierne, takie jak rezystory, kondensatory oraz elementy indukcyjne stanowią niezbędną część każdego urządzenia elektronicznego. Ze względu na ich dużą liczbę w wyrobie zajmują znaczną powierzchnię na warstwach zewnętrznych płytki drukowanej i jednocześnie, ze względu na swoje małe gabaryty, takie jak 0402 i 0201, stają się kłopotliwe w automatycznym montażu elektronicznym i uciążliwe w kontroli jakości połączeń lutowanych. Jednocześnie nieustanny wzrost wymagań dotyczących szybkości działania, funkcjonalności, niezawodności oraz miniaturyzacji sprzętu elektronicznego zmusza producentów płytek drukowanych do poszukiwania nowych rozwiązań technologicznych, które umożliwiałyby wytwarzanie płytek o coraz większej gęstości upakowania połączeń przy jednoczesnym uwzględnieniu aspektów ekonomicznych. Dlatego od wielu lat w różnych światowych ośrodkach badawczych prowadzi się prace mające na celu opracowanie technologii wbudowywania podzespołów biernych wewnątrz płytki drukowanej w procesie jej produkcji. W literaturze anglojęzycznej przyjęto terminy embedded passives dla rezystorów, kondensatorów i elementów indukcyjnych umieszczonych na wewnętrznych warstwach płytki drukowanej. Ze wszystkich rodzajów podzespołów biernych uwaga zwrócona jest zwłaszcza na rezystory, ponieważ stanowią największą liczbę montowanych podzespołów biernych. Korzyści wynikające z wbudowania podzespołów wewnątrz płytki drukowanej są liczne i obejmują: zwolnienie powierzchni na warstwach zewnętrznych dla podzespołów czynnych; lepszą zdolność podzespołów planarnych do propagacji sygnałów o wysokiej szybkości narastania i częstotliwości; możliwość zwiększenia gęstości upakowania ścieżek na warstwach zewnętrznych płytki drukowanej; zmniejszenie wymiarów płytki oraz liczby warstw; zmniejszenie liczby podzespołów w montażu i tym samym skrócenie czasu montażu oraz ułatwienie procesów lutowania i kontroli połączeń lutowanych. W Instytucie Tele- i Radiotechnicznym podjęto prace, których głównym celem było opracowanie podstaw technologicznych i konstrukcyjnych formowania planarnych rezystorów wbudowywanych wewnątrz wielowarstwowej płytki drukowanej. Elektronika 5/