Część 5. Dostarczanie energii do odbiorników prądu przemiennego. Falowniki napięcia Współpraca z siecią energetyczną

Transkrypt

1 Część 5 Dostarczanie energii do odbiorników prądu przemiennego Falowniki napięcia Współpraca z siecią energetyczną

2 Podstawa działania współczesnych falowników elektronicznych (inverters) Topologia mostka lub podobna (półmostek, mostek trójfazowy itp.) Końcówki wyjściowe (lub jedna z nich) są w kolejnych etapach zwierane przez łączniki (najprościej: jeden na końcówkę) do punktów o określonym stałym potencjale (najprościej: 0 lub napięcie zasilania) VL Vs t VR Vs t Vo Vs Falownik mostkowy o wyjściu prostokątnym Q1, Q3 off Q2, Q4 on 0 Vs T/2 Q1, Q3 on T Q2, Q4 off t 2

3 Falownik o wyjściu prostokątnym (square-wave inverter) Przebieg na wyjściu prostokątny (nie impulsowy) o częstotliwości równej częstotliwości pożądanego przebiegu wyjściowego stała amplituda, wartość skuteczna duże odkształcenie (od sinusoidy) Częstotliwość przełączania = częstotliwości wyjściowej (50/60 Hz) Napięcie na uzwojeniu wtórnym małe straty mocy (dynamiczne) konieczny duży transformator odpowiedni transformator Dodatkowo standardowe transformatory projektowane są na przebiegi sinusoidalne stała czasowa (indukcyjność magnesowania / rezystancję źródła) jest zbyt niska, aby utrzymać napięcie wtórne na stałym poziomie przez 10 ms konieczne zwiększenie indukcyjności nawinięcie tym większej liczby zwojów za mała liczba zwojów 3

4 Falowniki o zmodyfikowanym wyjściu prostokątnym (modified sine wave inverters) Różne modyfikacje topologii i strategii sterowania Mostek wielopoziomowy 2n+1 poziomów napięcia czasy ich trwania dobrane wg kryterium minimalnych zniekształceń harmonicznych n=2 dh(min) 5% 4

5 Zasada działania falowników z modulacją szerokości impulsu (pulse width modulated inverters) Współczynnik modulacji amplitudy Współczynnik modulacji częstotliwości 5

6 Składowa podstawowa napięcia wyjściowego 6

7 Widmo napięcia wyjściowego Składowa podstawowa (modulacji) + harmoniczne wielokrotności częstotliwości przełączania (nośnej) prążki boczne Dla nieparzystego mf parzyste harmoniczne zerują się z powodu symetrii przebiegu 7

8 Dobór współczynnika modulacji częstotliwości Im większe mf, tym wyżej położone harmoniczne wyższe częstotliwości mniejsze elementy bierne filtru większy odstęp od f1 łatwiejsza realizacja filtru dp. o dużym tłumieniu ale większa moc strat dynamicznych w łącznikach półprzewodnikowych konieczny kompromis typowo fs ~ 10 khz, granice: 1 khz 100 khz Dla małych mf 21 konieczna modulacja synchroniczna tj. całkowite mf w przeciwnym razie pojawią się podharmoniczne f1 bardzo niepożądane w większości aplikacji (nasycanie rdzeni, duże natężenia prądów w małych impedancjach indukcyjności, pulsowanie wyjścia) dla dużych mf modulacja asynchroniczna możliwa, jednak nie z transformatorami, silnikami 8

9 Nadmodulacja Występuje gdy ma > 1, a więc V control > V tri Składowa podstawowa nie proporcjonalna do ma, zależna od mf Dużo znaczniejsze prążki boczne Zalecana modulacja synchroniczna Niekorzystna w układach zasilania wymagających małych zniekształceń Używana w sterowaniu silników indukcyjnych 9

10 Modulacja prostokątna Powyżej pewnej amplitudy V control vcontrol > vtri dla całego dodatniego półokresu vcontrol < vtri dla całego ujemnego Zalety Sygnały sterujące tranzystorami są prostokątne (D = const = 50%) więc takie samo będzie napięcie wyjściowe tylko 2 przełączenia łączników na okres składowej podstawowej małe straty dynamiczne stosowana przy bardzo dużych obciążeniach, gdzie przyrządy półprzewodnikowe są wolne Wady duża zawartość harmonicznych brak regulacji amplitudy składowej podstawowej 10

11 Falownik półmostkowy (half bridge) Układ analizowany do tej pory Prąd io płynie ciągle; zależnie od kierunku przez T+ D lub T D+ Regulacja składowej podstawowej do Vd/2 dla ma = 1 Obciążenie każdego z łączników Kondensatory C+ = C Prąd wyjściowy io nie zawiera składowej stałej C+ C włączone szeregowo korzystne jeżeli odbiornikiem jest element magnetyczny (transformator, silnik) prąd io w każdej chwili czasowej dzieli się równo między oba gdyż dla składowej przemiennej są efektywnie połączone równolegle (źródło napięcia stałego i duży kondensator wejściowy stanowią zwarcie) dzięki temu Vo = Vd/2 zawsze 11

12 Modulacja dwubiegunowa Negacja przebiegu impulsowego: + /, A / B prosta realizacja (analogowo zamiana wejść komparatora) Nazwa odnosi się do przebiegu wyjściowego (vo), nie do układu sterowania Napięcia niezależne od prądu io 12

13 Modulacja dwubiegunowa (cd.) 13

14 Falownik mostkowy (full bridge) Cztery łączniki złożoność układu sterowania moc strat Dwukrotnie wyższe V o1 przy tym samym Vd mniejsze prądy (1/2) dla danej Po mniejsza moc strat mniejsze i tańsze elementy topologia lepsza dla dużych mocy 14

15 Prąd wejściowy Założenia analizy: odbiornik w postaci silnika (RLE, eo ma częstotliwość f1) filtry LC idealnie odfiltrowują składowe fs i harmoniczne fs L, C 0 WL, WC 0 pi(t) = po(t) 15

16 Prąd wejściowy (cd.) Prąd wejściowy zawiera składową stałą związaną z przekazem energii z wejścia do wyjścia składową przemienną niskiej częstotliwości 2. harmoniczna częstotliwości wyjściowej w rzeczywistości również składowe o częstotliwości przełączania i jej harmonicznych W systemie wielostopniowym falownik stanowi dla przetwornicy obciążenie zmienne w czasie wynika głównie z 2. harmonicznej prowadzi do tętnienia napięcia wejściowego Vd chyba że jest ono stabilizowane przez sprzężenie zwrotne przetwornicy tętnienie to może być kompensowane przez sprzężenie zwrotne falownika 16

17 Modulacja jednobiegunowa vo może też przyjąć wartość 0 jeżeli przewodzą oba + lub oba Negacja przebiegu impulsowego: tylko +/ B/A: negacja (odwrócenie) przebiegu modulującego analogowo wzmacniacz odwracający o wzmocnieniu 1 17

18 Falownik z modulacją jednobiegunową Kiedy oba górne/dolne łączniki przewodzą io płynie w pętli przez nie id = 0 (chwilowo) 18

19 Cechy modulacji jednobiegunowej względem dwubiegunowej Amplituda składowej podstawowej V o1 bez zmian Wartość skuteczna Vo(rms) Vd sterowanie poprzez D nawet bez filtru Mniejsza amplituda zmian napięcia (w.cz.) mniejsze zaburzenia Podwojona efektywna (w odniesieniu do widma) częstotliwość przełączania składowa mf znika, gdyż jest ona w fazie w napięciach van i vbn Współczynnik mf może być parzysty Mniejsza składowa przemienna prądu wejściowego Większa złożoność układu sterowania Wyłącznie topologia mostkowa 19

20 Modulacja jednobiegunowa jednogałęziowa Z wysoką częstotliwością na zasadzie modulacji PWM przełącza się tylko jedna gałąź Druga gałąź przełącza się z częstotliwością wyjściową wypełnienie 50% jak w modulacji prostokątnej Napięcie wyjściowe bez zmian Mniejsze dynamiczne straty mocy (w jednej gałęzi) większa sprawność Mniejsze zaburzenia wartości u10 i u20 jak vao i vbo (względem Vd/2 nie N) 20

21 Kształtowanie przebiegu wyjściowego przez znoszenie się napięć (voltage cancellation) Zmodyfikowane wyjście prostokątne Gałęzie A i B sterowane osobno, ale przebiegi sterujące prostokątne (D = 50%) zmiana sterowania, bez dodatkowych kluczy kombinacja mod. prostokątnej i unipolarnej Kluczową wielkością jest kąt nakładania przebiegów α α = 0 modulacja prostokątna 21

22 Programowa eliminacja harmonicznych przez optymalizację kątów przełączeń Do przebiegu prostokątnego wprowadzane są wcięcia wcięcia do 0 wynik jednobiegunowy, lub do ±Vd dwubiegunowy 1 wcięcie (na pół okresu składowej podstawowej T1) wprowadza 1 stopień swobody (możliwość regulacji 1 składowej harmonicznej) 3 wcięcia pozwalają na kontrolę amplitudy składowej podstawowej i eliminację 2 harmonicznych (sprowadzenie ich amplitud do 0) Warunki eliminacji wybranych harmonicznych przebieg musi pozostać antysymetryczny względem T1/2, by nie pojawiły się harmoniczne parzyste optymalne kąty przełączeń αk dla eliminacji n-tej harmonicznej można wyznaczyć z zależności na jej amplitudę tak, aby wyniosła ona 0 gdzie p liczba przełączeń w jednej ćwiartce okresu T1 = liczba wcięć w jednej połowie okresu T1 22

23 Programowa eliminacja harmonicznych przykład Przebieg dwubiegunowy, w którym wyeliminowano 5. i 7. harmoniczną Zmiana V o1 wymaga odpowiedniej jednoczesnej zmiany wszystkich 3 kątów przełączeń (tak aby utrzymać V o5 i V o7 = 0) 23

24 Nadążne kształtowanie napięcia wyjściowego (z histerezą tolerance band) Wprowadzone sprzężenie zwrotne Vo1 będzie podążać za przebiegiem odniesienia uoz Działanie cel: zmniejszenie wpływu wahań Vd i io na Vo1 uchyb ε jest całkowany i trafia na komparator z histerezą (Σ- ) ui > U/2 zmiana stanu uk i przełączenie łączników mostka uchyb zmienia znak przebieg całkowany zmienia kierunek Częstotliwość przełączania zależy od Vd, stałej czasowej integratora oraz histerezy U zmienna z okresem T1/2 24

25 Nadążne kształtowanie prądu wyjściowego Prostsze w realizacji o ile prąd io jest odfiltrowany, można go porównać bezpośrednio z sygnałem odniesienia Układ ze zmienną częstotliwością przełączania zależy od Vd, indukcyjności i siły elektromotorycznej odbiornika Układ o stałej częstotliwości 25

26 Falownik przeciwsobny (push-pull) Może pracować z modulacją PWM lub prostokątną W każdej chwili tylko jeden łącznik przewodzi mniejsza moc strat, mniejszy wpływ gdy Vd jest małe Sterowanie transformator na składową podstawową prąd wyjściowy ma częstotliwość składowej podstawowej prostsze oba łączniki względem masy bardziej złożone konieczne zerowanie strumienia w transformatorze Indukcyjność rozproszenia konieczna minimalizacja, w przeciwnym razie przepięcia i zmniejszenie sprawności 26

27 Stopień wykorzystania łączników Definicja Dla modulacji szerokości impulsu q liczba łączników Dla modulacji prostokątnej 27

28 Czas martwy Jednoczesne przewodzenie tranzystorów + i tej samej gałęzi przepływ prądu zwarcia i przebicie cieplne tranzystorów Dobór długości t > ton, toff t < DminTs, (1 Dmax)Ts typowo 0,2 0,5 µs dla MOSFETów małej mocy Powoduje zmniejszenie napięcia średniego 28

29 Wpływ czasu martwego na działanie falownika Analogicznie zmiana nie zależy od wartości prądu, ale od jego kierunku im wyższa fs, tym krótszy musi być t, a więc szybsze łączniki Skutek odkształcenie uśrednionego za okres napięcia Vo w zerach io niskie nieparzyste harmoniczne 29

30 Sterowanie prądowe implementacja cyfrowa Jak sterowanie prądowe przetwornicy Napięcie wyjściowe porównywane z bieżącym napięciem odniesienia (tablica wartości sinusa) Uchyb stanowi prąd odniesienia, z którym porównywany jest prąd bieżący Kompensator PI dla pętli napięciowej, P dla prądowej Compensator Compensator Modulator 30

31 Współpraca z odbiornikami o wysokim współczynniku szczytu prądu Zasilacze (np. komputerowe) bez kompensacji współczynnika mocy Przeciążanie falownika z niską częstotliwością, nawet 20-krotne Przewymiarowanie falownika nie jest opłacalne Lepiej zrealizować ograniczanie wartości szczytowej prądu łączników w każdym okresie przełączania falownika 31

32 Ograniczenie prądu załączenia prostownika Wykrycie przeciążenia skutkuje zgłoszeniem przerwania Falownik zostaje wyłączony (dezaktywacja wyjść PWM) Następnie zostaje uruchomiony ponownie z niskim współczynnikiem wypełnienia ograniczenie prądu na koniec każdego taktu Kondensator ładuje się łagodnie Wypełnienie jest stopniowo zwiększane aż do zrównania napięcia wyjściowego i napięcia odniesienia W wypadku zwarcia przerwanie zostanie zgłoszone po raz drugi trwałe wyłączenie falownika 32

33 Eliminacja składowej stałej na wyjściu Konieczna jest idealna antysymetria wartości w tablicy sinusa Obecność składowej stałej w napięciu wyjściowym wynika z tolerancji elementów sprzężenia zwrotnego Prąd wyjściowy staje się asymetryczny Podejście analogowe potencjometry pojawiają się niebezpieczne składowe stała i podharmoniczne szczególnie wyraźne przy wysokim współczynniku szczytu prądu (prostowniki bez PFC) indywidualne strojenie dla każdego egzemplarza kłopotliwe i kosztowne starzenie elementów wymaga powtarzania Podejście cyfrowe dodatni i ujemny szczyt napięcia wyjściowego (uśrednione za kilka okresów) są porównywane w razie stwierdzenia asymetrii wprowadzana jest odpowiednia poprawka (mnożnik) do napięcia odniesienia 33

34 Testy działania Sprawność Bez obciążenia Obciążenie rezystancyjne Obciążenie prostownikowe 34