Radiofoniczne sieci cyfrowe, narzędzia i metody ich projektowania oraz emisje doświadczalne

Transkrypt

1 Radiofoniczne sieci cyfrowe, narzędzia i metody ich projektowania oraz emisje doświadczalne Raport z wykonania zadania Uruchomienie emisji doświadczalnej DRM Henryk Chaciński Andrzej Dusiński Jacek Jarkowski Wojciech Kazubski Tomasz Keller Krzysztof Kurek Juliusz Modzelewski Ewa Wielowieyska Politechnika Warszawska Warszawa

2 Spis treści 1. Wprowadzenie Analiza koniecznych modyfikacji istniejących nadajników AM dla potrzeb systemu DRM Wprowadzenie Charakterystyka systemu cyfrowej transmisji Parametry sygnału OFDM Sygnały pilota Moc nadajnika i maska widma sygnałów DRM Możliwość modyfikacji istniejącego współczesnego nadajnika do pracy w systemie DRM Modyfikacja nadajników z nieliniowym wzmocnieniem Modyfikacja różnych typów nadajników dla DRM Propozycja firmy Thales Propozycja firmy Telefunken Nadajnik radia Watykan Nadajniki firmy Harris Program RTL Radio Propozycja dla nadajnika długofalowego w Solcu Kujawskim Tor antenowy Podsumowanie Analiza metod projektowania wzmacniaczy mocy dla sygnałów DRM Wprowadzenie Układ nadajnika DRM Wymagane parametry wzmacniacza mocy sygnałów DRM Wymagana liniowość charakterystyki przejściowej Zakres liniowości charakterystyki przejściowej Dopuszczalna nieliniowość charakterystyki przejściowej Emisje poza przydzielonym pasmem częstotliwości Amplitudowa i fazowa charakterystyka częstotliwościowa Możliwe rozwiązania wzmacniacza mocy nadajnika DRM Wzmacniacze analogowe klasy A i klasy AB Wzmacniacze w układzie EER (Kahna) Podsumowanie Realizacja odbioru sygnału DRM Realizacja modyfikacji istniejącego odbiornika AM do odbioru sygnału DRM Realizacja odbiornika sygnału DRM w zakresie 26MHz Realizacja konwertera częstotliwości do nadajnika DRM

3 5.1. Wprowadzenie Realizacja układu konwertera Podsumowanie Uruchomienie emisji testowej DRM w paśmie 26 MHz Koncepcja realizacji nadajnika testowego sygnału DRM Realizacja doświadczalnego układu liniowego wzmacniacza mocy do nadajnika DRM Koncepcja pierwotna Wersja udoskonalona Pomiary charakterystyk kompletnego wzmacniacza mocy sygnałów DRM Projekt filtru wyjściowego Filtr o charakterystyce Czebyszewa Filtr eliptyczny (Cauera) Wymagania napięciowe i prądowe elementów filtru Antena Wstępne pomiary testowe Podsumowanie Upowszechnienie informacji o systemie DRM i jego możliwościach Wnioski Literatura Załączniki - Plakaty z konferencji KKRRiT 2009 i KSTiT 2009, przedstawiające prace realizowane w ramach projektu

4 1. Wprowadzenie Wprowadzenie transmisji cyfrowej w systemie DRM (Digital Radio Mondiale) [1], w miejsce transmisji analogowej AM, w zakresie częstotliwości poniżej 30 MHz pozwoli znacząco polepszyć jakość odbioru. Zastosowanie transmisji OFDM pozwala na przesyłanie danych z przepływnością do 23 kb/s w kanale częstotliwościowym o szerokości 9 khz, w zależności od zastosowanego trybu transmisji. Dzięki temu możliwe staje się przesłanie sygnału dźwiękowego o jakości porównywalnej z radiofonią FM w zakresie fal ultrakrótkich. W systemie DRM przewidziano możliwość transmisji w czterech różnych trybach, w zależności od warunków propagacyjnych, pozwalających uzyskać poprawny odbiór sygnału cyfrowego. Nadawcy, którzy przewidują nadawanie cyfrowego radia stają przed bardzo poważnym problem dotyczącym nadajnika. Kupno nowego nadajnika wiąże się z dużymi nakładami inwestycyjnymi. Dużo tańszym rozwiązaniem jest modyfikacja istniejącego nadajnika przeznaczonego do pracy w systemie analogowym AM. Przystępując do tego przedsięwzięcia niezbędnym jest uzyskanie pewności czy brany pod uwagę nadajnik można zmodyfikować dla nadawania sygnału DRM w sposób prosty i opłacalny. Nadajnik pracujący w systemie cyfrowym DRM musi spełniać kryteria dotyczące szerokości pasma, opóźnień, poziomu szumu oraz współpracować z anteną. Realizowane zadanie pt. Uruchomienie emisji doświadczalnej DRM jest częścią projektu, którego celem jest określenie warunków wdrożenia radiofonii cyfrowej w Polsce na falach średnich z odniesieniami do fal długich i krótkich, ze szczególnym uwzględnieniem przeprowadzenia emisji testowych w systemie DRM. Przeprowadzona analiza obejmie warunki techniczne związane z uruchomieniem emisji testowych w systemie DRM (prognozowanie zasięgów nadajników radiowych, określenie lokalizacji nadajników dla uzyskania zakładanego pokrycia, sposobu adaptacji istniejących obiektów dla potrzeb emisji cyfrowej). W ramach projektu zaplanowano przeprowadzenie emisji testowej oraz opracowanie tanich prostych odbiorników, które byłyby rozprowadzone wśród testowych użytkowników systemu. Uruchomienie emisji testowej pozwoli na wykonanie odpowiednich pomiarów i praktyczną weryfikację metod i algorytmów projektowych, związanych z metodami projektowania sieci, analizy zasięgów radiowych nadajników i szacowania jakości odbieranego sygnału, a jednocześnie umożliwi praktyczne przedstawienie systemu DRM potencjalnym użytkownikom. Przy planowaniu uruchomienia transmisji w systemie DRM istotną sprawą jest zapewnienie dostępu użytkowników do odbiorników, które pozwolą na odbiór takiej transmisji. Ma to szczególne znaczenie w przypadku emisji testowej, gdy na rynku nie ma dostępnych odbiorników. Dla celów prezentacji możliwości systemu DRM i jego upowszechnienia należy opracować prosty tani odbiornik, który byłby rozprowadzony wśród użytkowników testowych, czy to nieodpłatnie, czy to jako kit do samodzielnego montażu w posiadanym radiu z zakresem fal średnich. Zakłada się, że dokumentacja opracowanych odbiorników zostanie umieszczona w Internecie, w celu wykorzystania przez radioamatorów i hobbystów, którzy będą mieli możliwość złożyć takie układy we własnym zakresie. W ramach realizacji zadania pt. Uruchomienie emisji doświadczalnej DRM wykonano następujące zadania: Analiza koniecznych modyfikacji istniejących nadajników AM dla potrzeb systemu DRM Analiza metod projektowania wzmacniacza mocy dla potrzeb cyfrowego toru nadawczego Projekt demonstracyjnych układów umożliwiających odbiór sygnału DRM, z wykorzystaniem analogowego odbiornika radiowego i komputera z kartą dźwiękową 4

5 Uruchomienie emisji testowej DRM w paśmie 26 MHz o projekt toru nadawczego o uruchomienie zakupionego nadajnika o integracja nadajnika z torem antenowym o dostrojenie anteny do częstotliwości nadajnika o uruchomienie emisji i pomiary testowe Opracowanie modulatora kwadraturowego dla realizacji modulacji w nadajniku systemu DRM, przy wykorzystaniu programowej generacji sygnału zmodulowanego W rozdziale 2 omówiono niezbędne modyfikacje, jakie należy przeprowadzić w nadajnikach dotychczas pracujących systemie AM. Te informacje poprzedzono prezentacją danych, które powinny być przesłane do odbiornika, w celu zapewnienia jego poprawnej pracy i odbioru sygnału DRM. Przedstawiono również propozycje modyfikacji nadajników przez niektórych producentów i podano przykłady wprowadzonych zmian. Przedstawiono również przykładową analizę związaną z projektem układu dopasowującego anteny, tak aby umożliwić odpowiednio szerokie pasmo transmisyjne anteny. W rozdziale 3 przedstawiono analizę metod projektowania wzmacniaczy liniowych dla potrzeb nadajnika DRM. Przedstawiono wymagania stawiane przed wzmacniaczem oraz przedstawiono możliwe realizacje wzmacniaczy w klasie A i AB, jak również w układzie EER, pozwalającym na znaczące zwiększenie sprawności wzmacniacza. W rozdziale 4 opis projektu układów umożliwiających odbiór sygnału DRM. Założono wykorzystanie karty dźwiękowej komputera PC do akwizycji i demodulacji sygnału DRM, rozpatrując dwa przypadki: dodatkowego układu przemiany do klasycznego odbiornika AM i projekt całego toru odbiorczego z podwójna przemianą częstotliwości. W rozdziale 5 przedstawiono projekt modulatora kwadraturowego, mogącego być wykorzystanym w nadajniku DRM W rozdziale 6 opisano zrealizowaną emisję doświadczalną sygnału DRM na częstotliwości 26,1 MHz ze średnią mocą sygnału około 2W. Opisano strukturę zrealizowanego nadajnika i jego poszczególne elementy. Docelowo planowane jest umieszczenie nadajnika na DS. Riwiera i realizacja nadawania ze średnią mocą około 20W, co powinno zapewnić możliwość odbioru sygnału w przeważającej części Warszawy. W rozdziale 7 przedstawiono formy upowszechniania informacji o systemie DRM i pracach realizowanych w ramach projektu. W załączniku przedstawiono plakaty, które były zaprezentowane w na Krajowej Konferencji Radiokomunikacji, Radiofonii i Telewizji KKRRiT 2009 i na Krajowym Sympozjum Telekomunikacji i Teleinformatyki KSTiT

6 2. Analiza koniecznych modyfikacji istniejących nadajników AM dla potrzeb systemu DRM 2.1. Wprowadzenie System DRM (Digital Radio Mondiale) został zaprojektowany w celu zastąpienia analogowych służb radiowych pracujących w zakresach wykorzystujących modulację amplitudy AM, tzn. w zakresach fal długich, średnich i krótkich. W warunkach polskich możliwe jest wprowadzenie systemu cyfrowego DRM w kanale o szerokości 9 khz. Tak wynika z dotychczasowej praktyki związanej z ustaleniami ITU (International Telecommunication Union). W pracach nad cyfrowym systemem radiofonii rozsiewczej DRM brano pod uwagę, że jego wprowadzenie będzie możliwe przy istniejącej bazie aparaturowej uzupełnionej dodatkowymi urządzeniami, Rys Nadajnik w.cz. w.cz. p.cz. Modulator Cyfrowy demodul. dekoder Cyfrowy kodujący modulator Wyświetlacz Klawiatura Dźwięk Rys. 2.1 Schemat zakładanej modyfikacji torów nadawczego i odbiorczego analogowego system AM [2] W wyniku prac ustalono, że po stronie nadawczej, wiele istniejących nadajników AM może być łatwo zmodyfikowanych dla przenoszenia sygnałów DRM, jednocześnie zachowując swoje analogowe własności. Nadajniki pracujące w liniowym trybie, które są używane w niewielkiej ilości przez krótkofalowych nadawców i nowsze nadajniki z modulacją PDM/PSM (Pulse Duration Modulation/Pulse Shift Modulation) mogą być łatwo przystosowane do nadawania sygnału DRM przez dodanie cyfrowej wzbudnicy i odpowiedniego modulatora. Analogowy modulator musi być rozszerzony o modulację fazy, konieczną do realizacji modulacji cyfrowej DRM. Starsze nadajniki mogą być modyfikowane do pracy w trybie liniowym, ale z ograniczoną skutecznością. Istnieją bowiem ograniczenia w emisji poza pasmem, co jest bardzo trudną przeszkodą w adaptowaniu starych nadajników do działań DRM. Tab. 2.1 Definicja trybów odpornościowych i ich zastosowanie [3], [4] Tryby odporności owe Szerokości kanału [khz] Zalecane pasma częstotliwościowe 6

7 Tryby odporności owe A B Szerokości kanału [khz] 4,5,5, 9, 10, 18, 20 4,5,5, 9, 10, 18, 20 C 10, 20 D 10, 20 Kanały gaussowskie z małymi zanikami Kanały selektywne w czasie i częstotliwości z większym rozkładem opóźnień Typ odporności B z większym dopplerowskim rozkładem Typ odporności B z poważnie dużymi opóźnieniami i dopplerowskim rozkładem Zalecane pasma częstotliwościowe Zakres fal długich i średnich, lokalnie na fali powierzchniowej; Zakres fal krótkich w paśmie 26 MHz, lokalnie na trasach o bezpośredniej widzialności Zakres fal średnich i krótkich na fali jonosferycznej dla krajowych zasięgów Zakres fal krótkich wymagających wysokiej odporności w międzynarodowych zasięgach na fali jonosferycznej Zakres fal krótkich wymagających najwyższej odporności dotyczącej pionowej fali jonosferycznej padającej blisko nadajnika, dla krajowych zasięgów. W systemie DRM wprowadzono cztery tryby odpornościowe związane z różnymi parametrami nadawania w różnych warunkach propagacyjnych, Tab Z przedstawionej tablicy wynika, że w Polsce, w zakresie fal długich i średnich, możliwe są do wykorzystania tylko dwa tryby odpornościowe A i B. Odbiornik powinien posiadać możliwości odbioru sygnału DRM dla każdego trybu odpornościowego, z jakim był nadawany. To wymaga przesłania do odbiornika odpowiednich informacji, które są zebrane w odpowiednich sygnałach. Poza tym odbiornik jest informowany, jakiego rodzaju informacje są przesyłane i jak je trzeba dekodować Charakterystyka systemu cyfrowej transmisji Parametry sygnału OFDM W celu zapewnienia solidnego odbioru i wyższej jakości dźwięku niż ma to miejsce w systemach analogowych, w systemie cyfrowym DRM zastosowano modulację OFDM (Ortogonal Frequency Division Multiplex). Modulacja ta charakteryzuje się [4]: przeplataniem w czasie i częstotliwości (Interleaving), korekcją błędów w przód, pasmem ochronnym, modulacją kratową (trellis), modulacją QAM każdej fali nośnej (16- lub 64-QAM), demodulacją koherentną z ciągłym oszacowaniem kanału, automatycznym podstrajaniem generatorów w odbiorniku (tanie odbiorniki), kompensacją efektów Dopplera, automatycznym dynamicznym podstrajaniem odbiornika, synchronizacją odbiornika w czasie krótszym od 1 sekundy, 7

8 automatyczną konfiguracją odbiornika. Sygnał OFDM przesyła dane jako zbiór równoległych wąskopasmowych nośnych. Odległość między nośnymi jest taka, aby była korzystna z punktu widzenia użyteczności czasu trwania symbolu. Wybrane nośne są ortogonalne względem siebie zakładając, że w odbiorniku użyte są poprawne okienka czasowe. Ortogonalność dotyczy faktu, że każdy symbol zawiera około 200 nośnych zajmujących przedział 9 lub 10 khz z równym odstępem między nimi i każda z tych nośnych nie interferuje z pozostałymi. Nośne są niezależne względem siebie, mimo że ich widma zachodzą na siebie. OFDM może być łatwo generowana wykorzystując odwrotny szybki algorytm obliczania dyskretnej odwrotnej transformaty Fouriera IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform), a odbiornik wykorzystuje szybki algorytm transformaty Fouriera DFT (Discrete Fourier Transform). Duża przepływność danych jest osiągana przez użycie dużej liczby nośnych. OFDM pozwala na uzyskanie wysokiej wydajności widmowej wtedy, kiedy moc nośnej i przebieg modulacji mogą być kontrolowane dla każdej nośnej [5]. OFDM jest znacząco mniej czuła na interferencje międzysymbolowe, ponieważ specjalny zbiór symboli jest użyty do zbudowania składu nadawanego sygnału. Podstawową ideą jest, że każdy bit zajmuje okno częstotliwościowo-czasowe, które zapewnia mało lub wcale niezakłócone fale. W praktyce to oznacza, że bity są transmitowane w równoległych nieselektywnych częstotliwościowych kanałach. Czas trwania symbolu OFDM lub odpowiednia odległość między częstotliwościami nośnymi są głównymi parametrami projektowymi systemu OFDM. Czas trwania symbolu jest złożony z przedziału T u i przedziału ochronnego T g Tab Przedział ochronny zawiera się w cyklicznym pojawianiu się części użytecznej T u, i jest umieszczony przed nim. Jest związany z wielodrogowym parametrem dotyczącym rozrzutu opóźnienia. Zwiększenie czasu trwania przedziału ochronnego wyzwala potrzebę zwiększenia czasu trwania T u. Z kolei nadmierny czas trwania przedziału T u niekorzystnie wpływa na czułość systemu względem fazy szumów oscylatora odbiornika. Czas trwania symbolu jest sumą dwóch części: przedział użyteczny o czasie trwania T u, przedział przerwy o czasie trwania T g. Ramka transmisyjna, o długości 400 ms, zawiera pewną liczbę symboli w zależności od przyjętego trybu odporności Tab Tryby odpornoś ciowe Czas trwania Tu Tab. 2.2 Wartości parametrów OFDM [6], [7] Odstęp między nośnymi 1/Tu Czas trwania odstępu ochronnego Tg Czas trwania symbolu Ts=Tu+Tg ms Hz MS ms Tg/Tu Liczba symboli w ramce Ns A 24 41,6(6) 2,6(6) 26,6(6) 1/9 15 B 21,3(3) 46,875 5,3(3) 26,6(6) 1/4 15 C 14,6(6) 68,18(18) 5,3(3) 20,0 4/11 20 D 9,3(3) 107,1428 7,3(3) 16,6(6) 11/14 24 Transmitowany sygnał jest zorganizowany w super transmisyjnych ramkach [6]. Każda transmisyjna super ramka składa się z trzech transmisyjnych ramek i trwa 1200 ms (Rys. 2.2). 8

9 blok SDC szerokość pasma kanału ramka transmisyjna super transmisyjna ramka symbole zawierające komórki MSC i FAC symbole zawierające komórki MSC symbole zawierające komórki SDC t f Rys. 2.2 Czasowo-częstotliwościowa lokalizacja sygnałów MSC, SDC i FAC [6] Pokazane na rysunku sygnały MSC (Main Service Channel), SDC (Service Description Channel) i FAC (Fast Access Channel) są sygnałami pochodzącymi z trzech różnych kanałów multipleksu. Kodowanie, w systemie DRM wykorzystuje wielopoziomowy schemat. Spowodowane jest to tym, że stosowane są różne poziomy ochrony przed błędami w ramach pojedynczej usługi lub różnymi usługami w ramach jednego schematu z różnymi wieloelementowymi schematami modulacji i kombinacjami współczynnika kodowania. Informacje przesyłane tymi kanałami podlegają niezależnym procesom kodowania. Główny usługowy kanał MSC zawiera dane dla wszystkich usług zawartych w multipleksie systemu DRM. Multipleks może zawierać usługi w liczbie od jednej do czterech, a każda usługa może zawierać dźwięk lub dane. Tworzą one strumienie informacyjne. Drugi kanał SDC zawiera informacje o tym jak należy dekodować zawartość kanału MSC, jak znaleźć zastępcze źródła tych samych danych i daje możliwości usług w multipleksie. Sygnały SDC znajdują się na początku każdej super ramki i zaczynają się informacją o alternatywnych częstotliwościach, na których przesyłany jest ten kanał. Trzeci kanał FAC dostarcza informację o parametrach kanału jak np. o jego szerokości czy informacje o zajętości widma oraz dostarcza selektywne informacje o obsłudze pozwalającej na szybkie przeglądanie. Zawiera również informacje o usługach w multipleksie pozwalając odbiornikowi na skutecznie dekodowanie multipleksu lub zmianę częstotliwości i ponownego wyszukiwania. Grupa nośnych przenosząca sygnały FAC jest zawsze z prawej strony względem częstotliwości odniesienia f R kanału, tzn. o częstotliwościach wyższych kanału. Każda transmisyjna ramka trwa T f i składa się z N s symboli OFDM. Każdy symbol OFDM składa się ze zbioru K nośnych transmitowanych z czasem trwania T s. Odległość między sąsiednimi nośnymi wynosi 1/T u Tab Parametry OFDM muszą być wybrane dla odpowiednich warunków propagacyjnych i obszaru pokrycia tak, aby mogła być spełniona usługa z odpowiednią jakością. W Tab. 2.2 przedstawiono wartości parametrów OFDM dla różnych warunków propagacyjnych. Parametry OFDM zależą od możliwej szerokości częstotliwościowego pasma. Symbole OFDM w transmisyjnej ramce są ponumerowane od 0 do N s -1. Wszystkie symbole zawierają dane i odpowiednie informacje. Nośne są identyfikowane przez numer k z przedziału [K min, K max], k=0 oznacza nośną DC i określaną przez wartości zależne od wyboru związanego z wybranym zajmowanym pasmem. Nośne z numerem k<0 są usytuowane na lewo od DC, a k>0 na prawo od DC. Tab. 9

10 2.3 przedstawia najwyższe i najniższe numery nośnych dla każdego trybu odpornościowego i nominalnego pasma. Tab. 2.3 Oznaczenia zajętości widma i związane z nimi numery nośnych dla trybów odpornościowych [6] Tryb odporności Nośna Szerokość pasma [khz] A B C D Zajętość widma , K min K max K min K max K min K max K min K max Oznaczenia zajętości widma Tab. 2.3 dotyczą szerokości pasm, w których może odbywać się transmisja. Tab. 2.4 definiuje te oznaczenia. Tab. 2.4 Szerokości kanałów radiowych DRM. Parametr zajętości pasma Szerokość kanału [khz] Strumień symboli OFDM oraz rozmieszczenie nośnych w kanale przedstawia Rys AFS Pole danych (43 symbole) 1200 ms ,67 ms Dziedzina czasu Dziedzina częstotliwości 205 nośnych 8,54 kh d=41,667 Hz Przedział ochronny Symbole użyteczne 2,67 ms 24 ms Rys. 2.3 Struktura sygnału DRM dla trybu odporności A i szerokości pasma 9 khz 0 10

11 2.2.2 Sygnały pilota Niektóre komórki w ramce transmisyjnej OFDM posiadają z góry znaną, stałą amplitudę i fazę. Są to komórki tzw. sygnału pilota, którego zadaniem jest estymacja kanału transmisyjnego i zapewnienie synchronizacji między nadajnikiem i odbiornikiem. Sygnał pilota jest opisany następującym wyrażeniem: U s, k j 2πϑ1024 ( s, k ) j2πϑs, k = As, ke = As, ke 1024 (1) gdzie: As,k amplituda sygnału, która przyjmuje wartości ze zbioru {1, 2, 2} θ 1024 (s,k) może przyjmować wartości w zakresie [0, 1024], wartości te są charakterystyczne dla poszczególnych komórek OFDM pilota i z góry określone [6] s nr symbolu OFDM z przedziału (0 N s -1) k nr nośnej z przedziału [K min, K max] Komórki pilota dzielą się na kilka grup w zależności od specyficznej funkcji, którą spełniają w sygnale DRM: komórki referencyjne częstotliwości komórki referencyjne czasu komórki referencyjne wzmocnienia. Komórki referencyjne częstotliwości wykorzystywane przez odbiornik do detekcji obecności sygnału DRM. Mogą one być również pomocne w procesie estymacji parametrów kanału transmisyjnego, w szczególności wprowadzanego przez kanał przesunięcia częstotliwości w odbieranym sygnale. Wartości częstotliwości referencyjnych pilota są ustalone i wynoszą: 750 Hz, 2250 Hz i 3000 Hz w stosunku do częstotliwości odniesienia kanału f r. Dla przykładu w Tab. 2.5 podane są indeksy fal nośnych i odpowiadające im fazy dla komórek referencyjnych częstotliwości w zależności od wybranego trybu odporności. Wszystkie komórki referencyjne częstotliwości mają amplitudę równą 2. Fazy komórek referencyjnych częstotliwości podane są dla pierwszego symbolu ramki, tj. dla s=0. Dla trybów odporności A, B, C i nośnej o indeksie 28 dla trybu D przyjęto: θ 1024 (0,k)= θ 1024 (s, k). (2) Tab. 2.5 Faza nośnych komórek referencyjnych częstotliwości [6] Tryb odporności A B C Indeks nośnej Indeks fazy θ 1024 (s, k)

12 Tryb odporności D Indeks nośnej Indeks fazy θ 1024 (s, k) Komórki referencyjne czasu są ulokowane w pierwszym symbolu każdej ramki transmisyjnej OFDM, (s=0). Ich głównym celem jest osiągnięcie niezawodnej synchronizacji ramek transmisyjnych. Służą do detekcji pierwszego symbolu w ramce transmisyjnej Tab. 2.6, Tab Również komórki referencyjne czasu mają amplitudę równą 2. Tab. 2.6 Nośne i fazy komórek referencyjnych czasu dla trybu odpornościowego A. Indeks nośnej Indeks fazy θ 1024 (s, k) * * * Zaznaczone numery nośnych za pomocą * występują również jako częstotliwości 12

13 Indeks nośnej referencyjne Indeks fazy θ 1024 (s, k) Tab. 2.7 Nośne i fazy komórek referencyjnych czasu dla trybu odpornościowego B. Indeks nośnej Indeks fazy θ 1024 (s, k) * * * Zaznaczone numery nośnych za pomocą * występują również jako częstotliwości referencyjne Komórki referencyjne wzmocnienia są rozproszone w całej domenie czasowo-częstotliwościowej i służą do estymacji odpowiedzi kanału transmisyjnego. Liczba tych komórek pilota silnie zależy od przewidywanych rozrzutów Dopplera i opóźnienia. Od wypełnienia funkcji przypisanych tym komórkom zależy początek odbioru oraz jego jakość. Większość tych komórek posiada amplitudę równą 2 aby zoptymalizować stosunek niskiego sygnału do szumu. Krańcowe komórki pasma posiadają zwiększoną amplitudę do 2. Numery nośnych tych komórek, wybrane tylko dla kanałów o szerokości 9 i 18 khz przedstawia Tab Ważne jest zatem przeniesienie przez nadajnik całego wymaganego pasma częstotliwości. 13

14 Tab. 2.8 Numery nośnych, których amplituda wynosi 2 (moc 4) Tryb Numer zajętości widma odporności 2 4 A -102, , , , 314 B -91, ,91-87, ,279 C - - D Moc nadajnika i maska widma sygnałów DRM Wszystkie nadajniki AM i DRM generują pewną część mocy poza danym pasmem, która jest niezbędna dla nadawania użytecznego sygnału. Aby uniknąć interferencji z sygnałami sąsiednich kanałów ITU [9] zaleca stosowanie maski widma, wewnątrz którego powinno zmieścić się widmo mocy nadajnika w paśmie o określonej szerokości. O ile maski dla systemu AM są znane i obowiązują, o tyle maski dla systemu DRM nie są ostatecznie ustalone. Zalecenie ITU [10] podaje, że dla nominalnej szerokości pasma 9 khz szerokość pasma nadajnika powinna wynosić F= 8,542 khz dla trybu A i F= 8,578 khz dla trybu B. Maksymalna maska widma sygnału nadawanego posiada następujące współrzędne: [ 0 db, ±0,5*F], i [-30 db, ±0,53*F], a poza tymi punktami jest nachylona -12 db/oktawę aż do poziomu 60 db. Moc wstęgi bocznej jest równa mocy całkowitej. Na Rys. 2.4 przedstawiono maskę sygnału nadajnika DRM dla pasma 9 khz oraz sygnał DRM z modulacją 64-QAM wygenerowany przez syntezator. 14

15 Rys. 2.4 Maska widma sygnału wyjściowego dla szerokości pasma 9 khz [10] Dopuszczalne widmo wyjściowej mocy nadajnika DRM jest zdefiniowane przez EBU podobnie jak przez ITU z różnicą odnoszącą się do sytuacji poza pasmem kanału [11]. Na Rys. 2.5 przedstawiono maskę widma dla nadajnika DRM w funkcji względnej częstotliwości odniesionej do szerokości kanału. f 0.5 B : f =0.53 B : 0.53 B < f < 2.98 : P(f )= 0 db P(f )= 30dB P(f )= log10 ( f /(0.53 B)) f 2.98 B : P(f ) = 60dB gdzie: P poziom mocy [db] f odstęp częstotliwości od środka kanału [khz] B szerokość pasma kanału [khz] 15

16 Rys. 2.5 Maska widma sygnału DRM na wyjściu nadajnika [11] Problemy w DRM wynikają z przyjętej techniki modulacji, w której zasadnicze role odgrywają zarówno amplituda jak i faza sygnału w.cz. i ta część mocy wypromieniowana przez nadajnik poza pasmem ma wpływ na odbiór sygnału. Moc nadajnika sygnałów DRM jest wyrażona na wyjściu jako średnia moc cyfrowej modulacji. Ponieważ modulacyjne piki są wyższe dla transmisji OFDM niż dla transmisji AM to średnia moc jest znacząco niższa niż dla tego samego działania nadajnika w trybie AM. W przypadku idealnych warunków kształt sygnału OFDM w DRM ma pik ponad wartość średnią rzędu db. Nadajnik z wyjściem mocy analogowej nośnej 100 kw i dopuszczalnym pikiem mocy 400 kw dla AM, będzie wytwarzał sygnał DRM o mocy średniej 40 kw z pikami modulacyjnymi równymi 10 db. Jeśli średnia moc sygnału cyfrowego we wspomnianym nadajniku 100 kw wzrośnie o 2 db, to nadajnik obetnie piki wzmacnianego sygnału, a to spowoduje powstanie produktów intermodulacyjnych zarówno w paśmie transmisyjnym i w jego sąsiedztwie. Nie zostanie zachowana maska widma sygnału DRM Możliwość modyfikacji istniejącego współczesnego nadajnika do pracy w systemie DRM Modyfikacja nadajników z nieliniowym wzmocnieniem Badanie możliwości modyfikacji istniejącego nadajnika pracującego w systemie analogowym AM do pracy w systemie cyfrowym DRM było przedmiotem zainteresowań od początku prac nad systemem DRM [12]. Problem ten był również rozważany przy opracowywaniu koncepcji uruchomienia emisji w systemie DRM w Polskim Radiu [4]. Większość nadajników używa modulacji w ostatnim stopniu, dawniej znanej jako modulacja anodowa, dzięki czemu modulowana jest amplituda sygnału w.cz. Obecnie w nowoczesnych nadajnikach proces modulacji przeprowadza się również w ostatnim stopniu, ale metodą kluczowania przy wykorzystaniu elementów półprzewodnikowych, dzięki czemu modulacja amplitudy sygnału w.cz. odbywa się w sposób bardzo efektywny, Rys

17 Wejście dźwięku DC + Modulator Wysokie napięcie zmieniające się w takt m.cz. Generator nośnej Wyjście nadajnika Stopień końcowy nadajnika Rys. 2.6 Nadajnik pracujący w systemie AM [12] Zatem nadajnik może być użyty dla emisji sygnałów DRM, jeśli on może przenosić sygnał w.cz. tak, że jednocześnie amplituda i faza są modulowane na wyjściu. Metody niezbędne do osiągnięcia tego są bardzo uzależnione od obwodów nadajnika i ich oryginalnego zbioru zastosowanych funkcjonalności. Jednym z możliwych rozwiązań wykorzystania istniejącego nadajnika dla nadawania sygnałów DRM jest generowanie w pełni modulowanego sygnału DRM na zewnątrz nadajnika i wykorzystanie nadajnika (ostatniego stopnia) jako wzmacniacza liniowego. Rys. 2.7 Realizacja nadajnika DRM z modulatorem cyfrowym i wzmacniaczem liniowym Sygnał DRM, cyfrowo modulowany sygnał w.cz. jest sygnałem modulowanym w fazie i w amplitudzie. Można go zatem przedstawić w znanej następującej postaci [11]: x( t)= A(t) cos[ω o t+φ(t)]= R{A(t)e jφ(t) e jωot }= R{Χ(t) e jωot } (3) gdzie: Χ(t) = A(t)e j ϕ (t ) reprezentuje podstawowy modulowany sygnał, w którym: A(t) amplituda chwilowa sygnału ϕ (t) faza chwilowa sygnału Ostatnie wyrażenie można przedstawić w postaci: Χ(t ) = A(t)cos(φ(t)) + ja(t )sin(φ(t)) = I c + jq s (4) gdzie : I c =A(t)cos(φ(t)) składowa fazowa Q s =A(t)sin(φ(t)) składowa amplitudowa Modulowany sygnał dany przez (2.3) może być łatwo generowany z dwóch modulacyjnych składowych I, Q wykorzystując obwód, który wprowadza działanie pokazane na Rys

18 Rys. 2.8 Schemat modulatora kwadraturowego dla realizacji modulacji cyfrowej z wykorzystaniem sygnałów kwadraturowych I c Q s Na ogół, w radiofonii analogowej używane są nieliniowe nadajniki, z modulacją w stopniu końcowym. Chcąc wykorzystać taki nadajnik do emisji sygnału DRM należy uwzględnić modulację fazy w takim sygnale. Czyli zmodulowany sygnał DRM należy rozdzielić na dwie składowe [3], [12]: składową amplitudową A(t), która zostanie podana na wejście sygnału modulującego nadajnika AM składową w.cz. z modulacją fazy cos(ω t +ϕ (t)), która zostanie podana na wejście fali nośnej nadajnika AM Takie rozwiązanie wymaga zastosowania dodatkowego modułu, tworzącego składowe amplitudową i fazową ze zmodulowanego sygnału wyjściowego modulatora DRM. Schemat blokowy takiego nadajnika przedstawiono na Rys Składowa amplitudowa Modulator DRM Rozdzielacz sygnału Składowa fazowa Wyjście nadajnika Rys. 2.9 Przystosowanie istniejącego nadajnika AM do pracy w systemie DRM, [12] W tym rozwiązaniu, szerokość pasma sygnału z modulacją amplitudy jest większa niż przy modulacji sygnałem akustycznym w klasycznym układzie, tak jak pokazuje to Tab W związku z tym modyfikując nieliniowy wzmacniacz musi być usunięty każdy filtr ograniczający szerokość pasma w torze audio. Nominalna szerokość pasma Tab. 2.9 Wymagane szerokości pasm transmisyjnych [11] Szerokość pasma składowej modulowanej fazy w.cz. Szerokość pasma składowej obwiedni khz khz khz 4, , ,

19 Dodatkowo modulator musi pracować z zerową częstotliwością. Szerokość pasma sygnału modulowanego w fazie jest również większa niż sygnał emitowany, ale to oznacza mniejszy problem, bowiem większość nadajników może sprostać temu zadaniu. Przy tym ograniczenie szerokości pasma dowolnego toru doprowadzającego jeden z sygnałów: amplitudy lub fazy, będzie prowadzić do promieniowanych przez nadajnik niepożądanych sygnałów poza pasmem. Z tych samych powodów, opóźnienia na tych dwóch torach muszą być właściwie dopasowywane. Konieczne modyfikacja nadajnika AM dla potrzeb transmisji cyfrowej DRM obejmują następujące działania: linearyzację charakterystyki przejściowej modulatora AM/wzmacniacza dodanie modulatora sygnału cyfrowego DRM dodanie modułu generujących sygnały amplitudowy i fazowy zmiana filtrów na wejściach sygnału modulującego i nośnego modulatora AM dodanie układu korekcji opóźnienia sygnału fazowego, tak aby zapewnić synchronizację czasową między sygnałem amplitudowym i fazowym podawanym na modulator AM, co jest konieczne dla poprawnej transmisji sygnału DRM Modyfikacja różnych typów nadajników dla DRM Współczesne nadajniki AM zazwyczaj używają nieliniowe techniki i posiadają dużą sprawność, zdefiniowaną jako stosunek wyjścia mocy w. cz. do wejścia mocy zasilania.-. Stosunek wyjściowej mocy w.cz. do wejściowej mocy zasilającej, rzędu 70% dla fal krótkich HF do 85% dla fal średnich MF. Nadajnik AM z modulacją klasy B może być przekształcony tylko na liniowy wzmacniacz klasy A pod warunkiem, że istnieje bezpośrednie połączenie z modulatorem. Nie można wykorzystać wzmacniaczy ze sprzężeniem transformatorowym. Osiągnięte wyniki takiej konwersji są przedstawione w Tab Ogólna sprawność nadajnika jest około 20 %. Tab Wyniki przekształcenia nadajnika AM z modulacją klasy B na nadajnik sygnałów DRM Moc sygnału analogowego w.cz. kw Moc sygnału DRM kw <10 <20 <40 Nadajnik PDM (Pulse Duration Modulation) może być przekształcony na nadajnik sygnałów DRM wykorzystując istniejący potencjał modulacji jednowstęgowej SSB (Single Side Band), którego działanie jest bardzo zbliżone do działania wzmacniacza klasy A. Jeśli modulator PSM ma wymaganą szerokość pasma do przeniesienia obwiedni sygnału, nadajnik może być przekształcony tak, Rys. 2.6, aby dawał w pełni modulowany sygnał w.cz. DRM. Ze względu na różne opóźnienia czasowe występujące w dwóch obwodach: tory PSM i wzmacniacza w.cz. musi być wprowadzone opóźnienie czasowe między obwiednią i fazą w.cz. modulowanego sygnału przez DRM koder-wzbudnica w celu zminimalizowania końcowych sygnałowych zniekształceń. W tej sytuacji, ponieważ modyfikacja nie będzie dotyczyć punktu pracy układu wzmacniacza, to sprawność może być zbliżona do oryginalnej wartości. Doświadczenie z rzeczywistymi liniowymi wzmacniaczami wykorzystującymi liniową korekcję i nieliniowymi wzmacniaczami używających PSM lub PDM pokazuje, że promieniowana moc poza pasmem, Rys. 2.5, zgodnie z wymaganiami [8], [10] może zapewnić poprawną realizację transmisji sygnału DRM. 19

20 Modyfikując nieliniowy wzmacniacz należy również zmodyfikować filtr wyjściowy modulatora tak, aby otrzymać żądaną szerokość pasma. W zmodyfikowanej odpowiedzi filtru jest ważne, aby zapewnić maksymalnie płaską charakterystykę opóźnienia za pomocą filtru pasmowego [9]. Odpowiedź praktycznego wyjściowego filtru PSM.PDM zmodyfikowanego dla pracy z amplitudą i przesunięciem fazowym przedstawia Rys Rys Przykładowa odpowiedź wyjściowego filtru [9] Modyfikując filtr trzeba uwzględnić w jego obliczeniach charakterystyki wyjścia modulatora i wejścia końcowego stopnia. W niektórych półprzewodnikowych modulatorach wyjścia mają charakter indukcyjny. Natomiast wejście wzmacniacza może mieć charakter pojemnościowy Propozycja firmy Thales Nieistniejący już producent nadajników - firma Thales [13] prowadził intensywne badania nad systemem DRM, w wyniku czego powstały projekty dotyczące wykorzystania działających nadajników dla transmisji sygnałów cyfrowych. W tym celu zostało zaprojektowane niezbędne dodatkowe wyposażenie nadajników, w skład którego wchodzą cyfrowy koder-modulator i cyfrowy syntezator. Utworzona z tych urządzeń wzbudnica o nazwie The Skywave 2000 Digital Exciter pozwalała nadawać cyfrowy sygnał za pomocą istniejącego nadajnika. Możliwe było to również za pomocą nadajników z liniowym wzmacniaczem. W szczególności dotyczyło współczesnych typów nadajników PSM, PDM lub Full Solid State. Na Rys przedstawiono sposób współpracy cyfrowej wzbudnicy z istniejącym nadajnikiem. 20

21 Sygnał w.cz. ze złożoną modulacją Szyna standardu PCI Koder sygnału akustycznego Koder kanału cyfrowego i modulator Przetwarzanie sygnału cyfrowego Tor sygnałów akustycznych Komputer Szyna standardu ISA Szybki interfejs wejścia i wyjścia Cyfrowy interfejs kanału podstawowego OPCJA Cyfrowy stopień wejściowy w.cz. TXW 5122D Cyfrowy koder/modulator Obwiednia częstotliwości akustycznej I/Q Istniejący nadanjnik AM W.cz. modulowa na fazowo Cyfrowy syntezer w.cz. TXW5321D Próbka w.cz. Wejście programu analogowego Stopień wejściowy w.cz. Łącze szeregowe Komputer Szyna standardu ISA Cyfrowy interfejs kanału podstawowego Cyfrowy demodulator & kanał dekodera Dekoder sygnału akustycznego Przetwarzanie sygnału cyfrowego Tor sygnałów akustycznych TSW 1002D Cyfrowy wzorcowy odbiornik Rys Schemat blokowy nadawania i odbioru z wykorzystaniem rzeczywistego nadajnika [13] Współpraca taka jest możliwa oczywiście ze współczesnymi nadajnikami typu PSM, PDM i nadajnikami w postaci zintegrowanej. Również możliwa jest współpraca z nadajnikami z liniowym wzmacniaczem. Taki układ działa oczywiście w realnym czasie realizując cyfrowy proces zgodnie z wybranym trybem nadawania. W skład wspomnianej wyżej cyfrowej wzbudnicy wchodziły dwa konkretne urządzenia: Cyfrowy koder i modulator - TXW 5122D Cyfrowy syntezer - TXW 5321D. Koder i modulator TXW 5122D odpowiadał głównie za cyfrowe przetwarzanie i ustalenia amplitudowe, podczas gdy syntezer TXW 5321D zamieniał składowe zespolonego sygnału I i Q na sygnał w.cz. modulowany w fazie lub w fazie i amplitudzie. W celu umożliwienia przeprowadzenia pierwszych prób z transmisją cyfrową DRM, firma Thales opracowała zestaw nazwany Starter Kit [14]. Był to nadajnik średniofalowy małej mocy wyposażony w koder i modulator cyfrowy DOFDM. Umożliwiał on nadawanie sygnałów cyfrowych w systemie DRM. Moc nadajnika w trybie analogowym (fali nośnej) wynosiła 10 kw, a w trybie cyfrowym 5 kw (rms). Była to moc wystarczająca do przeprowadzenia emisji próbnych. Schemat blokowy tego systemu przedstawiony jest na Rys

22 Zespolony sygnał DRM opcjonalnie Sygnał głównego kanału analogowy lub cyfrowy Cyfrowy koder i modulator TXF5123D Rys Schemat blokowy części nadawczej systemu Starter Kit [14] W skład zestawu obok nadajnika wchodził również odbiornik w dwóch wersjach. Odbiornik zbudowany na technologii komputera PC, umożliwiał odbiór wszystkich dostępnych wersji nadawczych DRM oraz przeprowadzenie podstawowych pomiarów natężenia pola i stopy błędów. Natomiast odbiornik TSW 1003D wykorzystywał część odbiorczą standardowego odbiornika AM, a przetwarzanie odebranego sygnału cyfrowego następowało w komputerze za pomocą specjalnego oprogramowania. Jest to tzw. wersja programowa (softwarowa) odbiornika. W tej wersji jedynym potrzebnym zakupionym składnikiem jest oprogramowanie Propozycja firmy Telefunken W pracach nad systemem DRM firma Telefunken współpracuje z Deutsche Telekom AG i Fraunhofer Institute. Na bazie tej współpracy został opracowany łatwy w obsłudze modulator DRM-DMOD2, zapewniający wszystkie tryby DRM dla wszystkich zakresów dotychczasowego systemu AM, Rys I/Q Nadajnik MW TMW 2010D Filtr wyjściowy Serwer DRM-u Modulowane dane DRM-u Modulator DRM-u Analogowy sygnał wejściowy (opcjonalnie) Łącze typu FireWire Odbiornik GPS (opcjonalnie) Stopień wejściowy w.cz. Rys Schemat blokowy DRM-DMOD2, [15] Wejście zwrotne z nadajnika (opcjonalne) Amplituda Nośna AM Fazowa modulowana w.cz. dla A/phi W pełni modulowany sygnał dla nadajników liniowych Do wejścia modulatora dostarczane są dane z serwera. Po przetworzeniu tych danych powstaje zmodulowany sygnał wyjściowy a próbki tego sygnału są przesyłane do układu wyjściowego w.cz., który generuje niezbędny analogowy sygnał dla danego nadajnika 22

23 i przyjętych trybów pracy. Dla równoczesnego nadawania sygnałów AM i DRM niezbędne jest wyposażenie modulatora w opcjonalny analogowy interfejs. Opcjonalny wewnętrzny koder może być użyty dla kodowania jednego kanału akustycznego i krótkiej tekstowej informacji. Istnieje możliwość przełączania z pracy w systemie AM na system DRM i z powrotem. Przy pracy w sieci z jedną częstotliwością używany jest opcjonalnie odbiornik GPS. W tym przypadku zarówno nośna jak i nadawanie przez nadajnik są synchronizowane za pomocą odpowiednich sygnałów otrzymywanych z odbiornika GPS [15] Nadajnik radia Watykan Radio Watykan nadaje w Europie, w systemie DRM, w zakresie fal średnich (1611 khz) i w zakresie fal krótkich (9800 khz) oraz w paśmie 26 MHz (26060 khz). Najbardziej interesującym jest dla nas nadajnik dla fal średnich. Jest to nadajnik PSM o mocy 600kW zainstalowany w 1989 r w Santa Maria di Galeria. Jego modyfikacja dla nadawania w systemie DRM zajęła około trzech tygodni. Dotyczyła m. in. linearyzacji ostatniego stopnia nadajnika. Nadajnik jest modulowany dwoma sygnałami: obwiednią i składowymi w.cz. modulacji fazy wyodrębnionymi z sygnału DRM otrzymywanego z zewnętrznej wzbudnicy z koderem. Nadajnik nadaje sygnał DRM z mocą 25 kw. Istotną informacją jest to, że zmodyfikowany linearny wzmacniacz mocy wyjściowej jest niestabilny i wymaga szczególnej troski jeśli chodzi o utrzymanie pracy w trybie liniowym Nadajniki firmy Harris Nadajniki firmy Harris produkowane dla fal średnich serii Harris DX Series, z półprzewodnikowymi stopniami końcowymi o mocach wyjściowych od 10 do 2000 khz mogą być modyfikowane dla pracy w systemie DRM w sposób prosty i niedrogi [16]. Nadajniki DX są z natury szerokopasmowe. Posiadają one zarówno szerokie pasmo przenoszenia w.cz. jak i szerokie pasmo częstotliwości akustycznych będące podstawowym dla cyfrowej transmisji. Podobnie jak wspominano w Rozdziale 2.3.2, w układzie modulacji eliminowany jest tradycyjny ograniczający dolnoprzepustowy filtr pasmowy znajdujący się między modulatorem a wzmacniaczem mocy a na jego miejsce wstawiane jest opóźnienie grupowe. Proces modyfikacji może być przeprowadzony stosunkowo szybko na miejscu lokalizacji nadajnika przy wykorzystaniu ręcznych narzędzi prostego testującego wyposażenia. Dokładny proces modyfikacji wraz z niezbędnymi układami, które należy wmontować pokazany jest w [16]. Po próbach w USA, w 2003 r. firma Harris przeprowadziła doświadczalne transmisje na falach średnich w Chinach, w okolicach Pekinu. Wykorzystano 200kW nadajnik Harris DX Medium Wave przystosowany do pracy w systemie DRM [17]. Celem tej demonstracji było m.in. udowodnienie, że nadajniki serii DX można wykorzystywać do transmisji sygnałów DRM Program RTL Radio Program radiowy RTL Radio z Luksemburga promuje system DRM na różnych częstotliwościach w tym i na falach średnich na częstotliwości 1440 khz. Sygnał DRM jest nadawany, z mocą 240 kw z Marnach w Niemczech, za pomocą zmodyfikowanego nadajnika sygnałów analogowych AM o mocy 600 kw [18]. Następnym kandydatem do modyfikacji jest długofalowy nadajnik AM z Beidweiler, pracujący na częstotliwości 234 khz. 23

24 2.3.8 Propozycja dla nadajnika długofalowego w Solcu Kujawskim Badania nad wdrożeniem w Polsce cyfrowego systemu DRM w zakresach fal długich i średnich były prowadzone w Instytucie Łączności w Warszawie i na Politechnice Warszawskiej [2] [4] [7]. Rozważana była również koncepcja uruchomienia emisji cyfrowej w Radiowym Centrum Nadawczym w Solcu Kujawskim Tab W [4] przedstawione zostały różne możliwości rozpoczęcia emisji cyfrowej. Jednym z rozwiązań jest transmitowanie tego samego programu jednocześnie w systemie analogowym i cyfrowym, tzw. simulcasting. To rozwiązanie zostanie tu przedstawione, ponieważ jego opis przedstawia problemy związane z przystosowaniem nadajnika do pracy z sygnałem cyfrowym. Tab Parametry Radiowego Centrum Nadawczego w Solcu Kujawskim [4] Stacja użyteczna Lokalizacja Częstotliwość Moc wyjściowa nadajnika Solec Kujawski 18E16, 53N khz 1200 kw Przyjmując założenie jednoczesnej pracy nadajnika w dwóch systemach modulacji można przyjąć, ze transmisja w systemie analogowym odbywałaby się bez zmiany kanału, natomiast nadawanie sygnału cyfrowego odbywałoby się w jednym z dwóch kanałów sąsiednich w stosunku do kanału 225 khz. Nadajnik w Solcu Kujawskim posiada możliwość nadawania w paśmie 18 khz. Przy tym założeniu, w okresie przejściowym, moc sygnału AM uległaby zmniejszeniu do 800 kw, a sygnał cyfrowy nadawany mógłby być z mocą rzędu 160 kw. Koncepcja modyfikacji tego nadajnika do nadawania sygnałów cyfrowych DRM przedstawia Rys W związku z tym, że nadajnik składa się z trzech modułów oznaczonych na Rys odpowiednio A, B i C. Każdy z tych modułów pracuje z mocą 400 kw w trybie analogowym z możliwości jej redukcji do połowy. W trybie cyfrowego nadawania moc wyjściowa modułu określana jest w wartościach średnich kwadratowych - rms i zawiera się w granicach od 80 do 160 kw. Według opisywanej koncepcji dwa moduły A i B przeznaczone są na dotychczasową transmisję AM a jeden C dla sygnałów DRM. Modułu A i B modulowane są jak dotychczas amplitudowo. Do modułu C dochodzi sygnał cyfrowy OFDM z kodera cyfrowego. W celu uzyskania jednej wstęgi sygnału zmodulowanego cyfrowo stopień wyjściowy, moduł C jest modulowany fazowo. 24

25 Sygnał Akustyczny I Modulacja obwiedni Koder cyfrowy Moduł A Moduł B Moduł C + Ukł ad dopasowania Ukł ad dopasowania + Do anten Sygnał Akustyczny II Modulacja fazy Rys Konfiguracja układu nadajnika w układzie nadawania równoczesnego [4]. Modulacja obwiedni następuje w osobnym torze. Moc pochodząca z tych trzech modułów będzie jak dotychczas sumowana i przesyłana do systemu antenowego. W wyniku takiej konfiguracji nadajnika moc sygnału AM zmniejszy się do 800 kw. Natomiast sygnał cyfrowy będzie mógł być nadawany z mocą w zakresach kw rms. Poważną trudnością w realizacji tej koncepcji jest układ sumowania mocy i dopasowania toru antenowego. Układ ten powinien spełniać następujące wymagania: Sumator mocy pochodzących ze stopni końcowych musi być tak zaprojektowany, aby moc wytworzona w jednym ze stopni końcowych nie przedostawała się do drugiego! Sygnał analogowy musi mieć symetryczną charakterystykę przenoszenia taką jak w standardowych nadajnikach AM. Zastosowanie pojedynczego układu Rys oczywiście takiego warunku nie spełnia. Sygnał cyfrowy musi mieć charakterystykę przenoszenia równomierną. Tego warunku również nie spełnia układ z Rys AM OFDM 225 khz 234 khz Rys Oddziaływanie jednoobwodowego układu dopasowującego na sygnał zespolony przy nadawaniu równoczesnym [4] f Orientacyjna wartość WFS na krańcu pasma cyfrowego nie powinna być większa niż 1,22. Wartość WFS na wejściu linii zasilającej system antenowy w pracującym obecnie nadajniku RCN wynosi 1,37 [19] na krańcach pasma podstawowego, co jest do zaakceptowania dla transmisji analogowej. 25

26 Dwuobwodowy układ dopasowania sprzężony nadkrytycznie posiada potencjalne możliwości dopasowania układu antenowego Rys AM OFDM 225 khz 234 khz f Rys Oddziaływanie dwuobwodowego układu dopasowującego na sygnał zespolony przy nadawaniu równoczesnym. Dla osiągnięcia równomiernego i jednostronnego przenoszenia sygnału cyfrowego względem częstotliwości 225 khz, możliwe jest dodanie korektora szeregowego charakterystyki Rys AM OFDM 225 khz 234 khz f Rys Oddziaływanie wieloobwodowego układu dopasowującego na sygnał zespolony przy nadawaniu równoczesnym Tor antenowy Zastosowanie anten przewidzianych do pracy z nadajnikiem analogowym AM może prowadzić do ograniczenia pasma przenoszenia, którego skutkiem będzie tłumienie amplitudy i zmiana zależności fazowych nośnych. Poza tym, ograniczona szerokość pasma będzie wpływać na nadajnik i zwiększenie mocy nadawanej poza pasmem. Natomiast jeśli szerokość nadawanego pasma pokrywa się z szerokością pasma anteny, wówczas można spodziewać się, że antena może tłumić moc nadaną przez nadajnik poza pasmem. Zatem przystępując do modyfikacji nadajnika konieczne jest określenie charakterystyk anteny nadawczej. Ograniczenie pasma anteny ma szczególne znaczenie w przypadku rozpatrywania możliwości 26

27 realizacji transmisji równoległej w sąsiednich kanałach sygnału analogowego AM i cyfrowego DRM, mogąc powodować zniekształcenia liniowe przesyłanych sygnałów. Dla transmisji cyfrowej antena powinna charakteryzować się stałym wzmocnieniem w całym zakresie pasma nadawanego sygnału (kanału częstotliwościowego). Ma to szczególne znaczenie jeśli transmisja cyfrowa ma być realizowana w sąsiednim kanale, ze względu na ograniczone pasmo przenoszenia anteny. Na Rys przedstawiono zależność zespolonej impedancji wejściowej anteny masztowej w funkcji jej długości. Można zauważyć, że dla długości anteny nieznacznie mniejszej od wielokrotności λ/4 - ćwierci długości fali - występują rezonanse, gdy impedancja anteny jest czystą rezystancją. Pomiędzy poszczególnymi rezonansami część urojona impedancji ma charakter pojemnościowy lub indukcyjny, zmieniając się co ćwierć długości fali. Antena krótka o długości znacznie mniejszej niż λ/4 charakteryzuje się małą rezystancją promieniowania i dużą reaktancją pojemnościową, co powoduje problemy z dopasowaniem takiej anteny, prowadząc do małej sprawności takiego rozwiązania. Znaczne lepszą sprawność można uzyskać stosując anteny o długości λ/4 lub λ/2. Anteny ćwierćfalowe mają bardzo dobre właściwości elektryczne, charakteryzując się niskim napięciem u podstawy i dobrymi warunki dopasowania. Rys Zależność impedancji wejściowej anteny prętowej w funkcji jej długości [20] Impedancja anteny prętowej można przybliżyć następującym wzorem: gdzie: R - rezystancja wejściowa anteny Z0 - impedancja falowa anteny: (5) β - stała fazowa β=2π/λ l - wysokość anteny a - średnica anteny Impedancja wejściowa anteny masztowej o wysokości l =λ/4 wynosi ZA=36,6+j24Ω. Nachylenie zmian reaktancji anteny w funkcji częstotliwości jest znaczące, ograniczając szerokość pasma pracy anteny, powodując istotną zmianę warunków dopasowania anteny (Rys. 2.19). 27

28 Rys Przebieg reaktancji wejściowej anteny masztowej, gdzie: A: a/λ=10-5 ; B: a/λ=3 10-5; C: a/λ=10-4; D: a/λ= ; E: a/λ=10-3 ; L=β l; a jest średnicą masztu; l jest wysokością masztu [20] System antenowy RCN w Solcu Kujawskim składa się z dwóch ćwierćfalowych masztów (M1 i M2), o wysokości 330m i 289m i odległości między nimi równej 330m. Sposób zasilania anten przedstawiono na rys. Dodatkowymi elementami systemu są odciągi masztów, umieszczone na pięciu poziomach. Charakterystyka transmisyjna systemu antenowego dopasowana jest do transmisji sygnału analogowego AM na częstotliwości 225 khz, i w przypadku dodania dodatkowej emisji cyfrowej w sąsiednim kanale wprowadzone będą zniekształcenia liniowe tego sygnału (Rys. 2.21). Konieczne jest więc zastosowanie układu dopasowującego, pozwalającego na kompensację zniekształceń liniowych wprowadzanych przez system antenowy. Możliwości zmiany charakterystyki transmisyjnej systemu antenowego przy zastosowaniu różnych obwodów dopasowujących pokazano na Rys. 2.22, przy czy założono, że transmisja cyfrowa odbywa się w kanale o wyższej częstotliwości. Uzyskanie równomiernej charakterystyki transmisyjnej systemu antenowego możliwe jest przy zastosowaniu układu wieloobwodowego. Jednak już zastosowanie układu dwuobwodowego może pozwalać na uzyskanie zadowalających wyników. 28

29 Rys Sposób zasilania systemu antenowego w RCN [19] Rys Charakterystyka transmisyjna systemu antenowego RCN w Solcu Kujawskim. Uwzględniono jednoczesną transmisję sygnału analogowego AM i sygnału cyfrowego DRM w sąsiednim kanale: a) dla kanału niższego; b) dla kanału wyższego 29

30 Rys Zmiana charakterystyki transmisyjnej systemu antenowego przy pomocy obwodu dopasowującego dla jednoczesnej transmisji sygnału analogowego AM i cyfrowego DRM w sąsiednich kanałach częstotliwościowych: a) układ dopasowujący jednoobwodowy; b) układ dopasowujący dwuobwodowy; c) układ dopasowujący wieloobwodowy [21] Dla potrzeb analizy możliwości dopasowania toru antenowego RCN w Solcu Kujawskim do równoległej transmisji sygnału cyfrowego DRM w sąsiednim kanale system antenowy uproszczono do pojedynczego masztu, przyjmując jego wysokość równą 330 m i szerokość 2 m, a następnie zamodelowano jako obwód szeregowy RLC o zadanej impedancji wejściowej. Wyznaczając wartości elementów obwodu zastępczego [21]: C = 1,294nF L = 379,116μH R = 36,6 Ω QR=14,643 Dodatkowo uwzględniono wpływ linii zasilającej, doprowadzającej do anteny sygnał z nadajnika, przy czym opóźnienie linii dobrano w taki sposób, aby uzyskać maksimum wypromieniowanej przez antenę mocy na częstotliwości 225 khz. 30

31 a) b) Rys Model zastępczy anteny odpowiadający parametrom anteny z RCN w Solcu Kujawskim: a) bez linii zasilającej; b) z uwzględnieniem linii zasilającej o impedancji 120 Ω [21] Wykorzystując program PSpice przeprowadzono symulacje, pozwalające wyznaczyć charakterystykę transmisyjną modelu zastępczego anteny z różnymi konfiguracjami układu dopasowującego. Przykładowe wyniki dla układu dopasowującego przedstawionego na Rys pokazano na Rys dla charakterystyk transmisyjnych i na Rys Zastosowanie układu dopasowującego pozwoliło na poszerzenie pasma przenoszenia dla rozpatrywanego modelu anteny, pozwalając na jednoczesną transmisję sygnału analogowego AM i sygnału cyfrowego DRM w sąsiednich kanałach częstotliwościowych 225 khz i 234 khz. Jednak zastosowanie układu dopasowującego stratnego (z rezystancją R2) spowodowało poszerzenia pasma pracy anteny, ale jednocześnie spowodowało straty mocy wypromieniowanej przez antenę. W przypadku rzeczywistym konieczne będzie zastosowanie bardziej rozbudowanego układu dopasowującego, tak aby uzyskać wymagane poszerzenie pasma, ale jednocześnie nie zmniejszać mocy sygnału wypromieniowanego przez antenę. Rys Model zastępczy anteny z układem dopasowującym 31

32 a) b) Rys Uzyskane wyniki symulacji komputerowych charakterystyki transmisji anteny: a) dla anteny bez układu dopasowującego (przedstawionego na Rys. 2.23b); b) dla anteny z układem dopasowującym (przedstawionym na Rys. 2.24) [21] 32

33 a) b) Rys Uzyskane wyniki symulacji komputerowych charakterystyki transmisji anteny: a) dla anteny bez układu dopasowującego (przedstawionego na Rys. 2.23b); b) dla anteny z układem dopasowującym (przedstawionym na Rys. 2.24) [21] 2.4. Podsumowanie Nadawcy, którzy przewidują nadawanie cyfrowego radia za pomocą dotychczasowych nadajników stają przed bardzo poważnym pytaniem czy nadajnik można zmodyfikować dla nadawania sygnału DRM w sposób prosty i opłacalny. Z dotychczasowych informacji wynika, że możliwa jest modyfikacja większości nadajników stosowanych do emisji w systemie analogowym AM. Zmodyfikowany nadajnik musi 33

34 zapewniać wymaganą szerokość pasma, dopuszczalne opóźnienie grupowe i poziom szumu. Poza tym musi dawać możliwość dopasowania do obciążenia na wyjściu. Głównymi elementami modyfikacji nadajników pracujących dotychczas w systemie analogowym AM są: linearyzacja stopnia końcowego, modulacja nadajnika dwoma składowymi sygnału DRM: amplitudową i fazową zachowanie odpowiedniego widma sygnału DRM, zachowanie odpowiednich charakterystyk amplitudowej i fazowej znajomość charakterystyk anteny. Przystępując do projektowania niezbędne jest posiadanie wiarygodnych danych dotyczących nadajnika, lub pozyskanie ich z pomiarów. Z publikowanych informacji wynika że zmodyfikowane nadajniki sprawdzają się w praktyce i pozostaną w użyciu dopóki nie wzrośnie znacznie rynek odbiorników i te ostatnie będą duże tańsze niż ma to miejsce obecnie. Wówczas może wzrosnąć również zainteresowanie nadajnikami wykonywanymi dla transmisji sygnałów DRM. Już obecnie producenci nadajników proponują własne rozwiązania modyfikacji własnych produktów. 34

35 3. Analiza metod projektowania wzmacniaczy mocy dla sygnałów DRM 3.1. Wprowadzenie System DRM planowany jest w radiofonii cyfrowej w zakresie fal długich (LW), średnich (MW) i krótkich (SW). W tych zakresach fal dotąd była powszechnie wykorzystywana modulacja amplitudy z falą nośną (AM). Modulacja ta umożliwia prostą konstrukcję i niską cenę odbiorników ale nie zapewnia dostatecznie wysokiej jakości odbioru. Wymaga bowiem ograniczenia widma sygnału informacyjnego poniżej 4,5kHz (LW, MW) i poniżej 5kHz (SW) i ma małą odporność na zakłócenia występujące w kanale łączności. Uzyskanie zasięgu odbioru rzędu kilkuset kilometrów przy użyciu modulacji AM wymagało stosowania nadajników dużej mocy, o mocy nominalnej od kilkudziesięciu kilowatów do kilku megawatów. Jako moc nominalną nadajnika AM podawana jest moc fali nośnej (P AMnom =P c ), zatem stopień końcowy nadajnika AM jest w rzeczywistości przystosowany do wytwarzania przebiegu sinusoidalnego o mocy 4-krotnie większej od jego mocy nominalnej (P AMpep =4P AMnom ). W radiofonii DRM planowane jest maksymalne wykorzystanie istniejących nadajników AM Układ nadajnika DRM W nadajnikach radiofonii cyfrowej pracujących w systemie DRM modulacja OFDM przebiegu w. cz. realizowana jest na poziomie małej mocy (Rys. 3.1). Nadajnik DRM musi zatem zawierać tor wzmocnienia sygnału zmodulowanego zapewniający uzyskanie dostatecznie dużej mocy wyjściowej, wystarczającej do uzyskania założonego zasięgu odbioru. y DRM (t) Tor w. cz. y DRM (t) y DRM (t) Antena nadawcza Modulator DRM Mieszacz +filtr Wzmacniacz wstępny Wzmacniacz mocy Obwód rezonanso -wy (filtr) Wzmacniacz m.cz. małej mocy Generator częstotliwoś ci (w.cz) sygnał informacyjny Rys. 3.1 Uproszczony schemat nadajnika radiofonicznego DRM 3.3. Wymagane parametry wzmacniacza mocy sygnałów DRM Sygnał zmodulowany wielkiej częstotliwości y DRM jest w sygnałem OFDM zawierającym od 91 do 458 podnośnych zmodulowanych metodą QAM rozłożonych w przydzielonym paśmie (4,5kHz, 5kHz, 9kHz, 10kHz, 18kHz lub 20kHz [22]) - Rys Czas trwania ustalonych wartości amplitudy i fazy każdej z podnośnych jest stosunkowo długi, gdyż czas transmisji jednego symbolu wynosi 15,6667ms, 20ms albo 26,6667ms [22]. Przebieg czasowy tego sygnału jest więc efektem zdudnienia wielu podnośnych o nieznacznie różniących się częstotliwościach (o 41,6667Hz do 107,14Hz [22]), których amplituda i faza może przyjmować wiele różnych (dyskretnych) wartości. Zmiany wartości amplitudy i fazy tych 35

36 podnośnych następują przy tym stosunkowo rzadko, raz na wiele okresów. Sygnał y DRM (t) jest więc przebiegiem quasi-sinusoidalnym ze skokami fazy i obwiedni wolnozmiennej w stosunku do jego średniej częstotliwości (Rys. 3.3). Informację o transmitowanych (w postaci szeregowo-równoleglej) znakach niesie przy tym zarówno chwilowa amplituda jak i chwilowa faza tego przebiegu. Rys. 3.2 Przykładowe widmo sygnału DRM Rys. 3.3 Przykładowy przebieg czasowy sygnału DRM (częstotliwość środkowa 26,1MHz) zmierzony na wyjściu badanego modulatora SOPRANO (DRM Modulator/ Exciter) firmy DIGIDIA Z powyższych względów sygnał zmodulowany y DRM (t) musi być wzmacniany za pomocą wzmacniacza liniowego, który musi spełniać następujące wymagania: 36

37 dostatecznie liniowa charakterystyka przejściowa (dostatecznie małe zniekształcenia nieliniowe) w całym zakresie chwilowej amplitudy i częstotliwości wzmacnianego sygnału, płaska charakterystyka częstotliwościowa w paśmie wzmacnianego sygnału, liniowa charakterystyka fazowa (stałe opóźnienie) w paśmie wzmacnianego sygnału Wymagana liniowość charakterystyki przejściowej Zakres liniowości charakterystyki przejściowej Podstawowe znaczenie przy budowie wzmacniacza mocy sygnału DRM ma wyznaczenie zakresu możliwych chwilowych amplitud napięcia wyjściowego, w którym musi być zachowana wymagana liniowość charakterystyki przejściowej. Jako moc nominalną nadajnika DRM podaje się bowiem jego moc średnią w długim okresie czasu P DRMavg (a nie moc PEP w szczycie obwiedni). Jak podano w [23], sygnał DRM o mocy średniej P DRMavg ma w idealnych warunkach moc w szczytach obwiedni P DRMpep wyższą aż o 12dB: czyli P DRMpep [db]= P DRMavg [db]+12db, (6) P DRMpep = 15,85 P DRMavg, (7) Przykładowo, za pomocą wzmacniacza liniowego o mocy PEP równej 400kW można wytworzyć bez zniekształceń nieliniowych sygnał DRM o mocy nominalnej (średniej) nie większej niż P DRMavg =25kW. W przypadku dalszego zwiększenia mocy P DRMavg tego sygnału ograniczenie charakterystyki przejściowej wzmacniacza spowoduje obcięcie pików sygnału wyjściowego (Rys. 3.3) na poziomie 400kW, dając w efekcie zniekształcenia intermodulacyjne i przekłamania przesyłanej informacji. Piki obwiedni o maksymalnej wartości w sygnale DRM zdarzają się jednak stosunkowo rzadko, dlatego w praktyce przyjmuje się, że dostateczną jakość transmisji sygnału DRM można uzyskać stosując wzmacniacz mocy o charakterystyce przejściowej liniowej w zakresie szerszym jedynie o 10dB od wymaganej mocy średniej P DRMavg : P Apep [db]= P DRMavg [db]+10db, (8) czyli P Apep = 10 P DRMavg, (9) Taki zakres liniowości wzmacniacza mocy zapewnia brak przekłamań dla 95 99% symboli transmitowanych systemie DRM [23], [24]. Powoduje jednak znaczący wzrost emisji pozapasmowych (Rys. 3.4). 37

38 Rys. 3.4 Emisje pozapasmowe w przypadku P DRMpep [db]= P DRMavg [db]+12db (a) i w przypadku obcinania szczytów modulacji o 2dB (b) [23], [24] Dopuszczalna nieliniowość charakterystyki przejściowej Rzeczywisty wzmacniacz liniowy wprowadza zniekształcenia nieliniowe nawet dla sygnałów, których wartość szczytowa jest mniejsza od wartości granicznej (zakresu obcinania szczytów). W zakresie dopuszczalnych amplitud napięcia wejściowego i wyjściowego charakterystyka przejściowa rzeczywistego wzmacniacza liniowego nie jest bowiem dokładnie linią prostą. Niestety bezpośredni pomiar charakterystyki przejściowej U wy (U we ) wzmacniacza mocy w. cz. metodą punkt po punkcie jest mało dokładny i pozwala na wykrycie jedynie znacznych nieliniowości tej charakterystyki. Dlatego nieliniowość charakterystyki przejściowej wzmacniacza mocy w. cz. o dużej liniowości bada się metodą dwutonową mierząc poziom produktów intermodulacji rzędu trzeciego (IMD-3) i rzędu piątego (IMD-5) [25], [26]. Testowany wzmacniacz steruje się sygnałem w postaci sumy dwu przebiegów sinusoidalnie zmiennych o równych amplitudach U we1 =U we2 dobranych tak, aby w szczycie obwiedni ich dudnień uzyskać pełne wysterowanie tego wzmacniacza, czyli: U we1 =U we2 = 0.5U wemax (10) Częstotliwości f 1, f 2 tych dwóch przebiegów powinny mieścić się w paśmie wzmacnianych sygnałów i różnić się na tyle mało, aby częstotliwości 2f 1 -f 2, 2f 2 -f 1, 3f 2-2f 1, 3f 2-2f 2 również mieściły się w tym paśmie. W przypadku liniowych wzmacniaczy mocy wysokiej jakości nadajników z modulacją SSB przyjmuje się, że poziom produktów intermodulacji IMD-3 i IMD-5 nie powinien przekraczać 40dB w stosunku do poziomu każdego z prążków f 1, f 2 [25], [27], [28]. Natomiast w wojskowych nadajnikach SSB można dopuścić obecność tych produktów na poziomie 30dB [28]. 38

39 W pracy [28] wykazano, że wzmacniacz liniowy, którego wyniki pomiarów metodą 2-tonową nie przekraczają 40dB, zapewnia dla sygnału DRM (w paśmie 9kHz) zniekształcenia intermodulacyjne (inter-carrier interference) na poziomie 30dB w stosunku do poziomu każdej z tych podnośnych, czyli C/ICI= 30dB. Wartość C/ICI jest w przybliżeniu równa wartości MER (Modulation Error Ratio) nadajnika DRM [28], a zatem taki wzmacniacz nie spowoduje przekroczenia dopuszczalnych wartości MER nadajnika (tj. 30db [29]) Emisje poza przydzielonym pasmem częstotliwości Nieliniowość charakterystyki przejściowej wzmacniacza mocy sygnału DRM, oprócz błędów transmisji informacji, powoduje także szkodliwe skutki w postaci zakłóceń generowanych poza pasmem tego sygnału (poza przydzielonym kanałem). Są to tzw. emisje pozapasmowe i emisje niepożądane. Emisje pozapasmowe zakłócają sąsiednie kanały łączności a zatem ich poziom wynika bezpośrednio z nieliniowości charakterystyki przejściowej wzmacniacza mocy i w praktycznych rozwiązaniach nadajnika nie może być obniżony przez jego obwód wyjściowy. Poziom tych emisji określony jest przez normy [29] a ich wartość nie powinna przekraczać 30dB w stosunku do każdej z podnośnych Rys Natomiast emisje niepożądane, czyli np. harmoniczne nośnej albo inne sygnały prążkowe generowane przez nadajnik DRM, mogą przyjmować stosunkowo wysokie wartości (Rys. 3.6 [29]). Poziom emisji niepożądanych nadajnika zależy od jego obwodu wyjściowego (Rys. 3.1) a zatem w przypadku nadajników radiofonicznych DRN obwód wyjściowy wzmacniacza końcowego może mieć prostszy układ niż w przypadku nadajników UKF-FM. Rys. 3.5 Dopuszczalny poziom emisji pozapasmowych dla nadajników DRM [29] 39

40 Rys. 3.6 Dopuszczalny poziom emisji niepożądanych dla nadajników DRM [29] Amplitudowa i fazowa charakterystyka częstotliwościowa Ze względu na zastosowany rodzaj modulacji każdej z podnośnych (max. 64 QAM) wymagania odnośnie płaskości amplitudowej charakterystyki częstotliwościowej U wy (f) i liniowości fazowej charakterystyki częstotliwościowej wzmacniaczy mocy sygnałów DRM w paśmie przenoszonego sygnału są wysokie. Nie znaleziono jednak konkretnych danych liczbowych odnośnie tych wymagań Możliwe rozwiązania wzmacniacza mocy nadajnika DRM Wzmacniacze analogowe klasy A i klasy AB Naturalnym rozwiązaniem dla wzmacniacza mocy sygnałów DRM jest klasyczny analogowy liniowy wzmacniacz mocy klasy A albo klasy AB (Rys. 3.6a) Do sterowania takiego wzmacniacza konieczny jest pełny przebieg czasowy sygnału DRM w. cz. o wybranej częstotliwości środkowej ( nośnej )( Low power RF output signal ). Wymaganą dużą liniowość wzmacniacza mocy najłatwiej jest uzyskać w przypadku zastosowania wzmacniacza klasy A. Zaletą tej klasy jest bardzo duża liniowość przy małym i średnim wysterowaniu występującym najczęściej w sygnale DRM (Rys. 3.3). Podstawową wadą wzmacniacza klasy A jest jednak niska sprawność energetyczna (teoretycznie przy pełnym wysterowaniu η Amax =50%) i szybki spadek tej sprawności przy zmniejszaniu wysterowania: η A (U we )= η Amax (U we /U wemax ) 2 (11) 40

41 Rys. 3.7 Możliwe rozwiązania wzmacniacza mocy sygnałów DRM: a) klasyczny analogowy wzmacniacz liniowy, b) wzmacniacz w układzie EER Zatem średnia sprawność energetyczna wzmacniacza klasy A dla sygnałów DRM o dużej wartości współczynnika Crest Factor (wzór 4) jest bardzo niska, poniżej 5%. Dlatego wzmacniacze klasy A mogą być stosowane jedynie we wzmacniaczach wstępnych i stopniach końcowych nadajników doświadczalnych bardzo małej mocy. W przypadku wzmacniaczy klasy AB maksymalna sprawność energetyczna jest znacznie wyższa (η ABmax <78,5%) a ich sprawność energetyczna wolniej spada ze spadkiem wysterowania (w przybliżeniu liniowo): η AB (U we ) η ABmax (U we /U wemax ) (12) Dzięki temu w praktycznych układach wzmacniaczy klasy AB dla sygnałów DRM można uzyskać średnią sprawność energetyczną na poziomie 10-15% [30]. Jest to wciąż bardzo mała sprawność, wymagająca dużej mocy układu zasilania i dużej wydajności układu chłodzenia, dlatego nadajniki DRM z analogowym wzmacniaczem liniowym są budowane jedynie przy małych mocach wyjściowych (do ok.. 1kW [23]). W przypadku wzmacniacza klasy AB możliwe jest uzyskanie liniowej charakterystyki przejściowej w całym zakresie możliwych amplitud napięcia wejściowego i wyjściowego 0 U max, jednak wymaga to zastosowania tranzystorów mocy przeznaczonych do wzmacniaczy liniowych i starannego doboru spoczynkowego punktu pracy [27]. Ze względu na problemy przy budowie filtru wyjściowego (Rys. 3.1) najkorzystniejszym rozwiązaniem analogowego wzmacniacza mocy nadajnika DRM jest szerokopasmowy (niestrojony) transformatorowy wzmacniacz przeciwsobny z tranzystorami MOSFET. W sygnale wyjściowym takiego wzmacniacza pierwszą istotną składową niepożądaną jest bowiem trzecia harmoniczna. Między wyjściem tego wzmacniacza a anteną musi jednak znajdować się filtr dolnoprzepustowy zapewniający dostateczne tłumienie harmonicznych (Rys. 3.6). W przypadku przeciwsobnego transformatorowego wzmacniacza klasy AB filtr taki stanowi jednak osobny blok o przekładni rezystancyjnej 1:1, a zatem może być zaprojektowany typowymi metodami znanymi z teorii filtrów (por. np. 10). W przypadku wzmacniania sygnałów DRM zaletą liniowych rezonansowych wzmacniaczy analogowych jest łagodne zagięcie się charakterystyki przejściowej po przekroczeniu ich 41

42 mocy maksymalnej. Dzięki temu przy zastosowaniu wzmacniacza spełniającego warunek (4) (P Apep = 10 P DRMavg przy założonych małych zniekształceniach nieliniowych) liczba przekłamań symboli transmitowanych w systemie DRM może być pomijalnie mała Wzmacniacze w układzie EER (Kahna) Jako liniowy wzmacniacz mocy można także wykorzystać układ złożony z demodulatora i modulatora amplitudy (tzw, układ Kahna lub układ EER envelope elimination and restoration) Rys W takim układzie wzmacniany sygnał o zmiennej amplitudzie i fazie podawany jest na detektor amplitudy i na ogranicznik amplitudy. Dzięki temu uzyskuje się dwa sygnały zawierające w sumie pełną informację o sygnale wejściowym: e(t) zawierający przebieg jego obwiedni (wolnozmienny) i c ϕ (t) zawierający przebieg jego chwilowej fazy (szybkozmienny, quasiokresowy o stałej amplitudzie). Sygnały te doprowadza się do modulatora amplitudy o odpowiedniej mocy wyjściowej: c ϕ (t) do wejścia nośnej i e(t) do wejścia sygnału informacyjnego. Dzięki temu na wyjściu modulatora uzyskuje się przebieg równokształtny z sygnałem wejściowym. Zaletą układu EER jest możliwość uzyskania wysokiej sprawności energetycznej, znacznie większej niż w przypadku wzmacniaczy klasy A i AB. Modulator amplitudy można bowiem zrealizować w układzie zapewniającym wysoką sprawność energetyczną, bliską 100%. Rys. 3.8 Liniowy wzmacniacz mocy o wysokiej sprawności energetycznej w układzie EER Podstawowym układem modulatora amplitudy o dużej mocy wyjściowej jest układ z zasilaniem wzmacniacza mocy w. cz. (sterowanego przebiegiem nośnej) napięciem liniowo zależnym od sygnału modulującego (tzw. modulacja kolektorowa, drenowa albo anodowa [27]). Zasilanie napięciem liniowo zależnym od sygnału modulującego można zrealizować za pomocą zmodyfikowanego zasilacza impulsowego z modulacją PWM albo PSM (Rys. 3.9), którego sprawność energetyczna jest rzędu 90%. W takim zasilaczu napięcie odniesienia jest sumą napięcia stałego (odpowiadającego poziomowi nośnej) i napięcia sygnału modulującego. Jako modulowany wzmacniacz w. cz. można zastosować wysokosprawny kluczowany wzmacniacz rezonansowy klasy D, klasy DE albo klasy E, którego sprawność może przekraczać 90%. Dzięki temu wypadkowa sprawność wzmacniacza liniowego w układzie EER (Rys. 3.10) może być rzędu 80% w szerokim zakresie amplitud sygnału wejściowego. Istotnym problemem przy budowie wzmacniaczy liniowych w układzie EER jest różnica czasów propagacji informacji o chwilowej wartości obwiedni i informacji o chwilowej wartości fazy sygnału wejściowego do modulowanego wzmacniacza w. cz. Ta różnica może powodować zniekształcenia przebiegu czasowego sygnału wyjściowego wzmacniacza, co w przypadku transmisji sygnału DRM spowoduje przekłamania transmitowanych znaków. Wyrów- 42

43 nanie czasów propagacji w obu torach wymaga zastosowania dodatkowego układu opóźniającego (Delay line) w torze nośnej c ϕ (t). Rys. 3.9 Wzmacniacz liniowy w układzie EER ze sterowanym zasilaczem impulsowym i rezonansowym wzmacniaczem klasy D, DE albo E Drugim istotnym problemem przy budowie wzmacniaczy liniowych EER w układzie z Rys są skutki impulsowej pracy wysokosprawnego zasilacza sterowanego. Składowe o częstotliwości przełączania jego kluczy (kilkadziesiąt do kilkuset khz) i ich harmoniczne są bowiem obecne w napięciu wyjściowym, a zatem pojawiają się także w obwiedni sygnału wyjściowego wzmacniacza (RF Output). Trzeci problem przy budowie wzmacniacza liniowego EER w układzie z Rys. 3.9 związany jest również z impulsową pracą zasilacza sterowanego. Na wyjściu tego zasilacza znajduje się bowiem filtr dolnoprzepustowy LC drugiego rzędu, który może powodować zależne od częstotliwości zniekształcenia amplitudowe i fazowe przebiegu zasilającego modulowany wzmacniacz mocy i w efekcie zniekształcenia obwiedni sygnału wyjściowego wzmacniacza (RF Output). Wzmacniacze liniowe w układzie EER z Rys. 3.9 mogą być stosowane do mocy PEP rzędu kilkudziesięciu kilowatów. Przy większych mocach tranzystorowy wzmacniacz mocy w. cz. musi być budowany w układzie sumowania mocy z wielu osobnych modułów. Takie wzmacniacze mogą być wykorzystane jako wysokosprawne modulatory amplitudy przy zastosowaniu metody dyskretnego sterowania modułów mocy. Przy tej metodzie modulacja amplitudy polega na włączaniu w danej chwili liczby modułów wzmacniaczy proporcjonalnej do wartości chwilowej sygnału modulującego. Oczywiście rozdzielczość takiej metody modulacji amplitudy jest ograniczona i równa się licznie oddzielnym modułów (zwykle powyżej 100 przy mocach rzędu kilkuset kilowatów i większych). Konieczna jest zatem dodatkowa modulacja o dużej rozdzielczości, która realizowana jest drogą dodania dodatkowych wzmacniaczy mocy o napięciu równym ½, ¼, 1/8, 1/16 napięcia modułu podstawowego (system cyfrowy opracowany przez firmę Harris [32]) albo poprzez dodatkową modulację fazy nośnej dla kilku modułów (system analogowy opracowany przez firmę Thomcast [33]) Podsumowanie Modulator amplitudy o dużej mocy wyjściowej jest stopniem końcowym nadajników radiofonicznych z modulacją AM, które wykorzystywane były dotąd w zakresie fal długich, średnich i krótkich. Przy zastosowaniu bloku wytwarzającego generującego sygnał DRM z cyfrową modulacją OFDM nadajniki te mogą być wykorzystane do realizacji radiofonii cyfrowej zapewniającej odbiór o jakości znacznie wyższej niż w przypadku modulacji AM przy 43

44 zachowaniu tej samej szerokości kanału (9kHz). Modulator amplitudy nadajnika AM może bowiem pracować jako część liniowego wzmacniacza mocy nadajnika DRM (w układzie EER). Obecnie firmy produkujące urządzenia nadawcze oferują bowiem bloki wytwarzające sygnał DRM małej mocy z dwoma wyjściami analogowymi: r (obwiednia) i ϕ (przebieg o stałej amplitudzie z modulacją fazy) i z wewnętrznym regulowanym blokiem opóźnienia. Warunkiem wykorzystania nadajnika AM do emisji DRM jest jednak jego dostatecznie nowoczesna konstrukcja (modulacja drenowa z zasilaczem sterowanym albo modulacja metodą dyskretnego sterowania modułów mocy). Natomiast do emisji DRM nie mogą być wykorzystane stare nadajniki, w których modulacja AM realizowana jest w układzie transformatorowym lub dławikowym ze wzmacniaczem mocy sygnału modulującego w klasie AB. W takich nadajnikach wartość średnia obwiedni sygnału wyjściowego jest stała niezależnie od sygnału modulującego i odpowiada poziomowi nośnej sygnału AM. Natomiast obwiednia sygnału DRM zawiera składowe wolnozmienne, które nie mogą być przeniesione przez transformator lub dławik m. cz. z kondensatorem sprzęgającym. Rys Liniowy wzmacniacz mocy nadajnika DRM zbudowany przy wykorzystaniu stopnia mocy nadajnika AM 44

45 4. Realizacja odbioru sygnału DRM 4.1. Realizacja modyfikacji istniejącego odbiornika AM do odbioru sygnału DRM Do realizacji odbioru sygnału DRM wykorzystano, po modyfikacji, odbiornik typu SANGEAN ATS 909 sygnału AM/FM. Schemat blokwy układu odbiornika sygnału DRM przedstawiono na Rys Rys. 4.1 Schemat blokowy odbiornika sygnału DRM Odbiornik sygnału DRM składa się ze zmodyfikowanego odbiornika sygnału AM typu Sangean ATS 909, zewnętrznego modułu mieszacza oraz komputera PC wyposażonego w kartę dźwiękową. W odbiorniku Sangean ATS 909 dokonano odpowiedniej modyfikacji. Wyprowadzono na zewnątrz sygnał częstotliwości pośredniej o wartości 455kHz (odbiornik pracuje z częstotliwością pośrednia 455kHz). Punkt przyłączenia kabla do układu przedstawiono na Rys Rys. 4.2 Schemat ideowy fragmentu układu pośredniej częstotliwości Sygnał p.cz. jest pobrany przed filtrem p.cz. (filtry CF4, CF5) Nie można go pobrać po przejściu przez filtr gdyż będzie miał za wąskie pasmo. Pasmo przenoszenia filtru p.cz. w odbiorniku Sangean jest mniejsze niż 9kHz, natomiast pasmo zajmowane przez sygnał DRM wynosi 9kHz. Na Rys. 4.3 zamieszczono widok płytki drukowanej z zaznaczonym miejscem przyłączenia kabla współosiowego łączącego mieszacz zewnętrzny z odbiornikiem Sangean. 45

46 Rys. 4.3 Widok płytki drukowanej z przylutowanym kablem współosiowym Sygnał p.cz. o częstotliwości 455kHz z odbiornika Sangean jest doprowadzony do mieszacza. W wyniku procesu mieszania otrzymujemy sygnał częstotliwości pośredniej 12kHz. Schemat ideowy mieszacza przedstawiono na Rys Sygnał pośredniej częstotliwości z odbiornika Sangean jest doprowadzony do złącza P1 układu mieszacza, Rys Sygnał z wejścia P1 jest doprowadzony do filtru U4 i następnie do mieszacza U2(układ scalony typu SA612), końcówka 1. Rolę elementów dopasowujących filtru U4 na wejściu pełnią rezystor R2 i kondensator C6 natomiast na wyjściu rezystor R3 i kondensator C7. Na Rys. 4.5 jest zamieszczona charakterystyka przenoszenia zastosowanego filtru. Układ scalony U2 pełni role mieszacza i lokalnego generatora. Częstotliwości napięcia lokalnego generatora wynosi 467kHz. Jest ona stabilizowana rezonatorem ceramicznym Y1, Rys W wyniku procesu mieszania powstaje sygnał częstotliwości pośredniej 12kHz. Jest on pobierany z końcówek 4 i 5 układu scalonego U2 i doprowadzony do wzmacniacza niskoszumnego U3. Wzmocniony sygnał przez potencjometr montażowy R11 jest doprowadzony do wyjścia układu. Wartość amplitudy na wyjściu można regulować potencjometrem R11. Układy scalone mieszacz i wzmacniacz niskoszumny są zasilane napięciem stabilizowanym +5V(układ scalony U1). Rys. 4.4 Schemat ideowy mieszacza 46

47 Rys. 4.5 Charakterystyka przenoszenia filtru 455kHz Rys. 4.6 Układ pomiaru charakterystyki przenoszenia filtru Charakterystyka amplitudowa przenoszenia filtru w funkcji częstotliwości została zmierzona w układzie przedstawionym na Rys Układ pomiarowy składa się z analizatora widma typu FSP30 z wbudowanym modułem generatora oraz z elementów RC zapewniających dopasowanie badanego filtru. 47

48 Rys. 4.7 Widok ścieżek druku z rozmieszczonymi elementami układu mieszacza Rys. 4.8 Widok zmontowanej płytki układu mieszacza Sygnał generatora jest doprowadzony do badanego filtru natomiast sygnał z wyjścia filtru jest doprowadzony do wejścia analizatora widma. Na ekranie analizatora jest kreślona charakterystyka amplitudowa przenoszenia badanego filtru w funkcji częstotliwości. Szerokość pasma przenoszenia przy spadku o 3dB dla zastosowanego filtru wynosi 19.9kHz. Układ elektroniczny mieszacza został wykonany na płytce drukowanej o rozkładzie ścieżek przedstawionym na. Widok zmontowanego układu na płytce drukowanej przedstawiono na Rys Zmontowany kład został uruchomiony. Sprawdzono poprawność napięć zasilania (+5V na końcówce 1 układu scalonego U1 i na końcówce 8 układu scalonego U2. Przeprowadzono próbny odbiór sygnału DRM w układzie, którego schemat zamieszczono na Rys Po zainstalowaniu programu Dream i jego uruchomieniu podjęto próbę odbioru sygnału DRM. Na częstotliwości 6085kHz o godz dnia odebrano sygnał stacji BR-B5akt odebrano również sygnał stacji BBC&DW na częstotliwości 3995kHz. Na Rys. 4.9 przedstawiono widmo sygnału odbieranej stacji BR-B5akt. 48

49 Rys. 4.9 Widmo odbieranego sygnału stacji BR-B5akt Odbiór był poprawny co dowodzi poprawności działania wykonanego układu Realizacja odbiornika sygnału DRM w zakresie 26MHz W ramach programu badawczego dotyczącego DRM, do odbioru sygnału DRM w zakresie fal krótkich (26MHz) został zaprojektowany i zmontowany odbiornik sygnału DRM. Schemat blokwy układu odbiornika sygnału DRM przedstawiono na Rys Rys Schemat blokowy odbiornika sygnału DRM Odbiornik sygnału DRM składa się z: obwodu wejściowego, mieszacza (M I), heterodyny I (wykonanej w technice DDS), filtru pośredniej częstotliwości (filtr kwarcowy typu PP-10.7-B2), mieszacza (M II), heterodyny Het.I-DDS, heterodyny Het.II, wzmacniacza małej częstotliwości (Wzm. m.cz.), komputera PC 49

50 Sygnał radiowy z anteny (A) jest doprowadzony do obwodu wejściowego. Po wstępnej filtracji i wzmocnieniu sygnał radiowy jest doprowadzony do mieszacza I. Do mieszacza I jest również doprowadzony sygnał z generatora lokalnego (heterodyny I). Heterodyna I jest zrealizowana w technice DDS, która polega na cyfrowym wytwarzanie sygnału w. cz. W procesie mieszania na wyjściu mieszacza I otrzymujemy sygnał częstotliwości pośredniej o wartości 10.7MHz. Pasmo sygnału częstotliwości pośredniej jest kształtowane przez filtr pośredniej częstotliwości. Sygnał po wyjściu z filtru pośredniej częstotliwości jest doprowadzony do mieszacza II. Do mieszacza II doprowadzony jest również sygnał z generatora lokalnego (heterodyna II). Układ heterodyny II jest zrealizowany w postaci generatora kwarcowego pracującego z częstotliwością MHz. Częstotliwość heterodyny II jest tak dobrana aby częstotliwość pośrednia wyniosła 12kHz. Sygnał z wyjścia mieszacza II jest wzmacniany we wzmacniaczu małej częstotliwości i następnie doprowadzony do wejścia karty dźwiękowej komputera. Sygnał DRM zawiera się w paśmie od kilku kiloherców do kilkunastu kiloherców. Dla sygnału o tych parametrach moc obliczeniowa zwykłego komputera PC jest dostateczna do demodulacji i dekodowania sygnału a sygnał przeznaczony do zdemodulowania można wprowadzić do komputera za pomocą zwykłej karty dźwiękowej. Pasmo odbieranego sygnału musi zawierać się w paśmie przenoszenia karty dźwiękowej. Większość kart dźwiękowych zapewnia częstotliwości próbkowania do 48kHz, więc przyjęto, że częstotliwość nominalna sygnału DRM (DC frequency) będzie wynosić około 12kHz. Mieszacz Mieszacz I i II zostały zrealizowane z wykorzystaniem scalonego układu mieszacza typu SA612. Układ mieszacza typu SA612 jest podwójnie zrównoważony, sygnał wejściowy może mieć częstotliwość do 500MHz natomiast część układu odpowiedzialna za generację (heterodyna) wytwarzać sygnał o częstotliwości do 200MHz. Na 2 przedstawiono schemat ideowy układu mieszacza (M I, M II). Rys Schemat ideowy układu mieszacza Sygnał radiowy jest doprowadzony do wejścia J1 i przez kondensator C1 jest doprowadzony do wejścia mieszacza (U1 końcówka 1). Sygnał heterodyny jest doprowadzony do wejścia J3 i przez kondensator C5 jest doprowadzony do mieszacza (U1 końcówka 6). W procesie mieszania powstaje sygnał o częstotliwości pośredniej, który jest dostępny na wyjściu OUT B układu scalonego (U1 końcówka 5). Sygnał częstotliwości pośredniej jest doprowadzony złącza J2. W obwodzie zasilania mieszacza zastosowano filtr dolnoprzepustowy złożony z indukcyjności L1 i kondensatorów C4, C6. Heterodyna I 50

51 Układ heterodyny I został zrealizowany z wykorzystaniem generatora DDS. Na Rys przedstawiono schemat blokowy układu heterodyny I. Rys Schemat blokowy heterodyny I Podstawowym elementem układu heterodyny I jest generator DDS wykorzystujący układ scalony generatora DDS typu AD9851. Układ DDS jest sterowany przez mikrokontroler ATMega32. Wartość generowanej częstotliwości jest ustawiana z komputera PC przez interfejs USB-RS232 komunikującego się z mikrokontrolerem. Innym wariantem ustawiania wartości generowanej częstotliwości jest zastosowanie lokalnej klawiatury i wyświetlacza. Sygnał z układu DDS jest doprowadzony do wyjścia ( do mieszacza) przez filtr dolnoprzepustowy. Zadaniem filtru jest tłumienie harmonicznych sygnału wyjściowego. Układ heterodyny I jest zrealizowany na trzech płytkach: moduł konwertera USB-RS232, moduł mikrokontrolera oraz moduł generatora DDS z filtrem dolnoprzepustowym. Na Rys przedstawiono schemat ideowy układu generatora DDS łącznie z filtrem dolnoprzepustowym. Prąd na wyjściu przetwornika cyfrowo-analogowego na końcówce IOUT (Rys. 4.13, U5-21) jest określony poprzez wartość dołączonego rezystora R5 do końcówki R SET (U5 12) i obliczany zgodnie z poniższym wzorem: I 39,93 OUT R = (3.13) Producent zaleca użycie rezystora 3,92kΩ co daje na wyjściu prąd o wartości nominalnej około 10mA. W układzie zastosowano o wartości 3,9kΩ. Wyjście prądowe jest następnie zamieniane na napięciowe poprzez rezystor R9 o wartości 200Ω. Sygnał z układu DDS jest poprowadzony do filtru dolnoprzepustowego 7-ego rzędu, o częstotliwości granicznej 43MHz. Układ generatora DDS współpracuje z generatorem kwarcowym o częstotliwości 25MHz. Układ DDS i generator kwarcowy są zasilane niezależnymi stabilizowanymi napięciami o wartości +5V. SET 51

52 Rys Schemat ideowy generatora DDS 52

53 Układ wtórnika pracującego na tranzystorze Q1 (BFR96S) jest zasilany napięciem 9V. Została przeprowadzona symulacja charakterystyki przenoszenia wykonanego filtru dolnoprzepustowego. Wyniki symulacji zamieszczono na Rys Rys Filtr dolnoprzepustowy na wyjściu sygnału DDS Zaprojektowany filtr cechują praktycznie zerowe zafalowania w paśmie 10kHz 10MHz, natomiast w paśmie wykorzystywanym poprzez generator (10,71 40,7MHz) zafalowania są zobrazowane na Rys Na Rys przedstawiono schemat ideowy układu mikrokontrolera sterującego pracą generatora DDS. W układzie sterującym zastosowano mikrokontroler typu ATmega 32 pracujący z częstotliwością 16MHz. Wprowadzanie danych jest realizowane z komputera PC przez interfejs USB-RS232 łączący komputer PC z mikrokontrolerem ATmega32. 53

54 Rys Zafalowania w użytecznym paśmie 10,71 40,7MHz Rys Schemat ideowy układu mikrokontrolera 54

55 Rys Schemat ideowy układu interfejsu USB RS232 W przypadku zmiany generowanej częstotliwości, 32 bity ustawienia są wysyłane w czterech paczkach po 8 bitów, a następnie mikrokontroler zapisuje je w odpowiednich buforach oraz wysyła z powrotem do komputera w celu porównania wyników. Słowo sterujące jest przesyłane do wejściowego rejestru układu AD9851, co powoduje zmianę generowanej częstotliwości. Komunikacja z układem DDS odbywa się za pomocą 3 portów mikrokontrolera (PA1,PA2,PA3) oraz dodatkowo użyta jest linia masy. Na poszczególnych liniach przesyłane są dane (DATA), sygnał taktowania (W_CLK) oraz sygnał potwierdzenia przesłania (FQ_UD). Na Rys przedstawiono widok płytki PCB generatora DDS, natomiast na Rys przedstawiono widok płytki PCB układu mikrokontrolera sterującego pracą generatora DDS. Rys Widok płytki PCB generatora DDS 55

56 Rys Widok płytki PCB generatora DDS Heterodyna II Schemat ideowy układu heterodyny II przedstawiono na Rys Rys Schemat ideowy układu heterodyny II Częstotliwość pracy heterodyny II została tak dobrana aby częstotliwość pośrednia wynosiła 12kHz. Częstotliwość generowanych drgań jest określona częstotliwością rezonatora 56

57 kwarcowego Y1 i wynosi MHz. Kondensator C1 służy do precyzyjnego dostrojenia częstotliwości generowanych drgań. Filtr pośredniej częstotliwości W stopniu pośredniej częstotliwości zastosowano filtr kwarcowy typu PP-10.7-B2. Na Rys zamieszczono charakterystykę przenoszenia filtru p.cz. Rys Charakterystyka przenoszenia filtru PP B Pasmo przenoszenia zastosowanego filtru wynosi 16.7 khz. Jest ono znacznie szersze niż potrzeba do odbioru sygnału DRM (10kHz), ale przy zastosowaniu próbkowania 44kHz zabezpiecza przetwarzany sygnał przed zjawiskiem aliasingu (nakładania się widm próbkowanego sygnału). Wzmacniacz małej częstotliwości Wzmacniacz małej częstotliwości służy do wzmacniania sygnałów o częstotliwości pośredniej równej 12kHz. We wzmacniaczu małej częstotliwości zastosowano układ scalony typu TL080. Na Rys przedstawiono schemat ideowy wzmacniacza małej częstotliwości. 57

58 Rys Schemat ideowy układu wzmacniacza mcz. Podsumowanie W ramach projektu zaprojektowano dwa rozwiązania odbiornika DRM współpracującego z komputerem PC, jako układem dekodowania sygnału cyfrowego: układ przemiany częstotliwości do istniejącego odbiornika AM kompletny tor odbiornika z podwójna przemianą częstotliwości jako niezależny układ do połączenia z komputerem W przypadku drugiego rozwiązania poszczególne układy zostały uruchomione. Do uruchomienia pozostały układy heterodyny I oraz sprawdzenie czułości całego toru odbiorczego. Jeśli czułość będzie niewystarczająca to należy zmontować i uruchomić wzmacniacz w.cz. W etapie końcowym układ odbiornika należy przetestować we współpracy z programem Dream. 58

59 5. Realizacja konwertera częstotliwości do nadajnika DRM 5.1. Wprowadzenie Dostępny na licencji GPL program Dream [34] oprócz podstawowej funkcji odbioru emisji radiowych umożliwia także generację sygnału w systemie DRM. Sygnał ten jest dostępny na wyjściu karty dźwiękowej komputera. Częstotliwość środkowa sygnału DRM jest stosunkowo niska i wynosi typowo 12kHz. Wynika ona z wykorzystywanej w programie Dream typowej częstotliwości próbkowania sygnału przez kartę dźwiękową wynoszącej 48kHz. Aby uzyskać sygnał na częstotliwości radiowej w zakresie 100kHz-30MHz konieczne jest zastosowanie przemiany częstotliwości. Klasyczna technika przemiany częstotliwości wymaga zastosowania kilku stopni przemiany oraz wąsko-pasmowych filtrów w celu eliminacji sygnałów niepożądanych. Alternatywą jest przeniesienie sygnału do pasma fal radiowych za pomocą modulatora kwadraturowego (Rys. 5.1). Modulator taki składa się z dwóch identycznych mieszaczy sterowanych przebiegami fali nośnej przesuniętymi w fazie o 90º oraz składowymi I i Q sygnału modulującego. Po zsumowaniu sygnałów z obydwu torów, jeden z produktów mieszania (sumacyjny lub różnicowy) ulega wytłumieniu a drugi zostaje wzmocniony. Rys. 5.1 Modulator kwadraturowy Skuteczność tłumienia niepożądanego produktu zależy od różnicy wzmocnień obydwu torów i dokładności realizacji przesunięcia fazy [35], [36]. W praktyce uzyskuje się wielkości tłumienia na poziomie 40dB. Wymaga to wyrównania poziomów w oby torach z dokładnością lepszą niż 0,05dB i realizacji przesunięcia fazy z błędem nie przekraczającym 1º. 59

60 Rys. 5.2 Tłumienie niepożądanej składowej w funkcji błędu amplitudy i fazy w modulatorze 5.2. Realizacja układu konwertera Pierwszy wariant realizacji modulatora kwadraturowego DRM polegał na wykorzystaniu układu zaprojektowanego jako pracę inżynierską przez Tomasza Lubiejewskiego. Modulator ten wykorzystuje układ MAX2452 firmy Maxim (Rys. 5.3). Układ ten jest przeznaczony do pracy w pasmie częstotliwości 70-80MHz. Wykorzystano w nim technikę generacji kwadraturowych sygnałów fali nośnej za pomocą dzielników częstotliwości, co pozwala przypuszczać, że układ będzie pracować także w zakresie stosunkowo niskich częstotliwości. Ze względu na podział częstotliwości w układzie, musi on być sterowany sygnałem zegarowym o częstotliwości dwukrotnie wyższej niż żądana częstotliwość sygnału fali nośnej. Rys. 5.3 Struktura wewnętrzna układu MAX2452 W typowej aplikacji sygnał zegarowy jest wytwarzany w generatorze LC wykorzystującym zewnętrzny obwód rezonansowy. Do stabilizacji częstotliwości używa się wtedy pętli PLL. 60

61 Rys. 5.4 Schemat ideowy konwertera - wariant 1 Dążąc do uzyskania maksymalnie szerokiego zakresu częstotliwości pracy zdecydowano się 61

62 na sterowanie modulatora z zewnętrznego układu DDS. Układ ten powinien dostarczać do modulatora sygnał o częstotliwości zmienianej w paśmie od kilkuset kiloherców do 60MHz, Odpowiedni okazał się tu układ AD9851 firmy Analog Devices, o maksymalnej częstotliwości taktowania wynoszącej 180MHz. Układ ten ma wbudowany 6-krotny powielacz częstotliwości, toteż generator kwarcowy o częstotliwości 24MHz pozwala na uzyskanie częstotliwości taktowania układu DDS wynoszącej 144MHz, wystarczającej do uzyskania żądanego zakresu częstotliwości. Wyjście układu DDS jest połączone z wejściem modulatora poprzez eliptyczny filtr dolnoprzepustowy LC o częstotliwości odcięcia 60MHz. Ponieważ zarówno wyjście układu DDS jak i wejście modulatora są symetryczne, to filtr ten również został wykonany jako symetryczny. Sygnały I i Q z komputera zostały doprowadzone do wejść modulatora poprzez wtórniki napięciowe na wzmacniaczach operacyjnych. Kanał lewy karty dźwiękowej powinien być doprowadzony do wejścia I modulatora a kanał prawy do wejścia Q. Na wyjściu modulatora został dołączony wtórnik emiterowy zrealizowany na tranzystorach dyskretnych. Zapewnia on rezystancję wyjściową 50Ω. W porównaniu z oryginalnym projektem zmienione zostały typy tranzystorów i zmieniono im punkty pracy w kierunku większych prądów kolektorów. Zmiany te były podyktowane koniecznością poprawy liniowości pracy układu i pozwoliły na poprawę parametru MER z około 20dB do ponad 30dB. W oryginalnym układzie do nastawiania żądanej częstotliwości generowanego sygnału DRM wykorzystany został sterownik zrealizowany na mikrokontrolerze ATMega8, wyposażony w klawiaturę numeryczną i wyświetlacz alfanumeryczny LCD. Ze względu na brak płytki sterownika oraz programu sterującego pracą mikrokontrolera, zastępczo do sterowania układem PLL został użyty komputer PC. Wykorzystany to został program gvna dostępny na licencji GPL, program ten został napisany do sterowania analizatorem obwodów wykorzystującym ten sam układ DDS. Po wybraniu trybu pracy Generator sygnałowy i ustawieniu odpowiedniej wartości częstotliwości taktującej układ PLL, program steruje również opisywanym układem. Minimalna częstotliwość fali nośnej, przy której układ MAX2452 pracuje poprawnie to około 1MHz. W związku z tym układ jest w stanie pokryć część zakresu fal średnich oraz pełny zakres fal krótkich. Ograniczenie to wynika prawdopodobnie z dynamicznej konstrukcji dzielników częstotliwości zawartych w strukturze układu MAX2452. Przy wykorzystaniu domyślnego trybu pracy programu Dream i zmianie rodzaju generowanego sygnału na I/Q (pos), uzyskane zostało widmo sygnału wyjściowego zawierające tylko jeden produkt przemiany a mianowicie składową sumacyjną (Rys. 5.4). 62

63 W widnie zauważalna jest szczątkowa fala nośna. Jej wytłumienie wymaga poprawy zrównoważenia modulatora. Przy realizacji drugiego egzemplarza układu, okazało się że tłumienie lustrzanej wstęgi bocznej jest w nim zbyt małe, na poziomie jedynie 10dB. Poprawę można tu uzyskać odpowiednio dobierając poziomy sygnałów I oraz Q na wejściach modulatora, jednak próba dokonania tego za pomocą regulatora balansu na wyjściu karty dźwiękowej nie powiodła się ze względu na zbyt małą dokładność regulacji. Kolejnym zauważonym problemem jest niski poziom sygnału wyjściowego, moc generowanego sygnału DRM jest na poziomie poniżej 0,1µW. Jest to wartość wystarczająca do testowania odbiorników (sygnał trzeba jeszcze stłumić około 40dB aby dojść do progu czułości) jednak zbyt niska do testowania typowych układów nadawczych. Opisywany układ został zastosowany do testowania odbiorników, sprawdzona została m. in. czułość odbiornika programowego zbudowanego na bazie odbiornika radiokomunikacyjnego Icom IC-R8500 oraz odbiornika komercyjnego Himalaya Układ ten został również użyty do testowania wzmacniacza mocy sygnału DRM na pasmo 26MHz. W tym przypadku konieczne było wstępne wzmocnienie sygnału do poziomu rzędu 0dBm. Zapewnił to wzmacniacz szerokopasmowy HP8447F o całkowitym wzmocnieniu 48dB. Przy tak dużym wzmocnieniu problemem stały się wnikające do toru pomiarowego zakłócenia, przede wszystkim pochodzące od radiofonii FM. Aby je zredukować, pomiędzy blokami wzmacniacza zastosowany został dwuobwodowy filtr pasmowoprzepustowy a na jego wyjściu filtr dolnoprzepustowy LC piątego rzędu Podsumowanie Rys. 5.5 Widmo sygnału wyjściowego przy modulacji sygnałem I/Q Ze względu na zauważone problemy oraz wycofanie układu MAX2452 z produkcji rozpoczęta została realizacja dwóch kolejnych wariantów konwertera nadawczego DRM wykorzystującego technikę modulacji kwadraturowej. Wariant nr 2 przewiduje wykorzystanie układu modulatora kwadraturowego AD8345 produkcji AnalogDevices. Układ ten pracuje w paśmie częstotliwości MHz, tak że sygnał musi być formowany na wysokiej częstotliwości pośredniej wynoszącej około 200MHz a następnie przenoszony na żądaną częstotliwość wyjściową poprzez przemianę częstotliwości. Do realizacji przemiany planowane jest zastosowanie układu mieszacza AD8343. Ze względu na dużą wymaganą częstotliwość, do generacji fali nośnej oraz 63

64 heterodyny do przemiany będzie zastosowany układ syntezy częstotliwości z pętlą PLL. Konwerter ten powinien umożliwić pokrycie pasma od 0,1 do 30MHz bez zmiany podzakresów. Układ powinien się też stosunkowo łatwo dać dostosować do wymagań emisji DRM+ w paśmie VHF. Wymaga to jedynie rozszerzenia zakresu przestrajania heterodyny sterującej mieszaczem oraz wymiany wyjściowego filtru dolnoprzepustowego. W wariancie 3 układ MAX2452 został zastąpiony modulatorem kwadraturowym wykorzystującym łatwo dostępne scalone klucze CMOS typu 74HC4053 oraz szybkie wzmacniacze operacyjne MAX4018. Podobnie jak w pierwszym wariancie sygnał ma być formowany na częstotliwości wyjściowej. Maksymalna możliwa do osiągnięcia częstotliwość sygnału wyjściowego zależy od szybkości przełączania użytych kluczy i najprawdopodobniej będzie wymagać selekcjonowania układów, jednak dla niskich częstotliwości (fale długie i średnie) uzyskiwane parametry powinny być lepsze niż w wariancie 2. W obu układach tor sygnału modulującego został rozbudowany o obwody równoważenia modulatorów, co powinno umożliwić lepsze wytłumienie fali nośnej i niepożądanej wstęgi bocznej w sygnale wyjściowym. 64

65 6. Uruchomienie emisji testowej DRM w paśmie 26 MHz 6.1. Koncepcja realizacji nadajnika testowego sygnału DRM W czasie realizacji projektu, rozpatrując różne opcje realizacji emisji testowej sygnału DRM zdecydowano się na realizację takiej transmisji w zakresie fal krótkich w paśmie 26 MHz, z wykorzystaniem anteny ćwierćfalowej lub półfalowej, umieszczonej na wysokim budynku w centrum Warszawy. Jako lokalizację dla realizowanego nadajnika wybrano obiekt należący do Politechniki Warszawskiej tj, DS. Riviera. Rozwiązanie z realizacją emisji testowej w powyższym paśmie, nie rozpatrywanym na etapie przygotowania projektu, pozwala na wykorzystanie relatywnie krótkiej anteny, o długości poniżej 5m, która może być w prosty sposób umieszczona na wybranych obiekcie, oraz umożliwienie odbioru na odpowiednio dużym obszarze wykorzystując nadajnik małej mocy, rzędu kilkunastu kilkudziesięciu watów. Dzięki temu taką emisję można uruchomić bezpośrednio w Warszawie i zapewnić możliwość odbioru sygnału DRM w granicach miasta. Na Rys. 6.1 przedstawiono wyniki symulacji dla oszacowania zasięgu odbioru sygnału DRM dla nadajnika pracującego w paśmie 26 MHz, umieszczonego na dachu DS. Riviera i nadającego sygnał o mocy średniej 4 W. Rys. 6.1 Oszacowanie zasięgu nadajnika DRM umieszczonego na dachu DS. Riviera, nadającego sygnał na częstotliwości 26 MHz z mocą średnią 4W 65

66 Antena Nadajnik DRM Wzmacniacz nadawczy Sygnał audio Serwer treści DRM Modulator DRM Wzm. wstępny Wzm. końcowy Filtr PP Układ dopasowania anteny Rys. 6.2 Schemat blokowy realizowanego nadajnika sygnału DRM Schemat blokowy realizowanego nadajnika, wykorzystanego do realizacji emisji przedstawiono na Rys Zdecydowano się na zakup gotowego nadajnika firmy DIGIDIA, składającego się z dwóch bloków: serwera treści - realizującego cyfrowe przetwarzanie sygnałów audio i danych tekstowych i generację strumienia wyjściowego zgodnego z rakami DRM. Schemat blokowy modułu przedstawiono na Rys modulatora DRM realizującego proces modulacji OFDM na wybranej częstotliwości wyjściowej. Schemat blokowy układu przedstawiono na Rys W zależności od wybranej opcji na wyjściu modulatora można uzyskać sygnał wyjściowy w trzech różnych postaciach: sygnałów I i Q do sterowania modulatora kwadraturowego, sygnałów amplitudy i fazy do sterowania nadajnika AM i pełnego zmodulowanego sygnału DRM do sterowania liniowego wzmacniacza mocy. W wybranej opcji na wyjściu modulatora pojawia się sygnał zmodulowany w paśmie radiowym małej mocy, który należy odpowiednio wzmocnić, przed doprowadzeniem go do anteny. W tym celu założono wykorzystanie liniowego wzmacniacza nadawczego, który składa się z dwóch modułów: wzmacniacza wstępnego i końcowego wzmacniacza mocy. W pierwszej wersji założono realizację modyfikacji istniejących wzmacniaczy wykorzystywanych w radiotelefonach CB i przystosowanie ich parametrów do transmisji sygnału DRM (szczególnie w odniesieniu do ich liniowości), natomiast w wersji finalnej zdecydowano się na zakup gotowego profesjonalnego wzmacniacza mocy, o odpowiednich parametrach, oraz projekt i realizację wzmacniacza wstępnego we własnym zakresie. Na wyjściu wzmacniacza zaplanowano umieszczenie filtru pasmowo przepustowego, który zapewni odpowiednie stłumienie pozapasmowych składowych widmowych pojawiających się na wyjściu wzmacniacza. Tor antenowy składa się z anteny i układu dopasowującego. Jako antenę wybrano wstępnie antenę półfalową na pasmo CB, dla której parametry katalogowe wskazywały, że może również pracować na częstotliwości 26 MHz. 66

67 Rys. 6.3 Schemat blokowy servera treści audio DRM firmy DIGIDIA Rys. 6.4 Schemat blokowy modulatora DRM SOPRANO firmy DIGIDIA 6.2. Realizacja doświadczalnego układu liniowego wzmacniacza mocy do nadajnika DRM Koncepcja pierwotna Do wstępnych prac nad próbną emisją DRM przyjęto, że jako liniowy wzmacniacz mocy sygnału DRM zostanie wykorzystany tor wzmocnienia sygnału zmodulowanego nadajnika radiotelefonu CB wyższej klasy pracującego z modulacją AM, FM i SSB. W takim radiotelefonie wszystkie modulacje realizowane są na poziomie małej mocy a cały tor wzmocnienia w. cz. złożony jest ze stopni liniowych. Ponadto przyjęta częstotliwość środkowa kanału DRM (26,1MHz) leży w paśmie A łączności CB (nie używanym w Polsce) a zatem obwód wyjścio- 67

68 wy radiotelefonu przystosowanego pierwotnie do pracy we wszystkich pasmach (od A do F) nie wymagałby przestrojenia. Do prób wybrano radiotelefon typu Alan 8001S, którego tor wzmocnienia w. cz. przedstawiono na Rys Tor ten zawiera 4 stopnie wzmocnienia, przy czym jedynie stopień wstępny (TR46) jest wzmacniaczem oporowym, natomiast pozostałe stopnie są wzmacniaczami rezonansowymi. Jakkolwiek radiotelefon Alan 8001S jest obecnie produkowany, to tranzystory zastosowane we wzmacniaczach w. cz. są przestarzałe (tranzystory bipolarne firmy Mitsubishi, w większości już niedostępne na rynku). Rys. 6.5 Schemat toru wzmocnienia w. cz. nadajnika radiotelefonu Alan 8001S Jako wejście toru wzmocnienia w. cz. przyjęto bazę tranzystora T46, którą odłączono od filtru L40. Do tego punktu poprzez kondensator ceramiczny 3,3nF dołączono gniazdo wejściowe BNC. Po obciążeniu anteną sztuczną 50Ω, przy użyciu generatora typu Power Signal Generator SMGL (Rohde & Schwarz) i oscyloskopu cyfrowego TDS2014B, wykonano wstępne pomiary amplitudowej charakterystyki przejściowej i częstotliwościowej toru wzmocnienia w. cz.. Wyniki tych pomiarów wykazały, po pierwsze, że charakterystyka przejściowa jest zauważalnie nieliniowa (Rys. 6.6) a moc wyjściowa w zakresie liniowym jest ograniczona do 12,5W. Natomiast charakterystyka częstotliwościowa w zakresie MHz jest płaska z dokładnością ok. 10%. 30 Uwyrms [V] Uwerms [mv] Rys. 6.6 Zmierzona charakterystyka toru mocy w. cz. nadajnika ALAN8001 w wersji pierwotnej z ograniczeniem mocy wyjściowej do 12.5W, klasa B 68

69 Podwyższenie napięcia zasilania do 13,5V (drogą regulacji wewnętrznego stabilizatora napięcia w radiotelefonie Alan 8001S) rozszerzył zakres amplitud wzmacnianych sygnałów i zapewniło maksymalną moc wyjściową równą P wymax =32W (Rys. 6.7). Uzyskane wyniki wskazują jednak, że charakterystyka przejściowa toru w. cz. jest zauważalnie nieliniowa, zarówno w początkowym, jak i w końcowym zakresie Uwyrms[V] Uwerms[mV] Rys. 6.7 Zmierzona charakterystyka toru mocy w. cz. nadajnika ALAN8001 po zwiększeniu napięcia zasilania do 13,5V, klasa B Za nieliniowość jej początkowego odcinka odpowiedzialny był zbyt mały prąd spoczynkowy stopnia końcowego TR43, TR56, który pracował w klasie bliskiej klasy B. Po zwiększeniu prądu spoczynkowego każdego z tych tranzystorów do 106mA uzyskano pewną poprawę kształtu charakterystyki na tym odcinku (Rys. 6.8), przy czym dalsze zwiększanie tego prądu do wartości 150mA nie powodowało już znaczącej poprawy tego kształtu (Rys. 6.9). Nieliniowość tego odcinka charakterystyki przejściowej była więc skutkiem nieliniowości stopni wstępnych tego toru wzmocnienia. 69

70 45 40 Uwyrms[V] Uwerms[mV] Rys. 6.8 Zmierzona charakterystyka toru mocy w. cz. nadajnika ALAN8001 po zwiększeniu napięcia zasilania do 13,5V i prądu spoczynkowego każdego tranzystora TR43, TR56 do 106mA, klasa AB Natomiast przyczyny nieliniowości końcowego odcinka charakterystyki przejściowej miały znacznie poważniejszy charakter. Mianowicie w przebiegu czasowym napięcia kolektoremiter tranzystorów końcowych TR43, TR46 występowała druga harmoniczna wzmacnianego sygnału, której poziom był porównywalny z poziomem składowej podstawowej. Wskutek tego chwilowe napięcie kolektor-emiter tranzystorów TR43, TR46 osiągało wartość bliską zeru już przy częściowym wysterowaniu wzmacniacza (począwszy od U we =45mV). Począwszy od tego wysterowania stopień końcowy wchodził w stan przewzbudzony a jego wzmocnienie zmniejszało się Uw yrms[v] Uw erms[mv]

71 Rys. 6.9 Zmierzona charakterystyka toru mocy w. cz. nadajnika ALAN8001 po zwiększeniu napięcia zasilania do 13,5V i prądu spoczynkowego każdego tranzystora TR43, TR56 do 150mA, klasa AB Przyczyną opisanego zjawiska był nieprawidłowy układ zastosowanego obwodu wyjściowego w nadajniku radiotelefonu Alan 8001S (Rys. 6.5). Impedancja wejściowa tego obwodu dla częstotliwości 50-55MHz miała bowiem wyraźne maksimum, przewyższające wartość przy częstotliwości roboczej (ok.26mhz). Ze względu na to, że przebudowa obwodu wyjściowego byłaby bardzo pracochłonna a zastosowane tranzystory mocy 2SC1969 nie są dostępne na rynku, zdecydowano się na zmianę koncepcji budowy doświadczalnego wzmacniacza liniowego Wersja udoskonalona Stopień końcowy W drugiej wersji budowanego toru wzmocnienia mocy sygnału DRM jako stopień końcowy zastosowano wzmacniacz liniowy KL203 version 6.0 firmy RM. Wzmacniacz ten o mocy wyjściowej ciągłej 100W i mocy chwilowej 200W przeznaczony jest do pracy jako dodatkowy wzmacniacz mocy do radiotelefonów CB (w Polsce niedozwolony). Producent przewiduje włączenie tego wzmacniacza między wyjście antenowe radiotelefonu a antenę. Dlatego wzmacniacz ten ma małe wzmocnienie mocy i wymaga mocy sterującej w zakresie W. Jest to szerokopasmowy przeciwsobny wzmacniacz niestrojony w układzie transformatorowym (Rys. 6.10) z tranzystorami MOSFET. Po usunięciu układu automatycznego włączania (przekaźnik RL1, tranzystory TR1, Tr2) dokonano oscyloskopowej obserwacji przebiegu napięcia wyjściowego na obciążeniu sztucznym 50Ω i wstępnego pomiaru charakterystyki przejściowej U wy (U we ), która wykazała znaczą nieliniowość (Rys. 6.11). Ze względu na ograniczoną moc wyjściową generatora sterującego (2W) pomiar charakterystyki przeprowadzono w zakresie do ok. 40V rms napięcia wyjściowego (do 32W mocy wyjściowej). 71

72 Rys Schemat wzmacniacza liniowego typu KL203 (vers. 6) 72

73 45 Uw y rm s[v} Uw e rm s[v] Rys Zmierzona charakterystyka przejściowa wzmacniacza KL203 (vers. 6) przed wprowadzeniem modyfikacji Obserwacje wykazały zauważalne trójkątne zniekształcenia napięcia wyjściowego, które spowodowane były zbyt małą pojemnością kondensatora sprzęgającego C 14 (180pF). Po usunięciu (zwarciu) tego kondensatora napięcie wyjściowe nie zawierało zniekształceń nieliniowych widocznych na ekranie oscyloskopu. Przyczyną nieliniowości charakterystyki przejściowej wzmacniacza był zbyt mały prąd spoczynkowy tranzystorów mocy (ok.100ma łącznie dla 4 tranzystorów). Po zwiększeniu tego prądu do 400mA liniowość zmierzonej charakterystyki uległa znacznej poprawie (Rys. 6.12). Wzmacniacz KL203 po wprowadzeniu poprawek również nie spełnia wymagań odnośnie poziomu emisji niepożądanych. Ich spełnienie byłoby możliwe po włączeniu między wyjście tego wzmacniacza i obciążenie (antenę) filtru dolnoprzepustowego LC tłumiącego harmoniczne. Ze względu na wstępny charakter prowadzonych prac i jedynie próbne (krótkotrwałe) emisje DRM filtr ten na obecnym etapie prac został pominięty. 73

74 60 Uwy[Vrms] Uwe[Vrms] Rys Zmierzona charakterystyka przejściowa wzmacniacza KL203 (vers. 6) po zwarciu kondensatora C 14 i zwiększeniu prądu spoczynkowego tranzystorów mocy do 400mA, (moc maksymalna 54W ograniczona wartością mocy sterowania) Wzmacniacz wstępny Jako wzmacniacz wstępny budowanego liniowego wzmacniacza mocy sygnałów DRM zastosowano stopnie wstępne wzmacniacza z radiotelefonu CB Alan 8001S (tranzystory T44, T45, T46). W układzie oryginalnym stopień z tranzystorem TR 44 jest wzmacniaczem rezonansowym z obwodem typu π3, którego indukcyjność stanowi cewka L37. Użycie tego stopnia do sterowania wzmacniacza KL203 wymaga zmiany typu obwodu rezonansowego na obwód, który pozwoli sterować obciążenie o rezystancji 50Ω. Dla uproszczenia zastosowano prosty równoległy obwód rezonansowy L37 - C r, przy czym pojemność C r dobrano tak, aby dla L37 49,5nH (wartość zmierzona) uzyskać rezonans przy częstotliwości 26,1MHz (C r 750pF). Zastosowanie prostego obwodu rezonansowego z rezystancją obciążenia 50Ω (rezystancja wejściowa wzmacniacza KL203) powoduje jednak ograniczenie mocy wyjściowej stopnia z tranzystorem TR44 do wartości ok. P wydrmax =1,5W (przy napięciu zasilania 14V), co ograniczy moc wyjściową budowanego wzmacniacza liniowego sygnałów DRM. Pomiary przeprowadzone dla toru wzmocnienia w. cz. nadajnika radiotelefonu Alan 8001S wykazały, że tor ten ma zbyt wysoką czułość w stosunku do sygnału dostarczanego przez posiadany modulator DRM (SOPRANO DRM Modulator/ Exciter firmy DIGIDIA). Do pełnego wysterowania tego toru konieczny był bowiem sygnał sinusoidalny o wartości skutecznej ok. 70mV (Rys. 6.7, Rys. 6.8, Rys. 6.9), natomiast modulator DRM dostarcza sygnały o wartości szczytowej regulowanej w zakresie 0,2 1V. Z tego względu na wejściu toru wzmocnienia w. cz. radiotelefonu ALAN 8001S zastosowano dzielnik napięcia o stosunku podziału 5:1 i rezystancji wejściowej 50Ω (Rys. 6.13). Dodatkowo wejście tego toru 74

75 zabezpieczono za pomocą dwóch diod typu BAVP21. Na wejściu i na wyjściu wzmacniacza wstępnego zastosowano gniazda BNC. Rys Zmodyfikowany układ wzmacniacza wstępnego toru w. cz. radiotelefonu ALAN 8001S (maks. moc wyjściowa ok. 1.5W przy obciążeniu 50Ω) Po obciążeniu rezystancją 50Ω zmierzono charakterystykę przejściową zmodyfikowanego wzmacniacza wstępnego radiotelefonu ALAN 8001S, która wykazała zauważalną nieliniowość (Rys. 6.14). Po zwiększeniu prądu spoczynkowego stopnia TR 44 z 15mA do 60mA liniowość tej charakterystyki poprawiła się (Rys. 6.15). Najlepszy przebieg tej charakterystyki uzyskano dla prądu spoczynkowego stopnia TR44 równego 76mA (Rys. 6.16). 12 Uwy rms[v] Uwe rms[mv] Rys Zmierzona charakterystyka przejściowa zmodyfikowanego wzmacniacza wstępnego radiotelefonu ALAN 8001S (prąd spoczynkowy stopnia TR 44 ok. 15mA) 75

76 12 Uwyrms[V] Uwe rms[mv] Rys Zmierzona charakterystyka przejściowa zmodyfikowanego wzmacniacza wstępnego radiotelefonu ALAN 8001S po zwiększeniu prądu spoczynkowego TR44 do 60mA 12 Uwy rms[v] Uwe rms[mv] Rys Zmierzona charakterystyka przejściowa zmodyfikowanego wzmacniacza wstępnego radiotelefonu ALAN 8001S po zwiększeniu prądu spoczynkowego TR44 do 76mA 76

77 6.2.3 Pomiary charakterystyk kompletnego wzmacniacza mocy sygnałów DRM Po obciążeniu anteną sztuczną 50Ω, przy użyciu generatora typu Power Signal Generator SMGL (Rohde & Schwarz) i oscyloskopu cyfrowego TDS2014B, wykonano pomiar amplitudowej charakterystyki przejściowej kompletnego wzmacniacza liniowego (złożonego ze zmodyfikowanego przedwzmacniacza z radiotelefonu ALAN 8001S i zmodyfikowanego wzmacniacza mocy KL 203 (vers. 6). Wyniki tych pomiarów (Rys. 6.17) wykazały, że charakterystyka przejściowa badanego zestawu jest zauważalnie nieliniowa w zakresie napięć wejściowych 20 90mV rms. Ponadto charakterystyka ta nasyca się dla napięć wejściowych powyżej ok. 180mV rms (powyżej ok. 255mV amplitudy). Występowanie tych nieliniowości zostało potwierdzone pomiarem zniekształceń intermodulacyjnych (wykonanych metodą 2-tonową przy użyciu dwóch generatorów KSG 4300 (Kikusui), układu sumowania mocy i analizatora widma Spectrum Analyzer E44-02B (Agilent)). Pomiar ten, przeprowadzony w funkcji amplitud składowych sygnału wejściowego Rys. 6.18, potwierdził wpływ prądu spoczynkowego tranzystora TR 43 na zniekształcenia wnoszone przez wzmacniacz. Wykazał także, że nawet przy zwiększonym prądzie spoczynkowym jedynie dla małych wartości szczytowych sygnału wejściowego (do ok. 65mV poziom IM3 mieści się w pożądanym zakresie poniżej 40dB. W zakresie średnich wartości szczytowych ( mV) poziom IM3 jest wyższy niż 30dB. Natomiast silny wzrost IM3 następuje dla wartości szczytowych powyżej ok. 280mV, co jest wynikiem nasycenia się charakterystyki przejściowej (Rys. 6.17). 40 Uwy rms[v] Uwy max=36v Uwe rms[mv] Rys Zmierzona charakterystyka przejściowa wzmacniacza liniowego złożonego ze zmodyfikowanego wzmacniacza wstępnego radiotelefonu ALAN 8001S (prąd spocz. 76mA) i zmodyfikowanego wzmacniacza KL 203 (prąd spoczynkowy 400mA), moc max. 26W 77

78 Uwep[mV] IM3[dB] Rys Zmierzone zniekształcenia intermodulacyjne (IM3) wzmacniacza liniowego złożonego ze zmodyfikowanego wzmacniacza wstępnego radiotelefonu ALAN 8001S i zmodyfikowanego wzmacniacza KL 203 (prąd spocz. 400mA); θ - bezpośrednio po włączeniu mały prąd spoczynkowy TR44 (15mA), - po nagrzaniu mały prąd spoczynkowy TR44 (15mA), - zwiększony prąd spoczynkowy TR44 (76mA) 78

79 Rys Widmo sygnału DRM zmierzone na wyjściu wzmacniacza liniowego (a) i na wyjściu modulatora SOPRANO DRM Modulator/ Exciter (firmy DIGIDIA) (b) Zbadano także widmo sygnału DRM na wyjściu wzmacniacza liniowego sterowanego z modulatora SOPRANO DRM Modulator/ Exciter (firmy DIGIDIA). Pomiar ten wykazał, że wzmacniacz ten wprowadza zakłócenia (emisje) pozapasmowe (Rys. 6.19), które nieznacznie przekraczają poziom dopuszczalny (-30dB) Projekt filtru wyjściowego Stopnie wzmacniające nadajników radiowych oprócz pożądanego sygnału wyjściowego wytwarzają również składowe harmoniczne. W niektórych przypadkach obecność harmonicznych wynika z zasady działania wzmacniacza, tak jest np. w przypadku niesymetrycznych wzmacniaczy pracujących w klasie AB oraz w wysokosprawnych wzmacniaczach wykorzystujących techniki przełączania napięć lub prądów. We wzmacniaczach pracujących w klasie A czy przeciwsobnych wzmacniaczach pracujących w klasie AB poziom harmonicznych jest mniejszy, jednak i tu są one zauważalne ze względu na nieliniowości rzeczywistych elementów aktywnych. Dopuszczalny poziom emisji niepożądanych nadajników DRM jest określony w normie ETSI EN , Rys

80 Rys Dopuszczalny poziom składowych niepożądanych emitowanych przez nadajnik DRM Poziom najbardziej istotnych harmonicznych na wyjściu wzmacniacza liniowego jest o kilka niższy niż poziom składowej podstawowej, we wzmacniaczach przeciwsobnych ta różnica może być nawet większa, nawet do około 20dB. Z drugiej strony wskazane jest zastosowanie pewnego marginesu bezpieczeństwa, tak aby w wyniku niewielkiego pogorszenia właściwości filtru nie doszło do przekroczenia norm. Wstępnie można założyć, że wymagane tłumienie harmonicznych w projektowanym filtrze wyjściowym powinno wynieść co najmniej 50dB. Filtry wyjściowe nadajników są zwykle realizowane jako filtry dolnoprzepustowe LC zaprojektowane tak, aby częstotliwość sygnału wyjściowego znajdowała się w paśmie przenoszenia a harmoniczne w paśmie zaporowym. Ze względu na szybkość opadania charakterystyki transmitancji najczęściej realizuje się filtry o charakterystyce Czebyszewa lub Cauera (eliptyczne) Filtr o charakterystyce Czebyszewa Filtr o charakterystyce Czebyszewa siódmego rzędu z zafalowaniami w paśmie przenoszenia wynoszącymi 0,2dB, obliczony dla częstotliwości granicznej 31MHz i rezystancji dopasowania 50Ω za pomocą narzędzia do projektowania filtrów w programie QUCS jest przedstawiony na Rys Rys Filtr o charakterystyce Czebyszewa 80

81 Częstotliwość graniczna filtru została wybrana z pewnym zapasem w stosunku do wymaganej częstotliwości pracy wynoszącej 26,1MHz aby ewentualne odchyłki wartości pojemności i indukcyjności użytych elementów nie spowodowały istotnego pogorszenia właściwości filtru. Ponadto filtr pracuje wtedy poniżej częstotliwości rezonansu poszczególnych sekcji, co zmniejsza obciążenia napięciowe i prądowe elementów. Również straty w elementach filtru (zwłaszcza w indukcyjnościach) szybko rosną przy zbliżaniu się do częstotliwości granicznej. Charakterystyka zaprojektowanego filtru jest przedstawiona na Rys a powiększona część w paśmie przenoszenia na Rys Rys Transmitancja filtru o charakterystyce Czebyszewa Rys Transmitancja filtru o charakterystyce Czebyszewa w paśmie przenoszenia Tłumienie filtru o charakterystyce Czebyszewa w paśmie zaporowym narasta monotonicznie i w projektowanym filtrze dla drugiej harmonicznej uzyskuje się tłumienie wynoszące około 50dB. Prostszy filtr piątego rzędu, zawierający dwie indukcyjności pozwala na osiągnięcie tłumienia drugiej harmonicznej na poziomie około 33dB pod warunkiem obniżenia częstotliwości granicznej do 28MHz. Tak zaprojektowany filtr jest jednak bardziej krytyczny w projektowaniu i bardziej wrażliwy na dobór elementów. Większe są też obciążenia napięciowe i prądowe elementów filtru 81

82 6.3.2 Filtr eliptyczny (Cauera) Filtr eliptyczny (Cauera) różni się od poprzedniego dodatkowymi pojemnościami włączonymi równolegle do indukcyjności. Tworzą one obwody rezonansowe zwiększające tłumienie w paśmie zaporowym (Rys. 6.24). Rys Filtr o charakterystyce eliptycznej (Cauera) Odpowiednik poprzednio obliczonego filtru o charakterystyce Czebyszewa, tak dobrany aby dla drugiej harmonicznej (częstotliwość 52,2MHz) uzyskać maksimum tłumienia, charakteryzuje się tłumieniem w paśmie zaporowym powyżej 80dB (Rys. 6.25). Dla porównania na wykresie linią przerywaną jest pokazana transmitancja wcześniej przedstawionego filtru o charakterystyce Czebyszewa. Rys Transmitancja filtru eliptycznego (Cauera). W maksimach tłumienia transmitancja filtru powinna być zerowa, jednak w praktyce skończona dobroć elementów powoduje zmniejszenie tłumienia, jednak w dalszym ciągu filtr eliptyczny powinien zapewniać większe tłumienie dla najniższych harmonicznych niż filtr o charakterystyce Czebyszewa. W zakresie najwyższych częstotliwości tłumienie filtru eliptycznego nie rośnie do nieskończoności lecz ustala się na wartości odpowiadającej minimalnemu tłumieniu w paśmie zaporowym. Charakterystyka w paśmie przenoszenia, przedstawiona na Rys. 6.26, niewiele różni się od charakterystyki Czebyszewa, zafalowania są nieco mniejsze od założonych, prawdopodobnie ze względu na zastosowanie przybliżonych zależności w obliczeniach. Korzystną cechą tego filtru jest to, że w pobliżu częstotliwości roboczej nadajnika występuje maksimum transmitancji, co zmniejsza odbicie sygnału od wejścia filtru. 82

83 Rys Transmitancja filtru eliptycznego (Cauera) w paśmie przenoszenia Tak zaprojektowany filtr maksymalizuje tłumienie tylko jednej harmonicznej. Odejście od warunku równomiernej falistości w paśmie zaporowym pozwala na optymalizację tłumienia dla dalszych harmonicznych np trzeciej i czwartej. Przykład takiego filtru jest przedstawiony na Rys a jego charakterystyka transmitancji na Rys Rys Zmodyfikowany filtr eliptyczny Rys Transmitancja zmodyfikowanego filtru eliptycznego Wymagania napięciowe i prądowe elementów filtru Projektowany filtr musi być zdolny do przeniesienia pełnej mocy wyjściowej nadajnika. Decydującym czynnikiem ograniczającym przenoszoną przez filtr moc jest wytrzymałość napięciowa zastosowanych kondensatorów. Ponieważ przy emisji DRM średnia moc wyjściowa jest około 20-krotnie mniejsza od mocy szczytowej, straty energii w elementach 83

84 filtru nie będą krytyczne. Zależności napięć i prądów w kondensatorach od częstotliwości dla filtru eliptycznego (Cauera) i mocy wejściowej 50W są przedstawione na Rys i Rys Dla innych analizowanych wariantów filtru zależności są zbliżone. Zauważalny jest wzrost tych wartości przy zbliżaniu się do częstotliwości granicznej filtru. Rys Napięcia na kondensatorach filtru eliptycznego Rys Prądy w kondensatorach filtru eliptycznego Przy mocy wyjściowej wynoszącej 50W na częstotliwości 26MHz wartość skuteczna napięcia na kondensatorach równoległych filtru nie powinna przekroczyć 60V, co pozwala na zastosowanie dość łatwo dostępnych kondensatorów ceramicznych SMD na napięcie 100V. Nieco większe napięcia (do około 75V) wystąpią na kondensatorach bocznikujących indukcyjności w filtrach eliptycznych, jednak można tam zastosować szeregowe połączenie dwóch kondensatorów. Producenci zwykłych kondensatorów ceramicznych nie specyfikują dopuszczalnych wartości płynącego przez nie prądu w. cz., dla zwiększenia bezpieczeństwa można je łączyć równoległe. Technika ta jest również przydatna jeśli wymagana w filtrze pojemność nie występuje w szeregu. Przy mocy 300W PEP szczytowe napięcia na kondensatorach mogą osiągnąć około 210V i konieczne będzie zastosowanie elementów na napięcie co najmniej 250V i zdolnych do przepuszczenia prądów dochodzących do 7A. Najlepszym rozwiązaniem będą tu nadawcze kondensatory ceramiczne np. kondensatory ceramiczne SMD produkcji ATC. 84

85 Typy 100A, 700A lub 800A są produkowane na napięcie robocze do 150 lub 250V (wersja z rozszerzonym zakresem napięcia) a ich obciążalność prądowa zapewnia spełnienie postawionych wcześniej wymagań (Rys. 6.31) Rys Obciążalność prądowa kondensatorów ATC typ 100A Wymiary tych kondensatorów są około 1,5x1,5 mm. Pewnym ograniczeniem jest tu zakres pojemności, sięgającej do pF w wersji standardowej ale tylko do 56pF w wersji na napięcie 250V. Ograniczeń tych nie mają większe kondensatory serii 100B o wymiarach 2,8x2,8mm i napięciu roboczym 500V w wykonaniu standardowym. Spełniają one wymagania napięciowe ze znacznym zapasem a obciążalność prądowa przekracza 10A. Indukcyjności w filtrze mogą być zrealizowane jako jednowarstwowe cewki powietrzne wykonane z drutu miedzianego srebrzonego. Drut o średnicy 1mm powinien być wystarczający do ich realizacji. Wymiary i liczba zwojów zależą od wymaganej indukcyjności, szacunkowe obliczenia wskazują, że indukcyjność 300nH można uzyskać przy cewce o 7 zwojach nawiniętych na średnicy 10mm i długości 12mm. Uzyskanie większej indukcyjności, rzędu 380nH, wymaga zwiększenia liczby zwojów do 8. Dokładna wartość indukcyjności zależy od wielu czynników, takich jak długość doprowadzeń czy obecność ekranów wokół cewki, tak że ostateczne wymiary i ilość zwojów muszą być określone eksperymentalnie Antena Do wypromieniowania sygnału wyjściowego nadajnika została wybrana antena CBS-18 produkcji firmy Lafayette. Jest to antena bazowa przeznaczona do pracy w paśmie CB. Elementem promieniującym w tej antenie jest dipol półfalowy. Parametry podane przez producenta są następujące: zakres częstotliwości 25.5 ~ 31 MHz długość elektryczna 1/2 λ max. moc 2000W zysk: 7,75dBi impedancja 50 Ω WFS (VSWR) 1.15 : 1 długość 540 cm złącze SO