ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE

Transkrypt

1 POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU Współorganizatorzy: POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY CENTRALNY INSTYTUT OCHRONY PRACY PAŃSTWOWY INSTYTUT BADAWCZY ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE ZAMEK KSIĄŻ w WAŁBRZYCHU, 29 sierpnia 1 września 2009 Patronat Honorowy Konferencji: Pani Minister Nauki i Szkolnictwa Wyższego Barbara Kudrycka Pani Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej Anna Streżyńska Warszawa 2010

2 Sympozjum zorganizowano przy finansowej pomocy Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego Sponsorem Sympozjum jest operator sieci komórkowej PLUS PTZE dziękuje za pomoc w organizacji Konferencji Polskiej Telefonii Cyfrowej ERA Copyright by Polskie Towarzystwo Zastosowań Elektromagnetyzmu Warszawa 2010 ISBN POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU

3 XX JUBILEUSZOWE SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE ZAMEK KSIĄŻ w WAŁBRZYCHU, 29 sierpnia 1 września 2010 Komitet naukowy Przewodniczący Romuald Kotowski Członkowie Liliana Byczkowska-Lipińska Katarzyna Ciosk Aleksander Dackiewicz Krzysztof Kluszczyński Andrzej Krawczyk (koordynator) Roman Kubacki Jerzy Paweł Nowacki Anna Pławiak-Mowna Andrzej Wac-Włodarczyk Komitet organizacyjny Barbara Grochowicz przewodnicząca Agnieszka Byliniak

4

5 PROGRAM XX SYMPOZJUM PTZE, Książ 2010 PROGRAMME OF 20 TH SYMPOSIUM PSAE, Książ :00 Rejestracja uczestników / Registration 19:00 Kolacja / Dinner NIEDZIELA / SUNDAY ( ) 9:00 Otwarcie Sympozjum / Opening ceremony PONIEDZIAŁEK / MONDAY ( ) 9:15 11:00 S E S J A I SESJA OTWIERAJĄCA / OPENING SESSION (Chairman: Liliana Byczkowska-Lipińska, Yoshiyuki Ishihara) Marek Bielski Ewaluacja pojęć w obszarze strategii dotyczących efektywności energetycznej Zbigniew Kłos Emisje elektromagnetyczne planet a poszukiwanie życia Przypadek Ziemia Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra The first experiments in magnetic stimulation a history of discoveries within two parallel lives Romuald Kotowski, Teresa Lenkowska Smart and meta materials new trends in material technology Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski Review of computational methods for predicting characteristics of electric machines 11:00 11:30 Przerwa na kawę / Coffee break 11:30 13:30 S E S J A II MATERIA I FALE / MATTER AND WAVES (Chairman: Marek Dąbrowski, Lidija Petkovska) Stanisław Apanasewicz O pewnych własnościach pola elektromagnetycznego w próżni V

6 Barbara Atamaniuk, Ivan Anatolevich Molotkov Oblique sounding of the ionosphere by powerful wave beams Lenka Dubcová, Ivo Doležel Incompressible flow of electrically conductive medium in time-variable magnetic field solved in hard-coupled formulation Romuald Kotowski, Mitsuhiko Toho The age of electro-magnetic waves in Japan a short history Marek Kuchta, Marian Wnuk Modelowanie sprężystego podparcia protezy zębowej Eugeniusz Kurgan, Stanisław Mitkowski Two-dimensional DC dielectrophoresis Mykhaylo V. Zagirnyak, Yuriy A. Branspiz, Olena Yu. Polyachenko Calculation of permeance of magnetic field total flux in the exterior of symmetric c-type poles 13:30 Obiad / Lunch 14:30 16:30 S E S J A III SESJA PLAKATOWA / POSTER SESSION (Chairman: Barbara Atamaniuk, Eugeniusz Kurgan) Halina Aniołczyk, Joanna Koprowska Włókiennicze materiały barierowe w ochronie współczesnego człowieka przed polem elektromagnetycznym Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk Wykrywanie wyjątków w medycznych zbiorach danych Mazurek Paweł, Wac-Włodarczyk Andrzej, Ziętek Łukasz, Parys Tobiasz, Karol Buryło, Grzegorz Masłowski Wybrane zagadnienia emisji elektromagnetycznej samochodów osobowych Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra, Yoshiyuki Ishihara Wspomagana komputerowo terapia elektromagnetyczna Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk Electromagnetic awareness of cardiac implant patients premilimary analysis of questionnaire responses Karol Bednarek Pole elektromagnetyczne wytwarzane przez urządzenia silnoprądowe i jego oddziaływanie na otoczenie Jarosław Domin, Roman Kroczek Moduł szynowy hybrydowej wyrzutni elektromagnetycznej ze wspomaganiem pneumatycznym obliczenia elektromechaniczne VI

7 Paweł A. Mazurek Rozkład emisji pola elektrycznego i magnetycznego wokół reaktora plazmowego typu GlidArc Andrzej Popenda Określenie momentu elektromagnetycznego silnika indukcyjnego z rzeczywistym obwodem magnetycznym Andrzej Rusek Model symulacyjno-komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego z uwzględnieniem w modelu matematycznym strat w żelazie Ryszard Szczebiot, Sławomir Cieslik Genetic algorithm application in optimization of the medium voltage power grid with wind generators Janusz Szewczenko, Katarzyna Nowińska, Jan Marciniak Odporność korozyjna stopu Ti6Al4V po różnych zabiegach obróbki powierzchniowej Zygmunt Szymański Nowoczesne metody lokalizacji ludzi w podziemnych tunelach terenowych i przemysłowych Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak Metody zarządzania i analizy obrazów medycznych z zastosowaniem standardów SQL i DICOM Leszek Kasprzyk, Andrzej Tomczewski, Karol Bednarek Efektywność oraz aspekty ekonomiczne w obliczeniach elektromagnetycznych i optymalizacyjnych układów elektrycznych Paweł Kielan Wykorzystanie pakietu Matlab/Simulink do badań realizowalności regulacji układów napędowych w zamkniętej przez sieć Internet pętli sprzężenia zwrotnego Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako Wyznaczanie harmonicznego pola elektromagnetycznego 3d wzbudzanego przez tory prądowe o dowolnym kształcie metodą iteracyjno-brzegową Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman Eksperymentalna identyfikacja różnicowej powierzchni Preisacha w układzie mostka zmiennoprądowego Ivan Zagradińnik, Miralem Hadžiselimović, Bojan Slemnik, Emlook: software package for analytical and numerical calculation of electrical machines characteristics Paweł Surdacki Stabilność termiczna wysokotemperaturowych przewodów nadprzewodnikowych MgB 2 Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor Reaktor plazmowy ze ślizgającym się wyładowaniem łukowym jako źródło elektromagnetycznych zaburzeń przewodzonych VII

8 Marcin Kaczmarek Badania odporności stopu NiTi na korozję wżerową oraz szczelinową z wykorzystaniem metod elektrochemicznych Tomasz Długosz Analytical and numerical methods in the analysis of EMF measurement accuracy Katarzyna Ciosk Zastosowanie dielektroforezy do separacji cząstek 16:30 Wycieczka po zamku w Książu / Sightseeing of Książ Castle 19:30 Kolacja przy grillu / Barbecue dinner WTOREK / TUESDAY ( ) 9:00 10:30 S E S J A IV ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE I / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF I (Chairman: Romuald Kotowski, Marian Wnuk) Paweł Bodera, Jarosław Kieliszek, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk Influence of the electromagnetic field (EMF) on the opioid drugs analgesic effect Anna Dudzińska, Maciej Łopucki Wstępne badania nad oddziaływaniem efektu termicznego pola elektromagnetycznego (PEM) na morfologię krwi pacjentek poddanych ginekologicznym zabiegom laparoskopowym Piotr Gas Time Dependence of Tumor Temperature in RF Hyperthermia Aleksander Gietka, Wanda Stankiewicz, Jarosław Kieliszek, Maciej Dąbrowski, Marek P. Dąbrowski, Andrzej Krawczyk Antibacterial effect of electromagnetic field Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Stanisław Pietruszewski Ocena ruchu A (żywego postępowego) plemników ludzkich poddanych oddziaływaniu zmiennego jednorodnego sinusoidalnego pola magnetycznego o częstotliwości 50Hz o indukcji magnetycznej 0,5mT podczas 30 min ekspozycji w warunkach in vitro 10:30-11:00 Przerwa na kawę / Coffee break 11:00 13:00 S E S J A V MASZYNY I URZĄDZENIA ELEKTRYCZNE / ELECTRICAL MACHINES AND DEVICES (Chairman: Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk) Miralem Hadžiselimović, Viktor Goričan, Tine Marčič, Bojan Ńtumberger Analytical approach for determination of magnetic field in slotless pm linear motor model: comparison with measurements VIII

9 Pavel Karban, Frantińek Mach, Ivo Doležel Induction heating of nonmagnetic cylindrical billets by rotation in magnetic field produced by unmoving permanent magnets Eugeniusz Kurgan Current density and voltage distribution in electrolyte of the PEM fuel cell Tine Marčič, Bojan Ńtumberger, Ivan Zagradińnik, Gorazd Ńtumberger, Miralem Hadžiselimović, Peter Virtič, Peter Pińek Comparison of induction motor and line-start ipm synchronous motor performance with capacitors in the auxiliary phase Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann Optimization and finite element analysis of three-pole magnetic bearing with nonlinear material Andrzej Rusek Model symulacyjno-komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego z uwzględnieniem w modelu matematycznym nasycenia i zjawiska wypierania prądu Bojan Ńtumberger, Viktor Goričan, Miralem Hadžiselimović Influence of permanent magnet material on characteristics of permanent magnet assisted reluctance motor Bojan Ńtumberger, Tine Marčič, Miralem Hadžiselimović, Gorazd Ńtumberger Line-start permanent magnet synchronous motors for semi-hermetic compressor drives 13:00 Obiad / Lunch 14:30 16:00 S E S J A VI PEM W ŚRODOWISKU / EMF IN ENVIRONMENT (Chairman: Andrzej Wac-Włodarczyk, Bojan Stumberger) Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak Wzorce impulsowego i modulowanego pola elektromagnetycznego Aleksander Dackiewicz Analiza ryzyka powstania negatywnego wpływu na otoczenie emisji pola elektromagnetycznego emitowanego przez obecnie użytkowane urządzenia łączności bezprzewodowej Zygmunt J. Grabarczyk Radioelektroniczne metody wykrywania wyładowań elektrostatycznych Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz Measurements of induced currents in the human body as a assessment of possible health risk from electromagnetic fields Roman Kubacki, Krzysztof Niewęgłowski, Marian Wnuk, Zbigniew Sokołowski Promieniowanie zestawów słuchawkowych telefonów komórkowych 16:00 16:30 Przerwa na kawę / Coffee break IX

10 16:30 18:00 S E S J A VII ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE II / / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF II (Chairman: Wanda Stankiewicz, Roman Kubacki) Arkadiusz Miaskowski, Bartosz Sawicki, Andrzej Krawczyk, Sotoshi Yamada The application of magnetic fluid hyperthermia to breast cancer treatment Joanna Michałowska, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk Rozkład pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości w gruczole piersiowym Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Marek Dąbrowski The role of application device in experiments with blood cell cultures exposed to microwave field Adam Świtoński, Robert Bieda, Sebastian Kwiatek, Wojciech Latos, Grzegorz Cieślar, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski Klasyfikator jądrowej wersji maszyny wektorów podpierających wspomagający diagnostykę obszarów nowotworowych w wielospektralnym obrazowaniu endoskopowym Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz The electrophysiological techniques in the bioelectromagnetic study 19:30 Obiad konferencyjny / Conference dinner ŚRODA / WEDNESDAY ( ) 9:00 10:30 S E S J A VIII SYMULACJE KOMPUTEROWE I / COMPUTER SIMULATIONS I (Chairman: Ivo Dolezel, Andrzej Rusek) Andrzej Bochniak, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk, Andrzej Wac-Włodarczyk The application of confocal microwave imaging technique to detection of 3D objects Stefan F. Filipowicz, Tomasz Rymarczyk Zastosowanie tomografii impedancyjnej do badania stanu pni drzew Barbara Grochowicz, Witold Kosinski Lagrange's method for non-conservative systems Miklós Kuczmann Nonlinearity in the Finite Element Simulations Andrzej Popenda Koncepcja modelowania strat w rdzeniu maszyny indukcyjnej 10:30 11:00 Przerwa na kawę / Coffee break X

11 11:00 12:30 S E S J A IX SYMULACJE KOMPUTEROWE II / COMPUTER SYMULATIONS II (chairman: Miralem Hadziselimovic, Witold Kosiński) Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz, Jan Sikora Variants of the Level Set Applications to Solve Inverse Problem in EIT Marcin Szczygieł Wpływ sprzężeń prędkościowych na rozkłady pola w silniku indukcyjnym obrotowo liniowym Tomasz Trawiński Metody Lagrange a i Newtona-Eulera w formułowaniu równań dynamiki systemów pozycjonowania głowic HDD Jan Tykocki, Andrzej Jordan Temperature distribution in high-voltage power cables Andrzej Zacher, Adam Świtoński, Robert Bieda, Sebastian Kwiatek, Wojciech Latos, Grzegorz Cieślar, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski Symulacyjne badania wybranych aspektów procesu endoskopowego obrazowania wielospektralnego 12:30 Zakończenie konferencji / Closing ceremony 13:00 Obiad / Lunch XI

12

13 SPIS REFERATÓW Halina Aniołczyk, Joanna Koprowska Włókiennicze materiały barierowe w ochronie współczesnego człowieka przed polem elektromagnetycznym... 1 Stanisław Apanasewicz O pewnych własnościach pola elektromagnetycznego w próżni... 5 Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov Oblique sounding of the ionosphere by powerful wave beams... 7 Karol Bednarek Pole elektromagnetyczne wytwarzane przez urządzenia silnoprądowe i jego oddziaływanie na otoczenie... 9 Marek Bielski Ewaluacja pojęć w obszarze strategii dotyczących efektywności energetycznej Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak Wzorce impulsowego i modulowanego pola elektromagnetycznego Andrzej Bochniak, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk, Andrzej Wac-Włodarczyk The application of confocal microwave imaging technique to detection of 3d objects P. Bodera, J. Kieliszek, W. Stankiewicz, A. Krawczyk Influence of the electromagnetic field (EMF) on the opioid drugs analgesic effect Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak Metody zarządzania i analizy obrazów medycznych z zastosowaniem standardów SQL i DICOM Aleksander Dackiewicz Analiza ryzyka powstania negatywnego wpływu na otoczenie emisji pola elektromagnetycznego emitowanego przez obecnie użytkowane urządzenia łączności bezprzewodowej Tomasz Długosz Analytical and Numerical Methods in the Analysis of EMF Measurement Accuracy Jarosław Domin, Roman Kroczek Moduł szynowy hybrydowej wyrzutni elektromagnetycznej ze wspomaganiem pneumatycznym obliczenia elektromechaniczne Lenka Dubcová, Ivo Doležel Incompressible flow of electrically conductive medium in time-variable magnetic field solved in hard-coupled formulation Dudzińska A., Łopucki Wstępne badania nad oddziaływaniem efektu termicznego pola elektromagnetycznego (PEM) na morfologię krwi pacjentek poddanych ginekologicznym zabiegom laparoskopowym Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk Wykrywanie wyjątków w medycznych zbiorach danych.. 43 Stefan F. Filipowicz, Tomasz Rymarczyk Zastosowanie tomografii impedancyjnej do badania stanu pni drzew Piotr Gas Time dependence of tumor temperature in RF hyperthermia Aleksander Gietka, Wanda Stankiewicz, Jarosław Kieliszek, Maciej Dąbrowski, Marek P. Dąbrowski, Andrzej Krawczyk Antibacterial effect of electromagnetic field XIII

14 Zygmunt J. Grabarczyk Radioelektroniczne metody wykrywania wyładowań elektrostatycznych Miralem Hadžiselimović, Viktor Goričan, Tine Marčič, Bojan Ńtumberger Analytical approach for determination of magnetic field in slotless pm linear motor model: comparison with measurements Marcin Kaczmarek Badania odporności stopu NiTi na korozję wżerową oraz szczelinową z wykorzystaniem metod elektrochemicznych Pavel Karban, Frantińek Mach, Ivo Doležel Induction heating of nonmagnetic cylindrical billets by rotation in magnetic field produced by unmoving permanent magnets Leszek Kasprzyk, Andrzej Tomczewski, Karol Bednarek Efektywność oraz aspekty ekonomiczne w obliczeniach elektromagnetycznych i optymalizacyjnych układów elektrycznych Paweł Kielan Wykorzystanie pakietu Matlab/Simulink do badań realizowalności regulacji układów napędowych w zamkniętej przez sieć Internet pętli sprzężenia zwrotnego Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz Measurements of induced currents in the human body as a assessment of possible health risk from electromagnetic fields Zbigniew Kłos Emisje elektromagnetyczne planet a poszukiwanie życia. Przypadek Ziemia Romuald Kotowski, Teresa Lenkowska Smart and meta materials new trends in material technology Romuald Kotowski, Mitsuhiko Toho The age of electro-magnetic waves in Japan a short history Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra The first experiments in magnetic stimulation a history of discoveries within two parallel lives Roman Kubacki, Krzysztof Niewęgłowski, Marian Wnuk, Zbigniew Sokołowski Promieniowanie zestawów słuchawkowych telefonów komórkowych Marek Kuchta, Marian Wnuk Modelowanie sprężystego podparcia protezy zębowej Miklós Kuczmann Nonlinearity in the finite element simulations Eugeniusz Kurgan Current density and voltage distribution in electrolyte of the PEM fuel cell Eugeniusz Kurgan, Stanisław Mitkowski Two-dimensional DC dielectrophoresis Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Stanisław Pietruszewski Ocena ruchu A (żywego postępowego) plemników ludzkich poddanych oddziaływaniu zmiennego jednorodnego sinusoidalnego pola magnetycznego o częstotliwości 50Hz o indukcji magnetycznej 0,5mT podczas 30 min ekspozycji w warunkach in vitro Tine Marčič, Bojan Ńtumberger, Ivan Zagradińnik, Gorazd Ńtumberger, Miralem Hadžiselimović, Peter Virtič, Peter Pińek Comparison of induction motor and line-start ipm synchronous motor performance with capacitors in the auxiliary phase XIV

15 Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann Optimization and finite element analysis of three-pole magnetic bearing with nonlinear material Paweł A. Mazurek Rozkład emisji pola elektrycznego i magnetycznego wokół reaktora plazmowego typu GlidArc Mazurek Paweł, Wac-Włodarczyk Andrzej, Ziętek Łukasz, Parys Tobiasz, Karol Buryło, Grzegorz Masłowski Wybrane zagadnienia emisji elektromagnetycznej samochodów osobowych Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra, Yoshiyuki Ishihara Wspomagana komputerowo terapia elektromagnetyczna..127 Arkadiusz Miaskowski, Bartosz Sawicki, Andrzej Krawczyk, Sotoshi Yamada The application of magnegtic fluid hyperthermia to breast cancer treatment Joanna Michałowska, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk Rozkład pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości w gruczole piersiowym Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako Wyznaczanie harmonicznego pola elektromagnetycznego 3D wzbudzanego przez tory prądowe o dowolnym kształcie metodą iteracyjno-brzegową Lidija Petkovska, Goga Cvetkovskia Review of computational methods for predicting characteristics of electric machines Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk Electromagnetic awareness of cardiac implant patients premilimary analysis of questionnaire responses Andrzej Popenda Koncepcja modelowania strat w rdzeniu maszyny indukcyjnej Andrzej Popenda Określenie momentu elektromagnetycznego silnika indukcyjnego z rzeczywistym obwodem magnetycznym Andrzej Rusek Model symulacyjno-komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego z uwzględnieniem w modelu matematycznym strat w żelazie Andrzej Rusek Model symulacyjno-komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego z uwzględnieniem w modelu matematycznym nasycenia i zjawiska wypierania prądu Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz, Jan Sikora Variants of the level set applications to solve inverse problem in EIT Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Marek Dąbrowski The role of application device in experiments with blood cell cultures exposed to microwave field Bojan Ńtumberger, Viktor Goričan, Miralem Hadžiselimović Influence of permanent magnet material on characteristics of permanent magnet assisted reluctance motor Bojan Ńtumberger, Tine Marčič, Miralem Hadžiselimović, Gorazd Ńtumberger Line-start permanent magnet synchronous motors for semi-hermetic compressor drives 167 Paweł Surdacki Stabilność termiczna wysokotemperaturowych przewodów Nadprzewodnikowych MgB XV

16 Ryszard Szczebiot, Sławomir Cieślik Genetic algorithm application in optimization of the medium voltage power grid with wind generators 173 Marcin Szczygieł Wpływ sprzężeń prędkościowych na rozkłady pola w silniku indukcyjnym obrotowo-liniowym Janusz Szewczenko, Katarzyna Nowińska, Jan Marciniak Odporność korozyjna stopu Ti6Al4V po różnych zabiegach obróbki powierzchniowej Zygmunt Szymański Nowoczesne metody lokalizacji ludzi w podziemnych tunelach terenowych i przemysłowych Adam Świtoński, Robert Bieda, Sebastian Kwiatek, Wojciech Latos, Grzegorz Cieślar, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski Klasyfikator jądrowej wersji maszyny wektorów podpierających wspomagający diagnostykę obszarów nowotworowych w wielospektralnym obrazowaniu endoskopowym Tomasz Trawiński Metody Lagrange a i Newtona-Eulera w formułowaniu równań dynamiki systemów pozycjonowania głowic HDD Jan Tykocki, Andrzej Jordan Temperature distribution in high-voltage power cables Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman Eksperymentalna identyfikacja różnicowej powierzchni Preisacha w układzie mostka zmiennoprądowego Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor Reaktor plazmowy ze ślizgającym się wyładowaniem łukowym jako źródło elektromagnetycznych zaburzeń przewodzonych Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz The electrophysiological techniques in the bioelectromagnetic study Andrzej Zacher, Adam Świtoński, Robert Bieda, Sebastian Kwiatek, Wojciech Latos, Grzegorz Cieślar, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski Symulacyjne badania wybranych aspektów procesu endoskopowego obrazowania wielospektralnego Mykhaylo V. Zagirnyak, Yuriy A. Branspiz, Olena Yu. Polyachenko Calculation of permeance of magnetic field total flux in the exterior of symmetric c-type poles XVI

17 WŁÓKIENNICZE MATERIAŁY BARIEROWE W OCHRONIE WSPÓŁCZESNEGO CZŁOWIEKA PRZED POLEM ELEKTROMAGNETYCZNYM Halina Aniołczyk, Joanna Koprowska Instytut Włókiennictwa w Łodzi 1. Wprowadzenie W ostatnich latach obserwuje się znaczny wzrost ilości i rodzajów urządzeń wytwarzających pola elektromagnetyczne (PEM) w szczególności w zastosowaniu do łączności bezpośredniej. Współczesny człowiek podlega w sposób ciągły działaniu PEM o niskim poziomie natężenia i szerokim spektrum częstotliwości. Poziom tego PEM ma charakter rosnący. Coraz więcej źródeł PEM znajduje się w bezpośrednim otoczeniu człowieka. Są to głównie mobilne środki łączności bezprzewodowej, Internet bezprzewodowy czy urządzenia RFID. Urządzenia tworzące różne systemy tej łączności, instalowane są nie tylko na specjalnych wieżach i masztach ale również na kominach, dachach, latarniach czy nawet wewnątrz budynków. Tło elektromagnetyczne, w którym obecnie żyjemy, ma charakter szerokopasmowy z kilku ekstremami natężenia pola i permanentnym czasem występowania. W świecie prowadzi się coraz więcej badań poziomu tego tła. W kraju najczęściej wykonywane są interwencyjne badania poziomu PEM w otoczeniu określonych instalacji (na skutek protestów społecznych), poza wynikającymi z obowiązujących przepisów (w tym monitoring). Badania te prowadzone są głównie w terenie otwartym (outdoor). Natomiast do rzadkości należą badania wewnątrz budynków (indoor), w których ludzie mieszkający w miastach spędzają większość czasu (mieszkania, miejsca pracy (np. biura, szkoły itp.). Wewnątrz budynków występuje ekspozycja na PEM od ww. źródeł zewnętrznych, ale istotnie zmieniona przez właściwości ścian i okien budynków. Liczne badania krajowe i zagraniczne wykazują, że w pomieszczeniach mieszkalnych i biurowych występuje ekspozycja na PEM o złożonym widmie częstotliwości i zmiennym w czasie poziomie tych pól. Dominujące i najistotniejsze z uwagi na ekspozycję ludzi są: PEM ekstremalnie niskich częstotliwości (ELF), w tym o częstotliwości sieci energetycznej 50 Hz, którego źródłem są urządzenia i instalacje znajdujące się w budynku lub jego pobliżu (np. stacje trafo, słupy i napowietrzne linie elektroenergetyczne) oraz PEM z zakresu radiofalowego (RF), pochodzące od radiowych i telewizyjnych stacji nadawczych, BTS, innych sieci bezprzewodowych, w tym nie- komórkowych. W opracowaniu przedyskutowano poziomy intensywności PEM występujących w środowisku życia i pracy współczesnego człowieka (z pominięciem ekspozycji zawodowej na ten czynnik). Powszechność występowania PEM wiąże z licznymi problemami technicznymi (zakłócenia pracy urządzeń elektronicznych w szczególności o wysokiej skali integracji) ale i potrzebą ochrony ludzi (negatywne skutki zdrowotne). Stwarza to konieczność poszukiwania sposobów ochrony przed PEM. Jednym ze sposobów takiej ochrony może być ekranowanie techniczne i/lub architektoniczne PEM. 1

18 2. Czy istnieje potrzeba ochrony współczesnego człowieka przed PEM środowiska życia i pracy Powszechne zaniepokojenie wśród społeczeństw budzi w szczególności rosnąca liczba stacji bazowych telefonii komórkowej (BTS). Nie mniejsze obawy towarzyszą budowie nowych, napowietrznych linii elektroenergetycznych, które są źródłem PEM o częstotliwości podstawowej 50 Hz. Badania epidemiologiczne wskazują na szczególne, negatywne skutki oddziaływania w sposób ciągły składowej magnetycznej tego pola już przy bardzo niskim poziomie indukcji/natężenia. Stąd też niezwykle potrzebne są badania dotyczące opracowania, wytworzenia i zastosowania materiałów barierowych w jakimkolwiek stopniu obniżających poziom intensywności PEM w miejscu bytowania człowieka. 3. Aktualny stan badań włókienniczych materiałów barierowych Materiały włókiennicze, cechujące się dobrą układalnością, odpowiednio skonstruowane, mogą mieć pożądane własności, w tym ekranujące ograniczające lub eliminujące PEM o niepożądanych lub podwyższonych poziomach natężenia. Elastyczne i lekkie materiały ekranujące PEM, wykonywane na bazie wyrobów włókienniczych coraz częściej znajdują zastosowanie praktyczne np. do wykładania ścian pomieszczeń albo obudów przyrządów, w celu zmniejszenia emisji lub zwiększenia odporności na emisje obce. Wyroby takie mogą mieć właściwości pochłaniania (absorpcji), rozpraszania, względnie odbijania energii EM. Opracowane dotychczas materiały nie wyczerpują potrzeb w zakresie ekranów architektonicznych przed PEM. W kraju w dalszym ciągu brakuje skutecznych, stosunkowo lekkich i tanich materiałów ekranujących PEM do szerokiego zastosowania. W końcu 2009 roku w ramach Projektu Kluczowego POIG nt. Barierowe materiały nowej generacji chroniące człowieka przed szkodliwym działaniem środowiska zostały podjęte działanie nad opracowaniem nowoczesnych włókienniczych materiałów barierowych i ich zastosowaniem jako ekrany architektoniczne do ochrony przed PEM pomieszczeń mieszkalnych i szczególnej ochrony a ściśle do wytłumienia w stopniu najwyższym z możliwych do osiągnięcia na obecnym etapie wiedzy i możliwości techniczno materiałowych. Badania te cechuje szczególny stopień trudności, gdyż własności barierowe zmieniają się w zależności od zakresu częstotliwości PEM w miejscu pożądanego ekranowania/wytłumienia. Liderem projektu jest Instytut Włókiennictwa w Łodzi a jego beneficjentami Instytut Medycyny Pracy w Łodzi i Politechnika Wrocławska we Wrocławiu. Ze względu na rozwiązania techniczne wyróżnia się ekrany odbiciowe i bezodbiciowe ekrany tłumiące. Ekrany odbiciowe wykonuje się z materiałów przewodzących, np. litych i perforowanych płyt metalowych lub z siatki drucianej. Takie ekrany cechują się wysoką tłumiennością, rzędu db. Głównym elementem ekranu bezodbiciowego jest materiał absorbujący energię PEM. Dobry absorber posiada mały współczynnik odbicia i duży współczynnik tłumienia. Wymienione powyżej ekrany są bardzo kosztowne. W porównaniu z ekranami odbiciowymi mają tę jednak zaletę, że nie wprowadzają dodatkowych odbić i nie zmieniają tym samym konfiguracji PEM. Ekrany o wysokiej tłumienności powinny całkowicie wyeliminować występowanie PEM w miejscach niepożądanych, takich jak np. banki, centra przetwarzania danych czy automatyki przemysłowej, oddziały intensywnej terapii w szpitalach, oddziały badań metodą MRI czy lotniska. Często potrzebne jest też ekranowanie uzupełniające. Wówczas nie zawsze wymagana jest tak wysoka skuteczność ekranowania. W ramach ww. Projektu Kluczowego wykonano badania tłumienności 15 różnych prób materiałów barierowych na nośniku włókninowym, z naniesionymi metodą rozpylania magnetronowego warstwami metali. Uzyskane materiały zostały przebadane w zakresie częstotliwości 50 Hz, 0 30 MHz 2

19 i 10 MHz 1 GHz. Najlepsze rezultaty uzyskano dla materiału z napyloną warstwą Cu/Ni, to jest db, w zakresie częstotliwości 10 MHz 1 GHz. Przebadano także 5 rodzajów tkanin zawierających w swej konstrukcji przędze elektroprzewodzące. Skuteczność ekranowania dla tkaniny wykonanej z 100 % przędzy z warstwą srebra (Ag) wyniosła db, w zakresie częstotliwości 10 MHz 1 GHz. 3

20

21 O PEWNYCH WŁASNOŚCIACH POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W PRÓŻNI Stanisław Apanasewicz Politechnika Rzeszowska Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych W pracy zaprezentowano szereg zależności między: a) równaniami Maxwella, b) siłą elektrodynamiczna Lorentza, c) przekształceniami Lorentza czasoprzestrzeni w układach inercjalnych, d) przekształceniami Lorentza składowych pola elektromagnetycznego przy przejściu od jednego układu odniesienia do drugiego poruszającymi się ze stałą prędkością względem siebie. Wykazano m. in., że jeśli: a) na punkt materialny określony przez parametr Q poruszający się z prędkością v w polu materialnym określonym przez dwa wektory E i B działa siła typu Lorentza F Q ( E v B), b) w dwóch układach odniesienia poruszających się względem siebie ze stałą prędkością siła ta ma taki sam kształt, c) związki między współrzędnymi punktów czasoprzestrzeni w dwóch poruszających się układach opisują przekształcenia Lorentza, to: a) wymienione wektory E i B spełniają równania Maxwella, b) związki między składowymi tych wektorów w dwóch układach inercjalnych opisuje przekształcenie Lorentza, c) analogicznie się przekształcają składowe czteropotencjałów. W szczególności: Q może oznaczać ładunek elektryczny, a E i B natężenie pola elektrycznego oraz indukcję magnetyczną. 5

22

23 OBLIQUE SOUNDING OF THE IONOSPHERE BY POWERFUL WAVE BEAMS Barbara Atamaniuk 2, Ivan A. Molotkov 1 2 Space Research Center, Polish Academy of Sciences, Warsaw 1 Institut of Terrestrial Magnetism, Ionosphere and Radio Wave Propagation, Russien Academy of Sciences, Troitsk, Moscow Region, Russia The article is devoted to modeling the impact on the ionosphere powerful obliquely incident wave beam. The basis of this analysis will be orbital variational principle for the intense wave beams generalization of Fermat's principle to the case of a nonlinear medium. Under the influence of a powerful wave beam appears manageable the additional stratification of the ionospheric layer F2. Explicit expressions show how the properties of the test beam, with a shifted frequency, released in the same direction as the beam depend on the intensity of a powerful beam and the frequency shift. The aim is to model the influence on the ionosphere of the powerful oblique wave beam with the working frequencies higher than the critical frequency of the F2 layer. We wish to study the variation of the parameters of both ionosphere layer itself and of the weak test beam, which serves for the diagnostics and which has the same direction as the powerful beam. The problem is very difficult and therefore below we shall limit ourselves to the use of a rather simple model, which does not take into account all the details of wave s propagation in ionosphere. Let us assume that the propagation of the wave beams in nonlinear smoothly inhomogeneous medium is described by the cubic-nonlinear Helmholtz equation. For simplicity, we restrict tasks for cubic nonlinear. It is clear that the main difficulty of the problem is the account of self-action, i.e., the necessity to find simultaneously the axial line and the nonlinear wave field concentrated around. In this connection for a number of nonlinearities, indicate the possibility of the possibility to separate the problem of the axial line from the problem of the wave field. This separation of problems is just by the construction of the appropriate trajectory variational principle (TVP). The construction of the (TVP) may be performed in two ways: either starting from some appropriate ansatz, or with the help of Whitham. Both paths lead to full match results. The initial construction phase of (TVP), may be to find explicit expressions for the curvature at each point of the curve. Using this variational principle we show: Accounting for nonlinear self-powerful wave beam leads to the upward displacement of the beam axial line and the turning point compared to the linear theory results. The propagation of the powerful beam in ionosphere layer leads to additional stratification of the medium. If the intensity of the beam is large, enough the guided waveguide and anti-waveguide are formed in ionosphere. In absence of the frequency shift, the trajectory of the test beam lies a bit higher than the trajectory of the powerful beam. 7

24 The phase difference of the test and powerful waves depends on the same factors. In absence of frequency shift, this phase difference is negative, since the optical path length of the probe beam is less than the optical length of the powerful. The influence of the shift of the initial angle, of the trajectory of the probe beam, was considered. The little influence of this factor on the trajectory was shown. 8

25 POLE ELEKTROMAGNETYCZNE WYTWARZANE PRZEZ URZĄDZENIA SILNOPRĄDOWE I JEGO ODDZIAŁYWANIE NA OTOCZENIE Karol Bednarek Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej Wprowadzenie Pole elektromagnetyczne (PEM) wykorzystuje się powszechnie w przemyśle, telekomunikacji, teletransmisji, radiolokacji, medycynie, technice militarnej, nauce (astronomii, spektroskopii, fizyce, technice) oraz życiu codziennym człowieka (urządzeniach powszechnego użytku). W wielu jednak sytuacjach powstaje niezamierzenie, jako skutek uboczny funkcjonowania urządzeń. Najbardziej typowymi przykładami w tym zakresie są systemy związane z wytwarzaniem, przetwarzaniem i przesyłem energii elektrycznej, czyli urządzenia elektroenergetyczne. W obu przypadkach, a zatem zarówno emisji celowych, jak i niezamierzonych, pola te oddziałują na obiekty znajdujące się w otoczeniu wytwarzających je urządzeń. Pewne problemy mogą pojawić się, jeśli w przestrzeni oddziaływań silnych PEM będą żyli lub pracowali ludzie, usytuowane będą urządzenia albo systemy wrażliwe na takie oddziaływania bądź rozlokowane zostaną podzespoły lub konstrukcje zawierające elementy z materiału ferromagnetycznego [1-3]. W pracy zamieszczono i skomentowano wyniki pomiarów rozkładu pola magnetycznego wokół szynoprzewodów elektroenergetycznych oraz badań termowizyjnych stanów lokalnych przegrzań elementów, na które oddziałuje pole elektromagnetyczne. Oddziaływanie pola elektromagnetycznego (PEM) na otoczenie Pola elektromagnetyczne są wszechobecne, otaczają człowieka i oddziałują na niego zarówno w środowisku pracy, jak i egzystencjalnym niejednokrotnie mogąc stanowić zagrożenia dla jego stanu zdrowia lub funkcji życiowych elementów jego organizmu. Z tego względu w miejscach przebywania ludzi w otoczeniu źródeł PEM należy kontrolować poziomy oddziałującego pola i konfrontować je z obowiązującymi normatywami, dotyczącymi odpowiednio środowiska pracy lub mieszkalnego człowieka [3]. W wyniku oddziaływań elektromagnetycznych (sprzężeń) w obwodach układów elektronicznych (szczególnie przy bardzo wysokich częstotliwościach) generowane są sygnały zaburzające. Sygnały te po dotarciu do urządzeń wrażliwych (zakłócanych) sumują się z sygnałami użytecznymi. Jeżeli częstotliwość zaburzenia leży w zakresie częstotliwości użytecznych urządzenia wrażliwego, to takie zaburzenie przedostaje się bez osłabienia przez filtry wejściowe. Dotyczy to zarówno układów analogowych, jak i cyfrowych. Efektem funkcjonowania zaburzeń elektromagnetycznych może być nieprawidłowa praca urządzeń zakłócanych lub 9

26 nawet ich uszkodzenie. Niwelowanie takich stanów, a zatem osiągnięcie rozwiązania, w którym rozpatrywany obiekt w znikomym stopniu oddziałuje elektromagnetycznie na środowisko i jednocześnie obiekt ten jest mało podatny na oddziaływanie ze strony środowiska jest zadaniem realizowanym w ramach problematyki kompatybilności elektromagnetycznej. Element z materiału ferromagnetycznego wprowadzony do przestrzeni oddziaływania pola magnetycznego powoduje lokalną silną koncentrację pola. W przypadku oddziaływań składowej magnetycznej PEM na obiekty zawierające materiały ferromagnetyczne może pojawić się zagrożenie powstawania miejscowych przegrzań części konstrukcyjnych wskutek indukowania się prądów wirowych przez skoncentrowane przemienne pole magnetyczne [4]. Nadmierne przyrosty temperatury elementów bądź podzespołów mogą prowadzić do pogorszenia wytrzymałości materiałów, trwałości i niezawodności analizowanych obiektów albo wystąpienia stanów awaryjnych. Wynika stąd, że właściwa interpretacja oddziaływań elektromagnetycznych jest niezbędna do zapewnienia poprawności funkcjonowania elementów, urządzeń i systemów (w których generowane są silne pola elektromagnetyczne), jak również osprzętu występującego w ich otoczeniu. W dotychczasowych rozważaniach naukowych w różnych ośrodkach w kraju i na świecie analizy oddziaływań elektromagnetycznych dotyczyły elementów i materiałów formalnie, zamierzenie zastosowanych w określonym układzie. W literaturze brak jest rozważań dotyczących oddziaływań PEM na elementy lub fragmenty konstrukcji z materiału ferromagnetycznego nie uwzględniane na etapie projektowania i konstruowania obiektów, które w układzie pojawiły się przypadkowo (np. w efekcie wymiany podzespołów w procesach konserwacji, remontów czy spontanicznych zmian, wprowadzanych w reakcji na zaistniałe nieprzewidzianie okoliczności lokalizacyjno-montażowe) albo w wyniku błędów, pomyłek lub nieświadomych działań człowieka na etapie produkcji bądź montażu podzespołów. Sytuacje takie często dotyczą elementów wsporczych źródeł PEM o rozwiązaniach zależnych od specyfiki lokalizacji i montażu urządzeń w określonej infrastrukturze. Innymi często występującymi przypadkami są elementy połączeń mechanicznych stosowane w urządzeniach, ich konstrukcjach wsporczych lub w obiektach występujących w najbliższym otoczeniu urządzeń silnoprądowych, na które oddziałuje PEM. Podzespołami takimi są często kątowniki stalowe, poprawiające sztywność mechaniczną konstrukcji, mechaniczne elementy łączeniowe (śruby, podkładki, nakrętki) itp. Są to najbardziej typowe podzespoły, które ze względu na nieuwagę, nieświadomość czy błąd montażowy mogą zostać wprowadzone do układu jako element z niewłaściwego materiału (ferromagnetyka). W przypadku silnych oddziaływań magnetycznych mogą w nich powstawać lokalnie znaczne koncentracje strat mocy, będące skutkiem generowania się prądów wirowych oraz histerezy magnetycznej. Powstające straty energetyczne (zgodnie z prawami fizycznymi) zamieniane są na ciepło. Z tego względu lokalnie mogą pojawić się bardzo duże przyrosty temperatury. Ponieważ w konsekwencji może to prowadzić do powstania stanu awaryjnego urządzenia, więc bardzo istotnym problemem staje się identyfikacja pojawiania się takich nieprawidłowości. Rozkład pola magnetycznego w otoczeniu szynoprzewodów Jednym z najważniejszych elementów, pozwalających na wykrywanie i eliminację negatywnego wpływu PEM na obiekty występujące w otoczeniu, jest znajomość rozkładu pola wokół wytwarzającego je źródła. Urządzeniami, wokół których generowane są silne pola magnetyczne, są szynoprzewody energetyczne - trójfazowe tory wielkoprądowe [1,2]. Rozkład indukcji magnetycznej w otoczeniu toru o prądzie fazowym I = 4,2 ka, pracującego w układzie trzech przewodów w indywidualnych osłonach przedstawiono na rys

27 B [ mt ] XX Sympozjum PTZE, Książ ,5 3 2,5 2 1,5 1 0, d [ mm ] Rys. 1. Rozkład indukcji magnetycznej wokół trójfazowego toru wielkoprądowego Badania lokalnych przegrzań elementów z materiału ferromagnetycznego pod wpływem oddziaływań PEM Identyfikacja pojawienia się lokalnych przegrzań elementów konstrukcji wykonanych z materiału ferromagnetycznego (a nie stanowiących obwodów magnetycznych uwzględnianych i realizowanych na etapie projektowania i wytwarzania urządzenia) polega na uchwyceniu i zebraniu symptomów świadczących o tym, że w określonych fragmentach konstrukcji powstają nadmierne przyrosty temperatury. Symptomami takimi mogą być pojawiające się przebarwienia materiałów, wytopienie się lub odbarwienie powłok zewnętrznych (izolacyjnych, ochronnych lub dekoracyjnych), a w niektórych przypadkach pojawienie się dymu w wyniku oddziaływania wysokotemperaturowego na materiały lub powłoki zewnętrzne. Wiąże się to z wystąpieniem w obrębie analizowanego urządzenia (w wyniku oddziaływania niewłaściwego lub degradacyjnego stanu) określonych niepożądanych skutków w postaci uszkodzeń powłok zewnętrznych, pogorszenia własności mechanicznych materiałów itp. Symptomem może być również wrażenie dotykowe. Najbardziej niepożądanym przypadkiem jest wystąpienie stanu awaryjnego urządzenia. Z przeprowadzonych rozważań wynika, że nie są to korzystne metody wykrywania powstałego niewłaściwego stanu bądź zagrożenia. Metody te nie dostarczają informacji we właściwej chwili, poprzedzającej niekorzystne skutki zachodzących zjawisk. Informują o występującej nieprawidłowości na podstawie powstałego negatywnego skutku zaistniałych oddziaływań. Najbardziej właściwym podejściem badawczym w tak postawionym problemie jest zastosowanie badań termowizyjnych. Wielką zaletą tej metody jest realizacja badań bezdotykowych, które można wykonywać ze znacznych odległości. Można w ten sposób dokonać swoistego przeskanowania powierzchni badanego obiektu i jego otoczenia, identyfikując wszelkie powstałe nieprawidłowości w układzie. Jednym z analizowanych przypadków są śrubowe elementy łączeniowe, zastosowane w miejscu połączenia szynoprzewodów elektroenergetycznych osłoniętych z wyprowadzeniem mocy z generatora elektroenergetycznego GTH 125 w elektrociepłowni. Moc znamionowa generatora wynosi 125 MVA, a prądy w fazach szynoprzewodów w chwili pomiaru wynosiły 4,2 ka. W układzie tym zastosowano szynoprzewody wykonane w postaci trzech przewodów fazowych umieszczonych w indywidualnych osłonach. Zewnętrzne fragmenty zakończeń osłon szynoprzewodów łączono z obudową generatora za pomocą połączeń gwintowych. Osłona każdej fazy szynoprzewodów łączona była z obudową generatora za pomocą sześciu punktów łączeniowych, zrealizowanych w postaci odpowiednio ukształtowanych wypustów i łączników gwintowych (śrub). 11

28 Wykonane badania termowizyjne (rys. 2) wykazały, że w jednym z sześciu punktów połączeń gwintowych obudowy generatora i osłony szynoprzewodu następuje lokalne przegrzewanie się elementów łączeniowych (zachodzi to w dwóch różnych fazach toru). W pozostałych przypadkach połączeń osłony danej fazy nieprawidłowości nie zarejestrowano. W materiałach elementów połączenia gwintowego fazy L1 (rys. 2) temperatura osiągała wartość 77,8 C, podczas gdy temperatura osłony szynoprzewodu w bliskiej odległości (kilku cm) od połączenia mechanicznego wynosiła 37,2 C. Rys. 2. Obraz termowizyjny połączenia gwintowego osłony fazy L1 szynoprzewodu elektroenergetycznego z obudową generatora Z analizy obrazów termowizyjnych i na podstawie przeprowadzonych oględzin oraz sprawdzeń przy użyciu magnesu trwałego stwierdzono, że w rozważanym połączeniu mechanicznym zastosowano podkładki pod śruby wykonane z materiału ferromagnetycznego (ze stali). Wskutek działania prądów wirowych indukowanych przez skoncentrowane (z uwagi na występowanie ferromagnetyka) przemienne pole magnetyczne dochodziło do miejscowych przegrzań rozpatrywanych fragmentów konstrukcji. Uwagi i wnioski W otoczeniu urządzeń silnoprądowych (np. szynoprzewodów) występują pola magnetyczne o znacznych wartościach indukcji magnetycznej (rzędu mt). Mogą one stanowić zagrożenia dla pracujących w tych miejscach ludzi, działać zakłócająco na pracę innych elementów i urządzeń elektrycznych lub być przyczyną powstawania lokalnych przyrostów temperatury określonych fragmentów konstrukcji, na które oddziałują. Rozważane w pracy stany lokalnych przegrzań podzespołów nie są zamierzone, a zatem nie są również uwzględniane na etapach projektowania, są często negatywnym skutkiem zaistniałej pomyłki konstrukcyjnej bądź montażowej. Wiążą się one zwykle z niewłaściwym (często przypadkowym) doborem materiału, z którego wykonane są określone elementy łączeniowe, wsporcze itp. fragmenty konstrukcji (śruby, podkładki, zaczepy, wsporniki, konstrukcje żelbetowe, do których podwieszane są np. szynoprzewody). Nadmierne przyrosty temperatury, powstające w elementach z materiału ferromagnetycznego w wyniku oddziaływania skoncentrowanego pola magnetycznego, mogą wpływać degradacyjnie na fragmenty konstrukcji bądź elementy urządzeń, w których występują. Ważnym zatem problemem jest stworzenie możliwości szybkiej ich identyfikacji w celu niedopuszczenia do powstawania stanów awaryjnych. Literatura [1] Bednarek K., Oddziaływania elektromagnetyczne torów wielkoprądowych, Przegląd Elektrotechniczny, nr 12, 2003, s [2] Bednarek K., Nawrowski R., Tomczewski A., Trójfazowe tory wielkoprądowe złożone z przewodów rurowych w indywidualnych osłonach, Przegląd Elektrotechniczny, nr 1, 2008, s [3] Bednarek K., Normative and legal conditions pertaining to the effects of electromagnetic fields on human organism, Academic Journals, Electrical engineering, No 52, Poznan Uniwersity of Technology, Poznań 2006, s [4] Turowski J., Elektrodynamika techniczna, WNT, Warszawa

29 EWALUACJA POJĘĆ W OBSZARZE STRATEGII DOTYCZĄCYCH EFEKTYWNOŚCI ENERGETYCZNEJ Marek Bielski redakcja Przegląd Techniczny, Urządzenia dla Energetyki Rokrocznie na Ziemi przybywa około 80 mln ludzi. Wszystkim trzeba zapewnić dostęp do energii w warunkach kurczących się zasobów. Współczesne konflikty dyplomatyczne oraz interwencje zbrojne są między innymi wynikiem ostrej rywalizacji państw pragnących zagwarantować dla siebie stały dostęp do źródeł energii. Raporty ostrzegają, że jeśli nie nastąpi potężny wzrost produkcji ropy może nawet dojść do wojny o nośniki energii. Tymczasem sytuację dodatkowo komplikuje nie tylko wyczerpywanie się złóż ropy, której niedobory w roku 2015 prognozuje się na dziesięć milionów baryłek dziennie, ale też gazu, niezależnie od nowo odkrytych złóż tzw. gazu łupkowego. Obecnie w skali świata 86 procent energii pochodzi z paliw kopalnych, a przy prognozowanym wzroście zapotrzebowania na energię w tempie tylko 2 procent rocznie zasobów ropy naftowej wystarczą na ok. 40 lat, gazu ziemnego na ok. 70 lat, węgla na ok lat. Przy czym warunki techniczne eksploatacji złóż będą z roku na rok coraz trudniejsze technicznie. Trudno dziwić się niektórym krajom, że aktualnie decydują się na rozbudowywanie energetyki jądrowej, traktując ten rodzaj pozyskiwania energii, jako swoistą polisą ubezpieczeniowa na wypadek dalszego, niekontrolowanego pogłębienia się kryzysu energetycznego. Rozwój energetyki jądrowej nie jest jednak w stanie być jedynym panaceum na globalny kryzys energetyczny, acz wg specjalistów może w sposób istotny odsunąć w czasie najbardziej negatywne jego skutki, związane z wyczerpywaniem się klasycznych geopaliw. Ludzkość stojąc przed dylematem dalszego rozwoju musi podjąć decyzje, które skutkować będą autentycznym poszanowaniem energii, co wiąże się z nową jakościową polityką gospodarcza i społeczną. Dlatego, biorąc pod uwagę powyższe uwarunkowania surowcowe niezbędna jest dokonanie ewaluacji pojęć w obszarze strategii dotyczących wytwarzania i użytkowania energii w każdej postaci, zarówno przez przemysł, jak i indywidualnych konsumentów. Efektywność energetyczna pozostawała przez wiele dziesiątki lat domeną wyłącznie techników, realizujących zadania unowocześniania technologii oraz produkcji (tj. wytwarzania energii elektrycznej lub cieplnej) w celu permanentnej obniżki kosztów. W obecnej bardzo skomplikowanej sytuacji energetycznej związanej z wciąż rosnącym zapotrzebowaniem na energię co dotyczy wszystkich państwa świata efektywność energetyczna stała się wyzwaniem nie tylko o charakterze technicznym i ekonomicznym, ale również strategicznym, logistycznym, edukacyjnym i moralnym. 13

30 Stopień skomplikowania sytuacji uwarunkowany jest wyczerpywaniem się złóż paliw kopalnych oraz rosnącym zanieczyszczeniem środowiska. Do tej pory sprawdzała się teoria, że coraz szybszy rozwój cywilizacji technicznej związany jest z posiadanymi nadwyżkami energii (zasoby materialne i ludzkie). Ich sprawne zagospodarowanie jest motorem postępu cywilizacyjnego i poprawy komfortu egzystencji. Aktualnie trzeba z uwagą przyjrzeć się tezie antropologa kultury Josepha Taintera, który sugeruje, że nasza złożona i coraz bardziej komplikująca się sieciowa struktura społeczna w warunkach globalizacji, narażona jest na postępująca marginalizację zysków z inwestycji m.in. w produkcję energii, wdrażanie innowacji technologicznych, korzystania z dorobku wiedzy. Spada stopa wzrostu z inwestycji badawczorozwojowych. W dziedzinie poszukiwania nowych złóż rosną lawinowo koszty. Jeszcze pól wieku temu energia zużytkowana na poszukiwania ropy jednej baryłki ropy generowała średnio 100 baryłek w postaci ropy nowo odkrytej. Dziś trudno o taka rentowność, a jedna katastrofa ekologiczna platformy wiertniczej może być podzwonnym dla nawet największego światowego koncernu. Obecnie w świecie wciąż rosną koszty nie tylko pozyskiwania energii, ale też transportu, utrzymania łączności, funkcjonowania biurokracji w tym urzędów i służb centralnych i lokalnych, wojska, policji, straży granicznej, resortów zdrowia, oświaty i kultury etc. Autor referatu stawia zatem kolejną tezę, iż w efekcie postępującej złożoności oparta na odkryciach naukowych i wynalazkach technicznych współczesna cywilizacja do utrzymania swej cywilizacyjnej spójności i operatywnej funkcjonalności, przy malejącej rentowności wszystkich przedsięwzięć jednocześnie wymusza coraz większą produkcję energii. Strategiczne decyzje w tak skomplikowanej sieciowej złożoności nie zawsze podlegają racjonalnym wyborom i obiektywnym ocenom. W USA w wyniku działalności sektora finansowego tworzy się ok. 40 procent PKB, co przy porównaniu z innymi działami gospodarki, w tym energetyki nie napawa zbytnim optymizmem. Gdyby więc powyższa teza okazała się w całej rozciągłości trafna, przewartościowaniu musi ulec strategia i polityka w dziedzinie nie tylko użytkowania energii, lecz również cała hierarchii wartości cywilizacyjnych włącznie ze sposobem pracy i wypoczynku społeczeństw. Postęp cywilizacyjny generowany i oceniany wyłącznie przez pryzmat wielkości PKB oraz konsumpcjonizm budowany w oparciu o agresywną reklamę i marketing musiałby ulec diametralnym modyfikacjom. Znaczącą rolę w procesie racjonalizacji trendów konsumpcyjnych powinna odegrać nowa jakościowo strategia efektywności energetycznej oparta na splotowej ewaluacji wszystkich obszarów gospodarczej i bytowej aktywności społeczeństw. Dzieje naszej cywilizacji są odzwierciedleniem coraz większej zależności społeczeństw od modelu funkcjonowania... elektroenergetyki. Dlatego najważniejszym zagadnieniem jest problem związany z wyborem nowego modelu funkcjonowania światowej energetyki w oparciu o autentyczne innowacje. Nie rezygnując z energetyki wielkoskalowej będziemy musieli realizować model energetyki rozproszonej i dokonywać tego poprzez uniwersalizację technologiczną i funkcjonalną. Można oczywiście też mieć nadzieję, że nowe technologie będą o wiele bardziej przyjazne naturze, bardziej efektywne o dużym stopniu sprawności niezawodności, niż dotychczasowe. Jednak skoro analizuje stan zastany, to w tym wypadku optymizm parafrazując Woltera byłby niczym innym jednak, jak zwykłym błędem dowodu. W referacie ograniczymy się do zaprezentowania i analizy kilku przykładów: pierwszy dotyczy racjonalizacji użytkowania silników elektrycznych, drugi związany jest z koniecznością jakościowej zmiany w skali globalnej korzystania z transportu samochodowego, trzeci zaś dotyczy zagadnień prawidłowej kwantyfikacji zysków i strat generowanych w obszarze źródeł konwencjonalnych i odnawialnych. 14

31 WZORCE IMPULSOWEGO I MODULOWANEGO POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego, ITTA Politechnika Wrocławska Rozwój technik radiokomunikacyjnych oraz przemysłowych wykorzystujących energię elektromagnetyczną spowodował, że w praktyce coraz rzadziej wykorzystuje się niemodulowane monochromatyczne źródła pola elektromagnetycznego (PEM). Zwykle w otoczeniu rzeczywistych źródeł PEM mamy do czynienia z polem modulowanym oraz wieloczęstotliwościowym i dla takiego pola musimy dokonywać oceny ekspozycji np. dla celów ochrony środowiska czy bezpieczeństwa pracy. Warto zauważyć, że z punktu widzenia pomiarów PEM z wykorzystaniem mierników szerokopasmowych z detekcją w sondzie pomiarowej, podstawowym parametrem określającym modulację jest obwiednia sygnału w.cz. Jeżeli rozważymy modulacje o stałej obwiedni (np. FM), to w pierwszym przybliżeniu można przyjąć takie PEM jako pole niemodulowane. Skrajnym przypadkiem modulacji jest pole impulsowe, które można traktować jak sygnał o 100% modulacji amplitudy. Innym wariantem złożonego PEM jest pole wieloczęstotliwościowe. W tym przypadku w punkcie pomiaru występują co najmniej dwie składowe PEM o różnych częstotliwościach. Dla zbadania reakcji czujników PEM na takie pole niezbędne jest opracowanie odpowiednich stanowisk pola wzorcowego oraz metodyki pomiarów parametrów takiego pola. Typowe stanowisko wzorcowego pola elektromagnetycznego składa się ze źródła sygnału, układu ekspozycyjnego i układu pomiarowego (rys. 1). Źródłem sygnału jest zwykle wzmacniacz mocy zasilany z generatora sygnału o wymaganych parametrach. Obciążeniem wzmacniacza może być antena lub odcinek linii transmisyjnej np. komora TEM lub GTEM. Parametry pola wzorcowego wyznacza się na podstawie pomiaru sygnału zasilającego układ ekspozycyjny (metoda wzorcowej anteny nadawczej WAN) lub przez bezpośredni pomiar pola w obszarze pola wzorcowego (metoda wzorcowej anteny odbiorczej WAO). W rozwiązaniach standardowych wytworzone pole wzorcowe jest polem monochromatycznym niemodulowanym, zwykle o polaryzacji liniowej. Są to warunki odniesienia, w których wzorcuje się mierniki pola elektromagnetycznego i do których odnosi się reakcję miernika na PEM o innych parametrach. 15

32 Pomiar sygnału Miernik wzorcowany Źródło sygnału sygnału Układ ekspozycyjny ekspozycyjny Układ Pomiar pola ekspozycyjny Rys. 1. Schemat blokowy stanowiska wzorcowego pola elektromagnetycznego Dla wytworzenia PEM z modulacją amplitudy niezbędna jest modyfikacja układu z rysunku 1 o układ modulatora i generatora modulującego. Może to być modulator wbudowany w generator sygnału albo modulator zewnętrzny. Kolejnym problemem jest pomiar pobudzenia takiego wzorca, a dokładniej, parametr sygnału, który opisuje poziom PEM. Podstawowym parametrem energetycznym natężenia PEM jest wartość skuteczna E RMS lub H RMS, za wartości maksymalne odpowiada amplituda E MAX lub H MAX. Dla niemodulowanej fali ciągłej (CW) parametry te są ze sobą jednoznacznie powiązane zależnością (1) ERMS Emax / 2. Dla pola modulowanego odpowiednie zależności są funkcją parametrów modulacji. Należy również pamiętać, że większość detektorów stosowanych w miernikach napięcia zmiennego jest kalibrowanych dla pomiaru sygnałów CW i tylko niektóre są detektorami rzeczywistej wartości skutecznej (np. przetworniki termoparowe lub termistorowe). Niestety własności tej nie mają powszechnie stosowane detektory diodowe, dla których rodzaj detekcji zmienia się wraz z poziomem sygnału od detekcji RMS do detekcji szczytowej. Analogiczna sytuacja występuje w czujnikach PEM, gdzie także stosuje się podobne rodzaje detektorów. Na rysunku 2 przedstawiono wyniki pomiarów trzech różnych czujników PEM właśnie pod kątem reakcji na pola modulowane. Można zauważyć, że tylko czujnik C zapewnia prawidłowy pomiar wartości skutecznej w pełnym zakresie mierzonego PEM. detekcja szczytowa A B detekcja RMS C E [V/m] 1000 Rys. 2. Odpowiedź czujników PEM na pole modulowane 100% AM w funkcji natężenia PEM W przypadku PEM impulsowego reakcja czujników zależy co najmniej od trzech parametrów sygnału: wypełnienia impulsów, częstotliwości powtarzania impulsów i ich amplitudy. Na rysunku 3 przedstawiono wyznaczone eksperymentalnie współczynniki korekcyjne jednej z popularnych w Polsce sond do pomiaru PEM dla pola impulsowego o różnych parametrach. 16

33 0 Cp=Sdisplay /S RMS [db] ,001 0,01 0, Sdisplay [W/m 2 ] /T: 1:20 1:200 1:2000 Rys. 3. Współczynniki korekcyjne przy pomiarach pola impulsowego dla sondy PEM z detektorem diodowym Jeszcze bardziej skomplikowany jest czasowy przebieg zmian PEM od urządzeń radiolokacyjnych w wybranym punkcie obserwacji. Występuje tu specyficzny rodzaj podwójnej modulacji: impulsowej wynikającej ze specyfiki pracy radaru oraz modulacji amplitudy związanej z przemiataniem przestrzeni przez wiązkę promieniowania. Przykładowy przebieg zmian PEM od radaru w czasie przedstawiono na rysunku 4. Kształt obwiedni paczki impulsów odpowiada w przybliżeniu kształtowi charakterystyki anteny radaru w płaszczyźnie poziomej, r jest czasem, w którym punkt pomiaru jest oświetlony wiązką radaru, T r to okres obrotu anteny. Np. dla typowych radarów okrętowych (szerokość wiązki anteny ok. 2.5 o, 24 obr/min) czasy te wynoszą odpowiednio r 35ms, T r 2.5s, a parametry modulacji impulsowej: 0.5s i T 1ms. E A r r t Rys. 4. Czasowa zmienność poziomu niestacjonarnego PEM w punkcie obserwacji Do wytworzenia w warunkach laboratoryjnych PEM o takim kształcie zostały opracowane specjalne stanowiska pola wzorcowego ruchomą anteną tubową oraz układem tłumików przełączanych zewnętrznym sygnałem sterującym. Wstępne badania dostępnych na rynku mierników PEM wykazały, że ich wskazania zależą również od czasu oświetlenia sondy przez wiązkę radaru. Również w tym przypadku można wyznaczyć odpowiednie współczynniki korekcyjne. Przykładowe wyniki pomiarów jednego z mierników przedstawiono na rysunku 5. 17

34 0-2 CN-S EMF [db] ,01 0,1 1 czas "oświetlenia" sondy [s] Rys. 5. Współczynnik korekcyjny dla miernika PEM przy zbyt krótkim czasie pomiaru W pracy przedstawiono zarys problematyki związanej z wytwarzaniem i pomiarem parametrów wzorcowego pola elektromagnetycznego modulowanego i impulsowego oraz przykładowe wyniki wstępnych pomiarów uzyskane z wykorzystaniem opisywanych metod. Zagadnienie to będzie przedmiotem dalszych badań, a szersze wyniki zostaną zaprezentowane na następnych sympozjach. Praca częściowo zrealizowana w ramach projektów badawczych finansowanych przez MNiSW umowa 3923/B/T02/2010/38 i PWr

35 14 cm 9 cm XX Sympozjum PTZE, Książ 2010 THE APPLICATION OF CONFOCAL MICROWAVE IMAGING TECHNIQUE TO DETECTION OF 3D OBJECTS 1 Andrzej Bochniak, 1 Arkadiusz Miaskowski, 2 Andrzej Krawczyk, 3 Andrzej Wac-Włodarczyk 1 University of Life Sciences in Lublin 2 Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering 3 Lublin University of Technology Introduction and methodology The physical basis for breast cancer detection using microwave imaging is the contrast in dielectric properties of normal and cancerous breast tissues. Analogous to GPR (Ground Penetrating Radar), the backscattered method uses the measured reflected signals to detect the location of significant microwave scatterers. In our case the scattering arises with significant contrasts in dielectric properties between the normal and cancerous breast tissues. In this research we have used a simple breast model as it is shown in Fig. 1. y x 14 cm Breast tissue Antenna z x 14 cm Breast tissue 5 cm Tumor 3mm Tumor 3mm Skin Skin layer 2mm Medium 10 cm Fig. 1. Simplified breast model (cylindrical system) As it is presented in [3], to form an image from backscattered signals a few steps have to be taken, i.e. a) calibration, b) integration, c) compensation and d) image reconstruction based on the following formula (Eq. 1) M I( r) B m m r (1) m1 2 19

36 where: I(r) is the intensity value of the pixel at the location r, B m is the backscattered waveform ant the m-th antenna location, m (r) = 2 r-r m /(vt) is the time delay from the m-th antenna to the synthetic focal point at r. In this paper we have used three rows of dipole antennas with 8 of them in each row, as it is shown in Fig. 2. where the crossed circles indicate the antennas positions. Fig. 2. Cylindrical system (left) and the reconstructed image (right) References [1] Ardavan F. Oskooi, David Roundy, Mihai Ibanescu, Peter Bermel, J. D. Joannopoulos, and Steven G. Johnson, MEEP: A flexible free-software package for electromagnetic simulations by the FDTD method, Computer Physics Communications 181, (2010). [2] Allen Taflove and Susan C. Hagness, Computational Electrodynamics: The Finite-Difference Time- Domain Method (Artech: Norwood, MA, 2000). [3] E. Fear, S. Hagness, M.A. Stuchly, Confocal Microwave Imaging for Breast Cancer Detection: Localization of Tumors in Three Dimensions, IEEE Trans. on Biomed. Engineering, vol. 49, pp

37 INFLUENCE OF THE ELECTROMAGNETIC FIELD (EMF) ON THE OPIOID DRUGS ANALGESIC EFFECT Paweł Bodera 1, Jarosław Kieliszek 1, Wanda Stankiewicz 1, Andrzej Krawczyk 2 1 Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii 2 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny There are two potential mechanisms of influence the electromagnetic field (EMF) on the pain perception, in parallel treatment using opioid analgesic drugs, which would be supposed: 1. Influence on calcium channel, 2. Influence on μ-opioid receptor, based e.g. on the cell membrane electromechanical phenomena. All receptors and ion channels are surrounding by water molecules, therefore the EMF attend in each of the involved mechanisms. Introduction: the opioid system Most of the experiments indicating an influence of magnetic fields upon pain processing have been within the opioid system. Endogenous opioids are ubiquitous and present in varying densities with the central, peripheral and autonomic nervous systems of both animals and humans [1]. Opioid receptors are involved with many other functions and behavioral responses aside from pain, such as reinforcement and reward, neurotransmitter release and modulation of autonomic and endocrine functions. Like pain itself, there are various types of opioids that suggest it is not a unitary system which has different subtypes each having different functional significance. There are three families of endogenous opioids, enkaphalins, dynorphin and endorphins and there are three types of receptors through which opioids exert biological effects, the mu, delta and kappa opioid receptors. Although all three receptor types exert some analgesic/antinociceptive effect, their individual properties distinguish them. μ-opioid receptors have been found in widespread CNS areas including cerebral cortex, limbic system (amygdala), hypothalamus, thalamus, brainstem and dorsal horn of the spinal cord. Delta and kappa opioids have been found in the cerebral and cerebellar cortices, thalamus, hippocampus and spinal cord. Morphine is the prototypical μ-opioid analgesic that serves as the drug against which all others have been compared [2]. Number of studies have demonstrated that opioids from all three classes can modulate NMDA (N-methyl-D-aspartate) receptors, the main excitatory receptor in the CNS, as both opioids and NMDA receptors co-localize in many CNS areas including the dorsal horn. 21

38 Mechanism of the opioid effect The ELF magnetic field detection mechanism for opioid effects is currently unknown. Knowing the mechanism(s) might: 1) make it possible to predict magnetic field exposure which would decrease sensitivity to pain, which could be of considerable clinical value, and 2) allow the prediction of the magnetic field intensity threshold needed to elicit an effect. This in turn will determine the feasibility of portable battery-powered magnetic field therapy devices. Calcium channels Experiments undertaken by Prato [3] suggest that ELF MF may drive the Ca2+-calmodulin equation to the right i.e. promote the formation of the calcium-calmodulin complex. This then would upregulate the neuronal form of nitric oxide synthase which can result in the attenuation of opioid induced analgesia. Experiments demonstrated that a similar effect was achieved by increasing L-aginine substrate or an NO donor (SNP). Also, a brief exposure to a 60 Hz field potentiated in a light-dependent manner the inhibitory effects of the nitric oxide precursor, L-arginine, on the level of subsequent opioid-induced analgesia. Recent experiments have revealed that Ca 2+ -calmodulin dependent myosin light chain phosphorylation in a cell-free preparation exhibits unexpectedly high sensitivity to magnetic fields [4]. This enzyme system is a well-studied biochemical system, which appears to depend upon ion binding. The experiments were designed, for clinical application, to test the effect of a pulsed radio frequency (PRF) field, pulsating magnetic fields (TEMF), gradient magnetic fields, and homogeneous static magnetic fields (in Helmholtz arrangement). The number of studies have proposed that exposure to electromagnetic fields increased the number of μ-opioid receptors and activated endogenous opioid systems in the brain [5], [6], [7], [8], [9], [10]. It was concluded that these various magnetic fields affect this cell-free enzyme system by modulating ion-protein interactions. Mu and delta-opiate receptors μ-opioid and delta-opiate receptors mediate positive reinforcement following morphine activation and the endogenous opioid system is also a major player in addiction [11]. Both pharmacological and genetic experimental manipulations of the opioid system demonstrate that endogenous opioids influence the reinforcing effects of many drugs of abuse [12]. A significant increase of opioid receptors generated by the electromagnetic field exposure augmenting morphine's rewarding effects could have potentiated morphine-induced CPP. Furthermore, some experimental studies have shown that 50 Hz electromagnetic field has no effect on the blood brain barrier permeability in animals [13]. In conclusion, exposure to extremely low-frequency electromagnetic fields potentiates morphine-induced conditioned place preferences, adding to the literature on cognitive [14], [15] and mood [16] changes arising from exposure to ELF electromagnetic fields. These results are consistent with previous evidence that exposure to electromagnetic fields result in alterations of the numbers of μ-opioid receptors and endogenous opioid system in the brain. However, it must be pointed out that the effect of electromagnetic field exposure on the density of opioid receptors and the location in the brain areas where they are activated needs to be further studied and characterized. This would allow us to gain insight into the possible mechanisms of interaction of electromagnetic fields and drug addiction. Other research has indicated that exposure to electromagnetic fields resulted in alterations in the numbers of -opioid receptors in the brain [17], [18]. 22

39 References: [1] Drolet, G., Dumont, E.C., Gosselin, I., Kinkead, R., Laforest, S., and Trottier, J.F., 2001, Role of endogenous opioid system in the regulation of the stress response, Prog Neuropsychopharmacol Biol Psychiatry 25: [2] Zubieta, J.K., Smith, Y.R., Bueller, J.A., Xu, Y., Kilbourn, M.R., Jewett, D.M., Meyer, C.R., Koeppe, R.A., and Stohler, C.S., 2001, Regional mu opioid receptor regulation of sensory and affective dimensions of pain,science 293: [3] Prato F.S., Carson J.L., Ossenkopp K.P., and Kavaliers M., Possible mechanism by which extremely low frequency magnetic fields affect opioid function. FASEB J., 9, 1995, [4] Myosin Light Chain Modification Depending on Magnetic Fields: II. Experimental Marko S. Markov a Electromagnetic Biology and Medicine, 23, 2004, [5] G. Cieślar, J. Mrowiec, A. Sieron, A. Plech and T. Biniszkiewicz, Change in the reactivity of thermal pain stimulation under influence of extremely low frequency magnetic field, Balneol. Pol. 36 (1994), pp [6] H. Lai and M.A. Carino, Intracerebroventricular injections of mu- and delta-opiate receptor antagonists block 60-Hz magnetic field-induced decreases in cholinergic activity in the frontal cortex and hippocampus of the rat, Bioelectromagnetics 19 (1998), pp [7] A. Mansour, M.E. Lewis, H. Khachaturian, H. Akil and S.J. Watson, Pharmacological and anatomical evidence of selective μ, δ and χ opioid receptor binding in rat brain, Brain Res. 399 (1986), pp [8] A. Sieroń, L. Labus, P. Nowak, G. Cieślar, H. Brus, A. Durczok, N. Kubanski and R. Brus, Alternating extremely low frequency magnetic field increases turnover of dopamine and serotonin in rat frontal cortex, Bioelectromagnetics 25 (2004), pp [9] A.W. Thomas and M.A. Persinger, Daily post-training exposure to pulsed magnetic fields that evoke morphine-like analgesia affects consequent motivation but not proficiency in maze learning in rats, Electro- Magnetobiology 16 (1997), pp [10] L. Zecca, C. Mantegazza, V. Margonato, P. Cerretelli, M. Caniatti, F. Piva, D. Dondi and N. Hagino, Biological effects of prolonged exposure to ELF electromagnetic fields in rats: III 50 Hz electromagnetic fields, Bioelectromagnetics 19 (1998), pp [11] C. Contet, B.L. Kieffer and K. Befort, Mu opioid receptor: a gateway to drug addiction, Curr. Opin. Neurobiol. 14 (2004), pp [12] M.A. Gerrits, H.B. Lesscher and J.M. van Ree, Drug dependence and the endogenous opioid system, Eur. Neuropsychopharmacol. 13 (2003), pp [13] B. Oztas, T. Kalkan and H. Tuncel, Influence of 50 Hz frequency sinusoidal magnetic field on the blood brain barrier permeability of diabetic rats, Bioelectromagnetics 25 (2004), pp [14] M. Crasson, J.J. Legros, P. Scarpa and W. Legros, 50 Hz magnetic field exposure influence on human performance and psychophysiological parameters: two double-blind experimental studies, Bioelectromagnetics 20 (1999), pp [15] C. Graham, M.R. Cook, H.D. Cohen and M.M. Gerkovich, Dose response study of human exposure to 60 Hz electric and magnetic fields, Bioelectromagnetics 15 (1994), pp [16] W.A. Carlezon Jr., M.L. Rohan, S.D. Mague, E.G. Meloni, A. Parsegian, K. Cayetano, H.C. Tomasiewicz, E.D. Rouse, B.M. Cohen and P.F. Renshaw, Antidepressant-like effects of cranial stimulation within a lowenergy magnetic field in rats, Biol. Psychiatry 57 (2005), pp [17] H. Lai, M.A. Carino, Intracerebroventricular injections of mu- and delta-opiate receptor antagonists block 60-Hz magnetic field-induced decreases in cholinergic activity in the frontal cortex and hippocampus of the rat, Bioelectromagnetics 19 (1998) [18] A. Sieroń L. Labus, P. Nowak, G. Cieślar, H. Brus, A. Durczok, N. Kubanski, R. Brus, Alternating extremely low frequency magnetic field increases turnover of dopamine and serotonin in rat frontal cortex, Bioelectromagnetics 25 (2004)

40

41 METODY ZARZĄDZANIA I ANALIZY OBRAZÓW MEDYCZNYCH Z ZASTOSOWANIEM STANDARDÓW SQL I DICOM Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki Wstęp Wykorzystanie technologii informatycznych w medycynie znacząco wpłynęło na poprawę stanu opieki zdrowotnej. Początkowo systemy informatyczne w służbie zdrowia wykorzystywane były w celach administracyjnych, w dalszej kolejności wdrażano systemy diagnostyczne. Obecnie, dzięki środkom informatycznym, dokumentacja medyczna dotycząca pacjentów może być na bieżąco dostępna wszystkim autoryzowanym użytkownikom w postaci systemów EMR (Electronic Medical Record), EHR (Electronic Health Record) oraz PHR (Personal Health Record). Ponadto wykorzystanie tego typu systemów pozwala na ograniczenie kosztów związanych z przechowywaniem i przesyłaniem informacji o pacjencie [1]. Kolejną grupą systemów informatycznych, coraz częściej wykorzystywaną w służbach medycznych i wciąż rozwijaną, stanowią systemy PACS (Picture Archive and Communication Systems), których zadaniem jest archiwizacja oraz zarządzanie cyfrowymi obrazami medycznymi, w szczególności pochodzącymi z badań tomograficznych (CT), rezonansu elektromagnetycznego (MRI) oraz ultrasonografii. Jednak o ile gromadzenie i przechowywanie obrazów z badań nie stanowi problemu przy wykorzystaniu niemal dowolnego systemu bazodanowego, to już analiza tego typu informacji jest zagadnieniem złożonym, które wymaga znacznie bardziej zaawansowanych technik informatycznych. Standardy dla obiektów graficznych Problematyka związana z wykorzystaniem danych multimedialnych, w szczególności grafiki, nie jest zagadnieniem nowym. Jednak wraz z rozwojem technologii informatycznych zmienia się sposób dostępu oraz możliwości wykorzystania tych danych. Początkowo obrazy przechowywane były w plikach, zaś w bazie gromadzone były jedynie ich opisy. Następnie pojawiła się możliwość wykorzystania nowego typu danych BLOB (Binary Large Object), którego wprowadzenie pozwoliło na przechowywanie obrazów w bazie, a tym samym taki sam dostęp do nich, jak do innych typów danych w ramach pojedynczych transakcji. Obecnie możliwości wykorzystania danych multimedialnych są szczegółowo określone w ramach standardu języka SQL/MM (SQL Multimedia and Application Packages) zdefiniowanego przez ISO (International Organization for Standardization) oraz IEC (International Electrotechnical Commission) [7]. Stały wzrost liczby urządzeń wykorzystujących w diagnostyce obrazy spowodował konieczność ujednolicenia generowanych obrazów również od strony medycznej. Standard DICOM (Digital Imaging and Communications in Medicine) wydany przez National Electrical Manufacturers Association (NEMA), definiuje sposób przechowywania bitów danych składających się na obraz, jak również około 2000 znaczników określających metadane związane z samym obrazem oraz informacjami dodatkowymi (m. in. dane pacjenta, studium przypadku) [6]. 25

42 W praktyce w dalszym ciągu wiele systemów zarządzania relacyjnymi bazami danych nie wykorzystuje rozszerzonego standardu, co wymusza na użytkownikach tworzenie własnych rozwiązań. Również nie wszystkie urządzenia medyczne wykorzystywane w służbie zdrowia, dostosowane są do standardu DICOM. Możliwe rozwiązania w systemach informatycznych typu PACS uwzględniają zarówno rożne podejścia do przechowywania obrazów medycznych, jak i ich niejednolity standard [3, 4, 5]. Rozwiązania Oracle ORDDicom w zarządzaniu obrazami medycznymi Wykorzystanie Oracle Multimedia DICOM znacząco ułatwia zarządzanie oraz analizę obrazów medycznych. Dane w standardzie DICOM, niezależnie od rodzaju (obrazy z badań ultrasonograficznych, rezonansu magnetycznego, prześwietleń) przechowywane są w tabeli, której kolumny stanowią: miniatura obrazu w formacie JPEG oraz dokumenty XML odpowiadające metadanym. W ramach Java Virtual Machine (JVM) znajduje się repozytorium dla modelu danych DICOM, parser DICOM, koder XML, walidator zgodności oraz konwerter obrazów. Dokument metadanych XML stanowią wyłuskane z zawartości DICOM metadane. Mapowanie zawartości DICOM odbywa się na podstawie dokumentu mapowania, który definiuje sposób, w jaki atrybuty zawartości DICOM mają być mapowane na dokument XML zgodny ze schematem. Wejście (zawartość DICOM) stanowią dane DICOM zakodowane w postaci binarnej, które mogą być zapisane bezpośrednio w bazie w postaci obiektu typu BLOB lub BFILE. Mogą być również wczytane przez parser do pamięci, a następnie zmapowane do postaci XML na podstawie definicji atrybutów w dokumencie mapowania, przechowywanym w repozytorium modelu danych. Chcąc operować na obiektach w standardzie DICOM, w tabeli musi zostać utworzona kolumna przechowująca dane typu ORDDicom, składającego się z metod i atrybutów. Dysponując obiektem ORDDicom można korzystać z licznych jego metod zapisanych w postaci kodu języka PL/SQL. Literatura 1. Hillestad R., Bigelow J., Bower A., Girosi F., Meili R., Scoville R., Taylor R.: Can Electronic Medical Record Systems Transform Health Care? Potential Health Benefits, Savings, And Costs, Health Affairs, 24, no. 5 (2005), pp: Gettys B., Mauro J.: Oracle Database 10g Release 2 DICOM Medical Image Support, An Oracle White Paper, October Prevedello L., Andirole K., Hanson R., Kelly P., Khorasani R.: Bussiness Intelligence Tools for Radiology: Creating a Prototype Model Using Open Source Tools, Journal of Digital Imaging, vol. 23 No 2, April Gutierrez Martinez J., Nunez Gaona M. A., Aguirre Meneses H., Delgado Esquerra R.E.: Design and Implementation of a Medical Image Viewing System Based on Software Engineering at Instituto Nacional de Rehabilitacion, PAHCE Conference, Mexico Furuie S., Rebelo M., Moreno R., Santos M., Bertozzo N., Motta G., Pires F., Gutierrez M.: Managing Medical Images and Clinical Information: InCor s Experience, IEEE Transactions on Information Technology in Biomedicine, vol. 11 No 1, National Electrical Manufacturers Association: Digital Imaging and Communications in Medicine (DICOM), Information technology - Database languages - SQL Multimedia and Application Packages 8. Oracle Multimedia DICOM Developer's Guide 11g Release 2 (11.2), Oracle Database Documentation Library 26

43 ANALIZA RYZYKA POWSTANIA NEGATYWNEGO WPŁYWU NA OTOCZENIE EMISJI POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO EMITOWANEGO PRZEZ OBECNIE UŻYTKOWANE URZĄDZENIA ŁĄCZNOŚCI BEZPRZEWODOWEJ Aleksander Dackiewicz Polska Telefonia Cyfrowa Sp. z o.o. Postępująca ekspansja technologii komunikacji bezprzewodowej wykorzystujących jako nośnik informacji pole elektromagnetyczne (PEM) jest widocznym wskaźnikiem rozwoju cywilizacyjnego. W większości krajów świata na jednego obywatela przypada przynajmniej jeden środek komunikacji osobistej i jest to najczęściej telefon komórkowy. Wszystkie nowoczesne systemy oparte są o technologię cyfrową w związku z czym zamiast pojęcia rozmowy coraz częściej operuje się pojęciem transmisji danych. Nawet zwykła rozmowa telefoniczna realizowana jest poprzez digitalizację dźwięku, jego kompresję, transmisję i ponowne przetworzenie na formę analogową. Wzrost w ostatnim dziesięcioleciu wprost logarytmiczny ilości źródeł PEM powoduje powstawanie coraz to częstszych wątpliwości o fakt, czy podniesienie poziomu tła PEM w otoczeniu nie niesie ryzyka np. na negatywny wpływ na organizmy żywe. Widoczne są trendy technologiczne zmierzające w stronę ograniczenia emisji PEM do niezbędnego minimum. Wszechobecność i rosnąca ilość urządzeń emitujących PEM zmusza do analizy pozwalającej określić poziom PEM w miejscach ogólnie dostępnych dla ludności. Występuje również konieczność oszacowania poziomu ryzyka wystąpienia takich zagrożeń, i to zarówno od strony techniczne jak i społecznej. Tematem wiodącym niniejszego opracowania są systemy łączności bezprzewodowej, a zwłaszcza najpopularniejsze technologie stosowane w łączności osobistej. Jako system łączności osobistej rozumiemy zespół urządzeń umożliwiający przekazanie informacji przez użytkownika do zdefiniowanego odbiorcy z wykorzystaniem interfejsu radiowego. Urządzenia telekomunikacyjne emitujące PEM dzielimy na dwie zasadnicze kategorie. Pierwszą kategorią są urządzenia nadawcze (nadawczo/odbiorcze) wykorzystywane w systemach (sieciach) telekomunikacyjnych w stosunku do których są obowiązują ściśle określone przepisy dotyczące ochrony środowiska przed polem elektromagnetycznym. Drugą kategorią są urządzenia użytku osobistego pracujące z wykorzystaniem usług oferowanych przed danego operatora. Przykładowo, takim urządzeniem jest telefon komórkowy, coraz częściej zwany terminalem czy też bardzo popularna słuchawka bezprzewodowa pracująca w technologii Bluetootch. Dla tych urządzeń nie ma ( w Polsce, i nie tylko) zdefiniowanych prawnie przepisów chroniących użytkownika przed ekspozycją na PEM emitowane przez te 27

44 urządzenia. Jedynym światłem w tunelu jest dyrektywa Unii Europejskiej 1 zalecająca umieszczanie na opakowaniach lub w dokumentach towarzyszących sprzedawanemu terminalowi wartości SAR 2 dla tego urządzenia. W dalszej części opracowania zajmiemy się urządzeniami sieciowymi, wykorzystywanymi przez operatorów, dla których są prawnie określone limity ekspozycji oraz wstępną analizą ryzyka związanego z eksploatacją tych urządzeń. Dotychczas nie określono w Polsce ( i nie tylko taka sytuacja panuje w większości krajów świata), prawnych regulacji dotyczących ekspozycji na PEM emitowane przez urządzenia użytku osobistego, chociaż ich ilość w porównaniu do urządzeń sieciowych jest przytłaczająca. Bardzo szeroka gama źródeł PEM wykorzystywanych w telekomunikacji nie pozwala w niniejszym opracowaniu na ich dogłębne i szczegółowe omówienie. W związku z tym zostaną poddane analizie źródła najbardziej charakterystyczne pod względem powszechności stosowania. Analiza wpływu PEM na otoczenie emitowanego przez urządzenia telekomunikacyjne (i nie tylko) ma zasadniczy wpływ na kształtowanie polityki i świadomości operatorów w zakresie odpowiedzialności w sferze ochrony środowiska, a zwłaszcza zdrowia i życia ludzi. Dotychczasowe wyniki badań nad wpływem pola elektromagnetycznego na organizmy żywe jednoznacznie stwierdzają, że zachowanie limitu ekspozycji obowiązującego w Polsce eliminuje ryzyko związane z biologicznymi efektami rejestrowanymi pod wpływem PEM o odpowiednio wysokiej gęstości mocy. Dotychczasowa praktyka pokazuje, że operatorzy, przestrzegając obowiązującego prawa w zakresie ochrony środowiska nie powodują wzrostu zagrożenia zwłaszcza w zakresie narażenia zdrowia osób trzecich. Jednak rosnąca ilość urządzeń sieciowych zmusza do analizy dotyczącej również już istniejących źródeł PEM tak aby w trakcie określania poziomu gęstości mocy (lub wielkości składowej elektrycznej) brać pod uwagę wszelkie aktywne źródła mogące mieć wpływ na poziom natężenia PEM w danym miejscu znajdujące się w bliższej lub dalszej okolicy. Pod uwagę trzeba również brać analizę występowania ryzyka związanego z tak często występującymi potencjalnie mającymi wpływ na otoczenie źródłami PEM. Ryzyko to występuje zarówno w sferze bezpośredniego wpływu PEM na otoczenie (biologicznego i fizycznego), jak również na płaszczyźnie społecznej socjologicznej i czysto emocjonalnej postawy części społeczeństwa niedoinformowanej (brak ogólnodostępnych programów informacyjnych) lub zdezinformowanej popularne mimo wszystko teorie głoszone przez domorosłych ekspertów. 1 Dyrektywa Europejska R&TTE 1999/5WE z dnia 9 marca Specific Absorption Rate współczynnik określający ilość pochłanianej przez organizm (tkanki) energii pola elektromagnetycznego. Wyrażany w W/kg. 28

45 ANALYTICAL AND NUMERICAL METHODS IN THE ANALYSIS OF EMF MEASUREMENT ACCURACY Tomasz Długosz Wroclaw University of Technology Institute of Telecommunications, Teleinformatics & Acoustics Introduction The accuracy of measurements is one of the major problems in electromagnetic field (EMF) metrology. Factors which significantly impact measurement unreliability include i.a.: antenna size, influence of the person making the measurement and of the measuring instrument on the EMF pattern, as well as the impact of material objects on the antenna parameters [1-2]. This article will discuss the latter, i.e. the impact of the presence of conductive objects on changing the antenna s parameters (its impedance). In presented analysis analytical and numerical methods were used. 2. Induced EMF Method We shall consider the case of two dipoles arranged freely toward each other like it is shown in Figure 1. The A2 dipole current generates field intensity close to the A1 dipole. Assuming that the tangent component of the vector of field intensity generated using the A2 dipole current at the surface of the A1 dipole element dz equals E z12, then the EMF induced with current flowing in the A2 antenna in the A1 antenna element dz is described by the relation: de 12 Ez12dz (1) Figure 1. Induced emf method Under the influence of the field coming from the A2 dipole, the A1 dipole self-field will be distributed in such a way so as to generate a self-force equal to de 12 at the surface of the dz element. Therefore, the electromotive force creating a source of energy induced in the A1 dipole activates [3]. 29

46 30 3. Mutual impedance of dipole antennas Let us imagine two identical symmetrical parallel dipoles made of wire, as shown in Fig. 2. Mutual impedance calculated by Ajzenberg may be written as follows [3] l H H R j R j R j H l H R j R j R j d H l R e l R e R e d H l R e l R e R e j Z sin 2cos sin 2cos 30 (2) Sample courses of mutual impedance and reactance changes for half-wave dipoles in the d/function for different H 1 distances are shown in Figure 3. As can be seen from the results presented, as antennas move away from each other, their mutual impact diminishes. This phenomena shows that antennas influence on each other what causes error in the system s sensitivity compared with the antenna calibration conditions that should be equivalent to free space. Figure 2. Two dipoles placed in parallel to each other a) b) Figure 3. Mutual impedance changes for two dipoles: a) mutual resistance, b) mutual reactance 4. Calibration error The results of error change calculations for two dipoles placed in parallel ( mt ) and coaxially ( mr ) with respect to each other are shown in Figure 4 [4]. As it appears from the curves, the error diminishes as the distance between the antennas increases. The error may only be disregarded when the antennas are at a distance equal to their sizes. The calculations shown in

47 Figure 5 were made for two different antenna slenderness values. The higher the slenderness, the lower the error of the measurement result. a) b) 5. Conclusion Figure 4. Calibration error for two dipoles placed: a) parallel, b) coaxially This paper is devoted to the proximity effects in the EMF metrology. A summary of the main results of this paper is given here. The EMF measuring errors under the near-field conditions were reconsidered, and it is shown that they are less related to the previous estimations. References [1] Dlugosz T., Trzaska H., EMF Measurements in the Near Field and In the Far Field (in Polish), Telecommunication Review and Telecommunication News, 8-9/2006, pp [2] Dlugosz T., An influence of conducting objects on precision of electromagnetic fields measurements in the Near Field (in Polish), Electrical Review, R. 86 No. 3/2010, pp [3] Ajzenberg G. Z., Shortwave antennas (in Russian), Russia: State Publ., Moscow [4] Dlugosz T., Trzaska H., Proximity Effects in the Near Field EMF Metrology, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, Volume 58, Issue 3, March 2009, pp

48

49 MODUŁ SZYNOWY HYBRYDOWEJ WYRZUTNI ELEKTROMAGNETYCZNEJ ZE WSPOMAGANIEM PNEUMATYCZNYM OBLICZENIA ELEKTROMECHANICZNE Jarosław Domin, Roman Kroczek Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki Wyrzutnia elektromagnetyczna to specyficzny rodzaj przetwornika elektromechanicznego liniowego o działaniu impulsowym, w którym energia elektryczna pobrana ze źródła prądowego jest zamieniana na energię mechaniczną ruchu liniowego, w bardzo krótkim przedziale czasu a prędkość elementu ruchomego może wynieść nawet kilkanaście km/h. Wyrzutnie elektromagnetyczne można podzielić na dwa podstawowe typy: wyrzutnia elektromagnetyczna typu coilgun (element ruchomy pocisk- jest umieszczony w polu magnetycznym cewki), oraz wyrzutnia elektromagnetyczna typu railgun (element ruchomy umieszczony pomiędzy dwoma szynami podłączonymi do źródła prądowego). W Katedrze Mechatroniki, Politechniki Śląskiej zaprojektowano stanowisko badawcze hybrydowej wyrzutni elektromagnetycznej a napędzie cewko szynowym ze wspomaganiem pneumatycznym. W artykule przedstawiony zostanie model polowy, elektromechaniczny, części szynowej stanowiska badawczego. Analizę polową przeprowadzono pod kątem wyznaczenia wartości sił (działających na pocisk oraz części nieruchome stanowiska), naprężeń oraz przemieszczeń. Stanowisko badawcze Stanowisko badawcze (rys.1.) składa się z trzech modułów, pierwszy z nich stanowi konstrukcję nośną dla wyrzutni hybrydowej, drugi przeznaczony do pomiaru prędkości elementu ruchomego (pocisku) oraz trzeci chwytak do zatrzymania i pośredniego pomiaru energii pocisku. Rys.1. Stanowisko badawcze hybrydowej wyrzutni elektromagnetycznej: 1 konstrukcja nośna wyrzutni wraz z wyrzutnią, 2 układ pomiaru prędkości pocisku, 3 układ służący do wytracenia energii pocisku. 33

50 Rys.2. Hybrydowa trzystopniowa wyrzutnia elektromagnetyczna: 1 napęd pneumatyczny, 2 napęd cewkowy, 3 napęd szynowy. Natomiast sam układ hybrydowej, trzystopniowej, wyrzutni elektromagnetycznej (rys.2.) składa się z członu pneumatycznego, cewkowego oraz szynowego. Elementowi ruchomemu pociskowi nadawana jest wstępna prędkość przy pomocy napędu pneumatycznego, dzięki czemu energia przekazywana przez człon cewkowy oraz szynowy nie jest tracona na pokonanie tarcia statycznego. Analiza polowa Wstępne obliczenia polowe wykonano w programie Comsol Multhiphysic z wykorzystaniem modułu elektromagnetycznego oraz mechanicznego. W artykule zostaną przedstawione szczegółowe wyniki badań symulacyjnych, rozkład pola magnetycznego, wartości sił, naprężeń, odkształceń dla poszczególnych wartości natężenia prądu szyn. Na rysunku 3 przedstawiono przykładowy rozkład naprężeń, natomiast na rysunku 4 przedstawiono odkształcenie modułu szynowego. Rys. 3. Naprężenia materiałowe modułu szynowego Rys. 4. Odkształcenie modułu szynowego Badania są finansowane z grantu badawczego N N Literatura 1. Domin J, Kroczek R.: Wyrzutnia elektromagnetyczna o napędzie reluktancyjno szynowym ze wspomaganiem pneumatycznym, aspekt mechaniczny konstrukcji prototypu materiały konstrukcyjne. XII Sympozjum Podstawowe Problemy Energoelektroniki, Elektromechaniki i Mechatroniki, PPEEm 2009, Wisła grudnia 2009 r 2. Domin J, Kroczek R.: Electromagnetical launcher construction. 11-th all-ukrainian scientific conference of young researches and technicians Electrical systems, methods of modeling and optimization, Ukraine Dura M.: Artyleria bez prochu. Raport Wojsko Technika Obronność, s 52-58, ISSN x, Nr. 04/

51 INCOMPRESSIBLE FLOW OF ELECTRICALLY CONDUCTIVE MEDIUM IN TIME-VARIABLE MAGNETIC FIELD SOLVED IN HARD-COUPLED FORMULATION Lenka Dubcová, Ivo Doležel Institute of Thermomechanics, Academy of Sciences of the Czech Republic The paper presents a novel adaptive higher-order finite element method (hp-fem) for solving the incompressible flow of electrically conductive liquid medium in an axisymmetric channel. The movement of the liquid is driven by external harmonic magnetic field. The task is characterized by nonlinear and nonstationary interaction of electromagnetic field, temperature field, and field of flow, and represents a triply coupled problem. Its numerical solution in the hard-coupled formulation is carried out by our own SW Hermes [1]. The mathematical model of the problem is given by three partial differential equations describing the distribution of the above fields. The distribution of the magnetic field may be best expressed in terms of the magnetic vector A A r, z, t. Since the system contains no magnetically nonlinear parts, we can potential use its phasor A that is, in the axisymmetric arrangement, governed by the equation 2 2 A 1 A A A A A A j r z A v v J ext,, (1) r r r r z r r z where A is the circumferential component of A, denotes the magnetic permeability ), is the electric conductivity, is the angular frequency of the external current, ( 0 v, v are the radial and axial components of the velocity of flow, respectively, and r z J,ext stands for the phasor of the external harmonic current density in the inductor. The circumferential component J of the local current density induced in the liquid medium is given by the expression A A A J A v v r r z j r z. (2) These induced currents produce both heating of the liquid and also forces acting on its particles. Heating is caused by the Joule losses whose local average (in one period) values p Ja follow from the formula 2 Ja / p J, (3) while the components f Lar and f Laz of the local (volumetric) average Lorentz force are 1 1 flar J Bzcos arg J arg Bz, flaz J Brcos arg J arg Br, (4) 2 2 where B and B are the phasors of the corresponding magnetic flux density. r z 35

52 The nonstationary heat transfer equation in the liquid continuum reads T T T T T T c vr vz p r r r r z z t r z Ja., (5) where T is the temperature, is the thermal conductivity, is the specific mass, c denotes the specific heat at constant pressure (9) The field of incompressible flow will be supposed Newtonian, obeying the Navier-Stokes equations and equation of the continuity 2 2 r r r r 1 r r r vr v p z f Lar v v v v v v v t r z r r r r r z 2 2 z z z z 1 z z vr v p z f 2 2 Laz v v v v v v t r z z r r r z vr vr vz 0. r r z Here, p is the pressure and is the dynamic viscosity. The gravitational force f g and specific force f b acting on the particles of melt (due to inhomogeneous distribution of temperature in it) are ignored in order to preserve the axial symmetry of flow. The numerical solution of the problem is realized by a fully adaptive hp-fem. At each time level, optimal meshes are obtained automatically by independent adaptive processes. They dynamically change in time as the solution changes, respecting different features of particular fields (boundary layers, vortices, etc). This is possible due to our own multi-mesh technique that allows us solving multiphysics problems monolithically, even though each physical field is discretized on a geometrically different mesh. Thus, our approach leads to a significant reduction of the size of the discrete problem and speeds up the whole computation. Our own numerical software Hermes was used for the computation. It is capable of all the features mentioned above, such as the higher-order finite element method, automatic adaptivity on hp-meshes or assembling the stiffness matrix on geometrically different meshes. We solved a couple of quite different problems in the domain (flow of molten metal in a pipe, pumping of molten metal using a multiphase pump and several others). In the following part we show some results of the first mentioned example. The pipe in Fig. 1 carries molten sodium whose inlet temperature Ti 150 C. At the time t 0 (when the transport is considered steady-state) the inductor is switched on in order to warm up the melt. The distributions of the velocity and pressure in melt and temperature in the whole system melt-pipe for time t 0 are known (they follow from the solution of the steady-state process before the inductor was switched on). The average value of velocity of melt at the inlet vai 0.2 ms 2 6. The parameters of the field current are Jext 10 Am 2, f 50 Hz. Figure 2 shows the distribution of the magnetic vector potential in the system after 10 s, Fig. 3 depicts the module of velocity at the same time.,, (6) (7) (8) 36

53 r v ai,t i basalt pipe inductor electrically conductive liquid inlet outlet Fig.1. Flow of molten metal in a pipe (all dimensions are in m) z Fig. 2. Distribution of magnetic vector potential Fig. 3. Maps of the module of velocity v (ms 1 ) A (Wbm 1 ) in the system in the pipe for t 10 s Financial support of the Research Plan MSM and GAASCR IAA is gratefully acknowledged. 37

54

55 WSTĘPNE BADANIA NAD ODDZIAŁYWANIEM EFEKTU TERMICZNEGO POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO (PEM) NA MORFOLOGIĘ KRWI PACJENTEK PODDANYCH GINEKOLOGICZNYM ZABIEGOM LAPAROSKOPOWYM Anna Dudzińska 1, Maciej Łopucki 2 1 Uniwersytet Medyczny w Lublinie Oddział Analityki Lekarskiej Wydziału Farmaceutycznego, 2 Uniwersytet Medyczny w Lublinie Katedra i Klinika Ginekologii Onkologicznej i Ginekologii Wstęp: promieniowanie elektromagnetyczne oddziaływujące na tkanki może być przez nie absorbowane, odbite lub przepuszczone. Ilościowo zjawiska te zależą od parametrów fizycznych fali oraz od własności biofizycznych tkanki: stałej dielektrycznej, przewodności elektrycznej, procentowej zawartości wody, budowy warstwowej z niejednorodnych materiałów biologicznych. Wpływ również mają: polaryzacja pola, wzajemne położenie ciała i źródła promieniowania, obecność innych obiektów w otoczeniu źródła promieniowania lub ciała. Wraz ze wzrostem stałej dielektrycznej danego materiału, zwiększa się absorpcja i zmniejsza przenikanie energii elektromagnetycznej. Im grubsza jest podściółka tłuszczowa, tym więcej energii przenika w głąb tkanek i tym więcej energii ulega zamianie na ciepło Wrażliwość poszczególnych narządów na oddziaływanie PEM zależne jest od stopnia ich unaczynienia (warunkuje to możliwość wymiany ciepła z otoczeniem) oraz od częstości podziałów i stopni zróżnicowania komórek. Oddziaływanie termiczne PEM indukuje wzrost temperatury tkanek w wyniku pochłaniania energii. Występuje ono w przypadku ekspozycji na pole elektromagnetyczne o dużej częstotliwości. Tkanki położone przy powierzchni ciała i najbliżej źródła PEM uzyskują najwyższą temperaturę. Stopień jej wzrostu zależy od natężenia PEM i jego częstotliwości oraz od skuteczności termoregulacji oraz od tego, który region ciała uległa ekspozycji. Najbardziej podatne na przegrzanie są tkanki o słabej cyrkulacji krwi: soczewka oka, woreczek żółciowy, jądra, części układu pokarmowego. W przypadku, gdy organizm stałocieplny ma temperaturę utrzymującą się na stałym poziomie, nadwyżka ciepła wytwarzana na jednostkę czasu w wyniku przemiany materii równa się ilości ciepła oddanego do otoczenia różnymi mechanizmami (oddychanie, przewodzenie, konwekcja, promieniowanie). Gdy temperatura rośnie, bardzo szybko zwiększa się ilość ciepła produkowanego przez organizm w jednostce czasu. W diagnostyce i terapii u ludzi wykorzystuje się bardzo zróżnicowane zakresy częstotliwości stałych i zmiennych PEM (od kilkuset MHz do kilku Hz) w: rezonansie magnetycznym, tomografii komputerowej, ultrasonografii, diatermi mikrofalowej i krótkofalowej oraz laparoskopii. Jedną z nowych metod, w których wykorzystuje się oddziaływanie termiczne PEM na ludzkie tkanki są urządzenia diatermiczne stosowane w laparoskopii chirurgicznej i ginekologicznej. W tych technikach operacyjnych wykorzystuje się min. tzw. monopolarne lub bipolarne koagulatory, których działanie polega na wykorzysty- 39

56 waniu efektu wzrostu temperatury (od 103 do C) cięcia, redukcji i niszczenia chorych tkanek (np. w procesach nowotworowych) lub elektrokoagulacja naczyń krwionośnych w celu redukcji krwawienia w czasie zabiegu operacyjnego. Cel badań: w piśmiennictwie brak jest jakichkolwiek danych na temat wpływu efektu termicznego jaki jest indukowany podczas elektrokoagulacji w trakcie ginekologicznych laparoskopii na zachowanie się morfologii krwi leczonych pacjentek. Ze względu na temperaturę wytwarzaną przez laparoskopowy sprzęt koagulujący, którego temperatura pracy waha się od C i przy znanej temperaturze denaturacji białek wynoszącej 43 0 C można przypuszczać, że czynnik może mieć wpływ na zaburzenia morfologii krwi u kobiet w warunkach in vivo. Materiał i metody: materiał uzyskano w I Katedrze i Klinice Ginekologii Onkologicznej i Ginekologii Uniwersytetu Medycznego w Lublinie. Krew pełną pobrano na antykoagulant EDTA. Na badania uzyskano zgodę Komisji Bioetycznej przy Uniwersytecie Medycznym w Lublinie nr KE-0254/102/2008. Grupę badaną stanowiło 45 kobiet. Średni wiek pacjentek, których krew wykorzystano do badań wynosił 34,5 (od 15 do 45) lat, zaś średnie BMI 22,6 (od 15,2 do 31,9). Każda z badanych osób została poddana zabiegowi laparoskopii. Pacjentki zostały podzielone na trzy grupy : kontrolną (K) i dwie badane (B 1 i B 2 ). Podstawą tego podziału było użycie podczas zabiegu elektrokoagulatora wykorzystującego PEM z uwzględnieniem czasu trwania elektrokoagulacji naczyń (pomiar dokonywano stoperem). Ze względu na czas koagulacji i wyliczoną średnią w grupie B1 przyjęto ekspozycję czynnika termicznego w czasie koagulacji do 60 sekund (od sekund). W grupie B2 w związku z dużym przedziałem czasowym trwania koagulacji tkanek (od 61 sekund do 4 minut) określono tę grupę jako ekspozycja powyżej 60 sekund. Po każdym zabiegu laparoskopowym mierzono poziom utraty krwi w kalibrowanym szklanym naczyniu (ssaku). Średnia utrata krwi wynosiła 25,7 ml (od 15 do 150 ml). Każdej pacjentce pobrano przed zabiegiem 2 ml krwi z żyły łokciowej na antykoagulant EDTA. Krew poddano analizie morfologicznej oznaczając: liczbę białych krwinek (WBC), liczbę czerwonych krwinek (RBC), hemoglobinę (HGB), hematokryt (HCT), średnią objętość krwinki czerwonej (MCV), średnią masę hemoglobiny w krwince czerwonej (MCH), średnie stężenie hemoglobiny w krwince czerwonej (MCHC), liczbę płytek krwi (PLT), liczbę neutrofilów (NEU), limfocytów (LYM), monocytów (MONO), eozynofilów (EOS), bazofilów (BASO), rozpiętość rozkładu objętości erytrocytów (RDW). Badanie powtórzono po 24 godzinach od wykonania laparoskopii. Analiza krwi została wykonana w Laboratorium Diagnostyki Analitycznej przy Samodzielnym Publicznym Szpitalu Klinicznym nr 1 (SPSK 1) przy ul. Staszica 16 w Lublinie. Wyniki badań: analiza statystyczna dotycząca liczby krwinek białych (WBC) badanych pacjentek (przed i po ekspozycji PEM) wykazała istotny ich wzrost w badanych grupach B1 i B2. W grupie B1 wartości przed zabiegiem wynosiły MD = 7,20 ( 5,70 9,10), a po zabiegu MD = 9,54 (6,90 11,10) przy poziomie istotności p = 0,004. W grupie badanej B2 MD wynosiła 6,10 (4,60 6,80) przed zabiegiem, a po zabiegu MD = 10,10 (7,80 12,30) przy istotności p = 0,002. Badanie statyczne odnoszące się do liczby krwinek czerwonych (RBC) we krwi badanych pacjentek wykazało istotny ich spadek w grupie B1. MD przed zabiegiem wynosiło 4,30 (4,10 4,50) a po zabiegu 4,13 (3,50 4,30) przy p = 0,003. W porównaniu grupy K z B2 stwierdzono występowanie istotnych różnic statystycznych po zabiegu (p = 0,02). Badanie statystyczne stężenia hemoglobiny (HGB) we krwi badanych pacjentek w grupie B1 wykazało istotne obniżenie tego parametru, którego wartość przed zabiegiem operacyjnym wynosiła MD = 13,10 (12,30 13,50) przy p = 0,003. W zakresie badanego parametru zaobserwowano istotne statystycznie różnice pomiędzy grupą K a B2 (po zabiegu) gdzie poziom istotności p = 0,02. Oceniając wartości hematokrytu (HCT) w grupie B1 stwierdzono istotne statystycznie obniżenie parametru, poziom istotności p = 0,007. Natomiast pomiędzy grupą K 40

57 a B2 wykazano istotne różnice zarówno przed (p = 0,02) jak i po zabiegu (p = 0,03). Ze względu na ograniczenie streszczenia do 2 stron nie przedstawiono pozostałych wyników badań. Wnioski: na podstawie badań własnych, w których zaobserwowano istotne zwiększenie się liczby krwinek białych, neutrofilów, monocytów oraz istotny wzrost średniego stężenia i średniej masy hemoglobiny w krwince czerwonej można przypuszczać, że było to odpowiedzią wybranych elementów morfologicznych krwi na oddziaływanie czynnika termicznego wykorzystywanego trakcie ginekologicznych zabiegów laparoskopowych. 41

58

59 WYKRYWANIE WYJĄTKÓW W MEDYCZNYCH ZBIORACH DANYCH Agnieszka Duraj 1, Andrzej Krawczyk 2 1 Instytut Informatyki Politechniki Łódzkiej 2 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Metody wykrywania wyjątków w zbiorach danych dostrzegane jako różnego rodzaju anomalie, powstałe np. z powodu mechanicznego uszkodzenia, zmiany w zachowaniu systemu, czy choćby poprzez naturalny błąd człowieka, są stosowane już od wielu lat. Wykrycie wyjątków może zidentyfikować defekty, usunąć zanieczyszczenia danych a przede wszystkim stanowi podstawę w procesach podejmowania decyzji. Wykrywanie wyjątków, jako problem badawczy, obejmuje (encompasses) szerokie spektrum stosowanych technik przede wszystkim ze względu na różnorodne zdefiniowanie zadania i przeznaczenie systemu. I tak na przykład, algorytmy wykrywania wyjątków wykorzystywane są do: wykrywania przestępstw wykrywania fałszywych wniosków kredytowych, fałszywego użycie karty kredytowej, telefonu komórkowego; przetwarzania wniosków kredytowych i pożyczek wykrycia potencjalnie problematycznych i niewiarygodnych klientów; wykrywania włamań - nielegalnego dostępu w sieci komputerowej; monitoringu aktywności w sieci wykrywania zatorów sieci komputerowej (spamu); diagnostyki uszkodzeń monitorowania procesów w celu wykrycia uszkodzeń w programach generujących, silnikach maszyn, przyrządach rozmieszczonych w różnych przestrzeniach, itp.; strukturalnego wykrywania uszkodzeń np. monitoringu linii produkcyjnej; analizy obrazu satelitarnego identyfikowania nowych cech lub błędnie sklasyfikowanych cech (np. w armii do śledzenia zaminowanych obszarów); analizowania i śledzenia stanu zasobów systemu, kontroli wykorzystania zasobów; czasowego ostrzegania monitorowania bezpieczeństwa aplikacji, urządzeń; monitorowania i diagnozowania parametrów medycznych urządzeń oraz stanu zdrowia pacjenta stanu, położenia, warunków pracy np. monitoring rytmu serca; badań farmaceutycznych np. w celu identyfikacji nowoczesnych struktur molekularnych; wykrycia początku historii dokumentu; wykrycie niespodziewanych zapisów w bazach danych. W literaturze przedmiotu można odnaleźć różne definicji wyjątku. I tak na przykład: (Barnett and Lewis,1994) w [2] definiują wyjątek jako: Obserwację (lub podzbiór obserwacji), który okazuje się być niezgodny z pozostałymi elementami (podzbiorami) tego zbioru danych. ( An observation (or subset of observations) which appears to be inconsistent with the remainder of that set of data ). John 1995 w [3] stwierdza, że wyjątkiem mogą być zadziwiająco prawidłowe dane (ang surprising veridical data), np. punkt należący do klasy A ale aktualnie usytuowany 43

60 wewnątrz klasy B zatem prawidłowa klasyfikacja punktu jest nietypową obserwacją wyjątkiem. Agarwal and Yu 2001 [1], definiuje wyjątki jako punkty szumu leżące na zewnątrz zbioru definiującego klastry lub też alternatynie (wymiennie) wyjątki mogą być definiowane jako punkty leżące na zewnątrz zbioru klastrów ale są oddzielone od szumu. Wyjątki powstają z różnych przyczyn np. z powodu naturalnego błędu człowieka, błędu przyrządu, naturalnych błędów w populacji, zmian w zachowaniu pracy systemów czy uszkodzeń w systemie, działalności przestępczej człowieka, itp. Z powyższej charakterystyki aplikacji, które wykorzystują wykrywanie wyjątków można łatwo zauważyć, iż wszystkie wyjątki możemy zakwalifikować do dwóch grup w zależności od mechanizmu ich powstawania. Pierwszą grupę stanowią wyjątki będące błędnymi danymi, drugą zaś wyjątki poprawnych danych, jednak znacznie różniących się od pozostałych danych występujących w analizowanej bazie. Najprostsze do wykrycia są wyjątki będące błędami zapisu lub odczytu człowieka/urządzenia. Zdecydowanie trudniejsze do wykrycia i zanalizowania są nieprawidłowości w populacji, szczególnie w przypadku medycznych baz danych. Naturalna anomalia w populacji badanego gatunku np. niewielki odsetek bardzo wysokich osób, nie może być usunięty z systemu, jako niewłaściwa dana. Nie może być zakwalifikowany jako wyjątek. W zależności od badanego problemu medycznego, w niektórych przypadkach powinien być włączony do klasyfikacji i zweryfikowany, jako prawidłowy podzbiór danych. Jak ma działać system wykrywania wyjątków zależy więc przede wszystkim od obszaru działalności, której dotyczy. Z powyższego wprowadzenia można zauważyć, iż zjawisko występowania wyjątków dotyczy wielu dziedzin, np. finansów i bankowości, medycyny i biomedycyny, ubezpieczeń, przemysłu telekomunikacyjnego, różnych działów gospodarki (marketingu i produkcji), itp. W niniejszym artykule skupiamy się na metodach wykrywania wyjątków w diagnostyce medycznej. W dziedzinie tej problem podejmowania decyzji jest bardzo ważny, często chodzi przecież o życie pacjenta. Niezbędne jest zatem poszukiwanie ciągle nowych metod wspierających proces decyzyjny lekarzy. Z tego też punktu widzenia tematyka poruszana w niniejszym artykule jest, według autorów, jak najbardziej uzasadniona. W pracy podajemy krótki opis metod wykrywania wyjątków a przede wszystkim podajemy wstępne wyniki eksperymentów związanych z wykrywaniem wyjątków w medycznych zbiorach danych. Wskazujemy wady i zalety wybranych algorytmów. Literatura [1] Aggarwal, C. C. and Yu, P. S.: 2001, Outlier Detection for High Dimensional Data. In: Proceedings of the ACM SIGMOD Conference [2] Barnett, V. and Lewis, T.: 1994, Outliers in Statistical Data. John Wiley & Sons., 3 edition. [3] John, G. H.: 1995, Robust Decision Trees: Removing Outliers from Databases. In: Proceedings of the First International Conference on Knowledge Discovery and Data Mining. Menlo Park, CA, pp , AAAI Press. 44

61 ZASTOSOWANIE TOMOGRAFII IMPEDANCYJNEJ DO BADANIA STANU PNI DRZEW Stefan F. Filipowicz 1,2, Tomasz Rymarczyk 2 1 Warsaw University of Technology, Institute of the Theory of Electrical Engineering, Measurement and Information Systems 2 Electrotechnical Institute, Warszawa STRESZCZENIE: W pracy przedstawiono metodę badania stanu pni drzew, która polega na pomiarach tomograficznych i oraz obrazowanie poprzez rozwiązanie zagadnienia odwrotnego. Algorytm obrazowania oparty jest na idei zbiorów poziomicowych. Reprezentacji kształtu badanego obiektu dokonano rozwiązując wielokrotnie zadanie proste tak, aby w procesie iteracyjnym otrzymać rozkład napięć maksymalnie zbliżony do uzyskanego z pomiarów. Wstęp Uwzględniając coraz ostrzejsze współczesne wymogi bezpieczeństwa i ekologii, poszukuje się dokładnych i niedrogich sposobów monitorowania stanu pni starodrzewia lub drzew w szczególności w aglomeracjach miejskich. W pracy zaproponowano zastosowanie tomografii impedancyjnej to takich badań a obrazowanie stanu pni przedstawiono poprzez rozwiązanie zagadnienia odwrotnego z wykorzystaniem metody zbiorów poziomicowych [4,5,6,7,9]. Zadanie odwrotne znajdowano w procesie iteracyjnym poprzez wielokrotnie rozwiązywanie zadania prostego, tak, aby otrzymać rozkład napięć maksymalnie zbliżony do uzyskanego z pomiarów. Optymalizacją w procesie iteracyjnym było szukanie minimum funkcji celu określonej jako sumę kwadratów różnic napięć obliczanych w kolejnych krokach oraz napięć pomierzonych [1,2,3,8]. Rys. 1. Zdjęcia wykonywanych pomiarów podczas badań tomograficznych brzozy 45

62 Pomiary i wyniki rekonstrukcji Do pomiarów wykorzystana została brzoza o średnicy 78 cm na wysokości 130 cm od ziemi (wysokość całkowita brzozy około 800cm). Na tej wysokości zostało umieszczonych równomiernie 16 elektrod w postaci pozłacanych gwoździ o średnicy 1,5mm i długości 15mm (10mm wbite w drzewo). Układ zasilany był napięciem sinusoidalnym 3,900V o częstotliwości 1,000kHz z generatora HP 33120A, pomiar precyzyjnym multimetrem firmy Fluke 8845A. Elektrody względem stron świata zostały rozmieszczone w taki sposób, że 7 była skierowana na kierunku północ, a 15 na południe (rys. 1). a) b) Rys. 2. Wyniki rekonstrukcji obrazu z wykorzystaniem metody zbiorów poziomicowych: a) bez regularyzacji, b) z regularyzacją Wyniki rekonstrukcji obrazów badanego pnia drzewa przedstawione zostały na rysunku 2. Pokazują one różną efektywność wyszukiwania elementów obiektu o innej konduktywności w zależności od współczynników regularyzacji. Algorytmy wykorzystujące funkcje zbiorów poziomicowych wyodrębniają obiekty z dużą dokładnością, więc mogą być pomocne przy badaniach drzew. Literatura [1] Filipowicz S.F., Rymarczyk T.: Tomografia Impedancyjna, pomiary, konstrukcje i metody tworzenia obrazu. BelStudio, Warsaw [2] Filipowicz S.F., Rymarczyk T., Sikora: J. Level Set Method for inverse problem solution in electrical impedance tomography. XII ICEBI & V EIT Conference. Gdańsk [3] Ito K., Kunish K., Li Z.: The Level-Set Function Approach to an Inverse Interface Problem. Inverse Problems, Vol. 17, No. 5, October, 2001, pp [4] Osher S., Fedkiw R.: Level Set Methods and Dynamic Implicit Surfaces. Springer, New York [5] Osher, S., Fedkiw, R.: Level Set Methods: An Overview and Some Recent Results. J. Comput. Phys. 169, , [6] Osher S., Sethian J.A.: Fronts Propagating with Curvature Dependent Speed: Algorithms Based on Hamilton-Jacobi Formulations. J. Comput. Phys. 79, 12-49, [7] Sethian J.A.: Level Set Methods and Fast Marching Methods. Cambridge University Press [8] Sikora J.: Algorytmy numeryczne w tomografii impedancyjnej i wiroprądowej. WPW, Warszawa [9] Vese L. Chan T.: A new multiphase level set framework for image segmentation via the Mumford and Shah model. CAM Report 01-25, UCLA Math. Dept.,

63 TIME DEPENDENCE OF TUMOR TEMPERATURE IN RF HYPERTHERMIA Piotr Gas AGH University of Science and Technology Department of Electrical and Power Control Engineering, Kraków The rapid technological development and growth of knowledge about the biological effects of electromagnetic fields have become the starting point for a wide range of biomedical applications. In addition to medical diagnosis, they are focused primarily on therapeutic applications. Medical use of electromagnetic fields is reflected inter alia in hyperthermic oncology in the treatment of cancer. Radiofrequency hyperthermia is one way to treat malignant tumors. The use of hyperthermia involves electromagnetic heating of the cancer tissue to a temperature in the range C. If the temperature of the tumor is less than 42 C practically no therapeutic effect occurs, but when the temperature exceeds 44 C both healthy and diseased tissue are damaged [4]. There is also evidence that the effectiveness of hyperthermia is significantly increased in combination with other cancer treatments like radio- or chemotherapy [3]. Apparently, An extremely important issue is to control the temperature distribution in the treated area to avoid excessive temperature increase in the normal tissues surrounding the tumor [5, 8]. There are many studies on the treatment of cancer using hyperthermia which demonstrates that this aspect is still important and more research is needed in this matter [1, 7]. The model under consideration is an example of the application of regional hyperthermia, in which the human body is inside an elliptical coil with exciting current, and electromagnetic energy is concentrated within the tumor (Fig.1). Figure 1. Cross section of the human body with a tumor inside and exciting coil together with geometrical dimensions 47

64 In the analysis of temperature distribution in RF hyperthermia we are dealing with an electromagnetic field coupled with a temperature field. These fields are described by the following equations: 1 A i A J (1) 2 j where J i is the exciting current density, and A is the magnetic vector potential, and [6] T C k T C ( T T) Q Q t b b b b ext met (2) where T is the body temperature [K], T b blood vessel temperature [K], k tissue thermal conductivity [W/(m K)], ρ tissue density [kg/m 3 ], ρ b blood density [kg/m 3 ], C tissue specific heat [J/(kg K)], C b blood specific heat [J/(kg K)], ω b blood perfusion rate [1/s], Q met metabolic heat generation rate [W/m 3 ], and Q ext = σ E 2 external heat sources [W/m 3 ]. Equations (1) and (2) with the appropriate initial and boundary conditions [2] are solved using the finite element method. The obtained simulation results are presented in Fig.2. Figure 2. Temperature distribution in the human body: a) isotherms in the human body for steady state analysis (left), b) the time dependence of the temperature in the central point of the tumor (right). References [1] Dębicki P., Hipertermia mikrofalowa w leczeniu gruczołu krokowego. Problemy fizyczne i techniczne, Politechnika Gdańska, Gdańsk [2] Gordon, R.G., Roemer, R.B., and Horvath, S.M., A mathematical model of the human temperature regulatory system transient cold exposure response, IEEE Trans. Biomed. Eng., 23, 434, [3] Hiraoka, M., Mitsumori, M., Hiroi, N., Ohno, S., Tanaka, Y., Kotsuka, Y., and Sugimachi, K., Development of RF and microwave heating equipment and clinical applications to cancer treatment in Japan, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 48, 1789, [4] Lin, J.C., Hyperthermia therapy, in Encyclopedia of Electrical and Electronics Engineering, vol. 9, Webster, J.G., Ed., Wiley, New York, 1999, [5] McPhee S.J., Current Medical Diagnosis and Treatment 2009, McGraw-Hill, [6] Pennes, H.H., Analysis of tissue and arterial blood temperatures in resting forearm, J. Appl. Physiol., 1, 93,

65 [7] Pisa, S., Cavagnaro, M., Piuzzi, E., Bernardi, P., and Lin, J.C., Power density and temperature distributions produced by interstitial arrays of sleeved-slot antennas for hyperthermic cancer therapy, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 5, 2418, [8] Van der Zee J., Heating the patient: A promising approach?, Annals of Oncology, 13, ,

66

67 ANTIBACTERIAL EFFECT OF ELECTROMAGNETIC FIELD Aleksander Gietka 1, Wanda Stankiewicz 1, Jarosław Kieliszek 1, Maciej Dąbrowski 1, Marek P. Dąbrowski 1, Andrzej Krawczyk 2 1 Military Institute of Hygiene and Epidemiology, Warsaw 2 Central Institute for Labour Protection National Research Institute, Warsaw The resistance of bacterial strains to antibiotics belongs to the main undesirable side effects of their application. Hence the elaboration of effective methods of eradicating the pathogenic microorganisms becomes one of the main targets of contemporary medical research. In certain conditions the electromagnetic field (EMF) may become an up-to-date tool aimed at bacteria control. EMF comprises wide spectrum of electromagnetic waves of different length, frequency and intensity and is divided into several sectors: radio waves, microwaves, gamma radiation and x-rays. The impact of EMF on living organisms is considered as an effect of static magnetic field, direct electric field, electric flow through the organism and the influence of variable electromagnetic fields i.e. electromagnetic waves. The inhibitory effect of EMF on bacterial growth has been known for ages. We can trace the examples of magnet application back in ancient Egypt, where it was supposed to raise resistance to various disadvantageous factors, thus potentially prolonging the life time. Several mechanisms explaining the inhibition of bacterial proliferation by EMF are taken into account. Electromagnetic fields are capable of inducing specific effects in vivo and in vitro in numerous biological systems, especially towards microorganisms [1]. EMF may trigger electrolysis, toxin and free-radicals production, may influence the oxidation-reducing potential of the cell, impair the functioning of metabolic pathways and enzyme-substrate reactions [2], or change the ph value. The alteration of the spatial conformation and rotation ability of the enzymes inhibits the enzymatic activity, impairing the cell metabolism [3-5]. High-energy pulse fields (above 1000 V/cm) enhances the permeability of biological membranes induced by electric field, which in turn impairs the whole cell function. Stepanian et al. [6] have proven, that static electromagnetic field inhibited the proliferation of Escherichia coli K-12 mutant. It is suggested, that the EMF-mediated effect of bacterial growth inhibition is due to the alteration of water structure. To address this matter, the impact of low-frequency (12mT) EMF on the culture of K-12 Escherichia coli mutant has been investigated. The culture was exposed to 12mT EMF for 30 min. It has been shown, that lowfrequency EMF inhibits the growth and reduces the cell-division capability depending on the frequency value. The most accented inhibition was attributed to the 4Hz frequency (20%). Regardless of the frequency, bacteria lost the division ability and were not able to form colonies on solid media. The inhibitory effect of the static magnetic field on the bacterial growth has been also reported by Kohno et al. [7]. Three bacterial strains: Streptococcus mutant, Staphylococcus aureus and Escherichia coli were exposed to magnetic field (30, 60, 80, 100, 120 mt) for 48h 51

68 in 37 o C in anaerobic conditions. The growth ratio, maximal bacteria number and incorporation of [ 3 H]-thymidine were determined. The results have shown, that magnetic field caused the decrease of the growth ratio and the maximal number with regard to S. mutant and S. aureus in the anaerobic conditions. These studies confirm the inhibitory effect of EMF on the bacteria. The bacteriostatic effect of EMF can be also attributed to the shape of bacterial cells. Various bacterial strains, which differed in shape, have been exposed to the 50Hz electromagnetic field. The rod-shaped (E.coli, L.adecarboxyata) and spheric ones (S.aureus, P.denitrificans, S.paucimobilis, R.erythropolis) were compared. The growth of these strains upon exposure to EMF (up to 10mT, t =24 min., temp o C) was determined by comparing their growth curves. The drop of optical density in samples exposed to EMF was observed. The most significant growth-inhibitory effect has been noted in the rod-shaped strains [8]. Recently it has been proven, that the low-frequency electromagnetic field of MHz can exert an anti-bacterial effect on the bacterial biofilms. Biofilm seems to play an important role in the pathogenesis of many chronic diseases. It forms a serious challenge in the area of intra-hospital infections. It has been shown, that the low-frequency electrical field (150mA, 10Hz, 24h) inhibits the biofilm growth and proliferation in the cell lines, both in vitro and in vivo. The mechanism is based on evoking a force which separates the sibling cells upon the cell division process. [9]. It seems worthwhile to conclude, that the electromagnetic field may, under certain conditions, be utilized as one of the means to combat the pathogens of bacterial origin. In our investigations the bacterial strain of Staphylococcus aureus has been subdued to the influence of EMF ( Hz, 3,2 µt, max in pulse 40 µt, or 50 Hz, 10 µt) and the results will be presented. References [1] Pilla, A.A., Markov M.S. Bioeffects of weak electromagnetic fields. Rev. Environ. Health 1994, 10, [2] Robertson B., Astumian R. D. Michaelis-Menten equation for an enzyme in an oscillating electric field. Biophys. J , [3] Carballido-Lopez R., J. Errington. A dynamic bacterial cytoskeleton. Trends Cell Biol. 2003, 13, [4] Massey T. H., Mercogliano C. P., Yates J. et al. Double-stranded DNA translocation: structure and mechanism of hexameric FtsK. Mol. Cell 2006, 23, [5] Yeh, J. I., Chinte U., Du S. Structure of glycerol-3-phosphate dehydrogenase, an essential monotopic membrane enzyme involved in respiration and metabolism. Proc. Natl. Acad. Sci. USA 2008, 105, [6] Stepanian R.S., Barsegian A.A., Alaverdian Zh.R. et al. The effect of magnetic fields on the growth and division of the lon mutant of Escherichia coli K-12. Radiats Biol. Radioecol. 2000, 40, [7] Kohno M., Yamazaki M., Kimura I. I., Wada M. Effect of static magnetic fields on bacteria: Streptococcus mutans, Staphylococcus aureus, and Escherichia coli. Japan Pathophysiology. 2000, 7, [8] Strasaka L., Vetterla V., Fojta L. Effects of 50 Hz Magnetic Fields on the Viability of Different Bacterial Strains. Electromagnetic Biology and Medicine. 2005, anches=24 - v2424, [9] Caubet R., Pedarros-Caubet F., Chu M. et al.. A radio frequency electric current enhances antibiotic efficacy against bacterial biofilms. Antimicrob. Agents Chemother. 2004, 48,

69 RADIOELEKTRONICZNE METODY WYKRYWANIA WYŁADOWAŃ ELEKTROSTATYCZNYCH Zygmunt J. Grabarczyk Centralny Instytut Ochrony Pracy Państwowy Instytut Badawczy Laboratorium Elektryczności Statycznej Wyładowania elektrostatyczne (ESD), są trzecią co do istotności przyczyną zapłonu atmosfer wybuchowych (ok. 8 10% wybuchów). Obecnie na terenie UE ochrona przed ES w strefach zagrożenia wybuchem jest obligatoryjna. Dyrektywa 1999/92/WE (ATEX USERS) stanowi, że na stanowiskach pracy, na których mogą występować atmosfery wybuchowe, dokonuje się okresowej, oceny prawdopodobieństwa występowania oraz uaktywniania się źródeł zapłonu, w tym wyładowań elektrostatycznych. Obecnie ESD wykrywa się metodami optycznymi, akustycznymi, poprzez analizę śladów ESD. Emisję radiową przez ESD do ich wykrywania stosuje się sporadycznie od lat 70. ubiegłego wieku. Starsze metody wykorzystują odbiór wąskopasmowy (odbiorniki AM), nowsze, lokalizujące wyładowanie, odbiór szerokopasmowy. Wykrywanie ESD odbiornikami radiowymi AM stosowali Butterworth, Chubb, Lüttgens i Glor. Chubb wykonywał badania w paśmie MHz, a Lüttgens i Glor w paśmie częstotliwości pośrednich, w celu uniknięcia zakłóceń przez sygnały radiodyfuzyjne. Badania Chubba nie wykazały istnienia optymalnej częstotliwości odbioru przy wykrywaniu wyładowań iskrowych. Butteworth ustalił, że możliwe jest wykrywanie wyładowań koronowych, a ich widmo nie przekraczało 200 MHz. Glor, Lüttgens, Maurer i Post wykorzystywali odbiorniki AM ( khz) do wykrywania wyładowań stożkowych na powierzchni granulatu polimerowego w silosie. Glor, stosując odbiorniki radiowe AM, wykrywał ESD iskrowe i snopiaste o energiach mniejszych 0,2 mj. Wg Crossa, ESD (prócz koronowego) można wykrywać i lokalizować dowolnymi odbiornikami, jednak zalecał on dostrajanie ich do ok. 40 MHz. Do lokalizacji źródła ESD można wykorzystać właściwości fal elektromagnetycznych (EM) i urządzeń odbiorczych: 1. opóźnienie fazowe związane z czasem propagacji sygnału, 2. kierunkowość anten odbiorczych. Różnice czasu propagacji impulsu EM w zależności od przebytej drogi, wykorzystali niezależnie Bernier i wsp. oraz Lin i wsp. Metoda polega na porównywaniu różnic w czasie propagacji od źródła ESD do co najmniej czterech systemów odbiorczych szerokopasmowych (pasmo szersze od 300 MHz). Idea metody jest zbliżona do systemów GPS. Charakteryzuje ją dobra rozdzielczość (rzędu kilku cm), wysoki koszt i niewielki zasięg (kilka metrów), jest przeznaczona do ochrony antystatycznej przy produkcji urządzeń elektronicznych. Badania prowadzone w CIOP PIB koncentrują się na wykrywaniu i lokalizacji ESD, z zastosowaniem dwóch (lub trzech) izotropowych systemów anten ramowych, połączonych 53

70 3-kanałowymi odbiornikami szerokopasmowymi wyposażonymi na wejściu w logarytmiczne wzmacniacze w.cz. (rys. 1) Rys. 1. Struktura systemu wykrywania i lokalizacji wyładowań ESD System odbiera sygnały w zakresie fal krótkich, uzyskuje się zasięg rzędu kilkunastu metrów na wyładowań iskrowych o energii rzędu 1 mj, przy rozdzielczości kilkunastu centymetrów. 54

71 ANALYTICAL APPROACH FOR DETERMINATION OF MAGNETIC FIELD IN SLOTLESS PM LINEAR MOTOR MODEL: COMPARISON WITH MEASUREMENTS Miralem Hadžiselimović 1, Viktor Goričan 1, Tine Marčič 2, Bojan Štumberger 1 1 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia 2 TECES, Research and Development Centre for Electric Machines, Maribor, Slovenia Introduction In the process of designing electrical machines analytical approach for determination of magnetic field in the air-gap of electric machines has a long history. In recent time many papers are dealing with two-dimensional analytical solution for predicting the magnetic field distribution in the air-gap of electrical machines [1-5]. The two-dimensional magnetic field components inside the electrical machines are described by Maxwell s equations by using vector magnetic potential, scalar magnetic potential or the combination of both. In order to confirm 2D analytical solution of magnetic field, authors usually compare results of analytical solution of magnetic field with numerical calculated results obtained by the finite element method (FEM). Such comparison represents ordinary approach for verifying analytical solution of magnetic field in the air-gap of electrical machine. Comparison of the analytical solution of magnetic field distribution with measured results of magnetic field distribution in the air-gap of electrical machine is rarely presented. The aim of this paper is twofold: to present a usage of analytical approach for determination of magnetic field solution, and to present an experimental setup for magnetic field measurement inside the air-gap of slotless PM linear motor model. Analytical approach In the 2D analytical solution of magnetic field, normally two different coordinate systems are used, Polar and Cartesian. For adequate determination of electrical machine s electromagnetic characteristics tangential and normal component of magnetic flux density must be calculated inside the air-gap. In this paper the analytical approach will be presented for calculation of magnetic field density in slotless linear motor model, which has been developed for this research. 55

72 Experimental setup for measuring magnetic field In the full paper the experimental setup will be briefly described. Experimental setup consists of two permanent magnets (PMs) and two parallel soft iron plates, where PMs are placed only on one plate. Magnetic field measurement is conducted by Hall sensor which is positioned by two stepper motors. Each motor is position controlled over the personal computer and LabView software package. Measurements results conducted by the aforementioned experimental setup are presented in Fig. 1 and 2. Conclusion In the full paper the analytical solution and experimental setup for magnetic field determination inside the slotless PM linear motor model will be presented. Comparison between measured results obtained by the aforementioned experimental setup and those analytically calculated will be presented as well. Fig. 1. Tangential component of magnetic field density distribution in the air-gap of slotless PM linear motor model Fig. 2. Normal component of magnetic field density distribution in the air-gap of slotless PM linear motor model 56

73 References [1] P. Virtič, B. Štumberger, 2D Analytical Solution of Magnetic Field in Linear Permanent Magnet Synchronous Machine; Comparison of Analytical and Numerical Solution of Magnetic Field by Permanent Magnets, Prz. Elektrotech., Vol. 83, No. 7-8, p.p [2] Z. Q. Zhu, D. Howe, Analytical Prediction of the Cogging Torque in Radial-Field Permanent-Magnet Brushless Motors, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 28, No. 2, p.p , March [3] Z. Q. Zhu, D. Howe, E. Bolte, et al., Instantaneous Magnetic-Field Distribution in Brushless Permanent- Magnet DC Motors: I. Open-Circuit Field, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 29, No. 1, p.p , Januar [4] J. Azzouzi, G. Barakat, B. Dakyo, Quasi-3-D Analytical Modeling of the Magnetic Field of an Axial Flux Permanent-Magnet Synchronous Machine, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 20, No. 4 p.p , December [5] P. Virtič, M. Hadžiselimović, B. Štumberger, Static Thrust and Normal Force Calculation in a Slotless- Type Permanent Magnet Linear Synchronous Motor. Prz. Elektrotech., Vol. 83, No. 12, p.p ,

74

75 BADANIA ODPORNOŚCI STOPU NITI NA KOROZJĘ WŻEROWĄ ORAZ SZCZELINOWĄ Z WYKORZYSTANIEM METOD ELEKTROCHEMICZNYCH Marcin Kaczmarek Politechnika Śląska, Instytut Materiałów Inżynierskich i Biomedycznych Wprowadzenie Stopy z pamięcią kształtu (ang. Shape Memory Alloys SMA) są unikalną klasą stopów metali, które mają zdolność do zapamiętania nadanego im kształtu, tzn. poddane odkształceniom trwałym w odpowiednich warunkach powracają do poprzedniego kształtu. Czynnikami, które powodują zmianę kształtu są: temperatura, pole magnetyczne, odciążenie wcześniej obciążonego materiału. Zdolność do takiej reakcji na bodźce zewnętrzne sprawia, że SMA są jednym z podstawowych materiałów zaliczanych do grupy materiałów inteligentnych. Najpopularniejszym oraz najszerzej wykorzystywanym stopem z pamięcią kształtu jest stop niklu i tytanu, znany pod handlową nazwą jako Nitinol. Stopy niklu i tytanu były wykorzystywane już od wczesnych lat siedemdziesiątych XX w. Znalazły one ogromne zastosowanie w wielu gałęziach techniki, jednak największe zastosowanie znalazły w medycynie. W przypadku medycznych zastosowań stopu NiTi najważniejszymi warunkami jakie powinny spełniać te stopy są odpowiednia biotolerancja oraz odporność na korozje. Jak wiadomo, nikiel należy do pierwiastków o małej tolerancji w organizmie. W badaniach na zwierzętach doświadczalnych oraz w testach korozyjnych przeprowadzonych w roztworach fizjologicznych wykazano, że odporność korozyjna stopu, jak i jego biotolerancja w środowisku tkankowym, jest zbliżona do stali chromowo-niklowo-molibdenowej typu AISI 316L i na tej podstawie wyciągnięto wniosek, że stop ten może być stosowany na implanty krótkotrwałe. Jednakże, odporność na korozję wżerową nie jest jedynym kryterium determinującym biotolerancję tych stopów. Rodzaj korozji oraz intensywność jej przebiegu zależą od składu chemicznego i fazowego metalicznego tworzywa, rodzaju obciążenia, cech geometrycznych implantu i techniki operacyjnej. Niszczenie implantu może być mechaniczne, użytkowe lub korozyjne, dla którego z kolei wyróżnia się korozję wżerową, szczelinową, naprężeniową oraz zmęczeniową. Celem przeprowadzonych badań było określenie odporności stopu NiTi o zmodyfikowanych powierzchniach na korozję wżerową oraz szczelinową z wykorzystaniem metod elektrochemicznych. 59

76 Materiał i metody Materiał do badań stanowiła blacha ze stopu NiTi w stanie nadsprężystym firmy Memry. Skład chemiczny badanego stopu spełniał zalecenia normy ASTM Próbki do badań zostały wycięte w kształcie kwadratu 9 x 9 mm. Chropowatość powierzchni wyjściowej (szlifowanej) wynosiła 0,7 m. W celu zmniejszenia chropowatości powierzchni, do zalecanej wartości Ra = 0,16 m, zastosowano polerownie mechaniczne. Proces polerowania prowadzono najpierw na papierze ściernym #2000, a następnie z wykorzystaniem past diamentowych o wielkości ziarna od 9 m do 1 m, uzyskując chropowatość Ra = 0,14 m. Kolejnymi zabiegami obróbki powierzchniowej były polerowanie elektrolityczne, przeprowadzone w kąpieli zawierającej kwas fluorowodorowy oraz pasywacja chemiczna przeprowadzona w H 2 O 2. Odporność na korozję wżerową stopu NiTi badano metodą potencjodynamiczną, poprzez rejestrację krzywych polaryzacji anodowej. Badania rozpoczynano od wyznaczenia potencjału otwarcia E OCP. W dalszej kolejności zarejestrowano krzywe polaryzacji anodowej, rozpoczynając pomiary od potencjału o wartości E pocz = E OCP 100 mv. Zmiana potencjału następowała w kierunku anodowym z szybkością 1 mv/s. Po uzyskaniu gęstości prądu anodowego i = 1mA/cm2 zmieniano kierunek polaryzacji. W ten sposób rejestrowano krzywą powrotną. Badania przeprowadzono w roztworze fizjologicznym Tyrode a. Na podstawie krzywych polaryzacji anodowej wyznaczono: E OCP - potencjał otwarcia, E b - potencjał przebicia lub E tr - potencjał transpasywacji, E np - potencjał repasywacji, i cor - gęstość prądu korozyjnego, R p - opór polaryzacyjny. Elektrochemiczne badania odporności na korozję szczelinową stopu Ni-Ti wykonano metodą chronoamperometryczną wg zmodyfikowanej normy ASTM F Próbki polaryzowane były do maksymalnej wartości potencjału +0,8 V. Jeżeli korozja nie występowała w początkowych 20 s, czego oznaką były niskie wartości prądu anodowego, wówczas kontynuowano polaryzację próbki przy potencjale +0,8 V, aż do czasu równego 15 min. Po tym czasie pomiar był przerywany i materiał próbki uznawano za odporny na korozję szczelinową w środowisku testowym, gdy przy potencjale +0,8 V nie następował wzrost prądu anodowego. Natomiast, gdy rejestrowany był wzrost prądu anodowego przy potencjałach mniejszych od Eks = + 0,8 V, to wynik przyjmowany był jako negatywny, nie spełniający zaleceń normatywnych odporności na korozję szczelinową. Wyniki Wyniki badań odporności na korozję wżerową oraz szczelinową badanego stopu NiTi po różnych zabiegach modyfikacji powierzchni przedstawiono w tablicy 1. Tablica 1. Wyniki badań odporności na korozję wżerową oraz szczelinową badanego stopu NiTi Obróbka powierzchniowa E OCP, mv E b lub E tr, mv E np, mv Odporność na korozję szczelinową Szlifowanie Nie Polerowanie mechaniczne Nie Polerowanie mechaniczne Tak Pasywacja Polerowanie elektrolityczne Tak Polerowanie elektrolityczne + Pasywacja Tak 60

77 INDUCTION HEATING OF NONMAGNETIC CYLINDRICAL BILLETS BY ROTATION IN MAGNETIC FIELD PRODUCED BY UNMOVING PERMANENT MAGNETS Pavel Karban, František Mach, Ivo Doležel University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering, Czech Republic Induction heating of nonmagnetic (mostly aluminum) billets is a widely spread industrial technology used mainly for their softening before hot forming. The conventional process working with classical inductors exhibits electrical efficiency about 40 60%. This means that more than 40% of the delivered power is transformed into heat loss in the inverters and inductors and the produced heat must be carried off by appropriate cooling media. An innovative technique was recently introduced consisting in rotation of such billets in a time invariable magnetic field produced by a system of static DC currents-carrying coils or static permanent magnets. The paper is aimed at the numerical analysis of the latter case, the velocity of rotation being supposed constant. A typical example is depicted in Fig. 1. w rotating billet thermal insulation magnetic circuit permanent magnets Fig. 1. Cylindrical ingot rotating in a system of permanent magnets The aim of the paper is to find: the dependence of the average volumetric Joule losses in the heated cylinder and the drag torque on the frequency of revolutions f, experimental finding of the boundary condition for the temperature field (respecting both convection and radiation), and the time evolution of the temperature for different revolutions f, The continuous mathematical model of the problem consists of two partial differential equations describing the distribution of magnetic and temperature fields. The first one, describing the magnetic field in terms of magnetic vector potential A, 1 curl curl A Hc v curl A 0, (1) 61

78 where is the electrical conductivity, v is the local velocity of rotation, and H c is the coercive force of the permanent magnets. The sufficiently distant artificial boundary is characterized by the Dirichlet condition A 0. The temperature field obeys the equation T divgradt c gradt pj t v, (2) where is the thermal conductivity, is the specific mass, and c denotes the specific heat. Finally, the symbol p denotes the time average internal sources of heat (the specific Joule losses) determined from the formula J p 2 J eddy / J, where J eddy is the eddy current density given by Jeddy v curl A. The temperature field is calculated only in the billet. The boundary condition around the billet respects both the convection and radiation. All physical parameters of the billet are generally functions of the temperature. The numerical solution of both equations is carried out by the higher-order finite element method in the hard-coupled formulation, using our own library Hermes and user interface Agros. A short description of the algorithm of the numerical solution follows: First, equations (1) and (2) are reformulated in the sense of the weak solution. The magnetic vector potential A is solved on an automatically adapted higher-order finite element mesh. The obtained solution is subsequently used for a time-dependent computation of the temperature field. The mesh for its computation is generally different from the mesh for used for the magnetic field. On each time level, optimal meshes are obtained automatically by independent adaptive processes. This means that they are dynamically changing in time as the solution changes, respecting specific features of both fields. The described way of induction heating is applied to a hollow rotating aluminum pipe. The geometry of the system is depicted in Fig. 2 (together with the distribution of corresponding magnetic field). Its length in the direction of the axis of symmetry is 40 mm. The complete arrangement of the stand used for experimental verification is shown in Fig. 3. The permanent magnets NdBFe are of type VMM10 (probably the strongest permanent magnets available in the market). Their average relative permeability in the second quadrant is ra 1.21 and their remanence Br 1.4 T. For an illustration, Fig. 4 shows the time evolution of the average temperature of the pipe for n 6000 /min. detail of heating part rubber holders heated pipe inverter high-speed motor heating part heated pipe Fig. 2. Investigated magnetic circuit Fig. 3. Arrangement of the experimental stand 62

79 Fig. 4. Time evolution of the average temperature of the pipe for n 6000 /min And for c 90 W/(m 2 K) The financial support of the Grant Agency of the Czech Republic (project No. P102/10/0216) and Research Plan MSM is gratefully acknowledged. 63

80

81 EFEKTYWNOŚĆ ORAZ ASPEKTY EKONOMICZNE W OBLICZENIACH ELEKTROMAGNETYCZNYCH I OPTYMALIZACYJNYCH UKŁADÓW ELEKTRYCZNYCH Leszek Kasprzyk, Andrzej Tomczewski, Karol Bednarek Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej Wstęp W analizach konstruktorskich dotyczących układów elektrycznych bardzo istotnym elementem w realizowanych obliczeniach jest ich efektywność. Wiąże się ona z rozwiązywalnością postawionego problemu, prawidłowym doborem metod obliczeniowych, uzyskiwaną dokładnością, jak również czasem trwania obliczeń. Wymagania związane z własnościami funkcjonalnymi wytwarzanych obiektów, a równocześnie z dążeniem do oszczędności surowców i energii, zagadnieniami bezpieczeństwa użytkowania, trwałości i niezawodności produktów bardzo często wpływają krańcowo odmiennie na kształtowanie procesu produkcyjnego. Z tego względu na etapie projektowania układów elektrycznych przeprowadza się analizy optymalizacyjne, w których właściwie ujęta relacja między poszczególnymi kryteriami umożliwia osiągnięcie zamierzonego celu, czyli wykreowanie najkorzystniejszego rozwiązania z punktu widzenia wszystkich stawianych wymagań. Swoistym łącznikiem, pozwalającym na wyważenie skrajnie oddziałujących wymagań i właściwe sprecyzowanie funkcji kryterialnej w procesach optymalizacyjnych, są czynniki ekonomiczne. W pracy zajęto się zarówno aspektami ekonomicznymi w konstruowaniu wybranych układów elektrycznych, jak również zagadnieniami efektywności realizowanych obliczeń elektromagnetycznych oraz optymalizacyjnych. Jako przykłady przedstawiono analizy związane z kształtowaniem konstrukcji szynoprzewodów elektroenergetycznych oraz z obliczaniem i optymalizacją rozkładu strumienia świetlnego w obiekcie przemysłowym. Aspekty ekonomiczne w zagadnieniach optymalizacyjnych Dwoma czynnikami najintensywniej wpływającymi na kreowanie procesu produkcyjnego są koszty inwestycyjne (zużycie materiału konstrukcyjnego) oraz koszty eksploatacyjne (straty energetyczne). Czynniki te oddziałują na kształtowanie geometrii szynoprzewodów skrajnie przeciwnie. Minimalizacja zużycia materiału (zacieśnianie wymiarów geometrycznych) wywołuje znaczny wzrost strat mocy na jednostkę długości toru (głównego składnika kosztów eksploatacyjnych), natomiast minimalizacja strat mocy prowadzi do nadmiernego wzrostu wymiarów geometrycznych (a w efekcie zużycia materiału, czyli kosztów inwestycyjnych). Zastosowanie funkcji celu bazującej na rachunku kosztów kalkulowanych (związanych z pro- 65

82 dukcją i eksploatacją szynoprzewodów) umożliwia uzyskanie optymalnej geometrii torów, przy której będą najmniejsze globalne koszty przesyłu energii. Całkowite koszty roczne K przesyłu energii odniesione do mocy przesyłanej i długości linii określa zależność [4]: przy czym a k a d K K1 K2 K3 Kd Kp (1) S l S l K p mq1 SH K at r K ka kr (2) S S l gdzie: K 1 - koszt toru (lub kabla) łącznie z ewentualnym chłodzeniem, K 2 - koszty ułożenia, K 3 - koszty osprzętu, a k - współczynnik rocznego kosztu amortyzacji (łącznie z kosztami obsługi), K d - koszty wyposażenia dodatkowego, a d - współczynnik rocznego kosztu amortyzacji wyposażenia dodatkowego, l - długość linii, S - moc przesyłowa linii, K p koszty eksploatacyjne (straty mocy, konserwacja), S H - moc urządzeń pomocniczych, q 1 - całkowite straty mocy w jednej fazie toru na jednostkę długości, K a - jednostkowy koszt energii, t r - roczny czas pracy linii, K k - koszt instalacji urządzeń dodatkowych w elektrowni, m - liczba faz, a kr - współczynnik rocznego kosztu amortyzacji urządzeń dodatkowych w elektrowni. W analizach kosztów układów oświetlenia elektrycznego nie jest możliwe ustalenie rocznej wartości składowej eksploatacyjnej. Jej wartość związana jest z okresową wymianą źródeł oraz konserwacją, uzależnioną od liczby przepracowanych przez system godzin. Z tego względu wyznaczana jest wartość kosztów całkowitych K c (ponoszonych w całym okresie eksploatacji), z uwzględnieniem stopy dyskontowej p w składniku eksploatacyjnym [4]. Efektywność obliczeń elektromagnetycznych i optymalizacyjnych Efektywność obliczeń w znacznym stopniu zależy od prawidłowości doboru metod wyznaczania parametrów elektrodynamicznych w układzie (determinujących warunki pracy elementów i urządzeń) i rozkładu pola elektromagnetycznego z zakresu widzialnego, zastosowanej metody optymalizacji oraz wprowadzenia procedur skracających czas trwania obliczeń, przy zachowaniu określonej dokładności. Do wyznaczania parametrów elektrodynamicznych torów wielkoprądowych zastosowano metodę równań całkowych, dzięki czemu osiąga się zawężenie obszaru dyskretyzacji rozważanego układu. Uzyskane błędy obliczeń są mniejsze od 2 %, co przy obliczeniach cieplnych jest bardzo dobrym wynikiem i świadczy o trafności wyboru metody (szczegóły proceduralne zawarto w pracy [3]). Jedną z najkorzystniejszych metod, stosowanych podczas realizacji obliczeń rozkładu strumienia we wnętrzach, jest metoda wielokrotnych odbić strumienia świetlnego. Zakłada się w niej, że wnętrze rozumiane jest jako fragment pewnej przestrzeni ograniczającej rozchodzenie się strumienia świetlnego. W celu utworzenia równania, umożliwiającego określenie wartości strumienia na poszczególnych powierzchniach, wyznacza się współczynniki określające stopień sprzężenia poszczególnych powierzchni ze sobą. Na tej podstawie otrzymuje się duże 66

83 układy algebraicznych równań liniowych, które rozwiązuje się zazwyczaj metodami iteracyjnymi [2]. W analizach optymalizacyjnych w obu zrealizowanych praktycznie przypadkach zastosowano metodę zmodyfikowanego algorytmu genetycznego. Osiąga się dzięki temu punkt optymalny w sensie globalnym (algorytm nie utyka w optimach lokalnych). W obu przedstawionych zagadnieniach obliczenia optymalizacyjne są bardzo czasochłonne, z tego względu istotne staje się opracowanie algorytmów, pozwalających na redukcję czasu ich realizacji. Jednym z bardzo efektywnych sposobów umożliwiających znaczące skrócenie czasu analizy numerycznej, przy jednoczesnym zachowaniu dokładności uzyskanych wyników, jest zrównoleglenie obliczeń. W zagadnieniach optymalizacyjnych zrównoleglenia dokonano rozdzielając obliczenia dla poszczególnych osobników w bieżącym pokoleniu algorytmu genetycznego na różne procesory. W zadaniu dotyczącym analizy rozkładu strumienia świetlnego zrównoleglenie wprowadzono na trzech etapach procesu obliczeniowego: podczas wyznaczania współczynników sprzężenia oraz składowej bezpośredniej strumienia świetlnego, a także w trakcie rozwiązywania układu równań liniowych [1,2]. Wyniki obliczeń Obliczenia optymalizacyjne dla torów wielkoprądowych realizowano dla układu trzech przewodów fazowych o przekroju pierścienia owalnego rozmieszczonych symetrycznie wewnątrz cylindrycznej osłony. Materiałem konstrukcyjnym jest aluminium, a czynnikiem izolującym powietrze. Przyjęto następujące dane do obliczeń: U n = 3 kv, I n = 1 4 ka, maksymalne temperatury: otoczenia T o = 308 K, osłony T s = 333 K, przewodów T c = 363 K. Wyniki obliczeń parametrów geometrycznych (grubości ścianki przewodu g, dużej a oraz małej b średnicy owalu przewodu fazowego, wysokości zawieszenia przewodów h oraz promienia wewnętrznego osłony R s ), przedstawiono na rys. 1. R s h a b 2g 1 1,25 1,6 2 2,5 3,15 4 [ mm ] 500 I [ ka ] Rys. 1. Wpływ zmian prądu znamionowego na wartości optymalnych wymiarów geometrycznych torów, przy U n = 3 kv Obliczenia optymalizacyjne w zakresie oświetlenia przeprowadzono dla obiektu przemysłowego z trzema podobszarami o zróżnicowanych wymaganiach oświetleniowych: całkowita długość 90 m (40 m, 30 m, 20 m), szerokość 35 m oraz zróżnicowana wysokość 5 m i 7 m. Między podobszarami nie występują przegrody przesłaniające strumień świetlny. Zgodnie z normą europejską EN :2002 ustalono podstawowe wymagania normatywne. W efekcie przeprowadzonej optymalizacji ustalono typy, ilości oraz sposoby rozmieszczenia opraw oświetleniowych w podobszarach, pozwalające uzyskać minimum całkowitych kosztów systemu oświetleniowego. W tabeli 1 zestawiono wyniki rozwiązań optymalnego i innych poprawnych technicznie, spełniających wymagania normatywne i ograniczenia. Dla przedstawionych rozwiązań nieoptymalnych wyznaczono procentowy wzrost kosztów całko- 67

84 witych w stosunku do rozwiązania optymalnego. Pozostałe rozwiązania oznaczają rozwiązania dopuszczalne, których parametry oświetleniowe przekraczają wartości wyznaczone dla rozwiązania optymalnego nie więcej niż 5 %. Tabela 1. Porównanie kosztów całkowitych systemu oświetlenia dla rozwiązania optymalnego oraz innych spełniających wymagania normatywne i ograniczenia L.p. Typ rozwiązania Koszty całkowite [zł] Wzrost kosztów [%] 1 Optymalne Nieoptymalne ,88 3 Nieoptymalne ,58 Uwagi i wnioski Zastosowanie analiz ekonomicznych w optymalizacji obiektów technicznych pozwala na właściwe wyważenie skrajnie przeciwnie oddziałujących kryteriów optymalizacji w kreowaniu najkorzystniejszego rozwiązania konstrukcyjnego projektowanych układów. Wykorzystanie algorytmów równoległych umożliwia znaczące skrócenie całkowitego czasu analizy numerycznej, a zatem poprawę efektywności realizowanych obliczeń. Czas obliczeń optymalizacyjnych prezentowanego zadania z zastosowaniem algorytmu sekwencyjnego realizowanego na komputerze PIV 2.8 GHz wyniósł średnio 1990 minut, natomiast w przypadku algorytmu równoległego, wykorzystującego klaster zbudowany z 10 węzłów PIV 2.8 GHz zmniejszył się i wyniósł około 250 minut. Właściwy dobór metod optymalizacji oraz wyznaczania parametrów elektrodynamicznych układów elektrycznych umożliwia osiągnięcie pożądanych dokładności obliczeń. Literatura [1] L. Kasprzyk, R. Nawrowski, A. Tomczewski, Application of a Parallel Virtual Machine for the Analysis of a Luminous Field, Proc. EuroPVMMPI 2002, Vol. 2474, Springer-Verlang Berlin Heilderberg New York 2002, pp [2] L. Kasprzyk, R. Nawrowski, A. Tomczewski, Analysis of a Light Field with the use of Parallel Computers, International Conference on the Computation of Electromagnetic Fields Compumag 2007, Aachen, 2007, pp [3] K. Bednarek, Parametry cieplne w trójfazowych torach wielkoprądowych, Przegląd Elektrotechniczny, nr 12, 2005, s [4] K. Bednarek, A. Tomczewski, Ekonomiczne aspekty optymalizacji układów technicznych, Konferencja Naukowo-Techniczna Zastosowania Komputerów w Elektrotechnice, Poznań, kwiecień 2010, s

85 WYKORZYSTANIE PAKIETU MATLAB/SIMULINK DO BADAŃ REALIZOWALNOŚCI REGULACJI UKŁADÓW NAPĘDOWYCH W ZAMKNIĘTEJ PRZEZ SIEĆ INTERNET PĘTLI SPRZĘŻENIA ZWROTNEGO Paweł Kielan Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki Elementy układów mechatronicznych, w tym napędy elektryczny czy też aktuatory stosowane dzisiaj zarówno w zastosowaniach powszechnych jak i wyspecjalizowanych podlegają ciągłej ewolucji. Celem pracy w tym zakresie jest opracowanie metodologii badań realizowalności regulacji w czasie rzeczywistym z wykorzystaniem Internetu. W badaniach zaproponowano wykorzystanie modeli matematycznych układów napędowych, zaimplementowanych w oprogramowaniu symulacyjnym Matlab/Simulink. Dzięki takiemu rozwiązaniu, możliwe jest przyspieszenie analizy regulacji układów napędowych różnych typów przez Internet. Dla potrzeb projektu zostały opracowane w języku C++ dwa oddzielne wątki programowe (Serwer oraz Klient), wykorzystując tym samym jedną z możliwości oprogramowania Matlab/Simulink, czyli implementacji własnych programów napisanych w dowolnym języku programowania. Program Serwer dołączony jest w chwili włączenia symulacji do modelu silnika, natomiast program Klient połączony jest z modelem sterownika. Programy te uruchamiane są jako kolejne wątki głównego procesu (rys. 2.). Rozwiązanie to umożliwia wymianę danych pomiędzy modelami sterownika i silnika, pośrednio w sieci Internetowej poprzez programy Klient oraz Serwer. WSPÓLNA PRZESTRZEŃ ADRESOWA MATLAB/SIMULINK MATLAB/SIMULINK Wątek nr1 Model Silnika Wątek Server Model Sterownika Wątek Klient PROCES Model silnika/ sterownika Zmienne globalne Internet Wątek nr2 Program Server/ Klient Dane Internet Rys. 1. Schemat ideowy stanowiska badawczego Rys. 2. Współpraca pomiędzy modelem matematycznym, a oprogramowaniem komunikacyjnym w środowisku Matlab/Simulink 69

86 Stanowisko badawcze zbudowano na bazie dwóch komputerów o tej samej konfiguracji sprzętowej oraz programowej (system Windows 7). Na komputerach zainstalowano również oprogramowanie symulacyjne Matlab/Simulink w wersji 7.1, z zaimplementowanymi modelami matematycznymi i programami wymiany danych poprzez sieć Internet (rys. 1.). Aktualnie prowadzone prace są kontynuacją prac [1,3,5,6] i związane są z realizacją projektu badawczego N N W artykule przedstawione zostaną wyniki regulacji układów napędowych (modele matematyczne) w zamkniętej przez sieć Internet pętli sprzężenia zwrotnego. Dane te zostaną porównane z wynikami regulacji otrzymanymi bez użycia sieci (model matematyczny sterownika oraz silnika uruchomiony na tym samym komputerze). Celem badań jest stwierdzenie przydatności sieci Internetowej do sterowania układami napędowymi (o określonej elektromechanicznej stałej czasowej, w zakresie od 100ms do 3s) w zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego od prędkości z użyciem metod sterowania z wykorzystaniem sieci internetowe opartej na protokołach TCP/IP oraz UDP. Literatura 1. Kielan P., Kluszczyński K.: Rejestracja danych o pracy odległych aktuatorów za pośrednictwem sieci Internet. Wiadomości Elektrotechniczne S.Vitturi: DP-Ethernet the profibus DP protocol implemented on Ethernet. Computer Communications, Elsevier Science B.V., Kielan P., Kluszczyński K.: Sterowanie pracą odległych aktuatorów za pośrednictwem sieci Internet. VIII Seminarium Naukowe Wybrane Zagadnienia Elektrotechniki i Elektroniki WZEE'2008, Białystok- Białowieża, wrzesień P. Gaj: Zastosowanie protokołu TCP/IP do transmisji informacji dla potrzeb przemysłowych systemów kontrolno-nadzorczych, Politechnika Sląska, Wydział Automatyki, Elektroniki i Informatyki, Kielan P., Kluszczyński K.: Use of virtual robot model for investigations on delays In TCP/IP/Ethernet network from viewpoint of control module. 5th International Symposium on AUTOMATIC CONTROL, Wismar, Niemcy, wrzesień Kielan P.: Badanie wpływu opóźnień w sieci TCP/IP/Ethernet na układ regulacji. XVIII Sympozjum Środowiskowe PTZE, Zamość, 1-4 czerwiec 2008 Praca naukowa finansowana ze środków na naukę jako projekt badawczy N N

87 MEASUREMENTS OF INDUCED CURRENTS IN THE HUMAN BODY AS A ASSESSMENT OF POSSIBLE HEALTH RISK FROM ELECTROMAGNETIC FIELDS Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz Military Institute of Hygiene and Epidemiology, Department of Microwave Safety, Warsaw Introduction One of the mechanisms of interaction between electromagnetic field and human body is flow of current through human tissues and organs. Flow of electric current into the body of exposed person may be due to direct influence of electromagnetic field onto human body (induced current). It may be also a result of an indirect influence, in case of contact between a human body and conductive objects which are placed in electromagnetic field (touch current). As well, both induced currents and touch currents can disturb functions of a living organism. Electric field intensity in the nearness of devices During research it has been made the measurements of spatial distribution of electric field strength for four types of manpack radio used by Polish Army. Measurements of electric field strength generated by manpack radio was performed in free space conditions. Examples of electric field strength values and its distributions for Harris manpack radio is presented on Figure 1. Fig. 1. Values of electric field strength in the nearness of Harris manpack radio The electric field strength in the nearness of manpack radio is characterized by big variability in space. The operator s head is in threatened zone, shoulders usually in intermediate zone and legs in safe zone. Taking into account above mentioned conditions polish regulations drastically reduce the work time of the manpack radio operators. 71

88 Measurements of induced current as a assessment of possible health risk Every time when the exposure of the person on electromagnetic field is highly nonuniform European Resolution 2004/40/EC recommends to use internal measures of exposure. For devices working on frequency up to 100 MHz, in case of offense permissible exposure levels of electric field strength (external measures of exposure) we shall to assess the exposure only by values of SAR or induced currents in the operator s body. The SAR coefficient is calculated by phantom measurements or by computer simulations, but induced currents may be calculated or measured directly. Computer simulations for manpack radio show that SAR at frequency to 90 MHz is the biggest not in shoulders area (in the nearness of manpack radio), but in ankles area. Examples of numerical calculation of SAR for manpack radio are presented on Figure MHz 90 MHz Fig. 2. Examples of numerical calculation of SAR in the body of manpack radio operator Calculations of SAR coefficient and induced currents need very sophisticated computer software, fast computer, extensive knowledge and experience in representation of human body in computer environment. However induced current can be easily measured. One of devices destined for those measure is clamp meter type HI Induced current measurement by clamp meter show, that, in spite of large exposure to electric field, measured value of induced current in the leg not exceed permissible value of 100 ma. Example of induced current value in the manpack operator s leg is presented on Figure 3. Fig. 3. Induced current in the manpack radio operator s leg 72

89 Conclusion Our investigation showed that in case of portable devices, such a manpack radio, despite of considerable values of electric field strength in the nearness of worker, a crucial factor to assess the exposure of worker is induced current in legs. 73

90

91 EMISJE ELEKTROMAGNETYCZNE PLANET A POSZUKIWANIE ŻYCIA PRZYPADEK ZIEMIA Zbigniew Kłos Centrum Badan Kosmicznych PAN, Warszawa Otoczenia planet posiadających magnetyczne pole planetarne emitują w szerokim zakresie fale elektromagnetyczne. Subtelna charakterystyka widma tych fal zawiera informację o źródłach jego generacji. Jonosfery otaczające te planety są istotnym czynnikiem wpływającym na strukturę widma,tłumienia lub wzmacniania inteligentnych czynników źródeł generacji. Cechy te zmieniają się znacznie w zależności od orbity obserwacji. Obserwacje w czasie 50-lecia ery kosmicznej widma elektromagnetycznego Ziemi, z różnie położonych wokół niej orbit dostarczyły wiele przekonywujących danych. Jednym z przykładów są pomiary sondy GALILEO, która w locie do Jowisza zbliżyła się w grudniu 1990 do Ziemi i odkryła na niej życie inteligentne. Podobnie wcześniejsze pomiary dalekie na RAE-1, te z rejonu granicy magnetosfery na WIND oraz z jej wnętrza na INTERBALL jak również z samej głębi ziemskiej jonosfery na serii satelitów IK-19,IK-24,IK-25 APEX oraz CORONAS-I potwierdziły te interesujące obserwacje. W referacie przedstawiono najbardziej interesujące zjawiska falowe zaobserwowane na tych kilkunastu satelitach te cechy w obserwowanym widmie, które świadczą o antropogennym źródle generacji. 75

92

93 SMART AND META MATERIALS NEW TRENDS IN MATERIAL TECHNOLOGY Romuald Kotowski, Teresa Lenkowska Polish-Japanese Institute of Information Technology, Warsaw, Poland The State College of Computer Science and Business Administration, Łomża, Poland The history of smart materials started in 1840 s when James Prescott Joule noticed that iron changed length in response to changes in magnetism. The name of this phenomenon is the Joule effect and the class of materials in which this effect occurs is called the magnetostrictive materials. Some kinds of magnetostrictive materials are cobalt, iron, nickel, ferrite, terbium alloys (Terfenol-D), metglass. Since that time the significant number of other intelligent materials was found and the progress in research was tremendous. Smart materials, and smart structures, can impart information about their environment to an observer or monitoring device. They revolutionized fields as diverse as engineering, optics, and medical technology. Advances in smart materials are impacting disciplines across the scientific and technological landscape [1]. In this context the following classification of materials and systems is usually used: Category Material characteristics System behaviours Materials have given properties and are "acted upon" Traditional materials: natural materials (stone, wood) fabricated materials (steel, aluminium, concrete) High performance materials: polymers, composites Smart materials: Propertychanging and energy exchanging materials Material properties are designed for specific purposes Properties are designed to respond intelligently to varying external conditions or stimuli Materials have no or limited intrinsic active response capability but can have good performance properties Smart materials have active responses to external stimuli and can serve as sensors and actuators properties Smart materials can be divided into two groups: 1. The first group comprises the "classical" active materials and is characterized by the type of response these materials generate. Upon application of a stimulus the materials respond with a change in shape and/or in length of the material. Thus input is always transformed into strain, which can be used to introduce motion or dynamics into a system. 2. The second group consists of materials that respond to stimuli with a change in a key material property, for example electrical conductivity or viscosity. Some of the interesting, e.g. biomedical, applications of smart materials are outlined below: smart pressure bandages, smart suture, smart shirt (developed by Georgia Tech along with Sensa Tex, Inc., "Smart Shirt," is a T-shirt that functions like a computer, with optical and conductive fibers integrated into the garment.; the shirt monitors the wearer s heart rate, EKG, respiration, temperature, and a host of vital functions, alerting the wearer or physician if there 77

94 is a problem and can be used to monitor the vital signs of law enforcement officers, fire men, astronauts, military personnel, chronically ill patients, elderly persons living alone, athletes, and infants). The very important class of smart materials are piezoelectric materials, discovered in the 1880 s by Jacques and Pierre Curie through experiments with quartz. The opposite phenomenon to piezoelectricity is electrostriction. Some piezoelectric materials are: quartz, barium titanate, cadmium sulfide, lead zirconium titanate (PZT), piezoelectric polymers (PVDF, PVC). PZT is the most popular piezoelectic material in use. Its physical properties can be optimized for certain applications by controlling the chemistry and processing of this material. Another smart materials are shape-memory alloys which alter in response to changes in temperature. In 1932, shape memory was discovered. At Naval Ordinance Labs in 1962, nickel-titanium alloys were found to exhibit shape memory significantly, and revolutionized the field of research. At a low temperature, the material is in its martensitic state. When heated, it will regain its original or memory shape. Most other materials undergo drastic material property changes upon heating; materials may become brittle or stiff and can thus be prone to breaking. Shape-memory alloys can tolerate strain 3 to 25 times higher than piezoelectrics can. Some shape-memory alloys are nickel-titanium (Nitinol), gold-cadmium, brass, ferromagnetic (a thin film, low bandwidth alloy). Liquid crystals should be included into the class of smart materials too. Quite another class of materials are metamaterials. Their astonishing properties are due to the new technological possibilities only. One of such properties is invisibility for which the electromagnetic cloaking is responsible. The main objective of cloaking is to encapsulate an object into a cloak, a carefully designed material with special optical properties, such that the object becomes invisible [2]. This is achieved by the proper bending of light rays that they flow smoothly around the object and after passing it, restore their original direction, creating the illusion that the space is empty. During the presentation the detailed description of this effect will be given and discussed. Acknowledgements The paper was partially supported by grant no NN of the Polish Foundation of the Ministry of Science and Higher Education (MNiSW). References [1] Encyclopedia of Smart Materials, Volumes 1-2, John Wiley & Sons, 2002 [2] T. Tyc, Huanyang Chen, Che Ting Chan, Ulf Leonhardt, Non-Euclidean cloaking for light waves, arxiv: v1 78

95 THE AGE OF ELECTRO-MAGNETIC WAVES IN JAPAN A SHORT HISTORY Romuald Kotowski, Mitsuhiko Toho Polish-Japanese Institute of Information Technology, Warsaw, Poland During the presentation the following subjects will be discussed: 1. The beginning of the electricity in Japan Studies on electricity in Japan started by Hiraga Gennai in 70s of the 18 th century. Hiraga Gennai was a Japanese man living in the Edo period. Born 1729, died He formally displayed an elekiter (an electrolastic generator) in An elekiter is a small box that generates electricity through creating friction, then stores the electricity. Gennai supposedly acquired his elekiter on his second trip to Nagasaki but apparently his elekiter was originally from Holland. Hiraga Gennai, using his Elekiter (Wiki) Matsushiro Matsunosuke An experimental equipment for wireless telecommunication at Tsukijima, Tokyo,

96 It was when one hundred years later when electricity was first used in Japan. It happened on March 25, 1878 at the Institute of Technology in Toranomon, Tokyo, when an arc lamp was switched on in commemoration of the opening of the Central Telegraph Office. Eight years later, in 1886, Tokyo Electric Lighting commenced operations as the nation's first electricity company, and began supplying electricity to the public in the following year. 2. Wireless telecommunications The first experiments with the wireless communication were made by Shida Rinzaburo ( ) who used EM waves on the water surface at Sumidagawa river in Next, Matsushiro Matsunosuke ( ) has carried the first wireless communication between a transmitter at Tsukiji and a receiver on a boat in the Tokyo gulf with distance of 1.8km. he communication distance increased year by year, up to km by The Marine Force of Imperial Japan started to investigate the wireless telecommunication in The Wireless Telecommunication Investigation Committee was established during the Russo-Japanese War , and the early applications of Matsushiro s equipment have started. 3. The beginning of the broadcasting Early experiments of radio transmission in Japan ware performed in The wedding ceremony of the emperor Showa-Hirohito was transmitted by the Osaka Asahi Shinbun newspaper on January On March 22, 1925, the Radio Japan produced the first radio broadcast in Japan, transmitting from Atago Hill just north of the Tokugawa Tombs in Shiba Park. The first program included Beethoven, and classical Japanese music. In the same year, there were also broadcasts from Osaka and Nagoya. NHK (Nippon Hōsō Kyōkai, Official English name: Japan Broadcasting Corporation) was founded in 1926, modeled on the BBC radio company of the United Kingdom. It is Japan's national public broadcasting organization. NHK, which has always identified itself to its audiences by the English pronunciation of its initials, is a publicly owned corporation funded by viewers' payments of a television license fee. NHK evolved from the amalgamation of the three regional broadcasting corporations. This merger and reorganization was carried out under the auspices of the pre-war Ministry of Communications. NHK s second radio network was started in And in 1935, NHK started a shortwave radio service for listeners overseas, which was known as Radio Japan in 1930s and 1940s. 80

97 References [1] TOHO Mitsuhiko, The dawn of the electric age in Japan, SEAM and PTZE 2008 Symposium, Zamość 2008 [2] OKUMURA Shoji, 200 years of electricity ( 奥 村 正 二, 電 気 誕 生 200 年 の 話 ), Tsukiji shokan, Tokyo

98

99 THE FIRST EXPERIMENTS IN MAGNETIC STIMULATION A HISTORY OF DISCOVERIES WITHIN TWO PARALLEL LIVES Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny The real and effective experiments in magnetic stimulations of human tissues and nerves started in the second half of XIX century due to two scientists - both were born in They were Jacques-Arsene d Arsonval, French physician and physicist ( ) and Silvanus P. Thompson, British engineer ( ) (Fig.1). Both of them created the fundaments for therapeutical action of electromagnetic field as well as found the phenomenon called magnetophosphenes. The experiments which were carried out by these pioneers are of great importance for nowadays activity in bioelectromagnetics. Fig. 1. Jacques-Arsene d Arsonval and Silvanus P. Thompson Jacques-Arsene d Arsonval was born at La Borie, France on June 8, He attended the universities at Limoges and Paris at the College de France he was under influence of Claude Bernard ( ), the great experimental physiologist and creator of the concept of a constant internal environment (milieu interior), which leads to the notion of homeostasis. As Claude Bernard was also the great methodologist of science, d Arsonval could grasp from him the spirit of research experiments. D Arsonval got his medical degree in Paris in 1877 and since then he was appointed for 5 years as Director of the Laboratories of Biological Physic of the College of France. Several years later, in 1894, he became a professor and took the chair of Experimental Medicine. In 83

100 the same year d Arsonval was elected to the Academy of Sciences where in 1917 was nominated as its president. He died on December 31, 1940 at the same place he was born almost ninety years earlier. In his scientific activity d Arsonval applied the laws of physics to solve bioelectromagnetic problems, such as: inductive and capacitive heating human body (diathermy), magnetic stimulation of excitable tissues by eddy currents. Investigating capacitive coupling d Arsonval used the Hertz experiment with spark-gap oscillators which enabled him to generate the electromagnetic field, and in consequence current, of frequency up to megahertzs. But he made the most interesting experiments in the area of low frequency electromagnetic field, and thus using inductive coupling. Using generator of 42 Hz he discovered the phenomena which links electromagnetic field with visual sensations which have been called magnetophosphenes. Silvanus Philips Thompson was born on June 19, 1851 in Settle, UK. He studied in Royal School of Mines art South Kensington. After graduation he was appointed at Bristol University Collage and very soon he has got the scholarship at the University of Heidelberg, Germany. His first publication appeared in 1876 in Philosophical Magazine and was titled On some phenomenon of induced electric spark. A year later he published the paper On improved lantern galvanoscope and the paper was highly evaluated by William Thomson, later Lord Kelvin. Starting with these two papers he published every year a couple of papers as well as he presented lectures to special auditoria. All his activity was concentrated on, using the contemporary notions, bioelectromagnetic phenomena. In 1912 he published in Journal of Roentgen Society the paper Physiological Effects of an Alternating Magnetic Field in which he described, independently of d Arsonval, the visual sensation of electromagnetic field, which are magnetophosphenes again. This way the phenomenon was confirmed. Silvanus P. Thompson was known all over the world when he dies on June 12, 1916 the special obituary announcement was published on June 14 in The New York Times. Fig. 2 Experiments made by d Arsonval and Thompson The magnetic stimulation of tissues proposed by d Arsonval and Silvanus P. Thomposn was the precursor of the magnetotherapy, one of the electromagnetic techniques in contemporary medicine. Therefore, it is very important for the researchers who deal with electromagnetic medicine nowadays to know how the problem began more than 100 years ago. 84

101 Bibliography 1. L.A. Geddes, d Arsonval Physician and Inventor, IEEE Engineering in Medicine and Biology, vol.18, 4, J.S. Thompson, H.G. Thompson, Silvanus Phillips Thompson His Life and Letters, London, T.Fisher Unwin, Ltd.,

102

103 PROMIENIOWANIE ZESTAWÓW SŁUCHAWKOWYCH TELEFONÓW KOMÓRKOWYCH Roman Kubacki, Krzysztof Niewęgłowski, Marian Wnuk, Zbigniew Sokołowski Military University of Technology, Warsaw, Poland Telefonia komórkowa jest obecnie jedną z najbardziej dynamicznie rozwijających się gałęzi branży elektronicznej, a z powodu minimalnych cen aparatu telefonicznego powszechność jej użycia staje się coraz większa. Telefony komórkowe dla jednych są niezastąpionym narzędziem codziennej pracy, a dla innych interesującym gadżetem wyposażonym w szereg dodatkowych funkcji, takich jak dotykowy ekran, aparat fotograficzny, możliwość prowadzenia wideorozmowy, itp. Walka między operatorami telefonii komórkowej o klienta prowadzi do obniżania stawek za połączenia głosowe i inne usługi telekomunikacyjne, co w konsekwencji prowadzi do faktu, że coraz więcej i częściej rozmawiamy. Prowadząc rozmowy przykładamy do głowy telefon, który jest źródłem promieniowania elektromagnetycznego. Problem oddziaływania pól EM na organizmy żywe i jego skutków zdrowotnych jest od wielu lat przedmiotem zainteresowania naukowców. W tym czasie pojawiła się ogromna liczba artykułów z dziedziny elektromagnetyzmu o charakterze naukowym lub publicystycznym, w których zdania co do zagrożeń jakie może wywoływać oddziaływanie telefonii komórkowej są podzielone. W Internecie znajduje się wiele artykułów i dyskusji na temat sposobów zwiększania bezpieczeństwa korzystania z telefonów komórkowych. Jednym z wymienianych sposobów jest używanie przewodowych zestawów słuchawkowych. Zestawy słuchawkowe umożliwiają prowadzenie rozmów telefonicznych bez konieczności trzymania telefonu bezpośrednio przy głowie. Z jednej strony publikowane są dane, że rozmawianie przez telefon komórkowy z wykorzystaniem zestawu słuchawkowego zmniejsza poziom promieniowaniem pola elektromagnetycznego wytworzonego przez antenę, które dociera do naszego organizmu. Z drugiej strony pojawiają się także publikacje informujące, że zestawy słuchawkowe nie sa bezpieczne, gdyż znajdują się one w polu bliskim anteny, a więc istnieje ryzyko, że zaindukowany prąd wysokiej częstotliwości na przewodzie słuchawkowym spowoduje promieniowanie wtórne emitowane przez głośnik znajdujący się w uchu. Internetowy serwis IGYA w artykule Promieniowanie elektromagnetyczne a zdrowie podaje: Przestrzec należy również przed zagrożeniami ze strony wszechobecnego promieniowania emitowanego przez zestawy słuchawkowe. Ustalono już, że zestawy słuchawkowe wcale nie dają ochrony i, co więcej, mogą w rzeczywistości zwiększyć emisję promieniowania do mózgu aż o 300 procent. Mimo wszystko dokładniejsza analiza metod i technik zastosowanych przez autorów dostępnych publikacji do oceny narażenia głowy na promieniowanie wytwarzane przez zestawy słuchawkowe wykazuje wiele nieprawidłowości które prowadzą do błędnych wyników lub niewłaściwych interpretacji. Tym bardziej, że jak wiadomo słuchawka wkładana jest dość głęboko w ucho, dlatego jej promieniowanie wewnątrz przewodu słuchowego może okazać się szczególnie niebezpieczne. W badaniach wykorzystano dwa modele telefonów: Nokia 6120 classic i Sonny Ericsson K800i. Oba telefony umożliwiały pracę w paśmie GSM 900 MHz i DCS 1800 MHz. Maksymalna moc pracy telefonów w paśmie 900 MHz wynosiła 2W (33dBm), natomiast w paśmie 87

104 1800MHz 1W (30dBm). Badane zestawy słuchawkowe były zestawami standardowo dołączanymi przez producenta do telefonu, pierwszy zestaw to Nokia HS-47, a drugi Sonny Ericsson HPM-62. Badania przeprowadzono w bezodbiciowej komorze pomiarowej w celu eliminacji niepożądanego promieniowania elektromagnetycznego z innych źródeł. Zamknięcie telefonu wewnątrz komory bezodbiciowej spowodowało, że telefon nie odbierał sygnału od żadnej pobliskiej stacji bazowej telefonii komórkowej. Zapewnienie normalnych warunków pracy telefonu udało się uzyskać poprzez zamontowanie wewnątrz komory testera radiokomunikacyjnego Wavetek 4107S. Tester ma możliwość wymuszenia na terminalu pracy ze stałą mocą, która można ręcznie ustawić. W trakcie pomiarów terminal znajdował się w kieszeni koszuli na wysokości klatki piersiowej. Pomiary promieniowania elektromagnetycznego emitowanego przez głośnik zestawu słuchawkowego przeprowadzono dla następujących konfiguracji telefonu, zbliżonych do typowych warunków, w jakich używany jest zestaw słuchawkowy: telefon umieszczony w kieszeni koszuli skierowany klawiaturą lub tylną częścią w kierunku ciała, kabel zestawu słuchawkowego zwinięty chaotycznie i przyklejony do tylnej obudowy telefonu lub przyklejony do przedniej części telefonu, kabel zestawu słuchawkowego zwisający swobodnie. 88

105 MODELOWANIE SPRĘŻYSTEGO PODPARCIA PROTEZY ZĘBOWEJ Marek Kuchta, Marian Wnuk Military University of Technology, Warsaw, Poland Wprowadzenie Dotychczasowe rozważania dotyczące modelowania szkieletowych protez zębowych, przy pomocy Metody Elementów Skończonych (MES), prezentowane w literaturze są obarczone zasadniczym błędem. Mianowicie analiza protezy zębowej jest przeprowadzona dla przypadku, w którym ruchome skrzydło jest zawieszone w powietrzu, a w rzeczywistych warunkach proteza jest położona na sprężystym podłożu tkanek miękkich podniebienia. 1. Funkcja sprężystości podłoża Sprężystość (współczynnik) miękkiej tkanki podłoża protetycznego ma kluczowe znaczenie w opisanej analizie numerycznej. Opierając, bowiem w ten sposób protezę musimy mieć świadomość, że sytuujemy nasz model numeryczny między bardzo wyrazistymi skrajnościami: Brak jakiegokolwiek podparcia sprężystego, Oparcie bez możliwości przemieszczenia trwałe. Rzeczywiste położenie modelu znajduje się gdzieś pomiędzy i zależne jest od zastosowanej w obliczeniach sprężystości podłoża. W pracy wykorzystano liniową funkcję zależności siły nacisku P i ugięcia błony śluzowej f. 2. Model sprężystego podparcia Rozważanie dotyczące sprężystego oparcia protezy mają swoje źródło w topologii elementów. Wszystkie potrzebne do analizy statycznej wielkości pierwotnie są odniesione do układu współrzędnych lokalnych elementu. Dla połączenia elementów w całość i ustalenia równań równowagi niezbędna jest możliwość transformacji z układu lokalnego do globalnego układu współrzędnych, rys. 1. Rys.1. Orientacja i położenie układu lokalnego w wybranym elemencie trójkątnym 89

106 Element opiera się o podłoże sprężyste leży na nim. Kierunkiem prostopadłym do powierzchni elementu jest jego lokalna oś z oznaczona jako Ze. Relacja: sprężystość podłoża element odbywa się na kierunku osi lokalnej Ze. Wielkość sprężystości oparcia (współczynnika podłoża K) elementu jest wyrażona funkcją: K ( w,t 0 ) f ( w,t ) dla0 dla gdzie f ( w,t ) funkcja definiująca współczynnik podłoża K błony śluzowej, wielkość liniowego przemieszczenia w kierunku lokalnej osi Ze, t czas (moment) oddziaływania, minimalna wartość dodatnia przemieszczenia, po i przekroczeniu której następuje kontakt protezy z podniebieniem. 3. Wyniki analizy numerycznej protezy Postępowanie obliczeniowe ma charakter iteracyjny. W pierwszym kroku wszystkie elementy stykające się z podłożem otrzymują podparcie sprężyste, przez co podpory sprężyste zauważamy we wszystkich węzłach spoczywających na podłożu rys.2 kolor brązowy. Rys.2. Układ podpór w pierwszym kroku iteracyjnym 4. Analiza otrzymanych rezultatów Porównanie uzyskanych wyników z wynikami uzyskanymi podczas pracy protezy pozbawionej podłoża sprężystego, mimo pewnych wizualnych podobieństw, np. w charakterze deformacji, kształcie rozkładu naprężeń, wykazuje daleko idące różnice w samych wartościach liczbowych (odkształceń czy naprężeń). 90

107 Literatura [1] Michalski W., Kuchta M., Fokow K.,: Tensometryczne pomiary doświadczalne zachowań mechanicznych dla symulacji numerycznej skrzydłowej protezy zębowej", Materiały Konferencyjne VII Sympozjum Modelowanie i Pomiary w Medycynie, Krynica 2005r., ss , materiały konferencyjne, [2] Michalski W., Michniowski Z., Gryszkiewicz M., Kuchta M., Modelowanie i analiza statyczna skrzydłowej protezy zębowej o rozdzielonej kinematyce z wykorzystaniem metody elementów skończonych, Pomiary Automatyka Kontrola nr 5, 2006, ss , [3] Józefowicz W., Wyniki badań modułów sprężystości tkanek miękkich podłoża protetycznego, PROT. STOM., 1970, XX, 3. 91

108

109 NONLINEARITY IN THE FINITE ELEMENT SIMULATIONS Miklós Kuczmann Széchenyi István University, Laboratory of Electromagnetic Field, Győr, Hungary Nonlinear static magnetic field problems as well as nonlinear eddy current field problems can be linearized by using the polarization formulation. The magnetic flux density B, or the magnetic field intensity H can split into a linear and a nonlinear part, B H R, H B I The tensor or. (1) has constant elements, and R or I has to be calculated iteratively. This iteration scheme can be based on e.g. the fixed point iteration scheme which is known as a usually convergent, but sometimes slow algorithm. The block diagram of the static magnetic field problem can be seen in Fig. 1 [1,2]. The magnetic material is surrounded by a region filled with air, and the source of the magnetic field is a coil situated in the air region. The partial differential equations, boundary and inteface conditions will be presented in the full paper. A similar picture can be drawn for eddy current field problems. Here, only three static magnetic field problems are shown briefly. Fig. 1. The block diagram of the static magnetic field problem A TEAM Problem No. 10 can be seen in Fig. 2. This figure shows the problem definition, i.e. the steel plates around a coil, the magnetization curve of the steel plates and the variation of the magnetic flux density inside the plates. 93

110 Fig. 2. TEAM Problem No. 10 The problem presented in Fig. 3. shows a C-shaped yoke. The static magnetic field inside and around the yoke has been generated by a coil, and the variation of the magnetic flux density can be seen in the figure. Fig. 3. A C-shaped yoke magnetized by a coil The last representative example can be seen in Fig. 4 which shows an iron cube situated in a homogeneous magnetic field, and the resulting magnetic flux density can be seen as arrows. Fig. 4. Iron cube inside a homogeneous magnetic field 94

111 Acknowledgement This paper was supported by Széchenyi István University, and by the Hungarian Scientific Research Fund (OTKA PD 73242). References [1] O. Bíró, K. R. Richter, CAD in Electromagnetism, in series Advances in Electronics and Electron Physics, vol. 82, Academic Press, New York, [2] M. Kuczmann, A. Iványi, The Finite Element Method in Magnetics, Akadémiai Kiadó (Academic Press), Budapest,

112

113 CURRENT DENSITY AND VOLTAGE DISTRIBUTION IN ELECTROLYTE OF THE PEM FUEL CELL Eugeniusz Kurgan AGH University of Science and Technology, Deptartment of Electrical and Power Control Engineering Krakow, Poland Introduction In this paper water management in proton exchange membrane (PEM) fuel cell is considered. First mass conservation law for water is applied. Next proton transport is described by the Nernst-Planck equation and liquid water convection velocity is eliminated by the Schlögl equation [3]. Electro-osmotic drag coefficient is related to hydrogen index and experimentally determined swelling coefficient [4]. Three partial differential equations for molar water concentration C w, electric potential and water pressure P w are formulated. Current density vector i is derived from proton flux expression. These equations together with adequate boundary conditions were solved using finite element method. The distribution of electric potential and current density in function of geometrical parameters is investigated. At the end some illustrative example is given. Main equations In proton exchange membrane fuel cell water and proton transport are driven by potential, diffusion and pressure gradients. Water is mainly produced at membrane-cathode interface in electrochemical reaction, but also in can be supplied from anode side, because of humidify of anodic inlet gases. The water molecules are dragging from anode to cathode by migrating protons which are on the other side moved back by diffusion process of water from cathode to anode. When current density electro-osmotic drag dominates over water diffusion process then dehydration on the anode side of the membrane may occurred. Molar flux of liquid water in polymer membrane is governed by the following three processes: electro-osmotic drag, diffusion process of water molecules driven by concentration gradients and convection driven by pressure gradient: n k N i D C C p (1) d h m w w w w w w F l where n d is electro-osmotic drag coefficient, F is Faraday s constant, i is current density vector, D w is water diffusion coefficient, C w is molar concentration of water k h is water m permeability of membrane, l is viscosity of water, w is the volume fraction of water in membrane and p w is the pressure of liquid water. Because water is not produced in the bulk of the electrolyte, divergence of the water flux has to be zero [4]: 97

114 Introducing (1) into the above relation we get: N 0 (2) w nd kh m i DwCw wcwpw 0 (3) F l Introducing i 0, 2 p w 0 and the electro-osmotic drag coefficient n d into above formula we get first partial differential equation describing the problem: k 2.5 e 1 D C C p C i 0 (4) 2 h m w w w w w 2 w l 22 FCp Now we have to express current density vector i in terms of C w, p w and. We start with general expression for i: n i F Z N (5) i1 where Z i is a charge number and N i is an flux of the ionic species. Introducing Schlögl equation into Nerst-Planck equation we get: i i F k m kh m N p Z p DpCp w FZ f C f Cp DpCp wcppw (6) RT l l Because of electroneutrality of PEM [7]: F k m 2 kh m N p D p C p w FC p D p C p w C p p w (7) RT l l Current density can be written in extended form as: m Dp k w 2 kh m i Cp F Cp FDpC p F wcppw (8) RT l l Let us define proton conductivity in polymer membrane as: so the equation (8) can be expressed as: Introducing into (7) gives: m Dp k w C RT l p 2 F Cp k i FD C F C p (10) h m p p w p w l k N D C C p (11) h m p p p w p w F l (9) 98

115 Now proton concentration C p should be related to water concentration C w. Equation for water concentration also proton concentration can be described by relation [1,5]: C p e f 1 (12) thus: Current density vector i can be expressed now as [8]: C e fc (13) p w k i ffd C F C p (14) m h w p w p w l Because of molar conservation law N p 0 we have: After introducing C p : From (4) we have: k N D C C p 0 (15) 2 2 h m p p p w p w F l m 2 p 2 h w Cw l Cw pw FfD k Ff 0 (16) k 2.5 e 1 2 h m Cw wcw pw C 2 w i (17) ldw 22 F DwC p Introducing the above formula into (16) we get the second final partial differential equation: Ffk D m 2 h w p p Cw pw C 2 w l Dw 22 DwC p fd e i 0 (18) Third partial differential equations is the result of the assumption of linear distribution of liquid water pressure [1,6]: 0 (19) 2 p w An illustrative example Geometrical dimensions of the analyzed problem are given in fig. 1. Boundary conditions used in this numerical simulation have following values [1, 2, 6]: from anode side: C w = [mol/cm 3 ], = 0 [V], p w = 3 [atm], from cathode side: C w = [mol/cm 3 ], = 1.2 (1.5 (x L/2) ) [V], p w = 5 [atm]. The set of equations (4),(18) and (19) together with (10) and the adequate boundary conditions were solved using two-dimensional finite element method. The computational domain was divided into 244 finite elements of the third order, what gives 960 nodes and 2880 degrees of freedom. 99

116 In the fig 2. distribution of the electric potential in the membrane of the PEM fuel cell is shown as equipotent lines. In the fig 3. distribution of the current density vector is shown. The next two figures present the dependency between membrane parameters and distributions of current density and molar fraction of the proton. Numerical experiment shown, that there are two major parameters which have great influence to the proton exchange membrane performance. They are the proton conductivity and proton diffusivity coefficients. Fig.1. Distribution of the electric potential in the membrane of the PEM fuel cell. Fig.2. Distribution of the current density in the membrane of the PEM fuel cell. Fig.3. Dependency between proton conductivity and current density distribution at x=l/2, (a) =0.175, (b) =0.170, (c) =0.165 Acknowledgements This work was supported by the AGH University of Science and Technology, under grant

117 References [1] J. Cao, N. Djilali, Comptational simulation of water transport in PEM fuel cells using an improved membrane model, 10 th Canadian Hydrogen Conference, Quebec City, May 2000, pp [2] D. Bernardi, M.W. Verbrugge, Mathematical model of a gas diffusion electrode bonded to a polymer electrode, Journal of the Electrochemical Society, vol. 139, no 9, 1992, pp [3] D.Singh, D.M. Lu, N. Djilali, A two-dimensional analysis of mass transport in proton exchange membrane fuel cells, International Journal of Engineering Science, vol. 37, 1999, pp [4] S. Dutta, S. Shimpalee, J.W. Van Zee, Three-dimensional numerical simulation of straight channel PEM fuel cells, Journal of Applied Electrochemistry, vol. 30, 2000, pp [5] T.E. Springer, T.A. Zawodzinski, S. Gottesfeld, Polymer-electrolyte fuel cell model, J. Electrochem. Soc., vol. 138, no. 8, 1991.pp [6] E. Kurgan, P. Schmidt, Time Dependence of Species Concentrations in Cathode of The PEM Fuel Cell, The Second Polish-Slovenian Joint Seminar on Computational and Applied Electromagnetics, Kraków, 2003, [7] J. Newmann, Electrochemical Systems, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, N. J.,

118

119 TWO-DIMENSIONAL DC DIELECTROPHORESIS Eugeniusz Kurgan, Stanisław Mitkowski AGH University of Science and Technology, Department of Electrical and Power Control Engineering Krakow, Poland Introduction Dielectrophoresis (DEP) effects such as positive dielectrophoresis (pdep), negative dielectrophoresis (ndep) and traveling wave dielectrophoresis (TWD) are very important in the cell manipulation process of a sample preparation device. Researchers have shown that devices using DEP effects can carry out concentration [1], transportation [2], and separation [3] of dielectric particles such as microbeads [4], cells [5] and DNA [6]. Array of parallel electrodes is a popular configuration for generating DEP forces because of its simplicity in construction, easiness of fabrication as well as its versatility in cell manipulations [7]. DEP is a phenomenon where a neutral particle in a dielectric medium under non-uniform electric fields experiences an external force. The direction and the strength of this force depend on a number of factors including the size of the particle, the differences in permittivity and conductivity between the particle and its surrounding medium, and the frequency of the electric fields. This paper presents development of force acting on dielectric particle under DC conditions in two-dimensional dielectrophoresis. Derivation of main equations Let us consider two-dimensional dipole as in Fig.1. ( r ) r + d 2 d r r r, r, r d 2 - Fig.1. Two-dimensional dipole. 103

120 x XX Sympozjum PTZE, Książ 2010 Both linear charges have values +τ and τ coulombs on unit length and are placed at the distance d meters each from other. Potential φ calculated from +τ line is but from the figure 1 we have r r r ( r) r ln ln ln (1) 2 r 2 r 2 r Introducing that value into (1) yields r r d cos (2) r r d cos dcos dcos ln ln ln 1 ln 1 2 r 2 r 2 r 2 r The right side of this equation can be expand in series (3) 2 3 x x ln 1 x x (4) 2 3 Taking only the first term we have 1 pa r 1 pcos () r (5) 2 r 2 r where p is electric dipole moment pda (6) z Two-dimensional dipole in external uniform electric field Let us assume that two dimensional cylinder with permittivity ε 2 is immersed in external medium with permittivity ε 1. Moreover in the region number one there exists uniform electric field with electric field strength E 0 directed perpendicular to z axis and extending from minus to plus infinity. y dre r V 1 E 1 dxe x E 0 e x V 2 z E 2 Fig.2. Cylinder in uniform external field. 104

121 Let V 1 denotes potential in dielectric with permittivity ε 1 and V 2 in the cylinder. Potential outside the cylinder, when r, can be calculated along r axis as V ( r, ) Edr E e dre E cosdr E cos dr E r cos (7) 1 0 x r since e x e r cos. Another way of computing V 1 at infinity is to integrate along y axis and since x r cos V1 ( y) Edxex E0ex dye x E0 dx E0x (8) V ( r) E r cos (9) 1 0 The Laplace equation in polar coordinates is given by V rv 2 2 r r r 0 (10) If the geometry does not depend on z, we can choose a solution that is a product of functions which only depend on the radius r and angle. which when introduced in (10) gives V( r, ) R( r) ( ) (11) r d dr r d r Rr dr dr d In the above equation the first term is depends only on r and the second from. Ordinary derivatives replaced partial derivatives. Because the above equation must hold for all values of r and, each term in this equation must be constant and negative each other. 0 (12) 2 r d dr r r k Rr dr dr 2 1 d 2 d k 2 (13) (14) where k is arbitrary complex a separation constant. Equation (14)can be written as d 2 d 2 k 0 2 (15) For circular cylindrical configurations, potential function and thus also Φ have to be periodic functions of. If the range of Φ is unrestricted, k must be an integer, and let it is equal n. This means that can change in range from 0 to 2π. The solution has the form sin cos Let us try the solution of this equation in the form A n B n (16) 105

122 R r p Ar (17) After some manipulations we get finally 2 2 r p E (18) This is equivalent electric dipole coming from dielectric cylinder on unit length in z direction. With an understanding of the relationship between the electric field intensity and the induced polarization charge we can deduce the ability how dielectrics distort the electric fields. The induced polarization charge provides the sources for the field induced by polarized material. Surface charge density is given by Illustrative example 1 ne (19) 1 pol Let us consider dielectric chamber with dielectric non-conducting solution and permittivity ε 1 80 where dielectric particle with permittivity ε 2 = 4 is immersed. At the bottom two electrodes are present. The narrow gap between them serves as a place, where separated particles should be collected. Because of electric field gradients, dielectric particle will polarize nonuniformly. A E periodic boundary conditions substrate 2 0 n particle C E periodic boundary conditions a F DEP a B h U z 0 b 0.5b D Fig.3. Schematic view of the two electrodes and suspention The finite element calculations was done for following geometrical dimensions: AB 60 μm, AC 160 μm, a 40 μm, b 40 μm, h 4 μm. Spherical dielectric particle has radius r 4 μm. T. The equivalent electric dipole for this particle in configuration as in fig 3 is given by r p E0 7.27e 9[Vm] 1 2 pol e 5[C/m ] 2 (20) ne (21) This value is with good agreement with force calculated on effective dipole basis. 106

123 References [1] Pohl H., Dielectrophoresis, Cambridge University Press, Cambridge, UK, [2] Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Introducing dielectrophoresis as a new force field for field-flow fractionation, Biophys. J.,vol. 73, (1997), pp [3] J. Yang, Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Cell separation on microfabricated electrodes using dielectrophoretic/gravitational field-flow fractionation, Anal. Chem., vol 71, (1999), pp [4] X.B. Wang, J. Yang, Y. Huang,, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Unified theory of dielectrophoresis and travelling wave dielectrophoresis, J. Phys D, 1994,

124

125 OCENA RUCHU A (ŻYWEGO POSTĘPOWEGO) PLEMNIKÓW LUDZKICH PODDANYCH ODDZIAŁYWANIU ZMIENNEGO JEDNORODNEGO SINUSOIDALNEGO POLA MAGNETYCZNEGO O CZĘSTOTLIWOŚCI 50HZ O INDUKCJI MAGNETYCZNEJ 0,5MT PODCZAS 30 MIN EKSPOZYCJI W WARUNKACH IN VITRO Maciej Łopucki 1, Piotr Bijak 1, Stanisław Pietruszewski 2 1 Katedra i Klinika Ginekologii Onkologicznej i Ginekologii Uniwersytetu Medycznego w Lublinie 2 Katedra Fizyki Wydziału Inżynierii Rolniczej Uniwersytetu Przyrodniczego w Lublinie Wstęp: niepłodność u ludzi może być wywołana przez nieprawidłowości wynikające z zaburzenia jednego z tzw. czynników : żeńskiego, męskiego, immunologicznego, lub/i różnych ich kombinacji. Przez wiele dziesięcioleci powszechnie uznawano czynnik żeński za wiodący w zaburzeniach koncepcji u ludzi. Jednak wg WHO w ostatnich latach czynnik męski wysunął się na pierwsze miejsce w prokreacji. Jakość nasienia ludzkiego ocenia się na podstawie standardowych charakterystyk (wg WHO) obejmujących mim.: objętość, ph, upłynnienie, ciągliwość (lepkość), liczbę plemników w ejakulacie, morfologię (% patologicznych), ruchliwość (ruch A żywy postępowy, ruch B wolny postępowy, ruch C oscylujący), aglutynację, aglomerację, plemniki żywe, HOST (Hypoosmotic Swelling Test), liczbę leukocytów w nasieniu (w 1 ml), liczbę komórek spermatogenezy (w 1 ml) oraz po barwieniu (hematoksyliną i eozyną HE) ocenia się % plemników prawidłowych i patologicznych (główkę, wstawkę, witkę i formy niedojrzałe). W ostatnim latach wysunięto przypuszczenie, że zaburzenia lub/i osłabienie czynnika męskiego może być wynikiem oddziaływania licznych nowych ksenobiotyków, w tym prawdopodobnie PEM o niskiej indukcji magnetycznej o różnych zakresach częstotliwości prądu stałego i zmiennego. W piśmiennictwie brak jest danych na temat oddziaływania zastosowanych w eksperymentach wartości fizycznych ZJSPMoNIM (Zmiennego Jednorodnego Sinusoidalnego Pola Magnetycznego o Niskiej Indukcji Magnetycznej) o częstotliwości 50z o indukcji magnetycznej 0,5mT. Założenia i cel badań: przedstawione powyżej przesłanki dają podstawy do przypuszczenia, że ZJPMoNIM prądu sieciowego o częstotliwości 50Hz może być jednym z ksenobiotyków, które pośrednio lub bezpośrednio zaburza min. ruch A (żywy postępowy) plemników ludzkich, co w konsekwencji może mieć wpływ na płodność u mężczyzn. Badania min. ruchliwości A plemników ludzkich dokonano po podzieleniu ejakulatu jednego dawcy na dwie części: jedną (badaną B 1 ) którą poddano ekspozycji ZJSPM (zmiennego jednorodnego sinusoidalnego pola magnetycznego) o indukcji magnetycznej 0,5mT o częstotliwości 50Hz w czasie 30 min, którą następnie porównano z plemnikami tego samego dawcy pierwszej części (kontrola K 1 ) z drugiej, nie eksponowaną w w/wym. polu (K 1 ). 109

126 Materiał i metody: na przeprowadzenie w/wym. eksperymentów w warunkach in vitro dnia otrzymano pozytywną opinię Komisji Bioetycznej nr KE-0254/151/2007 przy Akademii Medycznej (obecnie Uniwersytecie Medycznym) w Lublinie. Nasienie do badań uzyskano w latach od pacjentów I Kliniki Rozrodczości i Andrologii Uniwersytetu Medycznego w Lublinie oraz NZOZ OVUM Rozrodczość i Andrologia w Lublinie. Przed przystąpieniem do pobrania spermy, każdy z pacjentów wypełniał formularz tzw. zgody na badania naukowe. Obejmował on także dane na temat min.: wieku, masy ciała, wzrostu, RR, chorób przebytych, wywiadu epidemiologicznego szczególnie dotyczącego miejsca pracy i zamieszkania z ew. uwzględnieniem źródeł oddziaływania PEM, abstynencji płciowej i alkoholowej oraz wielu innych zagadnień. Podstawowym warunkiem zakwalifikowania nasienia do badań był brak przeciwwskazań w wywiadzie lekarskim (min. stosowane używki, przyjmowanie leków, nadciśnienie, cukrzyca itp.) oraz utrzymanie norm jakościowych wg standardów WHO. Nasienie oddawano drogą masturbacji do suchego naczynia plastikowego tuż przed przeprowadzeniem badań laboratoryjnych. Łącznie pobrano materiał od 268 pacjentów, z czego 105 próbek spełniało wszystkie kryteria jakościowe. Średni wiek pacjentów wynosił (M±SD) 29,6 lat (od 25,2 do 42,7), średnia masa ciała dawców wynosiła (M±SD) 73,2 kg (od 62,1 do 103,8), średni wzrost (M±SD) 182,1 cm (od do 201,7), BMI (M±SD): od 22,0 do 25,0 co wskazuje na prawidłową masę i jest związany z dobrym stanem zdrowia (54), abstynencja płciowa (M±SD) 4,2 dnia (od 3 do 7), alkoholowa (M±SD) 6,9 dnia (od 4 do 10). W eksperymentach wykorzystano emiter ZJSPMoNIM opracowany teoretyczne i wykonany w Katedrze Fizyki Uniwersytetu Przyrodniczego w Lublinie. Dane techniczno-fizyczne urządzenia nie mogą być przedstawione ze względu na uzyskany patent z dnia 31 grudnia 2003 r. Nr Urzędu Patentowego Rzeczpospolitej Polskiej na wynalazek pt. Sposób i urządzenie do badania wpływu pola magnetycznego na żywą tkankę, będący własnością intelektualną Uniwersytetu Medycznego w Lublinie i Uniwersytetu Przyrodniczego w Lublinie oraz zespołu kierowanego przez dr hab. n. med. Macieja Łopuckiego. Wyniki badań: w zestawieniu statystycznym wyników badań nie stwierdzono istotnych różnic w zakresie ruchu A (w %) pomiędzy grupami kontrolnymi K 1 i K 1 B 1 (test H Kruskala-Wallisa, H = 2,03, p = 0,36). Średnia ( X ) w/wym. parametru w badanych grupach w odniesieniu do K 1 wynosiła: K 1 B 1 33,3; odchylenie standardowe (±SD): 6,1; mediana (M): 35,0; a zakres: 20,0 45,0. Natomiast porównując ruch A (w %) po 30 min eksperymentu z grupą kontrolną K 1 w odniesieniu do K 1 B 1 stwierdzono wysoce istotne ich spowolnienie p = 0,0007, (test H Kruskala-Wallisa H = 14,52). Pozostałe parametry tego opracowania przedstawiały się następująco: średnia ( X ) K 1 B 1 wynosiła 36,1; odchylenie standardowe (±SD) 6,3; mediana (M) 35,0; a zakres dotyczący ruchu A plemników po 30 min zawierał się od 25.0 do Wnioski: oddziaływanie ZJSPMoNIM o indukcji magnetycznej 0,5mT o częstotliwości 50Hz wysoce istotnie obniża ruch A plemników ludzkich po 30 min w warunkach eksperymentalnych in vitro. 110

127 COMPARISON OF INDUCTION MOTOR AND LINE-START IPM SYNCHRONOUS MOTOR PERFORMANCE WITH CAPACITORS IN THE AUXILIARY PHASE Tine Marčič 1, Bojan Štumberger 2,1, Ivan Zagradišnik 2, Gorazd Štumberger 2,1, Miralem Hadžiselimović 2, Peter Virtič 3, Peter Pišek 1 1 TECES, Research and Development Centre for Electric Machines, Maribor, Slovenia 2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia 3 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia Introduction Single-phase induction motors (IMs) have been traditionally used in low-power single-speed applications such as ventilator, pump and compressor drives, mainly because of their low cost, robust construction and line-starting capability. In recent times, line-start interior permanent magnet synchronous motors (LSIPMSMs) present an interesting alternative to the traditionally used IMs [1] because the LSIPMSM has permanent magnets (PMs) buried bellow the squirrel-cage, which ensures higher energy-efficiency especially in small rated power applications. A detailed description of the electromagnetic properties of LSIPMSMs is provided in [2]. The single-phase IMs and LSIPMSMs have two stator phase-windings. In the capacitor-start (CS) versions most often one of the phase-windings occupies 2/3 of the available stator slots and the other occupies 1/3 of the available stator slots, which is called an unsymmetrical stator winding. The first phase-winding is called the main winding and the other the auxiliary winding. A capacitor is connected in series with the auxiliary winding in order to produce starting torque. The auxiliary winding of the CS versions is energized only temporarily during the line-starting transient. In the capacitor-run (CR) single-phase versions the auxiliary winding is energized permanently with the main winding. A series of available publications was devoted to the development of computational methods for the design of such motors having capacitors in the auxiliary phase. However, the unified performance comparison of IMs and LSIPMSMs with unsymmetrical stator winding in CS and CR operation regime is still lacking. Thus, this work evaluates the motors steady-state and dynamic performance based on comparison of experimental data of a LSIPMSM and an IM with equal rotor and equal unsymmetrical stator winding. LSIPMSM and IM single-phase performance analysis The conducted experiments have shown that the LSIPMSM exhibits significantly lower power loss values when compared to the IM (Fig. 1); also the LSIPMSM s efficiency and power factor product is significantly higher than the one from IMs (Fig. 2). On the other hand, 111

128 Rotor speed (rad/s) Efficiency and power factor product Efficiency and power factor product Total loss (W) Total loss (W) XX Sympozjum PTZE, Książ 2010 the LSIPMSM s line-starting performance with the standard IM run-capacitor of 25 F is bad (Fig. 3). The initial low starting torque of the single-phase IM is even more degraded for the LSIPMSM because of the presence of PMs and magnetic flux barriers [2]. Therefore, a higher starting-capacitor value has to be used to ensure sufficient line-starting performance of the LSIPMSM. The full paper is going to present an in-depth comparative analysis of single-phase IM and LSIPMSM specific characteristics derived from no-load, load, torque and temperature-rise tests, thus emphasizing their important performance attributes CR LSIPMSM CR IM 500 CS LSIPMSM CS IM a) Shaft torque (Nm) Shaft torque (Nm) b) Fig. 1. Comparison of total motor loss characteristics for the single-phase a) capacitor-run (CR) and b) capacitor-start (CS) LSIPMSMs and IMs, respectively CR LSIPMSM CR IM 0.3 CS LSIPMSM CS IM a) Shaft torque (Nm) Shaft torque (Nm) b) Fig. 2. Comparison of efficiency and power factor product characteristics for the single-phase a) capacitor-run (CR) and b) capacitor-start (CS) LSIPMSMs and IMs, respectively LSIPMSM 240 V LSIPMSM 220 V LSIPMSM 210 V IM 100 V 100 IM 220 V 50 0 LSIPMSM 200 V Time (s) Fig. 3. Single-phase LSIPMSM and IM line-starting performance at different voltages and no-load with the equal capacitor of 25F in the auxiliary phase. 112

129 References [1] Hassanpour Isfahani A., and Vaez-Zadeh S., Line start permanent magnet synchronous motors: Challenges and opportunities, Energy, 34 (2009), [2] Marčič T., Štumberger G., Štumberger B., Hadžiselimović M., and Virtič P., Determining parameters of a line-start interior permanent magnet synchronous motor model by the differential evolution, IEEE Transactions on Magnetics, 44 (2008), No. 11,

130

131 OPTIMIZATION AND FINITE ELEMENT ANALYSIS OF THREE-POLE MAGNETIC BEARING WITH NONLINEAR MATERIAL Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann Széchenyi Istvan University, Laboratory of Electromagnetic Field, Gyor, Hungary High speed and high accuracy are the main orientation for rotating machines in our days. In this regard, active magnetic bearing (AMB) is an important element since it can provide noncontact suspension. However, the opportunity of its industrial application has not been completely explored yet. One of the main reasons is its high cost. The sensors and power amplifiers account for a major portion of the cost. The number of required power amplifier is closely related to the number of magnetic poles in the AMB. A more feasible way to lower cost is to reduce the number of magnetic poles. The minimum pole number for an AMB is three. The three-pole AMB has several advantages, like use of only two amplifiers is possible and reducing the pole number can leave more space for heat dissipation, coil winding and sensor installation [1]. The three-pole AMB arrangement is shown in Fig. 1. The optimal three-pole AMB is Y- shaped, i.e. the pole orientation angle is 2π/3. With this optimal pole orientation, the magnetic bearing s two upper poles can share the same bias current, but with opposite current direction [1]. Fig. 1. Y-Shaped three-pole AMB system. Load capacity is a primary performance criterion of an active magnetic bearing (AMB) system int he optimization procedure. The load capacity depends on the size and geometry of 115

132 the bearings. The task in the geometry optimisation has been found the best stator and rotor diameters, air gap length, coil and pole area, number of turns of windings and length. The optimisation problem can be solved either analytically [2] or numerically [3] in a more direct way. The analytical optimisation uses basic electromagnetic principles and magnetic circuit analysis. This type of the analysis becomes very simple and quick, making it suitable for analytic evaluation and rapid design iteration [2]. Numerical field analysis techniques used in conjunction with optimization algorithms for the design optimization of active magnetic bearing [3]. The numerical optimization means the brute-force search and the Nelder-Mead simplex search method [4]. The numerical field analysis has been performed by means of nonlinear two-dimensional finite element method (FEM) [5]. The nonlinearity has been handled by the polarization method combined with Newton-Raphson scheme [6]. Fig. 2 shows the magnetic flux distribution and the computed equipotential lines of the magnetic vector potential of numerical (Nelder-Mead method) designed AMB. Only the two upper poles are supplied by the bias current I 0, in this case the force is reached 250 N. The maximum bearing force is 806 N at 2I 0. Fig. 2 Magnetic flux distribution and the magnetic flux lines of the radial magnetic bearing. The full paper deals with the analytical and numerical optimisation of the parameters of the Y-shaped three-pole active magnetic bearing with nonlinear B-H relationship. The optimisation methods will present and compare by the given AMB geometry designs, and by the nonlinear two-dimensional finite element analysis. The comparisons focus on the time of the optimization, the geometry parameters and the maximal bearing force. References [1] Chen S., Hsu C., Optimal Design of a Three-Pole Active Magnetic Bearing, IEEE Transactions on Magnetics, 38 (2002), No. 5, [2] Maslen E., Magnetic Bearing, Department of Mechanical and Aerospace Engineering, University of Virginia, (2000). Available: 116

133 [3] Tsili M. A., Kladas A. G., Georgilakis P. S., Souflaris A. T., Paparigas D. G., Geometry Optimization of Magnetic Shunts in Power Transformers Based on a Particular Hybrid Finite-Element Boundary-Element Model and Sensitivity Analysis, IEEE Transactions on Magnetics, 41 (2005), No. 5, [4] Mathews J. H., Fink K. D., Numerical Methods Using MATLAB, Prentice Hall, Upper Saddle River, NJ, [5] Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Akadémiai Kiadó, Budapest, [6] Kuczmann M., Using the Newton Raphson Method in the Polarization Technique to Solve Nonlinear Static Magnetic Field Problems, IEEE Transactions on Magnetics, 46 (2010), No. 3,

134

135 ROZKŁAD EMISJI POLA ELEKTRYCZNEGO I MAGNETYCZNEGO WOKÓŁ REAKTORA PLAZMOWEGO TYPU GLIDARC Paweł A. Mazurek Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Politechnika Lubelska Rozwijająca się od XIX wieku gospodarka światowa jest przyczyną znacznej degradacji środowiska naturalnego. Negatywne oddziaływania odnoszą się do wszystkich składników środowiska powietrza, wody i gleby. W ostatnich latach wzrosło zainteresowanie utylizacją zanieczyszczeń gazowych powstających w procesach przemysłowych. Poszukiwania skutecznej metody utylizacji takich zanieczyszczeń wykazały, że skuteczną metodą oczyszczania gazów jest poddanie ich oddziaływaniu plazmy nietermicznej. Źródłem nietermicznej, nierównowagowej plazmy są reaktory plazmowe wykorzystujące do jej wytwarzania wyładowania elektryczne. W Instytucie Podstaw Elektrotechnik i Elektrotechnologii prowadzone są prace badawcze nad układami zasilania reaktorów plazmowych ze ślizgającym się wyładowaniem łukowym typu GlidArc. Ze względu na specyfikę reaktora, a stan jego pracy właściwej to wyładowania łukowe w układzie zasilanym z obwodu 3fazowego, jest on źródłem pola elektromagnetycznego emitowanego na znacznym obszarze. Przeprowadzona analiza rozkładu natężeń pól elektrycznych i magnetycznych wykonana została z myślą o: określeniu stref bezpieczeństwa dla osób obsługujących reaktor plazmowy i układy kontrolno-sterujące, ocenie reaktora i jego układu zasilania pod kątem spełniania wymagań norm dotyczących kompatybilności elektromagnetycznej. Badane urządzenia nie powinny wytwarzać pól o wartościach zaburzających poprawne funkcjonowanie innych urządzeń w ich otoczeniu. W związku ze zróżnicowaniem obiektów pomiarów (od linii wysokiego napięcia po sprzęt mikroprocesorowy) pomiary pól elektrycznych i magnetycznych wykonywane są w bardzo szerokim zakresie częstotliwości oraz natężeń pól. Podobnie postąpiono i w przypadku reaktora. W prezentowanym artykule prezentowane są wartości rozkładów pól w zakresie bardzo niskich częstotliwości i ekstremalnie niskich częstotliwości. Zakres bardzo niskich częstotliwości (VLF) obejmuje pola o częstotliwościach khz. Zakres ekstremalnie niskich częstotliwości (ELF) obejmuje częstotliwości Hz. Realizowane badania nie obejmowały pól statycznych. Do badań wykorzystano miernik Mashek ESM100 oraz komputer z oprogramowaniem Graph ESM100 (rys. 1). Miernik ESM100 wyposażony jest w izotropowy czujnik pola 119

136 elektromagnetycznego, który umożliwia wykonanie pomiarów zarówno składowej pola elektrycznego jak i składowej magnetycznej w paśmie częstotliwości od 5 Hz do 400 khz w trzech kierunkach przestrzennych E x, E y, E z, H x, H y, H z oraz łącznie E 3D, H 3D. Badania przeprowadzono dwuetapowo. W pierwszej części zbadano rozkład promieniowania w funkcji odległości od komory reaktora. Przykładowe wartości prezentują krzywe na rysunku 4. Druga część pomiarów dotyczyła określenia rozkładu promieniowania emitowanego na różnych wysokościach. Pomiary rozpoczęto od poziomu podstawy komory wyładowczej przechodząc w górę co 2 centymetry. Uzyskane wyniki zaprezentowano na rysunkach 2 i 3. Rys. 1. System pomiarowy do badania rozkładu pól elektrycznych i magnetycznych wokół reaktora plazmowego Reaktor plazmowy H 3D [nt] H 3D [nt] Rys. 2. Wartości indukcji magnetycznej w odległości 2 cm od osłony reaktora w funkcji wysokości od podstawy komory reaktora Reaktor plazmowy E-Field 3D [V/m] E-Field 3D [V/m] Rys. 3. Wartości natężenia pola elektrycznego w odległości 2 cm od osłony reaktora w funkcji wysokości od podstawy komory reaktora 120

137 XX Sympozjum PTZE, Książ H-Field 3D [nt] E-Field 3D [V/m] Rys. 4. Wartości natężenia pola elektrycznego i magnetycznego w funkcji odległości od reaktora plazmowego Pracujący trójelektrodowy plazmotron z elektrodą zapłonową ze względu na charakter wyładowania elektrycznego jest odbiornikiem silnie nieliniowym. Sprawia, że w układzie zasilania występują duże zmiany obciążenia oraz znaczna asymetria. Jednocześnie brak jakiegokolwiek systemu ekranowania umożliwia generowanie znacznych wartości emisji właściwie w całym pomieszczeniu laboratorium. Zmierzone wartości tła elektromagnetycznego w laboratorium, przy wyłączonym reaktorze, wynoszą średnio B=70 nt i E=4 V/m. Po załączeniu reaktora, w odległości 2-3 metrów od reaktora wartości podniosły się do B~3μT i E~15 V/m. Im bliżej reaktora tym mierzone wartości są większe (zgodnie z teorią), osiągając przy komorze nawet B~10μT i E~3 kv/m. Tak duże wartości promieniowania stanowią punkt wyjścia do przeprowadzenia dalszych badań i analiz, które będą zaprezentowane w pełnej wersji artykułu. Bibliografia 1. Dyrektywa unijna 2004/108/EC. 2. Mazurek P.A., Wpływ właściwości materiałów magnetycznych rdzeni dławików przeciwzakłóceniowych na skuteczność filtrowania zakłóceń przewodzonych, praca doktorska, Politechnika Lubelska, Mazurek P. A., Wac-Włodarczyk A.: Wpływ przenikalności magnetycznej rdzeni dławików przeciwzakłóceniowych na tłumienność wtrąceniową, Przegląd Elektrotechniczny 9/2007, Mazurek P.A., Zestaw instrukcji laboratoryjnych do Laboratorium Kompatybilności Elektromagnetycznej, Politechnika lubelska 2009/ Serwis wykaz norm zharmonizowanych. 6. Stryczewska H. D., Janowski T., Komarzyniec G., Gliding arc discharge in the triple-electrode system, Chemia plazmy 2002, VII Ogólnopolskie Sympozjum, 2002, s Stryczewska H. D., Technologie Plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska, Wydawnictwo Politechniki Lubelskiej, Lublin Wac-Włodarczyk A., Komarzyniec G., Mazurek P. A.: Analiza możliwości zastosowań reaktora plazmowego typu Glidarc w ochronie środowiska, Edukacja ekologiczna. Podstawy działań naprawczych w środowisku (monografia), Nałęczów, 2004, s Wac-Włodarczyk A., Stryczewska H. D., Mazurek P.A., Komarzyniec G.: Analiza zaburzeń elektromagnetycznych emitowanych przez urządzenia plazmowe, XXVIII Międzynarodowa Konferencja z Podstaw Elektrotechniki i Teorii Obwodów IC-SPETO, Ustroń, V.05, s Praca naukowa współfinansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy N N

138

139 WYBRANE ZAGADNIENIA EMISJI ELEKTROMAGNETYCZNEJ SAMOCHODÓW OSOBOWYCH Paweł Mazurek 1, Andrzej Wac-Włodarczyk 1, Łukasz Ziętek 2, Tobiasz Parys 2, Karol Buryło 2, Grzegorz Masłowski 2 1 Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii 2 Koło Naukowe ELMECOL przy Instytucie IPEiE Politechnika Lubelska W dzisiejszym świecie samochód niezależnie od wielkości i klasy jest bardzo zelektronizowany. Elektronika przejęła funkcję kontroli, sterowania, komunikacji z kierowcą od układów czysto mechanicznych do elektromechanicznych. Elektronizacja poszczególnych układów przebiega z dużą intensywnością. Postęp w niektórych układach wymuszany jest przez ochronę środowiska, w innych konkurencją na rynku samochodów. Większość układów elektronicznych służy poprawie komfortu użytkownika, bezpieczeństwa jazdy a część, to skutek panującej mody i trendów (transmitery FM, CB radia, oświetlenie podwozia). Istotnym zagadnieniem staje się więc wprowadzenie nowych metod badań współczesnego samochodu wyposażonego w urządzenia elektroniczne. Tematyka badań pojazdów i urządzeń samochodowych, zwłaszcza w zakresie wyposażenia elektronicznego i elektrycznego, jest bardzo obszerna. Zakres tych badań ulega ciągłemu rozszerzaniu ze względu na postępujący rozwój techniki oraz coraz ostrzejsze wymagania, szczególnie w zakresie bezpieczeństwa i komfortu jazdy. Dążenie do zmniejszenia wrażliwości elementów elektronicznych występujących w urządzeniach samochodowych na zaburzenia elektromagnetyczne, nasycenie środowiska urządzeniami będącymi źródłami zaburzeń i jednocześnie podlegających zaburzeniom, spowodowały, że konieczne stało się podjęcie działań normatywno-prawnych koordynujących uregulowania w dziedzinie kompatybilności elektromagnetycznej. Konsekwencją tego są Regulaminy Europejskiej Komisji Gospodarczej ONZ oraz Dyrektywy Rady Europy w sprawie homologacji pojazdów i ich wyposażenia. Realizacja samych badań musi odbywać się w wyspecjalizowanych laboratoriach, dysponujących wyposażeniem pozwalającym na testowanie wyposażenia elektronicznego pojazdów w trzech kierunkach: Odporności na zewnętrzne zaburzenia elektromagnetyczne. Filtrowanie na wejściu do modułów elektronicznych, ekranowanie i odpowiednie rozmieszczenie przewodów w pojeździe, badanie urządzeń pokładowych. Działania pojazdów bez wywoływania zakłóceń w pracy innych urządzeń lub szkody dla środowiska (tylko ten aspekt został wstępnie rozwinięty przez autorów pracy w postaci badań). Częstotliwości fal radiowych w celu zapewnienia optymalnego odbioru i emisji danych za pomocą fal radiowych urządzeń radiowych, nawigacyjnych i odbiorników telewizji cyfrowej. 123

140 Prezentowane w artykule pomiary przeprowadzono w instytutowym laboratorium kompatybilności elektromagnetycznej w Politechnice Lubelskiej. Badaniom poddano kilka samochodów osobowych oraz wyposażenie elektryczne wykorzystywane w pojazdach. Testy podzielono na dwa etapy. W pierwszym badany był rozkład widma emitowanego przez testowany pojazd (silnik pracujący na biegu jałowym) w zakresie MHz, rys. 1. Uzyskane wyniki zaprezentowano na rysunku 2. Drugi etap, to pomiary emisji wokół samochodu i w jego wnętrzu. Opis punktów pomiarowych i uzyskane wartości zestawiono w tabeli pomiarowej. Rys. 1. Zdjęcie z realizacji pomiarów emisji elektromagnetycznej w Laboratorium EMC Rys. 2. Wartości pomiarowe emisji w zakresie 20MHz-3GHz 124

141 Tab. 1. Wartości pomiarowe emisji mierzonej w zakresie 5 Hz 400kHz przy pracującym silniku (bieg jałowy) LP Punkt pomiarowy Ford Mondeo Citroen XSara Opel Vectra E [V/m] H [A/m] E [V/m] H [A/m] E [V/m] H [A/m] 1 Przód samochodu 0,23 59,33 0,22 28,78 0,22 22,76 2 Bok samochodu od strony kierowcy 0,21 23,06 0,22 21,31 0,22 24,27 3 Bok samochodu od strony pasażera 0,22 21,95 0,22 24,08 0,23 22,34 4 Tył samochodu 0,22 20,27 0,24 20,61 0, Maska podniesiona 0,33 438,61 2,34 245,35 9,01 125,72 6 Siedzenie kierowcy 0,23 16,11 0,22 17,53 0,22 21,04 7 Siedzenie pasażera 0,22 17,88 0,23 67,75 0,22 17,4 8 Siedzenie kierowcy wł. podgrzew. 0,4 19, Siedzenie pasażera wł. podgrzew. 0,38 23, Szyba przód - wł. podgrzew. 0,24 65,91 0,22 35,22 0,22 30,71 11 Szyba tył - wł. podgrzew. 0,24 17,68 0,27 29,81 0,24 17,21 12 Lusterka elektr./podgrzew 0,23 33,22 0,26 23,86 0,23 23,79 13 Wyposażenie dodatkowe - Radio 0,27* 50,71* 0,47 74,08 0,49 101,4 * Radio + Transmiter FM Dzisiejszy samochód stał się elektronicznym poligonem, w którym z roku na rok przybywa urządzeń. Dlatego też, nieuchronne, wzajemne oddziaływanie modułów elektronicznych oraz stale rosnące zanieczyszczenie elektromagnetyczne przestrzeni, wymusza uwzględnianie problemów kompatybilności elektromagnetycznej w projektowaniu i budowaniu pojazdów. I to nie tylko po to by określić emisję elektromagnetyczną, ale przede wszystkim umożliwić bezpieczną eksploatację, a zatem aby zapewnić odpowiedni poziom odporności na zaburzenia. Procedury testów są podobne, jednakże przebiegi i generowane wartości probiercze określone w normach samochodowych są inne niż dla klasycznej elektroniki. Wynika to ze specyfiki środowiska w jakim pracują układy samochodowe. Sieć zasilająca poszczególne układy jest siecią jednoprzewodową (obwód: przewód-karoseria), gdzie wszelkie urządzenia włączone są do jednego punktu co pozwala na swobodne rozprzestrzeniania się sygnałów. Projekt sieci samochodowej pochodzi z poprzedniej epoki, gdzie nikt nie uwzględniał sygnałów w.cz. Aktualnie nie da się tego aspektu pominąć tym bardziej, że droga propagacji zaburzeń to nie tylko kable i przewody ale także oddziaływania polowe. Na podstawie analizy pracy urządzeń wyposażenia elektrycznego i elektronicznego, oraz wstępnych badań można przyjąć, że źródłami zaburzeń są przede wszystkim: układ zapłonowo-wtryskowy, alternator wraz z regulatorem napięcia, oraz urządzenia dodatkowe, często montowane w samochodach ręcznie. Bibliografia [1] Dyrektywa nr /WE z dn. 14 października 2004 dostosowująca do postępu technicznego dyrektywę Rady 72/245/EWG odnoszącą się do zakłóceń radioelektrycznych (kompatybilności elektromagnetycznej) w pojazdach oraz zmieniająca dyrektywę 70/1 56/EWG w sprawie zbliżenia ustawodawstw Państw Członkowskich odnoszących się do zatwierdzenia typu pojazdów silnikowych i ich przyczep. Official Journal nr/str. 33 7/13 z 13 listopada 2004 r. [2] PN-87/S Przemysłowe zakłócenia radioelektryczne. Pojazdy samochodowe z silnikami spalinowymi i urządzenia zawierające takie silniki. Dopuszczalne poziomy. Wymagania i badania Polski Komitet Normalizacyjny 1987 r. [3] Łukjanow S., Kopczyński K., Wybrane zagadnienia dotyczące badań i oceny wyposażenia elektryczno elektronicznego pojazdów samochodowych, Autoprogres Konmot, Rynia k. Warszawy

142 [4] Koszmider A., Wydawnictwo ALFA-WEKA Sp. z o.o. Certyfikat CE w zakresie kompatybilności elektromagnetycznej. [5] Nowe podejście do testów EMC w obszarze układów samochodowych zmiany i filozofia badań wg normy ISO (2004), materiały informacyjne opracowane przez ASTAT sp. zoo, Praca naukowa współfinansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy N N

143 THE APPLICATION OF MAGNEGTIC FLUID HYPERTHERMIA TO BREAST CANCER TREATMENT Arkadiusz Miaskowski 1, Bartosz Sawicki 2, Andrzej Krawczyk 3, Sotoshi Yamada 4 1 University of Life Sciences in Lublin, Department of Applied Mathematics and Computer Science 2 Warsaw University of Technology, Institute of the Theory of Electrical Engineering and Electrical Measurements 3 Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering 4 Kanazawa University, Institute of Nature and Environmental Technology, Japan Introduction In recent years, magnetic fluid hyperthermia has attracted much attention because of considerable heating effects in an AC-magnetic field. It can increase the temperature in tumors to C, and therefore kill tumour cells. The idea of magnetic fluid hyperthermia process can be shown as follows: Feeding magnetic fluid to tumor or cancer Applying external EMF of hundred khz Tumor or cancer is destroyed Fig. 1. Current idea of magnetic fluid hyperthermia One of the main magnetic fluid hyperthermia challenges lies in being able to deliver an adequate quantity of magnetic particles to generate enough heat in the target (cancer or tumour) using AC-magnetic filed conditions that are clinically acceptable. On the other hand, for biomedical purposes the frequency of hyperthermia set has to be higher than 50 khz in order to avoid neuromuscular electrostimulation, and lower than 10 MHz for appropriate penetration depth of the electromagnetic field [1]. That is why, the aim of this study has been to investigate the temperature dependence on quantity of magnetic fluid with regards to hyperthermia set located at Kanazawa University, Japan. In that case a female breast phantom has been prepared and different weight densities of magnetic fluid have been injected into the phantom cancer layer (Fig. 2). The rise in temperature has been measured in the points indicated by red crosses. Moreover, the low frequency FDTD algorithm [2] has been applied to numerically investigate current density and SAR (Specific Absorption Rate) as the factors of temperature distribution in the phantom under the assumption that: T SAR C t t0 2 E 127

144 where: is the conductivity of tissue [S/m], E electric field [V/m] in the tissue and - the density of tissue [kg/m 3 ]. b) a) c) Fig. 2. Female breast model dimensions (a) and the agar phantom (b,c) The dielectric properties of the phantom were approximated using the 4-Cole-Cole [2] model with parameters taken from Gabriel [3] using the following formula (1): s s r 1 ( j j (1) ) and they were as follows: skin wet - = 0.1 S/m, breast fat - = 0.04 S/m, cancer - = 0.4 S/m. Taking into account the measurement temperature rise in the cancer layer it has been concluded that a reasonable assumption is that about 50 mg of magnetic material concentrated in each cubic centimetre of tumour tissue is appropriate for magnetic hyperthermia in female breast. Moreover, applying FDTD low frequency algorithm it was found that current density and SAR are suitable factors of temperature rise in hyperthermia treatment and they can be used by medical doctors in planning successful treatment. References [1] Dugest E., at all., Towards a versatile platform based on magnetic nanoparticles for in vivo applications, Bull. Mater. Sci., Vol. 29, No. 6, pp , 2006 [2] Miaskowski A., Krawczyk A., Finite Difference Time Domain Method for High Resolution Modeling of Low Frequency Electric Induction in Humans, Electrical Review 2007, No 11, pp [3] K.S.Cole and R.H.Cole: Dispersion and absorption in dielectrics: I. Alternating current characteristics, Journal of Chemical Physics, April 1941, pp [4] S.Gabriel, R.W.Lau and C. Gabriel: The dielectric properties of biological tissues: III. Parametric models for the dielectric spectrum of tissues, Phys. Med. Biol. 41 (1996),

145 WSPOMAGANA KOMPUTEROWO TERAPIA ELEKTROMAGNETYCZNA Arkadiusz Miaskowski 1, Andrzej Krawczyk 2, Ewa Łada-Tondyra 3, Yoshiyaki Ishihara 1 Uniwersytet Przyrodniczy w Lublinie 2 Centralny Instytut Ochrony Pracy Państwowy Instytut Badawczy, 3 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Doshisha University, Department of Electrical Engineering, Kyo-tanabe, Japonia Wstęp Można wykazać na podstawie doniesień ze świata medycyny istnienie poważnego problemu socjo-medycznego, związanego z chorobami narządów ruchu [1]. Powszechność dolegliwości narządów ruchu jest jednym z dwóch powodów zajęcia się tą tematyką. Drugi powód ma charakter bardziej medyczny i fizykalny, a mianowicie w ostatnich latach jedną z najbardziej wykorzystywanych technik w leczeniu dolegliwości terapeutycznych jest terapia polem elektromagnetycznym. Obserwacje działań w świecie medycyny pozwalają postawić tezę, którą można by chyba udowodnić na podstawie danych statystycznych, że niemal każde schorzenie ortopedyczne jest traktowane polem elektromagnetycznym [2]. Najczęściej spotykanymi schorzeniami narządów ruchu, które traktowane są polem elektromagnetycznym są: choroby zwyrodnieniowe stawu kolanowego, osteoporoza i stany pourazowe. Powszechnie używana aparatura jest pokazana na rys. 1. Rys. 1 Typowe stymulatory stosowane w leczeniu schorzeń stawu kolanowego Dla obu rodzajów urządzeń zbudowano modele matematyczne (Rys.2): Rys.2 Modele matematyczne stymulacji stawu kolanowego 129

146 Dane potrzebne do budowy modelu geometrycznego zostały zaczerpnięte z US Air Force Research Laboratory; model tam prezentowany odzwierciedla wysokiego mężczyznę (1.8 m wysokość i 105 kg waga). Parametry fizyczne tkanek, z kolei, zostały wzięte z powszechnie dostępnego zbioru danych [3]. Wyniki obliczeń rozkładu gęstości prądów wirowych w obu przypadkach stymulacji są pokazane na rys. 3. a) b) Rys. 3 Rozkłady gęstości prądów wirowych a) wymuszenie wzdłużne, b) wymuszenie prostopadłe Porównanie obu rodzajów stymulacji wskazuje na znacznie większą efektywność stymulacji prostopadłej. Literatura [1] [2] A. Sieroń, Zastosowanie pól magnetycznych w medycynie, α-medica Press, Bielsko-Biała 2000 [3] S. Gabriel, R.W. Lau and C. Gabriel, The dielectric properties of biological tissues: III. Parametric models for the dielectric spectrum of tissues, Phys. Med. Biol. 41 (1996), [4] R. Cadossi, G.C. Traina, Orthopaedic Clinical Application of Biophysical Stimulation in Europe, in Bioelectromagnetic Medicine (eds. P.J. Rosch, M.S. Markov), Taylor and Francis, 2004, [5] A. Miaskowski, A. Krawczyk, Finite Difference Time Domain Method for High Resolution Modeling of Low Frequency Electric Induction in Humans, Electrical Review 11/2007, pp Publikacja opracowana na podstawie wyników zadania realizowanego w ramach programu wieloletniego pn. Poprawa bezpieczeństwa i warunków pracy, etap I dofinansowywanego w zakresie służb państwowych przez Ministerstwo Pracy i Polityki Społecznej w latach Główny wykonawca i koordynator: Centralny Instytut Ochrony Pracy Państwowy Instytut Badawczy. 130

147 ROZKŁAD POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO WYSOKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI W GRUCZOLE PIERSIOWYM Joanna Michałowska 1, Arkadiusz Miaskowski 2, Andrzej Wac-Włodarczyk 1 1 Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii 2 Uniwersytet Przyrodniczy w Lublinie, Katedra Zastosowań Matematyki i Informatyki Praca niniejsza ma na celu przedstawienie rozkładu pola elektromagnetycznego (PEM) wysokiej częstotliwości w półsferycznym modelu piersi kobiecej. W celu uproszczenia zagadnienia przyjęto, że model jest homogeniczny, a jego parametry elektryczne (przenikalność elektryczna względna i konduktywność) opisane są równaniem Cole-Cole [2] z parametrami zaczerpniętymi od C. Gabriel [1]. s (1) j 1 1 j j o gdzie: ω częstotliwość kątowa, Δε = ε - ε s inkrement dielektryczny (miara amplitudy procesu relaksacyjnego), ε - przenikalność elektryczna mierzona przy częstotliwościach dostatecznie wysokich, ε s - przenikalność elektryczna mierzona przy częstotliwościach dostatecznie niskich, ε o - przenikalność elektryczna próżni, σ s - konduktywność statyczna, - czas relaksacji, α- parametr rozkładu czasów relaksacji. Parametry dielektryczne modelu przeliczone zostały dla częstotliwości 2.45GHz i 5GHz (tab1) zaś analiza numeryczna pola elektromagnetycznego przeprowadzona została metodą różnic skończonych w dziedzinie czasu (Finite Difference Time Domain) przy pomocy programu Empire XCcel TM. Tab.1 Zestawienie parametrów elektrycznych tkanek Typ tkanki Konduktywność σ[s/m] 2.45 GHz Przenikalność względna ε r Tłuszczowa Mięśniowa Skórna GHz Tłuszczowa Mięśniowa Skórna Na rys. 1, w sposób schematyczny, pokazano rozpatrywany model wraz z podobszarami takimi jak: warstwa skóry, tkanka zdrowa i rakowa. W analizie pola elektromagnetycznego zastosowano warunek brzegowy typu PML (Perfectly Match Layer); jako wymuszenia użyto anteny dipolowej, umieszczanej w odległości (1 cm.) od warstwy skóry, jak pokazano na rys. 1 (zielone punkty oznaczają położenia anteny). 131

148 5 cm 6 cm XX Sympozjum PTZE, Książ cm Warstwa skóry, grubość 2 mm Tx/Rx Tkanka rakowa, śr.6 mm, Tkanka zdrowa z Rys.1 Rozpatrywany model (rysunek poglądowy) Na rys.2a przedstawiono rozkład składowej E natężenia pola elektromagnetycznego dla częstotliwość 2.45 i 5 GHz a) b) Rys.2 Rozkład pola elektromagnetycznego w numerycznym modelu gruczołu piersiowego: a) wymuszenie 2.45GHz, b) wymuszenie 5GHz. Literatura [1] Gabriel C. The dielectric properties of biological tissue: I. Literature survey Phys. Med. Biol, vol.41, pp , 1996, [2] Winters D.W., Shea J.D., Kosmas P., Van Veen B.D, and Hagness S.C, "Three-dimensional microwave breast imaging: Dispersive dielectric properties estimation using patient-specific basis functions", IEEE Transactions on Medical Imaging, vol. 28, no. 7, pp , July 2009, [3] Zastrow E., Davis S.K., Lizebnik M., Kelcz F., Van Veen B.D.,, Shea J.D., Hagness S.C, Development of Anatomically Realistic Numerical Breast Phantoms With Accurate Dielectric Properties for Modeling Microwave Interactions With the Human Breast, IEEE Trans.on Biomedical Engineering Antennas, vol.55, pp , no.12,december

149 WYZNACZANIE HARMONICZNEGO POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO 3D WZBUDZANEGO PRZEZ TORY PRĄDOWE O DOWOLNYM KSZTAŁCIE METODĄ ITERACYJNO-BRZEGOWĄ Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako 2 Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych 2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki Wstęp Tory prądowe są jednymi z najczęściej spotykanych elementów urządzeń elektrycznych i zwykle stanowią główne źródło wzbudzające pole elektromagnetyczne. Typowymi przykładami torów prądowych mogą być np. przewody linii energetycznych, kable transmisyjne, uzwojenia transformatorów i maszyn elektrycznych, różnego rodzaju anteny itp. Poza dobrą przewodnością materiału z jakiego są zwykle wykonane, ich wspólną cechę stanowi specyficzna geometria, którą można określić obszarem zakreślanym przez płaską figurę (przekrój toru) przy przesuwaniu wzdłuż pewnej krzywej (osi toru) w taki sposób, aby linie zakreślane przez poszczególne punkty przekroju były do niej lokalnie równoległe. Jeżeli rozkład gęstości prądu w torze prądowym jest znany (lub łatwy do określenia), to wzbudzane przez niego pole elektromagnetyczne można często wyznaczyć z wystarczającą dokładnością przez obliczenie całek Biota-Savarta lub potencjałów opóźnionych [1, 2]. Taka sytuacja nie zawsze jednak ma miejsce, ze wzglądu na występowanie różnego rodzaju zjawisk fizycznych wpływających na rozkład gęstości prądu, takich jak np. efekt wypierania prądu, wzajemne interakcje poszczególnych części toru prądowego, wpływ pól wytwarzanych przez inne elementy układu, jak też głównie w przypadku pól szybkozmiennych - efekty falowe (np. w antenach i liniach długich). Należy też zauważyć, że źródłami pól wzbudzanych przez tory prądowe mogą być nie tylko płynące w nich prądy, lecz również indukowane na ich powierzchniach ładunki elektryczne o nieznanym rozkładzie. Z tych powodów, dokładne wyznaczenie pola elektromagnetycznego wytwarzanego przez tory prądowe wiąże się z koniecznością rozwiązywania równań Maxwella z układem klasycznych warunków brzegowych elektrodynamiki na powierzchni toru prądowego. W niniejszej pracy zaprezentowano ogólną procedurę obliczania rozkładu pola elektromagnetycznego wzbudzanego przez sinusoidalnie zmienne prądy płynące w torach prądowych o dowolnie zadanym kształcie osi i przekroju. Procedura ta oparta jest na iteracyjnobrzegowej metodzie analizy elektromagnetycznych pól harmonicznych 3D opisanej w [3]. Poza możliwością wyznaczania pól elektromagnetycznych wzbudzanych przez same tory prądowe, proponowaną procedurę można w prosty sposób zaimplementować do obliczania pól w bardziej rozbudowanych układach elektrodynamicznych z uwzględnieniem interakcji torów prądowych z pozostałymi elementami układu. 133

150 Opis układu i sformułowanie zagadnienia Rozważany układ składa się z pewnej liczby ograniczonych i rozłącznych obszarów reprezentujących tory prądowe zanurzonych w nieograniczonym ośrodku. Parametry materiałowe tych obszarów oraz ośrodka przyjmuje się jako stałe (tj. zakłada się ich jednorodność, izotropowość i liniowość). Geometrię obszaru każdego toru prądowego określają (por. rys. 1): przekrój toru, będący dowolną figurą płaską o brzegu stanowiącym zamkniętą krzywą gładką opisaną równaniem r p rp ( s), ss1, s2 oś toru, będąca dowolną krzywą gładką opisaną równaniem r ( t), t t, t o r o 1 2 powierzchnie krańcowe S 1, S 2, będące uzupełnieniami powierzchni brzegowej toru na obu jego końcach, do gładkiej powierzchni zamkniętej (jeżeli oś toru nie jest krzywą zamkniętą). Zakłada się, że prądy płynące w torach prądowych są sinusoidalnie zmienne i rozpatruje się ustalony stan pracy układu. Przyjmuje się, że przynajmniej dla jednego z torów występujących w układnie znany jest całkowity prąd przepływający przez wybrany jego przekrój, lub (alternatywnie) napięcie określone jako U E dl L gdzie: L jest pewną zadaną krzywą należącą do powierzchni toru. Metoda rozwiązywania W celu rozwiązania sformułowanego zagadnienia zastosowano metodę opisaną w [3]. Polega ona na aproksymacji rozwiązania dokładnego za pomocą kombinacji liniowej (sumy aproksymacyjnej) rozwiązań fundamentalnych zespolonych równań Maxwella, będących superpozycją pola dipola Hertza (uogólnionego na ośrodki przewodzące) i rozwiązania do niego dualnego. Punkty osobliwe tych rozwiązań wybierane są w kolejnych krokach iteracyjnych poza obszarem, którego dotyczy rozwiązanie, a współczynniki sumy aproksymacyjnej obliczane są w taki sposób, aby w każdym kroku uzyskać możliwie najlepsze przybliżenie rozwiązywanego zagadnienia. Literatura [1] Jackson J. D.: Elektrodynamika Klasyczna, PWN, Warszawa [2] Ingarden R. S., Jamiołkowski A.: Elektrodynamika Klasyczna, PWN, Warszawa [3] Pawłowski S.: Iteracyjno-brzegowa metoda analizy trójwymiarowych zagadnień quasi-stacjonarnych zagadnień elektrodynamiki, Oficyna Wydawnicza Politechniki Rzeszowskiej, Rzeszów

151 A REVIEW OF COMPUTATIONAL METHODS FOR PREDICTING CHARACTERISTICS OF ELECTRIC MACHINES Lidija Petkovska 1, Goga Cvetkovski 2 1 International Balkan University, Faculty of Technical Sciences Skopje, Macedonia 2 Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies Skopje, Macedonia The prediction and analysis of electric machine characteristics under various operating conditions has been always a challenging issue, both for designers and analysts. To accomplish this task, depending on the particular working regime, various computational methods are applied. Usually, one should combine and couple several methods for analysis to get more satisfactory results. For each approach, a particular model of the analyzed machine has to be developed. When using traditional methods for performance analysis of an electric machine the magnetic field is presumed, and is known only approximately. The analytical calculation of the machine characteristics is based on a rough idea of the field distribution in the magnetic cores and in the air-gap. Hence, the results can be enough accurate only at steady state operation of the machine. For transient regime analyses the results are unreliable. However, the knowledge of the dynamic characteristics of electric machines is very important issue. It is one of the reasons why a lot of research works, which have been recently done, is associated with development of numerical computational methods. In the present paper, a survey of the methods that are in use is given. The methodology of development the respective mathematical models is presented. An evaluation of the advantages and disadvantages of computational methods is also elaborated. The Finite Element Method (FEM) has been widely proved to be efficient when calculating parameters and characteristics of the variety of electromagnetic devices. In particular, the Finite Element Analysis of electric machines became a routine. This numerical method, when implemented in an appropriate environment, is giving reliable results either at steady state or during transient operating mode of the machine. Depending on the particular object of study, and particular operating conditions, the magneto-static or time-harmonic FEM is applied. To consider full electro-magneto-mechanical coupling, the time-stepping FEM is recommended. In some cases one can combine revolving field theory with FEM. Simulation methods, especially for transient and dynamic analyses, are becoming more and more attractive. The main task is to develop the best fitted mathematical model and to define properly the respective methods that have to be coupled. It is still an open question either 2D or 3D magnetic field calculation is better approach. The answer couldn't be unequivocal, as it depends on the particular problem to be solved. From our experience one advisable approach, giving enough accurate results, is to combine and to 135

152 implement the 3D effects in the 2D magnetic field calculations. Good examples, illustrating this statement, are modeling of the skewing and taking into account the winding end-regions. These issues will be discussed more extensively in the full paper. By coupling the external circuits to the field model, true time variations of running machine quantities are taken into consideration. The movement of the rotor, expressed by an angle value, is corresponding to the angular velocity of the rotor. The voltages, currents and vector potential are coupled to each other in the voltage balance equations and in the field equations. Either voltage or current can be adopted as an input value. Because of the nonlinearity of the core materials the system of equations must be solved iteratively. Equations should be solved simultaneously in the same iteration loop, if a fast convergence and a short solution time are wanted. The field equations for the stator and the rotor are written in their own co-ordinate systems and the field solutions are matched with each other in the air gap. In the following figures, a selection of typical results, obtained by various FEM calculations, in a diversity of electric machines are presented. 3D Magnetic Field One of the unanimous needs for 3D FEM application is in the electric machines with complicated and open geometry. The self-starting single-phase permanent magnet synchronous motor is a good example to illustrate. The view of the motor topology in the 3D mode and the 3D magnetic field distribution are presented in Fig. 1 (a) and (b), respectively. Figure 1: Three-dimensional magnetic field distribution 2D FEM application The magnetic field in a surface mounted permanent magnet synchronous motor is calculated by 2D FEM magnetostatic approach. The result at pull-out operating mode (at load angle 90 0 el.) is given in Fig. 2. When analysing three-phase induction motor, the time-harmonic FEM must be applied; the result of calculations at rated slip operation is shown in Fig. 3. Figure 2: Magnetic field of PMSM Figure 3: Magnetic field of induction motor 136

153 Time-stepping FEM results The application of time-stepping FEM method is presented in Fig. 4, when analyzing the transient regime during the bolted short circuit at the terminals of a three-phase synchronous generator; different instants of time are shown in figures (a), (b) and (c). (a) t = 0 s (b) t = 0.02 s (c) t = 0.04 s Figure 4: Time-stepping transient field distribution at a short circuit of synchronous generator The presented results are calculated by using the particular derived models of the analysed electric machines. The more detailed description will be given in the full manuscript. Also, more computational results at various operating regimes will be investigated and analysed. The numerical procedures for calculations of relevant characteristics and parameters will be presented. Steady state and dynamic performance analyses of the diversity of electric machines will be carried out, too. When possible, the calculated parameters and characteristics are compared with testing results. 137

154

155 ELECTROMAGNETIC AWARENESS OF CARDIAC IMPLANT PATIENTS PREMILIMARY ANALYSIS OF QUESTIONNAIRE RESPONSES Anna Pławiak-Mowna 1 Andrzej Krawczyk 2 1 University of Zielona Góra, Faculty of Electrical Engineering, Computer Science and Telecommunications, Institute of Computer Engineering and Electronics 2 Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering Introduction The number of people whose work or live exposes them to artificial (man-made) electromagnetic fields is growing. The awareness of coexistence EMF sources within the healthcare and everyday environment is rising. The national and international associations (institutions, legislatures) have assigned different limit values for electromagnetic radiation levels in various standards and regulations. Everybody is exposed to electromagnetic radiation, for example radiofrequency radiation from mobile phone antennas, base stations, broadcast transmission towers, etc. According to 2002 data collected by the NIOM Lodz, over EMF-emitting devices have been reported in Poland, of which 63% were those use in radio communication, 21% in the industry15% in heat services and ca., 1% in the science [1,2]. The awareness of coexistence EMF sources within the healthcare and everyday environment is rising. Cardiac implant wearers are special group of society, because of there is possibility of harmful interference. Cardiac device implant patients are interested in direct access to real and actual information about living with implanted device (in aspects of medical and health care areas, implantation procedures and therapy and products overview). That information can be available through specialized webpage. The authors demonstrated the basic specification of education cardiac device implant wearers about electromagnetism and specially electromagnetic interferences [3]. The primary goal of project is to educate cardiac device implant wearers and their families for better understanding of EMF-cardiac implant interaction. The another very important project goals are: to control patients and (their) family knowledge about EMF interaction, to collect data from questionnaires (volunteers interview for examination of pacemaker implanted in the human body, volunteers interview for study related to EMI in daily lives, and so on.). The authors demonstrate preliminary results of EM awareness questionnaire responses. The Pacemaker Patients and Their Families Education EM Awareness Questionnaire In a high-tech age the expectation of pacemaker-wearers for better healthcare is rising. Cardiac implant wearers are special group of society, because of there is possibility of harmful interference. Cardiac device implant patients are interested in direct access to real and 139

156 actual information about living with implanted device (in aspects of medical and health care areas, implantation procedures and therapy and products overview). Many active specialized web pages present general information about pacemakers, about the procedure and the care afterwards [4], about devices that may interfere with pacemakers [5-8]. Patients need to be an active participant in their education. Medical staff need the tools to help patients understand their disease-state, treatment options and living with disease (and implants). The questionnaires, interviews and observations are used to investigate how the background (EMF exposure) influence quality of pacemaker-wearers life. The survey will demonstrate knowledge and perception of cardiac implant patients and their families about EMF exposure. The questionnaire for cardiac implant patients and their families consists of four parts: 1) personal characteristic (gender, age, education level), 2) knowledge of the risk item (EMF exposure), 3) degree of threat for EMI risk, 4) requirements for educational materials. Summary In general new technologies are emotionally associated with potential health hazards. Trend in pacemakers malfunction rates due to EMI in real-life situation that is the problem. Patients are interested in estimation of risk and they want to know the relation between the level of risk and technical parameters of exposure is a prevalent aspect of the everyday life. The goal of project [3] is popularize knowledge of EMF interference among non-technical people (cardiac implant wearers and their families). This will provide patients with a better understanding of kind of interaction pacemaker-emf. The questionnaire responses will be used for preparing educational materials about electromagnetic awareness of cardiac implant patients. References [1] H. Aniołczyk, Supervision of State System of Protection Against 0 HZ 300 GHZ EMF Exposure, Electromagnetic Field, Health and Environment: Proceedings of Ehe 07 (Ed. Andrzej Krawczyk, Roman Kubacki, Slawomir Wiak, Carlos Lemos Antunes), IOS Press, 2008, pp [2] Nofer Institute of Occupational Medicine in Lodz, Web page, accessed: June [3] Pławiak-Mowna A., Krawczyk A., Electromagnetic awareness and education of cardiac implant patients, Zastosowania elektromagnetyzmu w nowoczesnych technikach i informatyce: XIX sympozjum środowiskowe PTZE, Centralny Instytut Ochrony Pracy - Państwowy Instytut Badawczy, 2009, pp [4] EthnoMed Home Page, Patients Education Resources, accessed: June [5] American Heart Association, Learn and Live Web Site, accessed: June 2010 [6] PreOp.com, Patient Education Web Site, =mkt&id=&cachedate=& id=&affid=&campid=&hidenav=, accessed: July [7] MedLine Plus, Web Site, Service of the U.S. National Library of Medicine and the National Institute of Health, Patient Education Web Site, X-Plain module published by the Patient Education Institute, accessed: June [8] MedLine Plus, Web Site, Service of the U.S. National Library of Medicine and the National Institute of Health, accessed: June

157 KONCEPCJA MODELOWANIA STRAT W RDZENIU MASZYNY INDUKCYJNEJ Andrzej Popenda Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1. Wprowadzenie Właściwe modelowanie obwodów magnetycznych jest istotne do celów analizy i projektowania układów elektrycznych i elektronicznych, zawierających dławiki, transformatory, serwomotory i maszyny wirujące. W niniejszej pracy zaproponowano model matematyczny silnika indukcyjnego uwzględniający opis rdzenia magnetycznego w oparciu o nasycenie, histerezę, prądy wirowe i straty anomalne. Procentowy udział strat w rdzeniach maszyn i urządzeń elektrycznych w odniesieniu do ich mocy znamionowej jest stosunkowo niewielki. Uwzględnienie wyżej wymienionych zjawisk w rdzeniu magnetycznym ma zatem na celu uściślenie modelu matematycznego maszyny indukcyjnej. 2. Modelowanie histerezy i nieliniowości obwodu magnetycznego W przypadku ośrodków liniowych poddanych działaniu pól sinusoidalnie zmiennych w czasie stwierdzono doświadczalnie, że zmienność indukcji jest również sinusoidalna, przy czym między przebiegiem indukcji i przebiegiem natężenia występuje przesunięcie fazowe o kąt. Można to wyrazić następująco w postaci zespolonej [1] B μexp j H (1) gdzie: B = B(t), H = H(t) zespolona indukcja magnetyczna i natężenie pola, j jednostka urojona, przy czym j 2 = 1. Przez analogię do zależności (1) między indukcją magnetyczną i natężeniem pola można napisać zależność między strumieniem i prądem magnesującym (2) m i i m L exp j (2) gdzie: L m indukcyjność magnesowania głównego obwodu magnetycznego. W przypadku liniowych obwodów magnetycznych wielkość L m jest stałym parametrem. Dla nieliniowych obwodów magnetycznych L m można wyrazić jako funkcję prądu magnesującego lub strumienia. 3. Model matematyczny silnika indukcyjnego z uwzględnieniem strat w rdzeniu Modele obwodowe stanowią podstawę opisu matematycznego układów napędowych, w tym zautomatyzowanych układów przekształtnikowych wykorzystywanych w licznych procesach techno-logicznych. Modele obwodowe obejmujące silnik, przekształtnik i układ sterowania są 141

158 stosowane powszechnie, pomimo intensywnego rozwoju modeli polowych maszyn i metod ich symulacji. Równania (3) elektromagnetycznych procesów przejściowych w magnetycznie sprzężonych obwodach symetrycznej maszyny indukcyjnej dwubiegunowej zapisano z wykorzystaniem koncepcji wektora przestrzennego [2] w wirującym układzie współrzędnych d-q związanym z przestrzennym wektorem strumienia w głównym obwodzie magnetycznym, przy czym d = oraz q = 0 d d s r us Rsis j, u dt s r Rr ir j m (3) dt r gdzie: u s, u r, i s, i r, s, r wektory przestrzenne napięcia, prądu i strumienia skojarzonego stojana i wirnika, m prędkość wirowania wirnika. Wielkość w równaniach (3) jest określona zależ-nością: = d /dt, gdzie:, prędkość kątowa i kąt obrotu przestrzennego wektora strumienia głównego. W przypadku silnika klatkowego należy uwzględnić: u r = 0 + j0. Aby rozwiązać rów-nania (3) konieczne jest ustalenie związków między przestrzennymi wektorami strumieni i prądów L i, L i (4) s s s r r r gdzie: L s, L r indukcyjności rozproszenia uzwojenia stojana i uzwojenia wirnika. Równanie bilansu prądów jest następujące is ir im ie ia (5) gdzie: i m, i e, i a wektory przestrzenne prądu magnesującego oraz prądów odpowiadających stratom wiroprądowym i anomalnym. W wyniku przekształceń otrzymano równania elektromagnetycznych procesów przejściowych silnika klatkowego z trzema niewiadomymi wektorami przestrzennymi. Równania te sprowadzone do nieruchomego układu współrzędnych - są następujące d dt s R L s s d r Rr u s s, j r m r 1 dt L d 1 1 s r exp ji (6) dt Re Ra Ls Lr Lm Do układu równań należy dołączyć jeszcze jedno, opisujące zmienność prędkości kątowej wirnika. Jest nim równanie ruchu wirnika. r 4. Przykładowe przebiegi i trajektorie Wykonano obliczenia numeryczne z wykorzystaniem opracowanego modelu matematycznego. W obliczeniach uwzględniono parametry rzeczywistego silnika indukcyjnego o mocy 55 kw zaprojektowanego specjalnie do napędzania reaktorów polimeryzacji [3]. Uwzględniono ponadto efekt naskórkowości w prętach wirnika [4] oraz nienasycony obwód magnetyczny silnika. 142

159 Rys. 1. Przebiegi czasowe silnika indukcyjnego podczas rozruchu i pod obciążeniem Rys.2 Trajektoria magnesowania rdzenia w początkowym etapie rozruchu Wnioski Istnieje możliwość wykorzystania metody symbolicznej (wielkości zespolonych) zarówno do opisu zależności między indukcją i natężeniem pola [1] jak i do matematycznego opisu maszyny indukcyjnej z wykorzystaniem koncepcji wektora przestrzennego [2]. Właściwość tę autor wykorzystał do uwzględnienia w modelu matematycznym silnika indukcyjnego zjawisk zachodzących w rdzeniu magnetycznym. Uwzględnienie to ma charakter przybliżony przy założeniu pewnych uproszczeń. Mimo to proponowana metoda wydaje się być interesującą propozycją uwzględniania parametrów rdzenia magnetycznego w modelach matematycznych maszyn i urządzeń oraz warta dalszych studiów i analiz w celu jej ulepszania. Literatura 1. Kolbiński K., Słowikowski J., Materiałoznawstwo elektrotechniczne. WNT Warszawa, Kovacs K., P., Racz J.: Transiente Vorgange in Wechselstrommaschinen. Ung. Akad. D. Wiss., Budapest Rusek A., Popenda A. Transient states of polymerizer drive including real load of specially designed induction motor. Proceedings of the 17th International Conference on Electrical Machines, Chania, Crete Island, Greece Popenda A., The Mathematical Model and Transient States of a Specially Designed Induction Motor for Polymerization Reactor Drive. Proc. of the IV th Int. Sc. Symp. Elektroenergetika, Slovakia

160

161 OKREŚLENIE MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO SILNIKA INDUKCYJNEGO Z RZECZYWISTYM OBWODEM MAGNETYCZNYM Andrzej Popenda Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1. Wprowadzenie Moment elektromagnetyczny maszyny elektrycznej wirującej definiuje się jako pochodną cząstkową energii pól magnetycznych maszyny względem kąta geometrycznego. Jeżeli pole magnetyczne jest wywołane przez k prądów, energię w polu magnetycznym przedstawia się za pomocą zależności znanej z licznych źródeł literaturowych, w tym [1,2,3] w 1 2 k i k k W powyższej zależności pojawia się współczynnik ½, charakterystyczny dla pola trójkąta. W przypadku ośrodków nieliniowych figura zawarta między osią rzędnych a odcinkiem nieliniowej charakterystyki magnesowania nie jest trójkątem, co uniemożliwia określenie momentu elektromagnetycznego maszyny elektrycznej wirującej w powyższy sposób. W niniejszej pracy zaproponowano alternatywne metody określenia momentu elektromagnetycznego maszyny indukcyjnej na podstawie bilansu mocy i strat. Zaprezentowano dwa modele umożliwiające określenie momentu elektromagnetycznego. W modelu związanym z układem nieruchomym równania elektromagnetycznych procesów przejściowych w magnetycznie sprzężonych obwodach elektrycznych maszyny indukcyjnej są zapisane w nieruchomym układzie współrzędnych prostokątnych -. W modelu zorientowanym polowo równania są zapisane w układzie współrzędnych prostokątnych d-q związanym z przestrzennym wektorem strumienia głównego maszyny (strumienia w głównym obwodzie magnetycznym maszyny). (1) 2. Model związany z układem nieruchomym Na rys. 1 zilustrowano schemat zastępczy maszyny indukcyjnej dla składowej wektora przestrzennego. Schemat dla składowej jest analogiczny. Oba schematy odpowiadają równaniom elektromagnetycznych procesów przejściowych w magnetycznie sprzężonych obwodach symetrycznej maszyny indukcyjnej zapisanym z wykorzystaniem koncepcji wektora przestrzennego i są odpowiednie do analizy dynamiki silnika indukcyjnego z uwzględnieniem nasycenia, histerezy, prądów wirowych i zjawisk anomalnych. 145

162 Rys. 1. Schemat zastępczy maszyny indukcyjnej dla składowej wektora przestrzennego Do równań opisujących elektromagnetyczne procesy przejściowe należy dołączyć jeszcze jedno, opisujące zmienność prędkości kątowej wirnika. Jest nim równanie ruchu wirnika (2) dm J e m (2) dt gdzie: J moment bezwładności wirnika i związanych z nim elementów wirujących, e, m moment elektromagnetyczny i moment oporowy na wale silnika. Moment elektromagnetyczny jest wynikiem oddziaływania pól elektromagnetycznych w maszynie indukcyjnej. W rozważanym modelu wyrażenie określające moment elektromagnetyczny maszyny indukcyjnej zdefiniowano jako pochodną cząstkową energii mechanicznej maszyny w m względem kąta obrotu wirnika m wm e (3) m przy czym chwilową moc mechaniczną maszyny indukcyjnej, równą sumie mocy użytecznej na wale i strat mechanicznych, można przedstawić następująco dwm wm d m pm em (4) dt dt m gdzie: m prędkość kątowa wirnika. Z modelu matematycznego maszyny indukcyjnej wynika następująca zależność dla obwodów wirnika silnika zwartego dwubiegunowego d er R r ri r jm (5) dt r przy czym r = r. Moc maszyny indukcyjnej będącą wynikiem oddziaływania pól magnetycznych w maszynie można przedstawić następująco p e i e i R i i R i i (6) r r r r r r m r r r r m r r Po podstawieniu do zależności (6) składowych wektora e r i przekształceniu otrzymuje się 2 2 p R i i i i (7) gdzie: i r r 2 2 r ir r i 2 r m r r r r, i r moduł wektora prądu wirnika. Jak wynika z bilansu mocy uzwojenia wirnika, który sporządza się w oparciu o schemat zastępczy pokazany na rysunku 1, moc mechaniczną otrzymuje się odejmując straty mocy w 2 uzwojeniu wirnika R r i r od mocy pola magnetycznego p 146

163 p m r r r r i i (8) m Stąd na podstawie zależności (4) i (8) moment elektromagnetyczny jest określony następująco i i (9) e r r r r 3. Model zorientowany polowo W wyniku zastosowania analogicznej analizy otrzymano tożsamą do (9) zależność wyrażającą moment elektromagnetyczny maszyny indukcyjnej. Wnioski Zależności określające moment elektromagnetyczny, wyprowadzone z wykorzystaniem obu proponowanych modeli są tożsame. Uwzględnienie strat w rdzeniu magnetycznym skomplikowało proces wyprowadzenia zależności na moment elektromagnetyczny maszyny w porównaniu z podejściem klasycznym, polegającym na określeniu energii pól elektromagnetycznych. Dotyczy to szczególnie modelu zorientowanego polowo. Jednakże wyprowadzone zależności oraz zależności podawane w źródłach literaturowych dla maszyny z bezstratnym obwodem magnetycznym są podobne lub tożsame. W przypadku pominięcia strat w rdzeniu magnetycznym zależności te można stosować alternatywnie. Literatura 1. Kaźmierkowski M. P., Tunia H.: Automatic control of converter-fed drives. PWN-ELSEVIER, Warsaw Amsterdam London New York Tokyo, Orłowska-Kowalska T., Bezczujnikowe układy napędowe z silnikami indukcyjnymi, Oficyna Wydawnicza Politechniki Wrocławskiej, Wrocław Anderson P. M., Fouad A. A.: Power system control and stability, AMES Iowa, USA

164

165 MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY ASYNCHRONICZNEGO SILNIKA INDUKCYJNEGO Z UWZGLĘDNIENIEM W MODELU MATEMATYCZNYM STRAT W ŻELAZIE Andrzej Rusek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1. Wstęp W trakcie wieloletniej działalności naukowo- badawczej prowadzonej przez Zakład Maszyn i Napędów Elektrycznych Wydziału Elektrycznego Politechniki Częstochowskiej były wykonane opracowania oraz prototypy asynchronicznych silników indukcyjnych specjalnego wykonania głównie dla układów napędowych w samotokowych liniach transportowych dla przemysłu hutniczego oraz w układach napędowych w liniach technologicznych dla przemysłu chemicznego. Maszyny te ze względu na specyfikę swojej konstrukcji wymagały innych rozwiązań konstrukcyjnych niż rozwiązania standardowe, dlatego też w wielu przypadkach zachodziła konieczność uzyskiwania znacznych mocy i momentów obrotowych przy ograniczeniach zewnętrznych wyznaczających wymiary silników, co powodowało, że zachodziła konieczność szczegółowego określania strat mocy, w tym również strat mocy w żelazie. Do analizy strat mocy z uwzględnieniem strat mocy w żelazie niezbędna jest odpowiednia metodyka umożliwiająca analizę tych strat i jednocześnie dająca możliwość prowadzenia obliczeń symulacyjnych z uwzględnieniem parametrów konstrukcyjnych maszyny oraz parametrów materiałów stosowanych na magnetowody tych maszyn [1], [3], [4]. 2. Modele matematyczne asynchronicznego silnika indukcyjnego Modele matematyczne asynchronicznego silnika indukcyjnego mogą być formułowane przy różnych założeniach i przy uwzględnieniu lub braku uwzględnienia zjawisk występujących w maszynie indukcyjnej [1]. Przy takim kryterium rozpatrywania i klasyfikowania modeli matematycznych można wyodrębnić następujące rodzaje modelu matematycznego asynchronicznego silnika indukcyjnego: model maszyny ogólny (wyidealizowany) nie uwzględniający strat w żelazie, nie uwzględniający zjawiska nasycenia oraz nie uwzględniający zjawiska wypierania, przy jednoczesnej symetrii konstrukcyjnej maszyny i symetrii układu zasilania, modele matematyczne uwzględniające odpowiednio straty w żelazie, zjawisko wypierania prądu lub zjawisko nasycenia, przy czym mogą to być modele matematyczne uwzględniające jedno z wyżej wymienionych zjawisk lub dowolne ich połączenie, modele matematyczne specjalne uwzględniające szczególną konstrukcję asynchronicznych silników indukcyjnych, czego przykładem może być asynchroniczny silnik indukcyjny specjalnego wykonania w wersji rurowej przeznaczony do pracy pionowej z wielkogabarytowym łożyskiem ślizgowym z węglików spiekanych [4]. 149

166 W celu uwzględnienia strat mocy w żelazie podczas pracy asynchronicznego silnika indukcyjnego do ogólnych obwodów elektrycznych schematu zastępczego asynchronicznego silnika indukcyjnego wprowadzono gałąź równoległą do gałęzi pionowej zawierającą rezystancję R z, której wartość względną w oparciu o [2] określa zależność (1): K R Rzm (1) 2 1 s f 1 s h e gdzie: K R współczynnik niezależny od częstotliwości napięcia zasilania określony eksperymentalnie w odniesieniu do strumienia magnetycznego podawany w jednostkach względnych, h współczynnik strat histerezowych dla znamionowej wartości częstotliwości i napięcia zasilania, e współczynnik strat wiroprądowych dla znamionowej wartości częstotliwości i napięcia zasilania, f częstotliwość dla danego stanu pracy, s poślizg. Model matematyczny asynchronicznego silnika indukcyjnego w wykonaniu klatkowym zasilanego symetrycznym napięciem trójfazowym z uwzględnieniem strat w żelazie ograniczonych do magnetowodu stojana pracującego w układzie napędowym jednomasowym sprowadzonym do wału wirnika przedstawia układ równań (2): u R i p ds s ds ds u0s Rsi0 s p 0s u ' u ' dr qr qs 0s L s i0s ' dr L ' r i' drlm ids i' dr R' r i' dr p ' dr r ' qr ' qr L ' r i' qrlm i qs i' qr R' r i' qr p ' qr r ' dr ' 0 r L' r i' 0r 3 M P ' i' ' i' u' 0 r R' r i' 0r p ' 0r ds L s qs L s i ds qs L M M i ds qs i' dr qr p 2 1 i L i i' p M b M r m r m qr dr r m r m 0 (2) J Model symulacyjno-komputerowy dla asynchronicznego silnika indukcyjnego opisanego modelem matematycznym uwzględniającym straty mocy w żelazie ograniczone do magnetowodu stojana i określonym zależnościami (2) przedstawiono na rys.1. dr qr Rs Uds 1 s -K- -K- 1/Los Discrete, Ts = 1e-006 s. powergui Uqs 1 s -K- Ids, Iqs -K- -K- 1/Los1 Mop 1/J -K- P 1 s Me, Wrm Rs1 2 Rr Mo -K- 1 s 1/Lor w I'dr, I'qr 1 s Rr1 -K- 1/Lor 1 Rz 1 1 s 1 s -K- -K- -K- 1/Lm -K- 1/Lm 1 Rys. 1. Model symulacyjno-komputerowy silnika indukcyjnego opisanego zależnościami (2) 1 Rz1 150

167 Obliczenia zależności czasu rozruchu od rezystancji określonej zależnością (1) wykonano dla trójfazowego silnika indukcyjnego typ 2Sg250M4 o danych: P N = 55[kW], n n = 1483 [min -1 ], M N = 354 [Nm], I N400V = 93 [A], M r /M N = 2,4; I r /I N = 7,3; M max /M N = 2,6. Wyniki obliczeń symulacyjnych przedstawiono na rys T r [s] 6 5 Rys. 2. Zależność czasu rozruchu od rezystancji reprezentującej straty mocy w żelazie dla silnika indukcyjnego trójfazowego typ 2Sg250M R z 0,1 3. Wnioski Biorąc pod uwagę opracowane modele symulacyjno komputerowe asynchronicznego silnika indukcyjnego dla przypadku ogólnego i przypadku z uwzględnieniem strat mocy w żelazie ograniczonych do strat mocy w magnetowodzie stojana można sformułować następujące wnioski: Przedstawione modele dają możliwość prowadzenia obliczeń symulacyjnych z uwzględnieniem możliwości zmiany wszystkich parametrów konstrukcyjnych asynchronicznego silnika indukcyjnego podawanych w jego schemacie zastępczym dla różnych rodzajów zasilania, jak również dla dowolnie zadawanej liczby par biegunów. Wykonywanie obliczeń z wykorzystanie modeli symulacyjno komputerowych można prowadzić dla dowolnie zadawanego w czasie technologicznego momentu obciążenia lub dla wskaźnikowo zadawanego stałego początkowego momentu obciążenia, co ma szczególne istotne znaczenie w układach napędowych, w których obciążenie silnika powstaje na skutek tarcia, co występuje między innymi w samotokowych liniach transportowych lub układach napędowych reaktorów polimeryzacji. Obliczenia z wykorzystaniem modeli symulacyjno komputerowych dają możliwości oceny, na etapie wstępnego projektowania asynchronicznych silników indukcyjnych specjalnego wykonania, ich zastosowania w układach napędowych o konstrukcji lub wymogach technologicznych ograniczających wymiary zewnętrzne maszyn. Literatura [1] Puchała A. Dynamika maszyn i układów elektrodynamicznych PWN Warszawa [2] Kirschen D.S., Novotny D.W., Suwanwissot W. Minimizing induction motor losses by excitatuin control in variable frequency drives // IEEE Trans. on Industr. Appl., 1984, Vol. IA-20, No. 5, pp [3] Rusek A. Model matematyczny motoreduktorowego układu napędowego samotokowej linii transportowej z uwzględnieniem zjawiska luzów PTETiS Wybrane zagadnienia elektrotechniki i elektroniki WZEE, 2002 Częstochowa Złoty Potok Przegląd Elektrotechniczny, nr 5s/2002, s , Warszawa 2002, PL ISS [4] Popenda A., Rusek A. Model matematyczny i wybrane stany nieustalone głównego napędu reaktora polimeryzacji przy uwzględnieniu parametrów pracy komory mieszalnika. Przegląd Elektrotechniczny Nr 5/2008, s , Warszawa 2008, PL ISSN

168

169 MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY ASYNCHRONICZNEGO SILNIKA INDUKCYJNEGO Z UWZGLĘDNIENIEM W MODELU MATEMATYCZNYM NASYCENIA I ZJAWISKA WYPIERANIA PRĄDU Andrzej Rusek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1. Wstęp W Zakładzie Maszyn i Napędów Elektrycznych Wydziału Elektrycznego Politechniki Częstochowskiej od wielu lat w ramach badań statutowych, projektów celowych oraz prac naukowo badawczych na rzecz przemysłu wykonywane są prace w zakresie układów napędowych z zastosowaniem w tych układach asynchronicznych silników indukcyjnych specjalnego wykonania między innymi [2], [3]. W przypadkach takich praca maszyny projektowana jest również do pracy w obszarze nasycenia magnetowodu dla których analiza pracy modelami liniowymi powoduje znaczne błędy. Występowanie dużych wartości sił magnetomotorycznych nasycających magnetowody występuje również w takich rodzajach pracy maszyny jak chwilowe przeciążenia i rozruchy, dlatego też dla asynchronicznych silników indukcyjnych specjalnego wykonania w opracowaniach tych są wykonywane szczegółowe diagramy pracy z uwzględnieniem wszystkich stanów powodujących występowania znacznych wartości sił magnetomotorycznych. 2. Model matematyczny W oparciu o zależności modelu matematycznego asynchronicznego silnika indukcyjnego przedstawionego w opracowaniu [4] składowe napięcia wirnika i stojana w ortogonalnym układzie współrzędnych dla klatkowego wykonania silnik oraz symetrycznego trójfazowego napięcia zasilania przedstawia układ równań określony zależnością (1): u ds R i s ds L as pi ds p * ds * qs L i as qs u qs R i s qs L as pi qs p * qs * ds L i as ds u' dr R' r i' dr L' ar pi ds p ' * dr * r ' qr r L' ar iqs u ' qr r qr ar qr * qr * r ' dr r L' ar i' dr R' i' L' pi' p ', (1) W układzie równań (1) przyjęto oznaczenia dla poszczególnych wielkości napięć u, prądów i oraz strumieni skojarzonych jako (mn), gdzie n oznacza odpowiednio dla stojana n=s, dla wirnika n=r oraz dla danej osi odpowiednio m=d, m=q oznaczając p=d/dt jako operator 153

170 różniczkowania, przy czym wielkości oznaczone z primem są wielkościami wirnika sprowadzonymi na stronę stojana a wielkości oznaczone gwiazdką są wielkościami nieliniowymi pozostającymi bez związku z indukcyjnościami rozproszenia zależnymi od powietrza. Przykładowo strumień przedstawia zależność (2): * ds is ds M * ds * * i i' L i L. (2) ds dr ids dm Po dalszych przekształceniach otrzymano model matematyczny części elektrycznej asynchronicznego silnika indukcyjnego uwzględniający zjawisko nasycenia określony zależnością (3): * * uds Rsids L as L idspids Lmd pidm v1 v1 ads ids dm * * uqs Rsiqs L as L iqspiqs Lmd piqm v2 v2 aqs iqs qm * * u' dr R' r i' drl' arl' idr pi' drl' md pi' md v3 v3 ' adr ' idr dm r * * u' R' i' L' L' pi' L' pi' v v ' ' (3) qr r qr ar iqr qr mq qm 4 4 aqr iqr dm r W oparciu o [1] przyjęto opis krzywej magnesowania zgodnie z zależnością (4): a arctan 1 a2i a3i, (4) gdzie: a 1, a 2, a 3 - współczynniki określane z doświadczalnej krzywej magnesowania. W celu uwzględnienia w modelu matematycznym zjawiska wypierania prądu w oparciu o [5] uwzględniono zależności opisane zgodnie z (5): sh2 sin 2 br f 2 7 R ' r kr R' r. sl R' r. br k r 2h r 10 ch 2 cos 2 b L ' r kl L' r. sl L' r. br gdzie: R ' r. sl 3 sh2 sin 2 k l (5) 2 ch 2 cos 2 - rezystancja rozproszenia wirnika sprowadzona na stronę stojana dla części klatki wirnika w jego magnetowodzie, R ' r. br - rezystancja rozproszenia wirnika sprowadzona na stronę stojana dla części klatki wirnika poza magnetowodem, s r L ' r. sl - indukcyjność rozproszenia klatki wirnika sprowadzona na stronę stojana w jego magnetowodzie, L r. br ' - indukcyjność rozproszenia klatki wirnika sprowadzona na stronę stojana poza magnetowidem, h r - wysokość pręta klatki wirnika, b r - szerokość pręta klatki wirnika, b s - szerokość szczeliny, f 2 - częstotliwość prądu w wirniku, r - rezystancja właściwa materiału pręta wirnika. 3. Model symulacyjno-komputerowy W oparciu o model matematyczny określono model symulacyjno-komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego umożliwiającego jego analizę z uwzględnieniem jago nasycenia oraz zjawiska wypierania prądu w prętach wirnika dla przypadków silników specjalnego wykonania z pręgowanym wykonaniem klatki wirnika przedstawionym na rys

171 Rs -K- Discrete, Ts = 1e-006 s. powergui 1 s -K- i psi Uds 1/La 1 Li 1 i psi Ids, Iqs Li 2 Uqs 1 s Rs1 -K- 1/La 2 i Li 3 psi -K- Mop -K- 1/J 1 s P 2 Me, Wrm -K- Mo w Rr f 2 Rr 1 s -K- 1/La 3 i Li 4 psi KL KL f 2 i psi Idr, Iqr Li 5 1 s -K- 1/La 4 i Li 6 psi Rys. 1. Model symulacyjno- komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego z uwzględnieniem nasycenia oraz wypierania prądu w prętach wirnika Przedstawiony model symulacyjno-komputerowy umożliwia analizę pracy silnika dla układów napędowych, w których występują znaczne zmiany skokowe w czasie momentu obciążenia powodujące okresowe przeciążenie silnika powodujące jego pracę w nieliniowym obszarze krzywej magnesowania. Przedstawiony model symulacyjno komputerowy daje możliwość jego rozbudowy o blok umożliwiający symulację temperatur jakie występują w wirniku i korpusie silnika dla pracy z częstymi i dużymi przeciążeniami. 4. Wnioski Biorąc pod uwagę opracowane modele symulacyjno-komputerowe asynchronicznego silnika indukcyjnego dla przypadku uwzględnienia w modelu matematycznym nasycenia obwodu magnetycznego i zjawiska wypierania prądu w prętach wirnika można sformułować następujące wnioski: Przedstawione modele dają możliwość prowadzenia obliczeń symulacyjnych z uwzględnieniem możliwości zmiany wszystkich parametrów konstrukcyjnych asynchronicznego silnika indukcyjnego podawanych w jego schemacie zastępczym dla różnych rodzajów zasilania, zmiennej liczbie par biegunów maszyny oraz uwzględniania wpływu nasycenia magnetowodu i wpływu zjawiska wypierania prądu. Prowadzona symulacja komputerowa z wykorzystaniem modeli symulacyjno komputerowych pozwala na uzyskanie przebiegów w czasie prądów stojana i wirnika, momentu elektromagnetycznego silnika i prędkości kątowej silnika dla różnych przebiegów w czasie momentów obciążenia wynikających z uwarunkowań technologicznych zastosowania rozpatrywanego układu napędowego. Wyniki analizy obliczeniowej dają możliwość sformułowania wytycznych w zakresie założeń dla projektowania asynchronicznych silników indukcyjnych specjalnego 155

172 wykonania z uwzględnieniem nietypowych wymogów układów napędowych głównie w zakresie chwilowych znacznych przeciążeń silnika oraz możliwości występowania takich przeciążeń w określonych warunkami technologicznymi możliwych okresach ich występowania. Literatura [1] Keyhani A., Tsai H. Igspice simulation of induction machines with saturable inductances // IEEE Trans. on Energy Conver., 1989, Vol. 4, No. 1, pp [2] Popenda A., Rusek A. Model matematyczny i wybrane stany nieustalone głównego napędu reaktora polimeryzacji przy uwzględnieniu parametrów pracy komory mieszalnika. Przegląd Elektrotechniczny Nr 5/2008, s , Warszawa 2008, PL ISSN [3] Rusek A. Model matematyczny motoreduktorowego układu napędowego samotokowej linii transportowej z uwzględnieniem zjawiska luzów PTETiS Wybrane zagadnienia elektrotechniki i elektroniki WZEE, 2002 Częstochowa Złoty Potok Przegląd Elektrotechniczny, nr 5s/2002, s , Warszawa 2002, PL ISS [4] Rusek A. Model symulacyjno komputerowy asynchronicznego silnika indukcyjnego z uwzględnieniem w modelu matematycznym strat w żelazie. XX Sympozjum Polskiego Towarzystwa Zastosowań Elektromagnetyzmu "Zastosowania elektromagnetyzmu w nowoczesnych technikach i informatyce", Książ k/wałbrzycha [5] Sudhoff S.D., Aliprantis D.C., Kuhn B.T., Chapman P.L. An induction machine model for predicting inverter-machine interaction // IEEE Trans. on Energy Conver., 2002, Vol. 17, No. 2, pp

173 VARIANTS OF THE LEVEL SET APPLICATIONS TO SOLVE INVERSE PROBLEM IN EIT Tomasz Rymarczyk 2, Stefan F. Filipowicz 1,2, Jan Sikora 2,3 1 Warsaw University of Technology, Institute of the Theory of Electrical Engineering, Measurement and Information Systems 2 Electrotechnical Institute, Warsaw 3. Lublin University of Technology, Department of Electronics ABSTRACT: This paper presents the applications of the level set function for identification the unknown shape of an interface motivated by Electrical Impedance Tomography (EIT) by using a several level set algorithms. The conductivity values in different regions are determined by the finite element method. Introduction In this paper was proposed algorithms based on level set function [3,4,5,6], Mumford-Shah model [7] and variational level set method to solve the inverse problem in the electrical impedance tomography. The conductivity values in different regions are determined by the finite element method [1]. Numerical algorithm is a combination of the level set method for following the evolving step edges and the finite element method for computing the velocity. In addition to minimizing the objective function of the difference between the potential due to the applied current and the measured potential [2]. Table 1. Values of the objective function ALGORITHMS Objective function (min) 1 object 2 objects Level Set Method Mumford-Shah model Variational Level Set Method Variational Level Set Method and Mumford-Shah Model

174 Fig. 1. The objective function Results Table 1 shows values of the objective function for one and two objects by using the various algorithms. Figures 2 presents an image reconstruction by using the level set methods and the finite element method and figure 1 shows minimum values of the objective function. a) b) c) d) Fig. 2. The image reconstruction : a) level set method, b) Mumford-Shah model, c) variational level set method, d) variational level set method and Mumford-Shah model 158

175 References [1] Filipowicz S.F., Rymarczyk T.: Tomografia Impedancyjna, pomiary, konstrukcje i metody tworzenia obrazu. BelStudio, Warsaw [2] Filipowicz S.F., Rymarczyk T., Sikora: J. Level Set Method for inverse problem solution in electrical impedance tomography. XII ICEBI & V EIT Conference. Gdańsk [3] Osher S., Fedkiw R.: Level Set Methods and Dynamic Implicit Surfaces. Springer, New York [4] Osher S., Sethian J.A.: Fronts Propagating with Curvature Dependent Speed: Algorithms Based on Hamilton-Jacobi Formulations. J. Comput. Phys. 79, 12-49, [5] Osher, S., Fedkiw, R.: Level Set Methods: An Overview and Some Recent Results. J. Comput. Phys. 169, , [6] Sethian J.A.: Level Set Methods and Fast Marching Methods. Cambridge University Press [7] Shah J., Mumford D.: Optimal approximation by piecewise smooth functions and associated variational problems. Comm. Pure Appl. Math., (42): ,

176

177 THE ROLE OF APPLICATION DEVICE IN EXPERIMENTS WITH BLOOD CELL CULTURES EXPOSED TO MICROWAVE FIELD Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Marek Dąbrowski Military Institute of Hygiene and Epidemiology, Department of Microwave Safety, Kozielska 4 Str Warsaw, Poland Introduction The popularity and rapid development of wireless communication technology has led to increasing numbers of new devices and systems that emit electromagnetic energy. It has resulted in large numbers of individuals at the workplace or in the general public being exposed to electromagnetic fields. In most cases, the sources of electromagnetic energy are in close proximity to the human body (cell phones). The increased exposures at the workplace or in daily life have prompted the need for research to evaluate electromagnetic safety and health implications. To complete this task researchers focus their attention on physical interactions of electromagnetic fields with cell cultures, tissues, animals and humans (epidemiological studies). The epidemiological studies or experiments with animals are conducted either at plane wave condition or the examined technology (e.g. cell phone) is directly used in the experiment. It is enough to link the biological effects with frequency, modulation, electromagnetic field intensity and exposure time to show the safety and health implications of electromagnetic field. In the studies with cell cultures apart from above mentioned electromagnetic field characteristics the key factor is homogeneity of electromagnetic field throughout the exposed specimen to provide to all cells in the culture the same exposure conditions. Methods It seems the best solution for this problem is to place the specimen in the homogeneous electromagnetic field (e. g. in the far field of an antenna or inside the capacitor). Fig. 1. Shape of the test tube, its size and specimen volume may change exposure conditions 161

178 Unfortunately this assumption is completely false. The electromagnetic field inside the specimen differs from the field outside. Moreover the shape of the test tube or test plate, the volume of specimen inside the tube, number of tubes exposed altogether, the distance between them and the direction of the field versus the tubes or plates may completely change electromagnetic field distribution throughout the specimen. Fig. 2. Parallel-plate applicator with tissue culture test plate filed with specimen In this study it has been examined how the different shapes of standard cell culture tubes, dishes, flasks and test plates, the specimen is exposed in, impact on electromagnetic field homogeneity in the specimen. Due to small dimensions of these specimens it is very difficult to measure the electromagnetic field inside the tubes. Another problem during such measurements is the probe perturbs the measured field. So we decided to calculate the electromagnetic field inside the tubes and test plates filed with specimen at the commonly used exposure conditions. All studies are computer simulations based on experimental data. Calculations have been performed in Vector Fields Concerto. The calculations have been performed at the plane wave condition, with specimen placed into the parallel-plate applicator and in the proximity of cell phone antenna. Results of calculations are useful to assess the homogeneity of electromagnetic field during the experiment. Moreover the analysis of parallel-plate applicators showed that if to change the shape of an applicator (plate size, distance between plates) and to place inside the applicator metal passive (not fed) elements it is possible to improve the homogeneity of the field. Fig. 3. Sample analysis of E-field distribution throughout tissue culture test plate filed with specimen (darker regions represent higher E-field intensities) Conclusion 1. The electromagnetic field inside the specimen differs from the field outside. 2. The shape of the test tube or test plate, the volume of specimen inside the tube, number of tubes exposed altogether, the distance between them and the direction of the field versus the tubes or plates may completely change electromagnetic field distribution throughout the specimen. 3. It is possible to design the applicator of electromagnetic field that is adequate to the shape and configuration of test plates with specimen to optimize the electromagnetic field distribution throughout the specimen. 162

179 INFLUENCE OF PERMANENT MAGNET MATERIAL ON CHARACTERISTICS OF PERMANENT MAGNET ASSISTED RELUCTANCE MOTOR Bojan Štumberger, Viktor Goričan, Miralem Hadžiselimović University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science Introduction Synchronous reluctance motors (SRELMs) can be used in BLAC or BLDC drives as well [1]. The main obstacle for wider use of SRELMs in BLAC drives is lower torque density and lower power factor than can be found in permanent magnet synchronous motors of similar size. This obstacle, however, can be easily overcome by special SRELM design, where rotor structure exhibits multiple flux barriers in several layers. In such a rotor design permanent magnet material can be easily placed in rotor barriers in order to increase performance of pure SRELM design. Such a motor is then usually called interior permanent magnet synchronous motor with flux barriers (IPMSMFB) or permanent magnet assisted synchronous reluctance motor (PMASRM). Design and characteristics of such an IPMSMFB designed for wide constant power-speed mode operation already have been presented [2]. The aim of this paper is to present how the quantity of permanent magnet materials, placed in the rotor barriers, influences the PMASRM motor characteristic for different load levels in dependency on voltage level and speed. Method of analysis and results The tested SRELM was made from IEC 71 induction motor stator frame (stator winding: three-phase distributed winding in Y connection) and four pole rotor with three-barriers per pole (NdFeB sintered PM material N38SH has been placed in rotor barriers in order to obtain PMASRM). Magnetic flux-lines distribution over motor cross-section with only PM excitation is presented in Fig. 1a (PM material is placed in the second barrier), Fig.1b (PM material is placed in the second and in the third barrier) and in Fig.1c (PM material is placed in all barriers). Influence of placement of PM material in different rotor barriers on static electromagnetic torque characteristic at current density of 5 A/mm 2 is presented in Fig. 2. From results presented in Fig. 2 it can be concluded that the highest increase of torque density will be achieved when the PM material is placed in the second barrier only or in the second and third barrier at the same time. The load characteristics have been measured at different constant voltage levels and speeds in order to confirm increase of efficiency and power factor with added PM material. Results are presented in Fig. 3- Fig. 5 for speed 3000 rev/min and in Fig. 6-Fig. 7 at speed 8955 rev/min. 163

180 Conclusion From the presented results it is clear that the appropriate adding of PM material in PMASRM can significantly improve torque density, efficiency and power factor in PMASRM. Fig. 1a: PM material in 2 nd barrier Fig. 1b: PM material in 2 nd and 3 rd barrier Fig. 1c: PM material in 1 st, 2 nd and 3 rd barrier Fig. 2: Static electromagnetic torque characteristics Fig. 3: Current characteristics in dependency on load and voltage level at 3000 rev/min Fig. 4: Efficiency in dependency on load; PM in 2 nd and 3 rd barrier (solid line), PM in 2 nd barrier (broken line) Fig. 5: Power factor in dependency on load; PM in 2 nd and 3 rd barrier (solid line), PM in 2 nd barrier (broken line) Fig. 6: Efficiency in dependency on load; PM in 2 nd and 3 rd barrier (solid line), PM in 2 nd barrier (broken line) Fig. 7: Power factor in dependency on load; PM in 2 nd and 3 rd barrier (solid line), PM in 2 nd barrier (broken line) 164

181 References [1] ŠTUMBERGER, Bojan, GORIČAN, Viktor, ŠTUMBERGER, Gorazd, HADŽISELIMOVIĆ, Miralem, MARČIČ, Tine, TRLEP, Mladen., Performance evaluation of synchronous reluctance motor in BLDC drive, Prz. Elektrotech., 2009, vol. 85, no. 12, pp [2] ŠTUMBERGER, Bojan, ŠTUMBERGER, Gorazd, HADŽISELIMOVIĆ, Miralem, MARČIČ, Tine, VIRTIČ, Peter, TRLEP, Mladen, GORIČAN, Viktor., Design and finite-element analysis of interior permanent magnet synchronous motor with flux barriers, IEEE trans. magn., Nov. 2008, vol. 44, no. 11, pp

182

183 LINE-START PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTORS FOR SEMI-HERMETIC COMPRESSOR DRIVES Bojan Štumberger 1, Tine Marčič 2, Miralem Hadžiselimović 1, Gorazd Štumberger 1 1 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Maribor, Slovenia 2 TECES, Research and Development Centre for Electric Machines, Maribor, Slovenia Introduction In the semi-hermetic compressor drives normally single-phase and three-phase induction motors (IM) are used due to the tough motor structure and the capability of line-starting under load from standstill when the motor is supplied from a constant frequency and constant amplitude voltage supply. Due to the good cooling conditions the electric motors in semihermetic compressors are loaded with the load of 22.5 times higher than the load for which the electric motor is normally designed. For that reason the IMs in semi-hermetic drives work with large value of slip. Another type of motor which can be used in semi-hermetic drives is line-start interior permanent magnet synchronous motor (LSIPMSM). The LSIPMSM has similar structure to IM, except that the permanent magnets are placed under squirrel-cage. LSIPMSM has to be able to line-start and synchronize under load. Normally, LSIPMSM exhibits in the steady state higher or equal torque per unit stator current and a higher efficiency when compared to the same size IM with equal squirrel-cage design 1, 2. Despite superior characteristics of LSIPMSM in comparison to IM in the steady-state conditions, LSIPMSM exhibits some drawbacks as well. Those drawbacks are evident during starting transients. The aim of the paper is to present a fair comparison between the characteristics of IM and LSIPMSM in steady state conditions and transients conditions during line-starting. Results and discussion LSIPMSM for semi-hermetic compressor drive was designed by using FEM method. Rotor of LSIPMSM has equal squirrel cage design as rotor of commercial 1Hp induction motor used in the industrial semi-hermetic compressor. Characteristics of IM and LSIPMSM with the same stator construction and the same winding design in steady state condition and during startingtransients have been tested on the special test bench. Some of the results are presented in Fig. 1-Fig. 8. In the steady state conditions LSIPMSM has better efficiency than commercial IM which can be seen in Fig. 1. For the similar constant load torque the higher line-to-line voltage is needed for the successful synchronization of LSIMPSM (during the test both motors were loaded by the torque controlled IM, rotor moment of inertia of breaking motor is about 22 times the rotor inertia of tested rotor) which can be seen in Fig. 2-Fig. 8. The actual 167

184 moment of the inertia of the semi-hermetic compressor is substantially lower than the moment of the inertia of the breaking machine. The comparison of the results in the steady state conditions for IM and LSIPMSM in the actual semi-hermetic compressor drive will be presented in the full paper. Fig. 1: Efficiency of induction motor (IM) and line-start IPM motor (LSIPMSM) Fig. 2: Speed during starting at 380 V and constant load of 6.2 Nm, IM Fig. 3: Torque transients during starting at 380 V and constant load of 6.2 Nm, IM Fig. 4: Phase current transients during starting at 380 V and constant load of 6.2 Nm, IM Fig. 5: Speed during starting at 420 V and constant load of 5.9 Nm, LSIPMSM Fig. 6: Torque transients during starting at 420 V and constant load of 5.9 Nm, LSIPMSM Fig. 7: Phase current transients during starting at 420 V and constant load of 5.9 Nm, LSIPMSM Fig. 8: Comparison of torque transients during starting for IM an LSIPMSM from Figs. 3 and 6, IM (black color), LSIPMS (gray color) 168

185 References [1] T. Marčič, B. Štumberger, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, P. Virtič and D. Dolinar, Line-Starting Three- and Single-Phase Interior Permanent Magnet Synchronous Motors-Direct Comparison to Induction Motors, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 44, No. 11, pp , November [2] K. Kurihara and M. Azizur Rahman, High-Efficiency Line-Start Interior Permanent-Magnet Synchronous Motors, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 40, No. 3, pp , May/June

186

187 STABILNOŚĆ TERMICZNA WYSOKOTEMPERATUROWYCH PRZEWODÓW NADPRZEWODNIKOWYCH MgB 2 Paweł Surdacki Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Wielowłókniste kompozytowe przewody nadprzewodnikowe z dwuborku magnezu MgB 2, których technologia opracowana została w ostatnich latach, mogą być bardzo atrakcyjnym elementem uzwojeń współczesnych silnoprądowych urządzeń nadprzewodnikowych. Dzięki możliwości pracy w temperaturze ok. 20 K zapewnianej przez kriochłodziarki mechaniczne, przewody te mogą przewodzić prądy o gęstościach rzędu 10 9 A/m 2 przy obecności pola magnetycznego o indukcji ok. 4-5 T, co czyni je niezwykle konkurencyjnymi w stosunku do innych przewodów nadprzewodnikowych zarówno nisko jak i wysokotemperaturowych. Utrzymanie stabilnej i bezpiecznej pracy przewodów nadprzewodnikowych w takich warunkach wymaga jednak m. in. rozpatrzenia zagadnień stabilności w sytuacji występowania zewnętrznych impulsów energetycznych zaburzających stan nadprzewodzenia. W pracy przedstawiono jednowymiarowy (rys. 1) model matematyczny stanów dynamicznych kompozytowego przewodu MgB 2, który umożliwia wyznaczenie parametrów określających jego stabilność termiczną, przede wszystkim minimalnej energii utraty nadprzewodzenia. Przewód jest poddany zaburzeniu cieplnemu o energii E z działającemu w czasie t z na długości x z odcinka przewodu. Założono stałą wartość prądu roboczego w czasie procesu utraty nadprzewodzenia, brak zewnętrznego pola magnetycznego wokół przewodu oraz adiabatyczne warunki cieplne. Rys. 1. Geometria, parametry materiałowe i wymuszenia oraz warunki brzegowe modelu matematycznego stanów dynamicznych utraty nadprzewodzenia w kompozytrowym przewodzie nadprzewodnikowym MgB 2 Niestacjonarne procesy termiczne wywołane zaburzeniem energetycznym, powiązane z modelem podziału prądu, uwzględniające zmienność temperaturową parametrów materiałowych i funkcji wymuszenia w czasie i wzdłuż przewodu opisane są równaniem dyfuzji T( x, t) T( x, t) Cv( T) ( T) p( T, I) t x t (1) gdzie: T(x,t) temperatura punktu przewodu o współrzędnej x w chwili t, C v (T) pojemność cieplna, l(t) przewodność cieplna, p(t,i) objętościowa gęstość mocy cieplnej generowanej w przewodzie, I prąd przewodu. 171

188 Na podstawie modelu matematycznego opracowano program TapeStab, który umożliwił określenie wpływu energii zaburzenia na parametry procesu dynamicznego zanikania nadprzewodzenia w przewodzie kompozytowym MgB 2 /Cu (rys. 2). Przeprowadzona analiza numeryczna pozwoliła na wyznaczenie dwóch granicznych wartości energii zaburzenia, E z = 13,142 mj, przy której nie wystąpiła jeszcze utrata nadprzewodzenia oraz E z = 13,143 mj, którą można uznać za minimalną wartość energii utraty nadprzewodzenia E q. Rys. 2. Przebiegi czasowe temperatury T(t) w miejscu wystąpienia zaburzenia nadprzewodzenia dla różnych wartości energii impulsu zaburzającego w przewodzie kompozytowym MgB 2 /Cu. Opracowany model umożliwił analizę przestrzenno-czasowych rozkładów temperatury w przewodzie nadprzewodnikowym podczas procesów dynamicznych zarówno w przypadku niekontrolowanej utraty nadprzewodzenia (rys. 3a) jak i przypadku odzyskania nadprzewodzenia (rys. 3b). Rys. 3. Przestrzenno-czasowe rozkłady temperatury w kompozytowym przewodzie MgB 2 /Cu/Fe uzyskane przy energii zaburzenia: a) powodującego utratę nadprzewodzenia E z = 13,143 mj, b) nie powodującego utraty nadprzewodzenia E z = 13,142 mj. Parametry procesu: prąd roboczy I r = 100 A, temperatura robocza (początkowa) T 0 = 27 K, czas trwania zaburzenia t z = 40 ms, długość zaburzenia x z = 2 mm Literatura [1] Surdacki P., Kryteria stabilności w analizie nadprzewodników silnoprądowych, Przegląd Elektrotechniczny, 84 (2008), 5, [2] Martınez E., Young E.A., Bianchetti M., Munoz O., Schlachter S.I., Yang Y., Quench onset and propagation in Cu-stabilized multifilament MgB 2 conductors, Supercond. Sci. Technol. 21 (2008) (8pp). Pracę wykonano w ramach projektu badawczego N /3678 Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego. 172

189 GENETIC ALGORITHM APPLICATION IN OPTIMIZATION OF THE MEDIUM VOLTAGE POWER GRID WITH WIND GENERATORS Ryszard Szczebiot 1, Sławomir Cieślik 2 1 College of Computer Science and Business Administration in Łomża, 2 University of Technology and Life Sciences, Bydgoszcz An essential problem to be solved when connecting wind generators to a medium voltage power grid lies in their optimal placement with respect to minimum power losses in the grid. The analytical problem of this aspect is exceptionally difficult to describe and resolve. However, modern evolutionary algorithms make it possible to solve the problem in a relatively short time. The paper presents a mathematical model of a power grid part in the form of a large set of algebraic equations modeling the operating mode of the power grid after switching on of wind generators: YV M I (1) where M is matrix dimension, Y is admittance matrix for segments between two grids, V is complex potential vector whereas vector I denotes complex currents of wind generators in the grids considered during the application of the algorithm. The solution of equation (1) resulting in the sum of the losses of the active power in the considered part of the grid constitutes the objective function. With the help of the genetic algorithm we search for such a placement of wind generators in the grid to minimize active power losses. The implemented genetic algorithm was limited to an area of 9x9 kilometers with the possibility switching on of wind generators in 23 power grids (M = 23). The following genetic operators were used: mutation operated on genes (bits) appearing in the chromosome defining grid location with the probability factor P=0.03 chromosome inversion (P=0.056) gene inversion (P=0.043) The algorithm starts after producing start population PO 0 by a random number generator, in which the size of the vector depends on the number of attached wind generators. Individuals from each population giving best solutions become a parental table. Pairs of best solutions are crossed over and additionally the parental table is supplemented by some individuals chosen randomly from worse solutions. The parental table in each population is also supplemented by newly selected individuals in a random way. Such an algorithm of parental selection for crossovers considerably increases the convergence to achieve the optimal solution. 173

190 The following logical alternatives were adopted for the final process optimization criterion (stop criterion): lack of objective function value improvement, or number of analyzed populations NP, greater than 50 (NP>50). The results obtained using the genetic algorithm was verified by a standard iterative method. The verification was carried out on the same part of grid in which power losses for all possible placements were computed choosing the best solution. The same result was arrived at by applying the genetic algorithm. Additional tests showed the efficiency of the method. The proposed algorithm proved to be very effective in spite of the fact that genetic algorithms usually require long lasting computations. Thus the method make it possible to optimize to connect a great number of wind generators in extensive power grid systems. Increasing the dimensions of the investigated problem, it can be possible to apply more refined genetic operators to achieve the best convergence of the solution. An alternative way of approaching the problem is using parallel computers with a dedicated parallel genetic algorithm. References [1] Michalewicz Z.: Genetic Algorithms + Data Structures= Evolution Programs, Springer- Verlag,Berlin, 1996 [2] Butryło B., Jordan A., Skorek A.: Eficient Metod of Temperature Optimization in Multi- Component Electronic Circuits, European Simulation Symposium ESS 99, SCS`-Europe, pp ,nottingham, Great Britain,

191 WPŁYW SPRZĘŻEŃ PRĘDKOŚCIOWYCH NA ROZKŁADY POLA W SILNIKU INDUKCYJNYM OBROTOWO-LINIOWYM Marcin Szczygieł Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki Obserwowany w ostatnich latach rozwój nowych technologii w zakresie automatyki i robotyki powoduje wzrost zapotrzebowania na nowe urządzenia mechatroniczne. Silniki obrotowo liniowe stanowią grupę oryginalnych przetworników elektromechanicznych mogących sprostać stawianym wymaganiom. Silniki o dwóch stopniach swobody ruchu stanowią niewielką grupę napędów elektrycznych, niemniej jednak można przypuszczać, że powstawanie nowych złożonych urządzeń mechatronicznych takich jak np. obrabiarki numeryczne, układy o dwóch stopniach swobody do pozycjonowania paneli fotowoltaicznych będzie powodować coraz większe zapotrzebowanie na tego rodzaju silniki. W 2007 roku, w ramach grantu KBN 3 T10A zostało zaprojektowane i zbudowane stanowisko pomiarowe do badań przetworników elektromechanicznych o dwóch stopniach swobody ruchu (rys.1.) [1,2,3]. W ramach projektu zaprojektowano i wykonano prototyp silnika indukcyjnego obrotowo-liniowego z litą warstwą przewodzącą w części wtórnej jak i układy pomiarowe siły i momentu wytwarzanego przez silnik. Rys. 1. Silnik obrotowo- liniowy na stanowisku pomiarowym Aktualnie prowadzone prace są kontynuacją prac [4,5] i związane są z realizacją projektu badawczego N N Prototyp silnika jest konstrukcją o dwóch oddzielnych stojanach umieszczonych w jednej obudowie i współpracujących ze wspólną częścią wtórną. W wyniku współdziałania dwóch prostopadłych pól z prądami indukowanymi w wirniku powstaje moment obrotowy i liniowa siła ciągu. Przewidziany do badań silnik jest w rzeczywistości zintegrowanym w jednej obudowie przetwornikiem elektromechanicznym, 175

192 realizującym niezależnie ruch obrotowy, liniowy lub obrotowo-liniowy. Z przeprowadzonych dotychczas badań eksperymentalnych omawianego silnika wynika, że istnieje sprzężenie prędkościowe pomiędzy autonomicznymi częściami silnika (wpływ zmian prędkości na wartość prądu zasilającego). W artykule przedstawione zostaną modele polowe elementów silnika indukcyjnego o dwóch stopniach swobody. Celem analizy polowej jest określenia zmian prądu zasilającego w części obrotowej silnika pod wpływem zmian prędkości liniowej i odpowiednio zmian prądu zasilającego w części liniowej pod wpływem prędkości obrotowej. Literatura 1. Kluszczyński K., Kowol P., Szczygieł M., Pilch Z.: Stanowisko do badania napędów o ruchu obrotowo liniowym aspekty obliczeniowe i projektowe. XVI Sympozjum Środowiskowe PTZE Zastosowania Elektromagnetyzmu w nowoczesnych Technikach i Informatyce, września 2006, Wisła 2. Szczygieł M.: Dobór konstrukcji silnika indukcyjnego obrotowo liniowego do zadanej charakterystyki elektromechanicznej przy wykorzystaniu metod polowych. XVIII Sympozjum Środowiskowe PTZE, , Zamość 3. Kciuk S., Pilch Z., Szczygieł M., Trawiński T.: VCM motor for active vibroisolation theoretical backgrounds. Międzynarodowe XV Sympozjum Mikromaszyny i Serwosystemy, , Soplicowo 4. Szczygieł M., Kluszczyński K.: Charakterystyki elektromechaniczne silnika indukcyjnego obrotowo liniowego przy różnych częstotliwościach sieci zasilającej. Wiadomości Elektrotechniczne Szczygieł M., Kluszczyński K.: Model matematyczny silnika indukcyjnego obrotowo liniowego. VIII Seminarium Naukowe Wybrane Zagadnienia Elektrotechniki i Elektroniki WZEE, Białystok-Białowieża, września 2008 Praca naukowa finansowana ze środków na naukę jako projekt badawczy N N

193 ODPORNOŚĆ KOROZYJNA STOPU TI6AL4V PO RÓŻNYCH ZABIEGACH OBRÓBKI POWIERZCHNIOWEJ Janusz Szewczenko 1, Katarzyna Nowińska 2, Jan Marciniak 1 1 Politechnika Śląska, Instytut Materiałów Inżynierskich i Biomedycznych 2 Politechnika Śląska, Instytut Geologii Stosowanej Wstęp Podstawowym kryterium decydującym o przydatności materiału na implanty jest jego biokompatybilność, Jest ona w głównej mierze związana z własnościami fizykochemicznymi powierzchni implantu. Materiał z którego wykonany jest implant powinien charakteryzować się odpornością korozyjną w środowisku tkanek i płynów ustrojowych. Dobra biokompatybilność stopów Ti6Al4V związana jest ze zdolnością ich powierzchni do samopasywacji. Wytworzona warstwa pasywna, składająca się głównie z TiO 2, charakteryzuje się: zwartością i jednorodnością, niskim przewodnictwem elektronowym, stabilnością termodynamiczną, po uszkodzeniu w obecności tlenu lub wody zdolnością do repasywacji. Jednakże wieloletnie doświadczenia kliniczne wykazały toksyczne oddziaływanie na organizm jonów V przenikających do ustroju z powierzchni implantu. W celu ograniczenia przenikania jonów pierwiastków stopowych do organizmu opracowano liczne metody uszlachetniania powierzchni stopów tytanu. Podstawową metodą jest anodyzacja w wyniku której wytwarza się na powierzchni implantu warstwę tlenkową o grubości od kilkunastu do kilkuset nm. Grubość, struktura, oraz skład chemiczny warstwy tlenkowej wytworzonej w procesie anodyzacji uzależniona jest od rodzaju elektrolitu, metody wytarzania, czasu utleniania, parametrów elektrycznych procesu (napięcie, gęstość prądu). Uzyskane warstwy charakteryzują się specyficznymi własnościami optycznymi, bo choć dwutlenek tytanu jest przezroczysty to wytworzone warstwy w zależności od parametrów procesu anodyzacji mają rożne kolory. Jest to wynikiem interferencji promieni odbitych od powierzchni próbki. Kolor uzależniony jest od grubości warstwy. Celem pracy jest określenie wpływu różnych zabiegów obróbki powierzchniowej na odporność korozyjną stopów Ti6Al4V. Metodyka i zakres badań Do badań wykorzystano stop Ti6Al4V wg normy ISO Próbki do badań pobrano z kaniulowanego pręta o średnicy 14 mm oraz z pręta o średnicy 8 mm. Próbki każdej postaci próbki podzielono na trzy równoliczne grupy i poddano różnym zabiegom obróbki powierzchniowej. Pierwszą grupę próbek poddano kolejno: obróbce wibracyjnej, polerowaniu mechanicznemu, polerowaniu elektrolitycznemu oraz anodyzacji. Drugą grupę próbek poddano kolejno: obróbce wibracyjnej, piaskowaniu oraz anodyzacji. Trzecią grupę próbek poddano kolejno: obróbce wibracyjnej, polerowaniu elektrolitycznemu 177

194 oraz anodyzacji. Przed procesem anodyzacji z każdej z grup odłączono część próbek, które stanowiły próbki odniesienia. Polerowanie elektrolityczne przeprowadzono w elektrolicie na bazie trójtlenku chromu (poniżej 15 %mas), w temperaturze T = C w czasie 7 min przy napięciu E = 6 8 V i natężeniu prądu i = 0,7 1,5 A. Proces anodyzacji próbek z każdej grupy prowadzono z użyciem elektrolitu na bazie kwasu fosforowego (10 25 %mas.), w temperaturze T = 20 ±2 C w czasie 3 min przy natężeniu prądu i = 0,5 3,0 A i zróżnicowanej wartości napięcia z zakresu U = V. W każdej grupie próbki przeznaczone do anodyzacji podzielono na cztery podgrupy. Próbki każdej z podgrup anodyzowano w innych warunkach wytwarzając na powierzchni warstwy o różnych kolorach: żółtym, fioletowym, niebieskim i seledynowym. Badania odporności na korozję wżerową przeprowadzono metodą potencjodynamiczną za pomocy potencjostatu PGP201 firmy Radiometer. Do badań wykorzystano próbki wykonane z kaniulowanego pręta o średnicy d = 14 mm. Jako elektrodę odniesienia zastosowano nasyconą elektrodę kalomelową (NEK), elektrodą pomocniczą była elektroda platynowa. Badania przeprowadzono w roztworze symulującym płyny fizjologiczne człowieka roztworze Tyroda. Temperatura roztworu podczas badania wynosiła 37 ± 1 C, a ph = 6,8 ± 0,2. Badania przeprowadzone zostały zgodnie z normą PN-EN ISO Na podstawie zarejestrowanych krzywych wyznaczono charakterystyczne wielkości opisujące odporność na korozję wżerową, tj.: potencjał korozyjny E kor (V), potencjał przebicia E b (V), potencjał repasywacji E cp (V), opór polaryzacyjny R p (cm 2 ), prąd korozyjny i corr (A/cm 2 ). Próbki wykonane z pręta o średnicy 8 mm i długości 60 mm wykorzystano do badań mających na celu oznaczenie ilości jonów Ti, Al, V oraz Cr, które przeszły do roztworu. Każda z próbek przez okres 28 dni przebywała w 100 ml płynu fizjologicznego Ringera firmy Braun o temperaturze 37 ± 1 C. Do badań mających na celu ilościowe określenie stężenia jonów metalicznych w roztworze użyto spektrometr JY 2000 firmy Yobin Yvon, wykorzystujący metodę emisyjnej spektrometrii atomowej z plazmą wzbudzoną indukcyjnie (ICP- AES). Źródło wzbudzenia - palnik plazmowy, do którego wprowadzany jest argon tworzący plazmę, połączony był z generatorem o częstotliwości 40,68 MHz. Przy sporządzaniu krzywej wzorcowej wykorzystano rozcieńczone materiały wzorcowe firmy Merck. Ponadto powierzchnię próbkę przed i po badaniach poddano obserwacjom za pomocą elektronowego mikroskopu skaningowego ZEISS Supra 35. Wyniki badań Analizy uzyskanych w badaniach potencjodynamicznych wielkości opisujących odporność korozyjną materiału wykazała, iż anodyzacja próbek pierwszej grupy na kolor seledynowy powoduje uzyskanie najlepszych parametrów elektrochemicznych warstwy, tzn. wzrost wartości potencjału korozyjnego z wartości E kor = -172 mv (przed anodyzacją) do wartości E kor = +42 mv (po anodyzacji) oraz uzyskanie najwyższej wartości oporu polaryzacyjnego R p = 5900 kωcm 2 w tej grupie próbek. Również w grupie trzeciej zauważono, że proces anodyzacji powierzchni prowadzący do uzyskania koloru seledynowego na próbkach wpływa najkorzystniej na własności stopu zwiększając jego odporność na korozję w porównaniu ze stanem wyjściowym. 178

195 W przypadku próbek grupy drugiej obróbki badania odporności na korozję wykazały, że najkorzystniejszą warstwą zabezpieczającą stop jest warstwa o kolorze fioletowym. Wytworzenie takiej warstwy gwarantuje zwiększenie potencjału korozyjnego z wartości E kor = -266 mv do wartości E kor = +138 mv oraz uzyskanie relatywnie najwyższej wartości oporu polaryzacyjnego R p = 3990 kωcm 2 w tej grupie próbek. Na podstawie analizy składu chemicznego roztworu Ringera po 28 dniowym okresie przetrzymywania w nim próbek ze stopu Ti6Al4V podanych różnym zabiegom modyfikacji powierzchni stwierdzono, iż spośród wszystkich anodyzowanych próbek najmniej V (1,55 ppm) przeniknęło do roztworu z żółtych próbek należących do pierwszej grupy. Dla pozostałych próbek pierwszej grupy stężenie to wynosiło około 6,5 ppm. W przypadku wszystkich próbek grupy drugiej zaobserwowano podobne stężenia V wynoszące około 6 ppm. W grupie trzeciej dla poszczególnych próbek zaobserwowano następujące stężenia V: próbki anodyzowane na kolor niebieski 4,5 ppm, na kolor żółty i fioletowy 8,3 ppm, kolor seledynowy 5,5 ppm. Obserwacje mikroskpowe po badaniach potencjodynamicznych ujawniły występowanie na powierzchniach próbek w stanie wyjściowym (grupa druga i trzecia) oraz próbek poddanych anodyzacji z grupy drugiej (kolor żółty, niebieski fioletowy) jedynie lokalnych uszkodzeń korozyjnych. W przypadku pozostałych próbek obserwowano wżery widoczne gołym okiem. Na powierzchni próbek przebywających 28 dni w roztworze Ringera zaobserwowano w nielicznych przypadkach występowanie jedynie lokalnych uszkodzeń korozyjnych. Praca jest realizowana w ramach projektu badawczego N N

196

197 NOWOCZESNE METODY LOKALIZACJI LUDZI W PODZIEMNYCH TUNELACH TERENOWYCH I PRZEMYSŁOWYCH Zygmunt Szymański Politechnika Śląska, Gliwice W referacie przedstawiono opis typowych konfiguracji podziemnych wyrobisk przemysłowych, oraz tuneli i jaskiń eksploatowanych i eksplorowanych przez człowieka. Podczas pracy mogą się pojawić niebezpieczne zdarzenia powodujące zawał, uszkodzenie lub zasypanie całości lub części wyrobiska. Podstawowym problemem jest wtedy lokalizacja przebywających w tym wyrobisku osób oraz nawiązanie z nimi kontaktu. W referacie przedstawiono przegląd urządzeń stosowanych aktualnie do lokalizacji osób przebywających w podziemnych tunelach, oraz opracowane przy współudziale Autora nowoczesne układy lokalizacji i transmisji sygnałów w podziemiach wyrobisk. W artykule zamieszczono modele matematyczne, fizyczne oraz symulacyjne różnych wariantów podziemnych wyrobisk: chodniki w kopalniach, tunele kolei podziemnej, jaskinie. Dla wybranych modeli fizycznych analizowanych obiektów przeprowadzono obliczenia rozkładu pól elektromagnetycznych w tych wyrobiskach, dla najczęściej występujących stanów awaryjnych: zawał, zasypanie chodnika, zgubienie się w jaskini. Osoba przebywająca w tunelu powinna być wyposażona w specjalny mikro chip (mikro nadajnik), który będzie źródłem sygnału wykrywanego przez anteny urządzenia lokalizacyjnego. W referacie zamieszczono przykładowe wyniki obliczeń rozkładów pola magnetycznego i elektrycznego, przeprowadzone dla wybranych warunków eksploatacyjnych. W referacie przedstawiono krótki opis opracowanego urządzeń (Wajl 7, oraz Aszym) zapewniających skuteczną lokalizację ludzi w podziemnych pomieszczeniach. Opracowane układy były sprawdzane w różnych warunkach terenowych i spełniały skutecznie swoje zadania. 181

198

199 KLASYFIKATOR JĄDROWEJ WERSJI MASZYNY WEKTORÓW PODPIERAJĄCYCH WSPOMAGAJĄCY DIAGNOSTYKĘ OBSZARÓW NOWOTWOROWYCH W WIELOSPEKTRALNYM OBRAZOWANIU ENDOSKOPOWYM Adam Świtoński 1, Robert Bieda 2, Sebastian Kwiatek 3, Wojciech Latos 3, Grzegorz Cieślar 4, Aleksander Sieroń 3, Konrad Wojciechowski 1 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Politechnika Śląska 2 Politechnika Śląska 3 Ośrodek Diagnostyki i Terapii Laserowej Nowotworów, Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet Medyczny 4 Śląski Uniwersytet Medyczny Flourescencja i autofluorescencja indukowana monochromatycznym światłem widzialnym jest szybką i nieinwazyjną metodą diagnozy stanów przednowotworowych i nowotworowych tkanki, [1]. W rozwiązaniu Xillix Onco LIFE fluorescencja endogenicznych fluoforów pobudzana jest światłem niebieskim. Stosunek składowej czerwonej do zielonej (Numerical Color Value) jest miarą stopnia zaawansowania zmian nowotworowych. System Xillix Onco LIFE realizuje najprostszą wersję dwuzakresowej analizy spektralnej w której wartości poszczególnych kanałów/zakresów są uśrednionymi wartościami widm w wybranych przedziałach [2,3,4]. Proponowane w artykule udoskonalenie obrazowania wspierającego diagnostykę nowotworową polega na wprowadzeniu precyzyjnego pomiaru widma promieniowania tkanki pobudzonej światłem o znanej charakterystyce widmowej. Opracowany system obrazowania wielospektralnego stanowią: endoskop, filtr ciekłokrystaliczny, kamera CCD oraz spektrometr. Kluczowym elementem systemu obrazowania wielospektralnego jest sterowany napięciowo filtr ciekłokrystaliczny wybierający z zakresu 400 do 750 nm, 20 nm okna przepuszczalności promieniowania w zależności od podanego na filtr napięcia sterującego. Dla ustalonego okna rejestrowany jest jeden obraz monochromatyczny o rozdzielczości 658x496 i 16 bitowym zakresie wartości jasności piksela zaś dla całego widma stos 21 obrazów monochromatycznych. Oprogramowanie obsługujące system endoskopowego obrazowania wielospektralnego ma trójwarstwową architekturę. Najniższy poziom to warstwa sprzętowa kamera, filtr i spektrometr która komunikuje się bezpośrednio z modułem głównym. Moduł główny steruje przebiegiem wykonywanych badań, a ich wyniki udostępnia modułowi GUI odpowiedzialnemu za ich prezentację dla użytkownika końcowego. Dodatkowo możliwy jest zapis danych o wykonanych badaniach, ich odczyt i ponowna prezentacja, co odbywa się za pośrednictwem modułu bazodanowego. 183

200 System endoskopowego obrazowania wielospektralnego realizuje akwizycję stosu obrazów/kostki obrazowej w przestrzeni trójwymiarowej. Pojedynczemu pikselowi o ustalonym położeniu na płaszczyźnie obrazu odpowiada wektor o 21 składowych nazywany jego sygnaturą tego piksela. Ogólnie zadanie klasyfikacji polega na nadaniu pikselowi na podstawie jego sygnatury etykiety klasy. W rozpatrywanym przypadku etykietami są tkanka zdrowa, tkanka chora W wersji rozpatrywanej w pracy zakłada się klasyfikację nadzorowaną. Oznacza to, że w fazie uczenia lekarz diagnosta podaje prawidłową klasyfikację fragmentów tkanki/(zbiorów pikseli) widocznych na obrazie. Nauczony na tej podstawie klasyfikator już w trybie pracy podaje etykiety pikseli obrazu. W ramach przeprowadzonych badań eksperymentalnych w Ośrodku Diagnostyki i Terapii Laserowej Nowotworów, Katedry i Kliniki Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląskiego Uniwersytetu Medycznego na pozyskiwanych endoskopowo obrazach skóry ze zmianami nowotworowymi zdiagnozowanymi histopatologicznie przebadano różne typy klasyfikatorów. Wszyscy badani pacjenci zakwalifikowani zostali do badania na podstawie badania histopatologicznego wycinka skórnego z opisem typu histologicznego schorzenia nowotworowego jak i przednowotworowego. W przypadku badanego klasyfikatora najlepsze wyniki ocenione na poziomie 98% techniką walidacji krzyżowej osiągnięto dla klasyfikatora w postaci jądrowej wersji maszyny wektorów podpierających dla jądra wielomianowego z eksperymentalnie dobranymi parametrami dającymi największe zróżnicowanie obszarowe oraz okna uczenia 20x20 pikseli umieszczanego odpowiednio w obszarach chorym i zdrowym. W trakcie eksperymentów numerycznych badano wrażliwość klasyfikacji na położenie obszaru uczącego, oraz wielkości tego obszaru. W wyniku przeprowadzonych badań określono, że możliwa jest redukcja sygnatury piksela z 21 składowych do 3. Testowany system pozwolił na uzyskanie obrazów w pełnym zakresie widma światła białego oraz w obrazowaniu autofluorescencyjnym zmian skórnych i przewodu pokarmowego. Możliwość jednoczesnego uzyskiwania obrazów zmian oraz pomiaru widma pozwala na skorelowanie wyników biopsji optycznej z obrazem klinicznym oraz umożliwia określenie granic tkanek zdrowych i zmienionych nowotworowo. Opracowany system jest znaczącym udoskonaleniem dotychczas funkcjonującego systemu wizualizacji zjawisk fluorescencyjnych xillix Onco LIFE między innymi dzięki łatwości w obsłudze oraz dzięki jednoczesnemu obrazowaniu z możliwością wyboru długości fali obrazowania, a także dzięki jednoczesnemu pomiarowi widma badanych zmian. Literatura 1. Kwiatek S., Sieroń A., Twenty years of experience with PDD and PDTin Poland Review. Photodiagnosis and Photodynamic Ther., 6, 2, 73 78, Robert Bieda, Aleksandra Ledwon, Aleksandra Kawczyk- Krupka, Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski, Aleksander Sieron. The possibilities of improvement the sensitivity of cancer fluorescence diagnostics by computer image processing..1 st Conference of the European Platform for Photodynamic Medicine. Abstracts March, Dubrovnik. 3. Ledwon Aleksandra, Bieda Robert, Kawczyk-Krupka Aleksandra, Polanski Andrzej, Wojciechowski Konrad, Sieron- Stoltny Karolina, Sieron Aleksander. The possibilities of improvement the sensitivity of cancer fluorescence diagnostics by computer image processing. SPIE Photonics West- Conferences and Courses. Biomedical Optics. Biomedical Optics.Imaging, Manipulation and analysis of Biomolecules, Cells and Tissues VI. Adavances in Bioimaging: Computation and Image Analysis. San Jose Aleksandra Ledwon, Bieda Robert, Kawczyk-Krupka Aleksandra, Polanski Andrzej, Wojciechowski Konrad, Sieron-Stoltny Karolina, Sieron Aleksander. The possibilities of improvement the sensitivity of cancer fluorescence diagnostics by computer image processing. Photodiagnosis and Photodynamic Therapy, Vol5, Issue 3, September 2008,

201 METODY LAGRANGE A I NEWTONA-EULERA W FORMUŁOWANIU RÓWNAŃ DYNAMIKI SYSTEMÓW POZYCJONOWANIA GŁOWIC HDD Tomasz Trawiński Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki W niniejszym artykule zostaną przedstawione i porównane metody formułowania równań dynamiki tzw. rozgałęzionych systemów pozycjonowania głowic dysków twardych (HDD). Porównane będą metody bazujące na formalizmie Lagrange a i formalizmie Newtona-Eulera, pod kątem ich przydatności, łatwości formułowania równań dynamiki systemów pozycjonowania. Metodykę formułowania równań rozgałęzionych systemów pozycjonowania głowic HDD, dla wielu różnych przypadków łańcuchów kinematycznych można znaleźć w pracach autora [1-7]. Rozgałęziony system pozycjonowania głowic najogólniej może składać się z tzw. konara i tzw. gałęzi. Liczba stopni swobody pojedynczej gałęzi może być różna i może zmieniać się od jednego do kilku (trzech) stopni swobody, natomiast konar posiada zawsze jeden stopień swobody. Przykładowy łańcuch kinematyczny rozgałęzionego systemu pozycjonowania głowic, sporządzony dla systemu pozycjonowania z nowoczesnego dysku twardego WD 2TB firmy Western Digital, przedstawiono na rys.1. Całkowita liczba gałęzi w tym systemie pozycjonowania wynosi osiem na rys.1 zaznaczono jedynie pięć gałęzi. a 1 a a2 a ca2 z a1 a2 z ca2 z a2 m a2 da2 d z 0 a c1 1 z c1 m 1 d a1 z b1 b2 d b1 x a1 a cb2 z b2 z cb2 m b2 x b1 a b2 x a2 d b2 x b2 x 0 d c1 z c1 c2 a cc2 z cc2 z c2 m c2 dc2 d d e1 d d1 z d1 d2 x c1 a cd2 z d2 z cd2 m d2 x d1 a d2 x c2 d d2 x d2 z e1 e2 z ce2 z e2 me2 de2 d x e1 a ce2 x e2 a e2 Rys. 1. Łańcuch kinematyczny systemu pozycjonowania głowic dysku WB 2TB 185

202 Podstawą do formułowania równań dynamiki w obu przypadkach (formalizmu Lagrange a i Newtona-Eulera) jest opis łańcucha kinematycznego w formie notacji Denavita-Hartenberga (D-H). Na podstawie tej notacji formułowane są macierze przekształceń jednorodnych, niezbędnych zarówno w jednej jak i drugiej metodzie formułowania równań dynamiki. Procedura formułowania równań zgodnie wymaganiami formalizmu Lagrange a, dąży do wyprowadzenia relacji opisujących energię kinetyczną i potencjalną rozgałęzionego systemu pozycjonowania głowic. Składa się ona z następujących kroków: sformułowanie macierzy przekształceń jednorodnych dla środków ciężkości, sformułowanie macierzy jakobianowych dla środków ciężkości członów, sformułowanie postaci wyrażenia opisującego energię kinetyczną, sformułowanie macierzy bezwładnościowej, sformułowanie macierzy sił odśrodkowych i Coriolisa, sformułowanie macierzy sił/momentów odgrawitacyjnych. Literatura [1]. Trawiński T., Wituła R.: Modeling of HDD head positioning systems regarded as robot manipulators using block matrices, Robot Manipulators New Achievements, Aleksandar Lazinica and Hiroyuki Kawai (Ed.), ISBN: , INTECH, 2010, p , [2]. Trawiński T.: Odwracanie macierzy o wybranych strukturach przy pomocy macierzy blokowych. Przegląd Elektrotechniczny, ISSN , R. 85, NR 6/2009, s , [3]. Trawiński T.: Dwuwarstwowy system pozycjonowania głowic pamięci masowych o 5 stopniach swobody, (Double layered head positioning system with five degrees of freedom) SAEM&PTZE 2008, ISBN , Warszawa, 2008, s , [4]. Trawiński T., Kluszczyński K.: Modelowanie matematyczne dwuwarstwowego aktuatora głowic dysku twardego jako manipulatora, Przegląd Elektrotechniczny, R.84, nr 6/2008, s , [5]. Trawiński T.: Expressions described elements of inverse inertial matrices of positioning head systems of mass storage devices. XII Seminar Fundamental Problem of Energoelectronics, Electromechanics and Mechatronics PPEEm 2007, Tom II, p , Wisła, November 2007, [6]. Trawiński T.: Mathematical model of head actuator of hard-disk drive with passive joint, Electromotion, ISSN X, No.1, Vol.14, p.32-37, January-March 2007, [7]. Trawiński T.: Modelowanie aktuatora głowic dysku twardego, Zeszyty Naukowe Politechniki Śląskiej, Elektryka z.193, 2004 r. Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy N N

203 TEMPERATURE DISTRIBUTION IN THE HIGH-VOLTAGE POWER GRID CABLES Jan Tykocki 1, Bogusław Butryło 2, Andrzej Jordan 3 1 College of Computer Science and Business Administration in Łomża 2 Faculty of Electrical Engineering, Białystok Technical University 3 College of Computer Science and Business Administration in Łomża Power engineering, in many cases, requires replacing overhead power lines with underground cable lines. Three phase underground cable systems can be put into concrete pipes laid directly under the ground or,alternatively, the concrete pipes are placed in a concrete block that is subsequently laid under the ground. In both cases the system is better protected fro mechanical impacts. The distribution of temperature field in the conductor of the cable depends on a number of factors. The main factors are : the depth of placement in the ground, ground heat conductivity dependent on the type and humidity of the ground, air temperature and wind velocity over the ground surface. The maximum value of the temperature in the conductor of the cable should not exceed the admissible value given by the cable manufacturer ( in the case considered here not more than 90 o C ). The design of high-voltage power cables is complex as it includes a large number of insulation and protection layers, and it also has a return conductor earthed at one or both cable ends. In the latter case (double earthling) we have additional heat production rate ranging from 10 % to 30% of the value in relation to the main conductor of the cable. The paper presents temperature distribution field in high-voltage cables 64/110kV: 2XS(FL) with a copper wire and A2XS(FL) with an aluminum wire. In the simulation a professional software NISA/Heat Transfer using finite element method (FEM) was employed. High-voltage power cables are characterized by specific design. The main conductor is protected by insulation layers and a metal tape screen that, in some cases mentioned above, constitutes an additional heat production rate. A detailed design of the copper cable is shown in Fig. 1. Steady state temperature distribution T(x,y) of high-voltage cables laid directly underground for a two dimensional system is described by heat equation 2 T 2 x 2 T 2 y g( M ) (1) where g( M ) j [ W / m ] is the rate of heat production, j [ A / m ] current density, [ m] resistivity of the conductor and [ W / mk] thermal conductivity of the conductor. 187

204 1. Main conductor 2. Extruded semi-conducting conductor screen 3. Insulation XLPE dry creed 4. Extruded semi-conducting insulation screen 5. Semi-conducting swelling tapes 6. Copper wires screen 7. Copper equalizing tapes 8. Semi-conducting swelling tapes 9. Longitudinal aluminum foil 10. Inner sheath black HDPE 11. Outer sheath frame retardant 12. Graphite coated Fig.1 Copper cable design 2XS(FL), 64/110kV When the high-voltage cable is placed in the concrete pipe, we deal with heat exchange by way of convection process. In this case, there is a joining of temperature field with air velocity field.here, we deal with Fourier-Kirchhoff equation: T 1 p ugradt [ g div( gradt) ugradp t c t (2) where u ( x, y)[ m/ s] is the velocity vector, p ( x, y)[ Pa] is the pressure, c [ J / kgk] is specific 3 heat and [ kg/ m ] is the density of the medium. The paper presents the results of the distribution field of high-voltage cables placed underground in various geometrical systems depending, for example, on the thermal conductivity of the ground, depth of placement in the ground, etc. 188

205 EKSPERYMENTALNA IDENTYFIKACJA RÓŻNICOWEJ POWIERZCHNI PREISACHA W UKŁADZIE MOSTKA ZMIENNOPRĄDOWEGO Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman Politechnika Lubelska, Wydział Elektrotechniki i Informatyki, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Poznawczy charakter badań obiektów fizycznych, często związany jest z kojarzeniem modelu matematycznego. Model ten stanowi abstrakcyjny obraz rzeczywistości, podlegający interpretacji, klasyfikacji, czy też identyfikacji w procesie pomiarowym lub optymalizacyjnym. Podobnie jak w typowych zadaniach inżynierskich, problematyka badań nieniszczących wymaga doboru modelu matematycznego. W tego typu procesach istotny jest etap klasyfikacji i przyporządkowania w grupach podobieństwa. Technika badań nieniszczących, polegająca na obserwacji obiektu na który oddziałuje zmienne lub stałe pole magnetyczne, koncentruje się wokół wariantu obrazowania dwuwymiarowego zagadnień statycznych (obserwacja pól rozproszonych) lub dynamicznych (dynamiczne zmiany argumentu, modułu impedancji, itd.). Ciekawym zagadnieniem jest automatyczna klasyfikacja materiałów lub wad materiałów ferromagnetycznych. Istotną informacją jest fakt, że zastosowanie automatycznych algorytmów klasyfikujących wymaga zmiany podejścia do systemu obserwacyjnego oraz odmiennego wyboru modelu matematycznego. Dotychczasowa praca autorów nad zastosowaniem algorytmów sztucznych sieci neuronowych w modelowaniu obwodów magnetycznych, doprowadziła do opracowania metody jakościowej klasyfikacji materiałów lub wad materiałów wykazujących histerezę. Obserwowana charakterystyka makroskopowa, często nazywana charakterystyką rozgałęzioną, nie jest funkcją w przestrzeni R 2. Nie uniemożliwia to, ale znacznie utrudnia aplikację metod automatycznej klasyfikacji. Rozwiązaniem znacznie upraszczającym zadanie konstrukcji automatów jest aplikacja modelu Preisacha, a w szczególności jego funkcji wagi jako charakterystyki statycznej, która jest funkcją w przestrzeni R 3. Istotnym, obserwowalnym w trakcie badań faktem było zaobserwowanie czułości modelu Preisacha na sygnały wzorcujące. Zniekształcenia sygnału identyfikującego funkcję wagi bezpośrednio wpływały na kształt ważonej powierzchni Preisacha. Odchylenia te najczęściej były powodem: uszkodzeń detalu wzorcowego, pojawieniem się szczelin powietrznych pomiędzy detalem wzorcowym a jarzmem, naprężeniami w strukturze wewnętrznej próbki, ubytkami w strukturze. Defekty te bezpośrednio przekładały się na kształt obserwowanego sygnału. Badania umożliwiły sformułowanie hipotezy o zastosowaniu funkcji wagi modelu Preisacha do automatycznej jakościowej klasyfikacji. m t hn ho hn, ho P, dh dh (1) n o 189

206 Model Preisacha najczęściej wyrażany jest poprzez całkę podwójną (1) w obszarze trójkąta Preisacha P, wartości elementarnych operatorów histerezy γ(h n,h o ) w obszarach odpowiednio określonych poprzez przemieszczanie punktu pracy na krzywej narastającej h n i opadającej h o. Funkcja µ(h n,h o ) określa dystrybucję elementarnych operatorów histerezowych w obiegu charakterystyki rozgałęzionej. W modelu Preisacha istotnym elementem jest określanie wartości namagnesowania m(t), dzięki czemu histereza w części odpowiadającej stanom nasycenia jest równoległa do osi odciętych. Jako docelową, dobrano metodę badań portretu histerezy jedynie dla wady materiałowej. Wymagało to zastosowania badań różnicowych, bądź też mostkowych. Odpowiednie połączenie czujników pomiarowych, umożliwia określenie różnicowej statycznej histerezy dla potrzeb procesu klasyfikacji automatycznej. Zadania eksperymentalne zrealizowano przy pomocy zbudowanego defektoskopu (Rys. 1). Do określenia różnicowej powierzchni Preisacha zastosowano wykonane pomiary w układzie zmiennoprądowego mostka z nieliniowymi elementami: wzorca i testowanej próbki (elementy indukcyjne: L 1, L 3 ). Badania nieciągłości struktury detali ferromagnetycznych przeprowadzono urządzeniem zbudowanym z dwóch niezależnych jarzm. Magnesowanie próbek następuje w wyniku wzbudzenia pola magnetycznego w cewce magnesującej o przekroju kołowym. Wewnątrz umieszczono testowane elementy ferromagnetyczne z cewkami układu pomiarowego. W prześwicie dwóch cewek pomiarowych znajdują się: detal wzorcowy i badany, które są połączone jarzmami zamykającymi strumień magnetyczny. i 1 L 1 L 2 R 1 u 1 u 2 R 2 u p R 4 u 4 u 3 R 3 i 3 L 4 L 3 e(t) ±M ±M 1 ±M ±M 2 L M i źr(t) a) b) Rys. 1. Defektoskop indukcyjny: a) model fizyczny, b) podstawowy schemat układu Dla potrzeb metody badawczej określano zmiany w czasie wielkości mierzonej u p w funkcji zmian wielkości zadanej i źr (Rys. 1b). Pośrednim przez to obserwacjom podlegają zmiany parametru L 3 w stosunku do L 1. W konsekwencji jako zadanie zbudowanego mostka określono badanie wpływu uszkodzenia (zmiana indukcyjności w wyniku zmiany średniej wartości przenikalności magnetycznej próbki) na wartość chwilową napięcia nierównowagi. 190

207 Rys. 2. Aplikacja do kalibracji defektoskopu W prezentacji wyników pracy, autorzy przedstawią wyniki prac nad konstrukcją systemu cyfrowej analizy sygnałów z defektoskopu oraz system jego kalibracji. Jako wynik przedstawione zostaną portrety histerezy różnicowej w zależności od rodzaju i właściwości zastosowanych do testowania materiałów. Literatura [1] Wac-Włodarczyk A., Nafalski A., Goleman R., Giżewski T., Metoda wzorcowania funkcji wagi modelu Preisacha oszacowanie błędu symulacji I wzorcowania XVII Sympozjum Środowiskowe Zastosowania elektromagnetzmu w nowoczesnych technikach i informatyce, Rydzyna, [2] Wac-Włodarczyk A., Goleman R., Giżewski T., Marcinek M., Symulacja pracy mostkowego układu porównawczego materiałów ferromagnetycznych, XVI Sympozjum PTZE: Zastosowania Elektromagnetyzmu w Nowoczesnych Technikach i Informatyce, Wisła [3] Visintin A., Differential models of hysteresis, Springer-Verlag, Berlin Heidelberg [4] Stąpor K., Automatyczna klasyfikacja obiektów. Akademicka Oficyna Wydawnicza EXIT. Warszawa

208

209 REAKTOR PLAZMOWY ZE ŚLIZGAJĄCYM SIĘ WYŁADOWANIEM ŁUKOWYM JAKO ŹRÓDŁO ELEKTROMAGNETYCZNYCH ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH Andrzej Wac-Włodarczyk 1, Andrzej Kaczor 2 1 Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, 2 Urząd Komunikacji Elektronicznej, Delegatura w Lublinie Wstęp Zaburzenia elektromagnetyczne są emitowane przez większość urządzeń elektrycznych i elektronicznych. Emitowany poziom jest uzależniony od rodzaju wyrobu, konstrukcji jaka została zastosowana przez producenta oraz zainstalowanych układów zmniejszających poziom takich zaburzeń. Z uwagi na to, że zaburzenia elektromagnetyczne mogą wpływać na jakość pracy innych urządzeń, ich poziom powinien być ograniczany. Dopuszczalne poziomy są określone przez odpowiednie dokumenty normalizacyjne a ich wartości zależne są od środowiska elektromagnetycznego w jakim urządzenie będzie pracować. Wymagania w zakresie kompatybilności elektromagnetycznej (EMC) powinny również spełniać reaktory plazmowe. Ocenę zgodności przeprowadza się dla wszystkich konfiguracji pracy reaktora, które zostały przewidziane przez jego producenta. Przepisy prawne w zakresie EMC dopuszczają jednak przeprowadzenie badań w takich konfiguracjach gdzie poziom emitowanych zaburzeń jest największy oraz odporność na nie jest najmniejsza [1], [2]. Wspomniana wyżej procedura znacznie skraca czas pomiarów oraz ich koszt - wymaga to jednak od osoby je wykonującej znacznej wiedzy z zakresu wpływu zmiany konfiguracji urządzenia oraz zmiany jego parametrów pracy na kompatybilność elektromagnetyczną. W pracy przedstawiono pomiar napięcia zaburzeń na liniach zasilających reaktora plazmowego ze ślizgającym się wyładowaniem łukowym zainstalowanego w Instytucie Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii (IPEiE) na Politechnice Lubelskiej. Reaktor ten został zasilony poprzez układ składający się wyłącznie z transformatorów [3]. Zastosowanie transformatorów bez dodatkowej elektroniki sterującej w układzie zasilania zapewni pomiar zaburzeń pochodzących wyłącznie od wyładowań w kolumnie reaktora a nie od jego układów zasilania. Pomiary zaburzeń przewodzonych Układ pomiarowy zestawiono z wykorzystaniem znormalizowanej sieci sztucznej LISN oraz specjalistycznego odbiornika pomiarowego. Pomiary wykonano w zakresie częstotliwości od 150 khz do 30 MHz. Jednocześnie wykonywano pomiary detektorem szczytowym (PK) oraz średnim (AV) z filtrem wejściowym odbiornika 9 khz oraz krokiem przestrajania 4,5 khz. Czas pojedynczego pomiaru wynosił 20 ms. Przedstawione maksymalne dopuszczalne poziomy napięcia zaburzeń elektromagnetycznych na linii zasilającej określone są przez 193

210 zharmonizowaną normę środowiskową PN-EN :2004 (Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC) Część 6-4: Normy Ogólne Norma emisji w środowiskach przemysłowych). Podkreślić należy jednak, że rodzaj zastosowanej normy jest uzależniony od środowiska pracy urządzenia. Przedstawiona norma dotyczy środowiska przemysłowego i poziom dopuszczalnych emisji zaburzeń jest znacznie większy niż określony w normie dla środowiska mieszkalnego, handlowego lub lekko uprzemysłowionego do których należy uczelnia. Badany reaktor zasilany był prądem 15 A/fazę z sieci trójfazowej. Przez reaktor przedmuchiwano gaz roboczy argon oraz powietrze ze stałą prędkością wynoszącą 1,5 m/s. Rys. 1. Napięcie zaburzeń na linii zasilającej reaktora plazmowego a) linia zasilająca L1 gaz roboczy argon, b) linia zasilająca N gaz roboczy powietrze. Wyniki wskazują, że wstępny pomiar napięcia zaburzeń na zaciskach zasilania znacznie przekracza limit dopuszczony przez normę zharmonizowaną. W przypadku takim należy powtórzyć pomiary z dłuższym czasem wynoszącym około 1 s na wybranych częstotliwościach z detektorem wartości średniej oraz quasi-szczytowej (QP). Wynika to z limitów dopuszczalnych napięć zaburzeń wskazanych dla tych detektorów określonych przez wskazaną normę. Pomiar wykonany na wszystkich częstotliwościach z mierzonego zakresu przy czasie obserwacji 1 s trwałby bardzo długo i byłby nieuzasadniony ze względów ekonomicznych. W praktyce dokonuje się pomiaru wstępnego z krótkim czasem obserwacji ok. 20 ms z detektorami PK oraz AV. Następnie przyrównuje się je do limitów określonych przez zastosowaną normę wskazanych odpowiednio dla detektorów QP i AV. Pomiary powtarza się na wybranych częstotliwościach z dłuższym czasem obserwacji z detektorami QP oraz AV. Wnioski Przedstawione wyniki badań obrazują jak duże jest przekroczenie napięcia zaburzeń na liniach zasilających reaktora plazmowego ze ślizgającym się wyładowaniem łukowym. Pomiary były wykonane przy zachowaniu wszystkich parametrów pracy reaktora, a zmieniany był rodzaju gazu roboczego. Sama zmiana gazu roboczego znacznie wpływa na wartości zmierzonych napięć zaburzeń. W przyszłości planowany jest pomiar wartości napięcia zaburzeń elektromagnetycznych przy zmianie takich parametrów pracy reaktora plazmowego jak wartości napięcia i prądów zasilających elektrody reaktora, rodzaju gazów roboczych oraz prędkości ich przepływu, kształtu elektrod roboczych oraz zastosowaniu różnych układów zasilania. Pomiary będą również wykonywane z dłuższym czasem obserwacji jednego pomiaru na wybranych częstotliwościach. Dokładna analiza wpływu zmiany parametrów reaktora plazmowego na wartości emitowanych przewodzonych zaburzeń 194

211 elektromagnetycznych umożliwi określenie takiej konfiguracji pracy reaktora plazmowego dla którego wartość emitowanych zaburzeń będzie największa. Analiza taka wskaże jak zmieniają się wartości emitowanych zaburzeń przewodzonych przy zmianie konfiguracji oraz parametrów pracy reaktora ze ślizgającym się wyładowaniem łukowym. Literatura [1] Dyrektywa 2004/108/WE Parlamentu Europejskiego I Rady z dnia 15 grudnia 2004 r. w sprawie zbliżenia ustawodawstwa Państw Członkowskich odnoszących się do kompatybilności elektromagnetycznej oraz uchylającej dyrektywę 89/336/EWG (Dz.Urz. UE L 390 z ); [2] Kaczor A., Wac-Włodarczyk A. Ocena zgodności wyrobów z wymaganiami zasadniczymi w zakresie kompatybilności elektromagnetycznej, Przegląd Elektrotechniczny, Nr 12/2009, s ; [3] Stryczewska H.D., Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska, Wydawnictwo Politechniki Lubelskiej, Lublin 2009; 195

212

213 THE ELECTROPHYSIOLOGICAL TECHNIQUES IN THE BIOELECTROMAGNETIC STUDY Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz Uniwersytet Mikołaja Kopernika, Instytut Biologii Ogólnej i Molekularnej, Zakład Biofizyki Electromagnetic field (EMF) is a part of the Earth s natural environment. Due to increasing demand for electrical power and rapid development and application of wireless technologies, the exposure to EMF emanating from man-made sources is growing continuously. On the other side the modification of animal behavior have been observed in different experiments of bioelectromagnetic study. These induce a rapid rise of public concern regarding the effects of EMF on the functions of organisms. The transmission, distribution and use of electricity for domestic and industrial purposes are associated with the generation of the Extremely Low Frequencies (ELF) - 50 Hz - electromagnetic field [3, 4, 8]. Excitable tissues are electrically active which makes them potentially susceptible to electromagnetic interference. There are different data indicating that ELF-EMF changes the bioelectrical activity of the nervous system For example in several publications it has been described that ELF EMF (50 Hz, 2 mt - 10 mt) increases the amplitude of action potential and decreased the firing frequency and the duration of action potential [1, 2, 6, 7]. The mechanism of such influence is still not quite clear. Many reports indicate that membrane proteins, including ionic channels, receptors and enzymes, probably mediate the biological effects of magnetic fields [1, 2, 6]. The electromagnetic field - induced changes in excitability could be mediated by a change in the kinetic of ion channels [2, 5, 6]. Authors suggest that ion channel currents, particularly outward K + channel currents which regulate the firing frequency and pattern of action potential by participating in spike repolarization and hyperpolarizing afterpotential, can be modulated by ELF EMF exposure. Additionally, consistent data indicate that EMF influences Ca 2+ fluxes, particularly Ca 2+ entry from the extracellular space through the plasma membrane [2, 5, 6]. Increase in the intracellular Ca 2+ concentration, induced by ELF EMF exposure, can initiate a number of physiological processes including for example the activation of Ca 2+- dependent K + currents [6]. Mentioned above ELF EMF induced modification of animal behavior can be an effect of changes in the electrophysiological behavior of neuronal cells. Literatura [1] Bruzon R. P. P., Azanza M. J., Calvo A.C., del Moral A., (2004) Neurone bioelectric activity under magnetic fields of variable frequency in the range of Hz. Journal of Magnetism and Magnetic Materials, : [2] Calvo A.C., Azanza M.J., (1999) Synaptic neurone activity under applied 50 Hz alternating magnetic fields. Comparative Biochemistry and Physiology C Pharmacolology, Toxicology and Endocrinology, 124:

214 [3] IARC - International Agency for Research on Cancer (2002) Non-Ionizing Radiation, Part 1: Static and extremely low-frequency (ELF) electric and magnetic fields. IARC Monographs on the Evaluation of carcinogenic Risks to Humans: 80. Lyon: IARC Press. [4] IARC - International Agency for Research on Cancer (2006) IARC Monographs on the Evaluation of Carcinogenic Risks to Humans preambuła [5] Marchionni I., Paffi A., Pellegrino M., Liberti M., Apollonio F., Abeti R., Fontana F., D Inzeo G., Mazzanti M. (2006) Comparison between low-level 50 Hz and 900 MHz, Electromagnetics stimulation on single channel ionic currents and on firing frequency in dorsal root ganglion isolated neurons. Biochimica et Biophysica Acta 1758: [6] Moghadam M. K., Firoozabadi S. M., Janahmadi M. (2008) 50 Hz alternating extremely low frequency magnetic fields affect excitability, firing and action potential shape through interaction with ionic channels in snail neurons. Environmentalist 28: [7] Nikolić L., Kartelija G., Nedeljković M. (2008) Effect of static magnetic fields on bioelectric properties of the Br and N1 neurons of snail Helix pomatia. Comparative Biochemistry and Physiology, 151: [8] SCENIHR- Scientific Committee on Emerging and Newly Identified Health Risks, (2007) Possible effects of Electromagnetic Fields (EMF) on Human Health. 198

215 SYMULACYJNE BADANIA WYBRANYCH ASPEKTÓW PROCESU ENDOSKOPOWEGO OBRAZOWANIA WIELOSPEKTRALNEGO Andrzej Zacher 1, Adam Świtoński 2, Robert Bieda 1, Sebastian Kwiatek 3, Wojciech Latos 3, Grzegorz Cieślar 4, Aleksander Sieroń 3, 2 Konrad Wojciechowski 1 Politechnika Śląska, Instytut Informatyki 2 Polsko Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Politechnika Śląska, Instytut Informatyki 3 Ośrodk Diagnostyki i Terapii Laserowej Nowotworów, Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet Medyczny 4 Śląski Uniwersytet Medyczny Diagnoza fotodynamiczna i terapia zostały wprowadzone już na początku lat 80. Są to bezinwazyjne metody wykrywania nowotworów i usuwania zmian nowotworowych. W metodach tych specjalne substancje Photofrin o właściwościach fluorescencyjnych wprowadzane do krwiobiegu, gromadzone są w komórkach rakowych w koncentracjach wyższych niż w komórkach zdrowych co spowodowane jest zwiększonym metabolizmem komórek nowotworowych. Z tego powodu, pod wpływem oświetlenia o odpowiedniej długości fali, fragmenty tkanki zawierające komórki nowotworowe mogą być rozpoznawane na podstawie zwiększonego udziału czerwonej składowej widma promieniowania odbitego. W przypadku rezygnacji z stosowania sztucznych fluoroforów możliwe jest wykorzystanie naturalnych substancji występujących w tkankach ludzkich, takich które pod wpływem światła laserowego wykazują właściwości fluorescencyjne [1]. W bieżących badaniach coraz więcej uwagi poświęca się zrozumieniu mikroskopijnego modelu i mechanizmu zjawiska fluorescencji i autofluorescencji w tkankach zdrowych jak i nowotworowych. Rosnące zainteresowanie w kierunku poznania zależności między promieniowaniem pobudzającym a emisją widma fluorescencyjnego przyczyniło się do rozwoju metod symulacji oddziaływania pomiędzy promieniowaniem a tkanką. Uzyskanie zgodności pomiędzy obrazami pozyskiwanymi z systemu endoskopowego obrazowania wielospektralnego a wynikami symulacji świadczy o poprawności opracowanego modelu. Posiadanie modelu symulującego proces obrazowania pozwala na szybkie i tanie testowanie różnych konstrukcyjnych i eksploatacyjnych parametrów systemu, przykładowo: wyboru widma promieniowania pobudzającego, konstrukcji głowicy endoskopu, orientacji endoskopu względem tkanki [3]. Realizacja symulacji wymaga stworzenia modelu tkanki i opracowania modeli oddziaływania promieniowania z tkanką. W pracy wykorzystano opracowany w literaturze model tkanki zaś dla dla celów symulacji oddziaływania promieniowania z tkanką zastosowano powierzchniowe i wolumetryczne mapowanie fotonów. 199

216 Tkanka ludzka stanowi przykład obiektu, w którym efekt podpowierzchniowej propagacji światła jest dostrzegalny i dominujący. Ponadto, z uwagi na fakt że zjawisko fluorescencji odgrywa tutaj ważną rolę, światło nie tylko jest pochłaniane i rozpraszane pod powierzchnią obiektu, ale także jego widmo ulega zmianie w zależności od substancji, które są w nim zawarte. Ważnym krokiem w konstruowaniu modelu tkanki ludzkiej jest zidentyfikowanie struktur morfologicznych, które wpływają na przenikające przez nią fotony. Zależność pomiędzy widmem promieniowania wzbudzającego a widmem promieniowania emitowanego, które powstanie w wyniku zjawiska fluorescencji, jest opisana przy pomocy tzw. macierzy EEM. Uzyskanie wyników symulacji możliwych do odniesienia do rzeczywistości wymagało starannego odwzorowania geometrii pomiarów to jest głowicy endoskopu i jego orientacji względem tkanki. Symulację przeprowadzono dla tkanki ludzkiej zawierającej dwa rodzaje substancji fluorescencyjnych: kolagen (kolor niebieski) i fotofrynę (kolor czerwony). Przyjęto, że fotouczulacz został zgromadzony tylko w pewnej części struktury tkankowej umownie opisanej za pomocą okręgu. W ten sposób modelowano sytuację, w której zmiany nowotworowe są wyraźnie oddzielone od zdrowej części tkanki. Dla takiego modelu tkanki przeprowadzono szereg symulacji zmieniając za każdym razem widmo światła padającego na powierzchnię. Do odpowiedniej wizualizacji struktury tkankowej należało zgromadzić fotonów fluorescencyjnych Wyniki symulacji uzyskane dla różnych widm promieniowania pobudzającego wyglądają bardzo podobnie pomimo tego, że energia jaką posiadało ultrafioletowe światło laserowe była trzy razy większa niż energia białego źródła światła. Dzieje się tak dlatego, że dla światła białego straty energii są o wiele mniejsze i większy zakres długości fali ma wpływ na widmo emisyjne opisane przez transformacje EEM. Aby otrzymać podobną intensywność kolorów dla światła ultrafioletowego, należy użyć większej energii. Należy także zauważyć, że zakres widma światła białego nie musi być aż taki szeroki. Dla wzbudzenia z przedziału 600nm 750nm widmo emisyjne jest prawie równe zero i nie wpływa w znaczący sposób na ostateczną wartość natężenia światła. Oprócz tego kolagen fluoryzuje głównie w paśmie światła ultrafioletowego co oznacza, że prawdopodobnie najlepszym rodzajem światła byłoby światło o irradiancji opisanej głównie w przedziale 360nm 420nm. Dodatkowo można zauważyć, że kolor zdrowej części tkanki różni się na obydwóch rysunkach. W obu przypadkach jest on zbliżony do niebieskiego. Można powiedzieć, że dla światła białego fotony, które miały kontakt z kolagenem albo fotofryną są w pewnym stopniu podobne fotony z fotouczulacza są czerwone, a fotony z kolagenu czerwono-fioletowe. Jednakże dla światła ultrafioletowego kontrast pomiędzy częścią zdrową a chorą tkanki jest znaczący. Obszar dotknięty nowotworem jest w tym przypadku o wiele lepiej widoczny i właśnie takie właściwości mają duże znacznie w diagnozie fotodynamicznej. Wszystkie wygenerowane symulacyjnie obrazy pokazują wyższość światła ultrafioletowego nad światłem białym pod kątem rozróżnialności obszarów nowotworowych [2] Literatura [1] Ledwon A., Bieda R., Kawczyk-Krupka A., Polanski A., Wojciechowski K., Sieron- Stoltny K., Sieron A.. SPIE Photonics West- Conferences and Courses. Biomedical Optics. Biomedical Optics. Imaging, Manipulation and analysis of Biomolecules, Cells and Tissues VI. Advances in Bioimaging: Computation and Image Analysis. San Jose [2] Zacher A., Numerical Simulation of Endoscopic Images in Photodynamic Diagnosis, ICCVG2008 Proceedings, LNCS. [3] Zacher A., Initial angle of light rays and their influence on the total distribution, scattering and absorption in human tissue, ICCVG2010 Proceedings, LNCS. 200

217 CALCULATION OF PERMEANCE OF MAGNETIC FIELD TOTAL FLUX IN THE EXTERIOR OF SYMMETRIC C-TYPE POLES Mykhaylo V. Zagirnyak 1, Yuriy A. Branspiz 2, Olena Yu. Polyachenko 1 1 Kremenchuk Mykhaylo Ostrogradskiy State University, Department of Electric Machines and Devices, Kremenchuk, Ukraine 2 East-Ukrainian Volodymyr Dal National University, Department of Applied Physics, Lugansk, Ukraine I. Introduction A plane-parallel shell-type electromagnetic system (Fig. 1, a), for which the calculation of total magnetic flux is carried out in external area, is considered in the paper core poles x z B E F A d G 1 y G 2 magnetic circuit magnetizing winding а) b) Fig. 1. The plane-parallel shell-type electromagnetic system (а) and its mathematical model (b) C G H D II. Problem Statement Taking flatness into account, a method based on conformal mapping of a rectangle [1], formed by an electromagnet outer contour represented by field and equipotential lines alteration, onto the upper half-plane has been adopted for computation of the magnetic field in the electromagnet exterior (Fig. 1,b) a conventional assumption for similar electromagnetic systems. jh dt t G W D j H W W x G t C t B t E t F t A t D t H t E W -1/2 +1/2 F W a) b) Fig. 2. The mapping of the mathematical model of a shell-type electromagnet onto the upper half-plane (a) and the uniform field area (b) 201

218 The specified conformal mapping is fulfilled by the following function: 1 G1 j a G z e n j n e 2 4 2, (1) Ek k Kk n12n 1 2 where G 1, G 2 are the overall dimensions of the electromagnet (Fig. 1,b); K k, E k and K k, E k are the complete elliptic integrals of the first and second kind with the module k sin, where is defined by the coordinate of the point B t (fig. 2,a) as 2 arctg B t ; a n are coefficients of the series specified by the following recurrence relation n a 2 n 1 cos 2 a n a, for which terms with zero and unit indices are 1 n1 n 2 n1 respectively, a 1 and a cos At the same time the following possibility is essential: to determine the module k by the known overall dimensions G 1 and G 2 of the displayed system of poles as a result of solving of the following transcendental equation [1, 2]: 2 G1 Ek 1 k K k G E 1 k k K 1 k Thus, using the conformal mapping function with respect to (1) it is possible to determine the coordinates of all characteristic points of the flat plates system (Fig. 2, a), in which calculation model transforms (Fig. 1, b). III. Calculation of permeance For the system of flat plates it is possible to find a magnetic field distribution by the conformal mapping of the system onto a homogeneous field area with the boundaries correspondence indicated in fig. 2, b. Such mapping is realized by the function [1] t 0,5d t sn(2k( k) w), where sn is Jacobi function, w is a complex variable corresponding to the inner area of the rectangle onto which the upper half-plane t is mapped; Kkis an elliptical integral of the first kind with the module k dt / G t. As is well known, conformal mappings preserve the total capacitance of electrodes. If it is taken into account that the total permeance of the magnetic flux in the magnetic poles system is analogous to electrical capacity in the system of identical electrodes, so, according to [1] it is possible to write down the following formula for the required total permeance: K 1 ( k) 2 K k 2. (2) IV. Results Fig. 3 shows calculation dependences of permeance according to (2) on correlation of geometric parameters of the considered electromagnetic system. 202

219 Lamda, r.m. XX Sympozjum PTZE, Książ ,0 2,5 2,0 G1/G2=0,5 G1/G2=1,0 G1/G2=1,5 1,5 1,0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 Delta/G1, r.m. Fig. 3. Calculated dependences of total magnetic flux permeance V. Conclusion We should mention that numerical calculation of the permeance with respect to (2) is not connected with any calculation difficulties and can be used to optimize the correlation of the poles dimensions of the electromagnetic system under consideration. Such an analysis is planned to be realized by the authors as the continuation of the research represented in this paper. References [1] Бинс К., Лоуренсон П. Анализ и расчет электрических и магнитных полей. М.: Энергия, с. 203

220

221 EMLOOK: SOFTWARE PACKAGE FOR ANALYTICAL AND NUMERICAL CALCULATION OF ELECTRICAL MACHINES CHARACTERISTICS Ivan Zagradišnik 1, Miralem Hadžiselimović 1, Bojan Slemnik 2, 1 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science Maribor, Slovenia 2 RELIEF, Research and Development Centre for Programs Solutions, Maribor, Slovenia Introduction In the process of designing electrical machines analytical and numerical methods are indispensable. All over the world engineers used many commercial programs which are devoted to designing of electrical machines. Ordinary, commercial programs are very useful and offer many different possibilities for calculation of electromagnetic characteristics. But only a few commercial programs are useful in a way which shortens time-consuming designing process of electrical machines by taking into account exact geometry, used materials and winding properties of the machine. In this work the software package named Electrical Machines Look (emlook) will be presented with modules for fast and precise design of electrical machines. With emlook four different types of electrical machines can be designed: three-phase induction machines, single-phase induction machines, universal comuttator machines and DC comuttator machines. EmLook is based on combination of analytical and numerical calculation which offers precise calculation and analyze results of prototype properties. Because of numerous options offered by the emlook in this paper only the part of software package which includes design of three-phase induction machines will be described. EmLook package includes innovative solutions and approaches for pre-processing of standard and none standard geometries of stator and rotor laminations geometry building module. Aforementioned software package offers fast approach for designing all types of distributed stator windings for three-phase induction motors as well. All innovative solutions and modules will be clearly described in the manner to present full applicability of proposed software package emlook. Algorithm of the calculation procedure Simplified algorithm of the calculation procedure of emlook is shown in Fig. 1. Firstly, after the user of emlook chooses the type of electrical machine, which will be designed, all input data must be defined and calculation of prototype can start. In the first step after reading input data three indispensable modules are used: minav module for defining properties for stator winding, mqutr module for considering of geometry and mmkriv module for defining magnetic properties of rotor and stator lamination. Those modules export all needed data to 205

222 graphical module, which enables the graphical presentation. With first minav module the graphical presentation of stator winding is automatized and it is presented in Fig. 2a. The second module mqutr enables the fast calculation and graphical overview of used stator slots, rotor slots and squirrel-cage geometry (Fig. 2b, c). The third module mmkriv enables setting attribute and magnetic properties of used iron in stator and rotor lamination (Fig. 2d). All three aforementioned modules and their benefits will be clearly described in the full paper. The whole algorithm of the calculation procedure and examples for designing of electrical machine will be briefly described in the full paper as well. Fig. 1. Simplified algorithm of the calculation procedure 206

223 a) b) c) d) Fig. 2. a) Example for distributed stator winding of four pole three-phase induction motor, b) Cross-section of stator slot, c) Cross-section of rotor slot, d) Magnetizing curve for stator and rotor lamination. Evaluation of software package emlook The aforementioned software package is useful for fast and precise calculations of electrical machines prototypes. In numerous papers [1-4] the comparison of calculated and measured results is presented which confirms the employability of proposed software package. Evaluation of emlook and its applicability has been recognized by several companies producers of induction motors [5-7]. Conclusions In the full paper the algorithm procedure of emlook software package will be clearly described. Emlook is very useful in pedagogical activities for students during the studies in a 207