ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE

Transkrypt

1 POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU Współorganizatorzy: POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY WOJSKOWY INSTYTUT HIGIENY I EPIDEMIOLOGII POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE SANDOMIERZ, 9-12 września 2012 Patronat: Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej Magdalena Gaj Polski Komitet Narodowy Międzynarodowej Unii Nauk Radiowych Warszawa

2 Sympozjum zorganizowano przy finansowej pomocy Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego Copyright by Polskie Towarzystwo Zastosowań Elektromagnetyzmu Warszawa 2012 ISBN POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU 2

3 XXII SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE SANDOMIERZ, 9-12 września 2012 Komitet naukowy Przewodniczący Antoni Cieśla Członkowie Barbara Atamaniuk Liliana Byczkowska-Lipińska Katarzyna Ciosk Romuald Kotowski Andrzej Krawczyk Roman Kubacki Jerzy Paweł Nowacki Anna Pławiak-Mowna Andrzej Rusek Wanda Stankiewicz-Szymczak Mitsuhiko Toho Andrzej Wac-Włodarczyk Komitet organizacyjny Ryszard Jedliński przewodniczący Ewa Bednarek Agnieszka Byliniak Dorota Szymczak 3

4 PROGRAM XXII SYMPOZJUM PTZE Sandomierz 2012 PROGRAMME OF 22 nd SYMPOSIUM PSAE Sandomierz :00 Rejestracja uczestników / Registration 19:00 Kolacja / Dinner NIEDZIELA / SUNDAY ( ) PONIEDZIAŁEK / MONDAY ( ) O T W A R C I E / O P E N I N G S E S S I O N 9:00 9:15 S E S J A I 9:15 11:15 ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE I / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF I (Chairman: Wanda Stankiewicz, Aleksander Sieroń ) 1. Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz, Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2 I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM 2. Stefan F. Filipowicz, Konrad Nita BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII IMPEDANCYJNEJ 3. Piotr Gas TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES 4. Anna Jung, Bolesław Kalicki, Janusz Żuber, Edward F.J. Ring, Agnieszka Rustecka, Ricardo Vardasca, Piotr Murawski ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH 5. Eugeniusz Kurgan INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE DISTRIBUTION IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA 6. Łopucki Maciej, Bijak Piotr, Grafka Agnieszka OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ 4

5 7. Arkadiusz Miaskowki, Andrzej Krawczyk, Grażyna Olchowik, Ewa Łada-Tondyra, Andrzej Bartosiński A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER 8. Przemysław Syrek, Antoni Cieśla OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII 11:15 11:45 Przerwa na kawę / Coffee break zebranie założycielskie Komitetu SEP Zastosowania Pola Elektromagnetycznego w Medycynie, S E S J A II 11:45 13:30 MATERIA I FALE / MATTERS AND WAVES PROFESOR CZESŁAW RYMARZ IN MEMORIAM (Chairman: Romuald Kotowski, Liliana Byczkowska-Lipińska) 1. Lech Solarz PIERWSZE NUMERYCZNE ROZWIĄZANIE PROBLEMU LASEROWEGO NAGRZEWANIA PLAZMY. ROLA CZESŁAWA RYMARZA 2. Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY 3. Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek WŁASNOŚCI WYBRANYCH METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA NIEREGULARNYCH ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH 4. Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM WITH IONOSPHERIC LAYER F2 5. Barbara Grochowicz, Witold Kosiński CONSEQUENCES OF STATIONARY ACTION PRINCIPLE FOR LONG LINE EQUATIONS 6. Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ ELECTRO-ELASTIC FIELDS IN HEXAGONAL PIEZOELECTRIC PLATE 7. Eugeniusz Kurgan FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES IN DC DIELECTROPHORESIS 13:30 Obiad / Lunch S E S J A III 14:30 16:30 POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU / ELECTROMAGNETIC FIELD IN ENVIRONMENT (Chairman: Bojan Stumberger, Andrzej Rusek ) 1. Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW O ZNACZENIU STRATEGICZNYM ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ 2. Agnieszka Bieńkowska, Paweł Bieńkowski ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH 5

6 3. Paweł Bieńkowski STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU 4. Andrzej Krawczyk, Tomasz Zyss, Wanda Stankiewicz BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION 5. Marek Kuchta, Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Marek Dras, Krzysztof Wierny, Rafał Namiotko STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM ELEKTROMAGNETYCZNYM 6. Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz SYSTEM ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ 7. Peter Virtič Regional energy supply based on sustainable energy concepts and renewable energy sources MANERGY 8. Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor, Radosław Michałek, MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH (demonstracja pomiarów polowych) 16:30 18:30 Wycieczka po Sandomierzu / Walking tour of Sandomierz 19:30 Kolacja grillowa / Barbecue dinner WTOREK / TUESDAY ( ) S E S J A IV 9:00 11:00 ELEKTROMAGNETYZM OBLICZENIOWY / COMPUTATIONAL ELECTROMAGNETISM (Chairman: Lidija Petkovska, Andrzej Wac-Włodarczyk) 1. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM 2. Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski, PERFORMANCE OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES 3. Grzegorz Dudek APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ 4. Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW NUMERYCZNEGO MODELOWANIA POLE ELEKTROMAGNETYCZNEGO 5. Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM 6. Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH UNSTRUCTURED MESHES 6

7 7. Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH ELEKTROMAGNETYZMU 8. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW DNA OKA S E S J A V 11:30 13:30 ELEKTROMAGNETYZM W ELEKTROTECHNICE / ELECTROMAGNETISM IN ELECTRICAL ENGINEERING (Chairman: Ivo Dolezel, Roman Kubacki) 1. Miralem Hadžiselimović, Ivan Zagradišnik, Bojan Štumberger IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION MOTOR CHARACTERISTICS 2. Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski, INFLUENCE OF THE STATOR YORKE DESIGN ON TORQUE CHARACTERISTICS FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR 3. Danuta Pliś WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO 4. Ihor Shchur, Andrzej Rusek, Oleksandr Makarchuk MODELOWANIE SYMULACYJNO- KOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO Z TRANSMISJĄ RUCHU PRZEKŁADNIAMI ŁAŃCUCHOWYMI 5. Bojan Štumberger, Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimovic DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR WINDINGS AND ANYSOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS 6. Peter Virtič ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES 7. Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman ZASTOSOWANIE NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ W NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI 8. Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov A COMPARISON OF INDUCTION MOTOR S DIAGNOSTIC METHODS BASED ON SPECTRA ANALYSIS OF CURRENT AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS 13:30 Obiad / Lunch S E S J A VI 14:30 17:00 POSTER SESSION (Chairman: Miralem Hadžiselimović, Anna Pławiak-Mowna, Katarzyna Ciosk) 1. Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM 7

8 2. Marinko Barukčić, Željko Hederić, Miralem Hadžiselimović ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY STRATEGIES 3. Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ 4. Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH 5. Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY 6. Lech Borowik, Paweł Czaja OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH 7. Lech Borowik, Paweł Ptak DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU CZUJNIKA INDUKCYJNEGO NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH 8. Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH 9. Anca Ciobanu, Elena Helerea THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR 10. Katarzyna Ciosk POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA 11. Andriy Czaban, Marek Lis A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES 12. Andriy Czaban, Andrzej Rusek, Marek Lis, THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL MODELING OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER 13. Paweł Drzymała, Henryk Welfle POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO 14. Paweł Drzymała, Henryk Welfle METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI 15. Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI 16. Janusz Flasza, Adrian Barasiński WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO 17. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH RDZENIA 18. Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA FERRYTOWEGO 19. Sławomir Gryś PROGRAM IR DEFECT DETECTOR NARZĘDZIEM WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY 8

9 20. Miralem Hadžiselimović, Venco Ćorluka, Željko Hederić, Bojan Štumberger MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR: PARAMETERS IDENTIFICATION 21. Paweł Jabłoński BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD 22. Henryk Josiński, Adam Świtoński, Agnieszka Michalczuk, Konrad Wojciechowski TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI OSÓB NA PODSTAWIE CHODU 23. Marcin Kaczmarek WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ STOPU NiTi 24. Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI 25. Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz POLE ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ 26. Gergely Kovacs, Miklos Kuczmann FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP OF C PROGRAMMING LANGUAGE 27. Joanna Kozieł PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE 28. Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM 29. Agnieszka Kurczewska, Agnieszka Stefko, Liliana Byczkowska-Lipinska BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ 30. Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO 31. Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD NEW DIRECTIONS 32. Marek Lis CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL 33. Joanna Michałowska-Samonek, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC FIELD DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC BREAST MODELS 34. Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Jan Szczygłowski WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI 35. Andrzej Popenda UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA INDUKCYJNEGO 9

10 36. Tomasz Prauzner ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH ALARMOWYCH 37. Andrzej Rusek MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO 38. Andrzej Rusek MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW DO ANALIZY STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH UKŁADÓW NAPĘDOWYCH 39. Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO 40. Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY 41. Janusz Szewczenko, Janusz Jaglarz, Marcin Basiaga, Edyta Skoczek BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE TI6AL4V 42. Krzysztof Szewczyk PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH 43. Zygmunt Szymański NOWOCZESNE, INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH 44. Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY 45. Bohuš Ulrych, Václav Kotlan, Ivo Doležel CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT 46. Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Piotr Filipek, Sebastian Serwin, Konrad Zygmunt, Rafał Włosek, Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła, Grzegorz Masłowski OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH SPAWARKI INWERTOROWEJ 47. Witold Walke, Joanna Przondziono ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH DRUTÓW STOSOWANYCH NA PROWADNIKI KARDIOLOGICZNE 48. Agnieszka Wantuch KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW. PORÓWNANIE WYNIKÓW OBLICZENIOWYCH Z POMIAROWYMI 49. Bogusław Wisz ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH DO OBLICZANIA POJEMNOŚCI W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH MIKROUKŁADU HYBRYDOWEGO 50. Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka THE SYSTEM OF IDENTIFICATION OF EMERGENCY CONDITIONS IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX 51. Mykhaylo Zagirnyak, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec DETERMINATION OF POWER INDICES OF THREE-PHASE INDUCTION MOTORS WITH A PHASE-WOUND ROTOR THROUGH PARTICULAR LOSSES COPMPONENTS 10

11 18:00 sesja specjalna / special session ENOLOGIA W PRAKTYCE (PREZENTACJA TECHNICZNA I DEGUSTACJA WINA / ENOLOGY IN PRACTICE (TECHNICAL PRESENTATION & WINE TESTING) 19:30 Obiad konferencyjny / Conference dinner ŚRODA / WEDNESDAY ( ) S E S J A VII 9:00 11:00 ELEKTROMAGNETYZM W MATERIAŁACH / ELECTROMAGNETISM IN MATERIALS (Chairman: Barbara Atamaniuk, Mykhaylo Zagirnyak) 1. Lech Borowik, Adam Jakubas WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH 2. Łukasz Chomątek ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION OF THE ROAD NETWORK TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS 3. Antoni Cieśla MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET 4. František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES 5. Zygmunt J. Grabarczyk SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL METER 6. Sławomir Gryś WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY 7. Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK 8. Paweł Surdacki WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO 10:30 11:00 Przerwa na kawę / Coffee break S E S J A VIII 11:30 13:30 ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE II / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF II (Chairman: Peter Virtič, Antoni Cieśla) 1. Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY (SEMG) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT 11

12 2. Tomasz Długosz, Agnieszka Klink WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ STUDIA LITERATUROWE 3. Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk WIRELESS BODY SENSOR NETWORK FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS 4. Adam Świtoński, Magdalena Stawarz, Aleksander Sieroń, Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU 5. Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister, Aleksander Sieroń WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW 6. Tomasz Woźnica, Jan Mocha, Grzegorz Badura, Dariusz Wójcik, Maciej Surma OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH PRZEZ URZĄDZENIA TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM NA APARATURĘ ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ 7. Joanna Wyszkowska PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ NAD WPŁYWEM POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY 13:30 Zakończenie konferencji / Closing Cremony 13:45 Obiad / Lunch 12

13 SPIS REFERATÓW 1. Wprowadzenie Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM Barbara Atamaniuk, Ivan A. Molotkov INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM WITH IONOSPHERIC LAYER F Marinko Barukčić, Željko Hederić, Miralem Hadžiselimović ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY STRATEGIES Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW O ZNACZENIU STRATEGICZNYM ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ Agnieszka Bieńkowska, Paweł Bieńkowski ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH Paweł Bieńkowski STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU Małgorzata Błasiak, Romuald Kotowski ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ. ELECTRO-ELASTIC FIELDS IN HEXAGONAL PIEZOELECTRIC PLATE Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY (SEMG) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT Lech Borowik, Paweł Ptak DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU CZUJNIKA INDUKCYJNEGO NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH Lech Borowik, Paweł Czaja OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH Lech Borowik, Adam Jakubas WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH

14 17. Łukasz Chomątek ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION OF THE ROAD NETWORK TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski PERFORMANCE OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY Antoni Cieśla MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz, Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2 I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM Anca Ciobanu, Elena Helerea THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR Katarzyna Ciosk POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA Andriy Czaban, Marek Lis A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES Andriy Czaban, Andrzej Rusek, Marek Lis THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL MODELING OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER Tomasz Długosz, Agnieszka Klink WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ STUDIA LITERATUROWE Paweł Drzymała, Henryk Welfle METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ OMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI Paweł Drzymała, Henryk Welfle POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO Grzegorz Dudek APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW NUMERYCZNEGO MODELOWANIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI Stefan F. Filipowicz, Konrad Nita BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII IMPEDANCYJNEJ

15 33. Janusz Flasza, Adrian Barasiński WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO Piotr Gas TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH RDZENIA Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA FERRYTOWEGO Zygmunt J. Grabarczyk SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL METER Sławomir Gryś PROGRAM IR DEFECT DETECTOR NARZĘDZIEM WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY Sławomir Gryś WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY Miralem Hadžiselimović, Ivan Zagradišnik, Bojan Štumberger IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION MOTOR CHARACTERISTICS Miralem Hadžiselimović, Venco Ćorluka, Željko Hederić, Bojan Štumberger MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR: PARAMETERS IDENTIFICATION Paweł Jabłoński BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY Henryk Josiński, Adam Świtoński, Agnieszka Michalczuk, Konrad Wojciechowski TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI OSÓB NA PODSTAWIE CHODU Anna Jung, Bolesław Kalicki, Janusz Żuber, Edward F.J. Ring, Agnieszka Rustecka, Ricardo Vardasca, Piotr Murawski ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH Marcin Kaczmarek WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ STOPU NiTi Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI

16 48. Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz POLE ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ Gergely Kovacs, Miklós Kuczmann FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP OF C PROGRAMMING LANGUAGE Joanna Kozieł PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE Andrzej Krawczyk, Tomasz Zyss, Wanda Stankiewicz BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM Marek Kuchta, Roman Kubacki, Leszek Nowosielski, Marek Dras, Krzysztof Wierny, Rafał Namiotko STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM ELEKTROMAGNETYCZNYM Agnieszka Kurczewska, Agnieszka Stefko, Liliana Byczkowska-Lipińska BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ Eugeniusz Kurgan FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES IN DC DIELECTROPHORESIS Eugeniusz Kurgan INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE DISTRIBUTION IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO Marek Lis CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL Mira Lisiecka-Biełanowicz, Andrzej Krawczyk RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD NEW DIRECTIONS Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Agnieszka Grafka OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES

17 63. Daniel Marcsa, Miklós Kuczmann COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH UNSTRUCTURED MESHES Arkadiusz Miaskowki, Andrzej Krawczyk, Grażyna Olchowik, Ewa Łada-Tondyra, Andrzej Bartosiński A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER Joanna Michałowska-Samonek, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC FIELD DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC BREAST MODELS Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Janusz Szczygłowski WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH ELEKTROMAGNETYZMU Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski INFLUENCE OF THE STATOR YOKE DESIGN ON TORQUE CHARACTERISTICS FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR Danuta Pliś WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk WIRELESS BODY SENSOR NETWORK FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS Andrzej Popenda UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA INDUKCYJNEGO Tomasz Prauzner ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH ALARMOWYCH Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz SYSTEM ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ Andrzej Rusek MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW DO ANALIZY STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH UKŁADÓW NAPĘDOWYCH Andrzej Rusek MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK Ihor Shchur, Andrzej Rusek, Oleksandr Makarchuk MODELOWANIE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO

18 78. Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY Bojan Štumberger, Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimović DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR WINDINGS AND ANISOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS Paweł Surdacki WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO Przemysław Syrek, Antoni Cieśla OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII Janusz Szewczenko, Janusz Jaglarz, Marcin Basiaga, Edyta Skoczek BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE TI6AL4V Krzysztof Szewczyk PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH Zygmunt Szymański NOWOCZESNE,INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW DNA OKA Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Aleksander Sieroń, Konrad Wojciechowski REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY Adam Świtoński, Magdalena Stawarz, Aleksander Sieroń, Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister, Aleksander Sieroń WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW Bohuš Ulrych, Václav Kotlan, Ivo Doležel CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT Peter Virtič ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor, Radosław Michałek MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Piotr Filipek, Sebastian Serwin, Konrad Zygmunt, Rafał Włosek, Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła, Grzegorz Masłowski OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH SPAWARKI INWERTOROWEJ

19 94. Andrzej Wac-Włodarczyk, Tomasz Giżewski, Ryszard Goleman ZASTOSOWANIE NUMERYCZNEJ IDENTYFIKACJI WZORCA WADY MATERIAŁOWEJ W NIEPARAMETRYCZNYCH METODACH AUTOMATYCZNEJ KLASYFIKACJI Witold Walke, Joanna Przondziono ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH DRUTÓW STOSOWANYCH NA PROWADNIKI KARDIOLOGICZNE Agnieszka Wantuch KATODOWA OCHRONA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW. PORÓWNANIE WYNIKÓW OBLICZENIOWYCH Z POMIAROWYMI Ireneusz Winnicki, Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek WŁASNOŚCI WYBRANYCH METOD NUMERYCZNEGO ROZWIĄZYWANIA NIEREGULARNYCH ZAGADNIEŃ GRANICZNYCH Bogusław Wisz ZASTOSOWANIE RÓWNAŃ CAŁKOWYCH DO OBLICZANIA POJEMNOŚCI W SYSTEMIE ŚCIEŻEK PRZEWODZĄCYCH MIKROUKŁADU HYBRYDOWEGO Tomasz Woźnica, Jan Mocha, Grzegorz Badura, Dariusz Wójcik, Maciej Surma OCENA WPŁYWU ZABURZEŃ EMITOWANYCH PRZEZ URZĄDZENIA TELEFONII KOMÓRKOWEJ GSM NA APARATURĘ ELEKTROKARDIOGRAFICZNĄ Joanna Wyszkowska PRZEGLĄD AKTUALNYCH WYNIKÓW BADAŃ NAD WPŁYWEM POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NISKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI NA UKŁAD NERWOWY I HORMONALNY Mykhaylo Zagirnyak, D. Mamchur, A. Kalinov A COMPARISON OF INDUCTION MOTOR S DIAGNOSTIC METHODS BASED ON SPECTRA ANALYSIS OF CURRENT AND INSTANTANEOUS POWER SIGNALS Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, A. Shutka THE SYSTEM OF IDENTIFICATION OF EMERGENCY CONDITIONS IN A HYDROTRANSPORT COMPLEX Mykhaylo Zagirnyak, V. Prus, I. Kolotylo, D. Miljavec DETERMINATION OF POWER INDICES OF THREE-PHASE INDUCTION MOTORS WITH A PHASE-WOUND ROTOR THROUGH PARTICULAR LOSSES COPMPONENTS

20 20

21 WPROWADZENIE Tegoroczne XXII Sympozjum PTZE odbywa się w Sandomierzu, jednym z najpiękniejszych miast polskich Tradycją spotkań PTZE jest to, że organizowane są w różnych ciekawych miejscach Polski mamy nadzieję, że również Sandomierz okaże się dla uczestników takim ciekawym miejscem. Sandomierz to jedno z najstarszych i najważniejszych historycznie miast Polski. Początki osadnictwa na terenie miasta i w jego regionie, sięgają najdawniejszych czasów. Świadczą o tym dokonywane w obrębie miasta i okolic liczne odkrycia archeologiczne. Ślady pierwszej obecności człowieka na tym obszarze pochodzą z młodszej epoki kamiennej - neolitu (5200 p.n.e p.n.e.). Zasadniczy rozwój miasta nastąpił dopiero w okresie wczesnego średniowiecza. Rozwój ten możliwy był m.in. dzięki bardzo atrakcyjnemu i dogodnemu położeniu Sandomierza na ważnych szlakach handlowych, na styku trzech krain: Wyżyny Sandomierskiej, Kotliny Sandomierskiej i Wyżyny Lubelskiej. W XI w. Sandomierz obok Krakowa i Wrocławia zaliczony został przez kronikarza Galla Anonima do głównych miast królewskich sedes regni principal. Wysoka ranga miasta potwierdzona została w testamencie Bolesława Krzywoustego, na mocy którego Sandomierz stał się stolicą jednego z księstw dzielnicowych władanych m.in. przez Henryka Sandomierskiego, Bolesława Kędzierzawego, Kazimierza Sprawiedliwego, Leszka Białego, Bolesława Wstydliwego. Rozwój miasta został zakłócony przez szereg najazdów tatarskich w XIII wieku. Zniszczeniu uległa niemal w całości ówczesna drewniana zabudowa miejska. Po tych klęskach osadnictwo zostało przeniesione na wyższe trudniej dostępne wzgórza: Kolegiackie, św. Piotra i Miejskie, gdzie za sprawą księcia Leszka Czarnego w 1286 roku nastąpiła druga lokacja miasta na prawie magdeburskim. Pierwsza lokacja na terenie wzgórz staromiejskich miała miejsce przed 1241 rokiem, być może tuż przed 1226 rokiem. Po zjednoczeniu ziem polskich dawne księstwo zostało przekształcone w województwo sandomierskie, obejmujące swym zasięgiem znaczne obszary południowo wschodniej Polski. Sandomierz w tym czasie liczył ok mieszkańców i choć należał do większych polskich miast jego zabudowa prawie w całości była drewniana. W połowie XIV wieku uległa ona jednak spaleniu podczas jednego z najazdów Litwinów. Odbudowy miasta po tej klęsce dokonano w II połowie XIV wieku, za panowania Kazimierza Wielkiego. Dzięki opiece monarchy i sprzyjającej sytuacji gospodarczej rozwinął się wówczas ruch budowlany. Z tego okresu pochodzi ostateczne zachowane do XX wieku rozplanowanie miasta. Na późniejszy okres XV i XVI stulecia przypada również bardzo ożywiony rozwój miasta we wszystkich dziedzinach życia. Sandomierz w owym czasie liczył już ok mieszkańców. Potwierdzeniem wielkości i znaczenia Sandomierza w tym czasie są istniejące wówczas budowle sakralne takie jak kościół Najświętszej Marii Panny, kościoły św., św. Piotra, Jana, Mikołaja, czy drugi w Małopolsce po krakowskim klasztor Dominikanów. Kres świetności Sandomierza nastąpił jednak podczas "potopu" szwedzkiego. Szwedzi zajęli miasto 13 X 1655 roku. Wycofując się wysadzili w powietrze zamek. Miasto uległo znacznemu zniszczeniu, dopełnieniem, którego był także najazd Rakoczego i zaraza. Wielki pożar w 1757 roku i wreszcie rozbiór Polski w 1772 roku, w wyniku którego Sandomierz stał się miastem pogranicznym, przekreśliły jego znaczenie administracyjne i spowodowały zastój gospodarczy. Sandomierz dziś to miasto powiatowe w Województwie Świętokrzyskim, stanowiące jak gdyby muzeum historyczne i architektoniczne pod gołym niebem, do którego każda z epok coś dodała, pozostawiając ponad 120 budowli zabytkowych wszystkich stylów, co w połączeniu z pięknem krajobrazu, wspaniałą bujną zielenią i malowniczym położeniem na siedmiu wzgórzach poprzecinanych głębokimi jarami daje efekt dużej atrakcyjności turystycznej. Ale Sandomierz to nie 21

22 tylko historia i zabytki, ale również rozwijające się, liczące ok. 26 tys. mieszkańców miasto o powierzchni 28,8 km2, ważny ośrodek oświatowy, kulturalny i gospodarczy regionu. Może to właśnie uroku Sandomierza spowodował, że XXII Sympozjum PTZE zgromadziło największą w 22-letniej historii liczbę referatów i uczestników. Podczas sympozjum odbędzie się ważne wydarzenie, związane z naszą społecznością. Jedna z sesji konferencji poświęcona zostanie zmarłemu przed rokiem profesorowi Czesławowi Rymarzowi. O życiu i twórczości naukowej Profesora opowiedzą pracownicy WATu, uczelni w której Profesor spędził całe swoje życie zawodowe. Zostaną też przedstawione referaty, dotyczące tych obszarów badawczych, które bliskie były Profesorowi Rymarzowi. Cechą konferencji PTZE jest duża różnorodność tematyczna, co czyni nasze spotkania atrakcyjnymi dla specjalistów z różnych dziedzin, a także tych, którzy lubią pracować na granicy. Warto podkreślić, że właściwością naszych spotkań jest też to, że tworzy się przestrzeń dla nieoficjalnych spotkań starszej i młodszej kadry naukowej. Przynosi to korzyści zarówno tym młodym mogą korzystać z doświadczenia i wiedzy profesorskiej, jak i tym starszym uzyskują ciekawe i twórcze inspiracje ze strony młodzieży naukowej. Spotkania PTZE mają też swój wymiar międzynarodowy: stałymi uczestnikami są przedstawiciele Słowenii, Czech, Macedonii, Ukrainy, Rumunii, Węgier i Japonii. Sympozjum współorganizowane jest przez Wydział Elektryczny Politechniki Częstochowskiej, Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii oraz Polsko-Japońską Wyższą Szkołę Technik Komputerowych. W tym miejscu chciałbym podziękować Władzom tych instytucji, Panom Dziekanom Andrzejowi Ruskowi i Lechowi Borowikowi, Panu Dyrektorowi Januszowi Kocikowi i Panu Rektorowi Jerzemu Pawłowi Nowackiemu za ich wkład w zorganizowanie konferencji. Materiały pokonferencyjne, po procedurze recenzyjnej zarówno w Komitecie Naukowym konferencji, jak i w poszczególnych redakcjach, zostaną wydane w Przeglądzie Elektrotechnicznym oraz Acta Technica CSAV w normalnej procedurze wydawniczej. Tutaj też chcę podziękować Redaktorom Naczelnym tych pism, Panu Profesorowi Sławomirowi Tumańskiemu i Panu Profesorowi Ivo Dolezelovi za ich pomoc w realizacji tego zadania. W imieniu organizatorów XXII Sympozjum PTZE życzę wszystkim jego uczestnikom owocnych obrad, budowania twórczych kontaktów naukowych i osobistych, ale też życzę aby jak najwięcej zaczerpnęli Państwo z królewskiej atmosfery Sandomierza. Andrzej Krawczyk, Prezes PTZE 22

23 ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU ŁADUNKÓW PORUSZAJĄCYCH SIĘ ZE ZMIENNYM PRZYŚPIESZENIEM Stanisław Apanasewicz 1, Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako 2 Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych 2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki Rozkład pola elektromagnetycznego w otoczeniu ładunku punktowego poruszającego się po zadanej trajektorii można wyznaczyć w oparciu o znane wzory Liénarda Wiecherta dla potencjałów opóźnionych [1, 2]. Wzory te mają postać algebraiczną, pomimo to, wyznaczenie na ich podstawie składowych wektorów pola nastręcza często dużych trudności, a uzyskanie ich jawnej postaci jest możliwe tylko w szczególnych przypadkach. Spowodowane jest to głównie koniecznością wyznaczenia zależności pomiędzy współrzędnymi czasoprzestrzennymi punktu, w którym obliczane jest pole oraz punktu, w którym znajduje się ładunek (z uwzględnieniem różnicy czasowej związanej ze skończoną prędkością rozchodzenia się sygnału elektromagnetycznego). Prowadzi to do nieliniowych równań algebraicznych o złożonej postaci, których rozwiązanie jest możliwe na ogół tylko na drodze numerycznej. Niniejsza praca stanowi kontynuację badań których zasadniczym celem jest poszukiwanie związków transformacyjnych pomiędzy współrzędnymi czasoprzestrzennymi oraz składowymi pola elektromagnetycznego przy przechodzeniu od układu inercjalnego do nieinercjalnego. Jak się okazuje, jawne postaci pól elektromagnetycznych generowanych przez ładunki poruszające się z niezerowym przyśpieszeniem mogą stanowić punkt wyjścia do uzyskania takich transformacji. W pracy rozpatrzono pewne szczególne przypadki takich ruchów ładunku ze zmiennym przyśpieszeniem, dla jakich pole w ich otoczeniu udaje się uzyskać w postaci jawnej. Zasugerowano przy tym, w jaki sposób na podstawie otrzymanych na tej drodze rezultatów można uzyskać uogólnienie przekształceń Lorentza na układy nieinercjalne. Przedmiotem rozważań jest zagadnienie obliczania pola w otoczeniu ładunku punktowego o wartości Q i masie spoczynkowej m 0 poruszającego się ruchem prostoliniowym o zmiennym przyśpieszeniu (rys. 1). W pierwszym z nich rozważany jest ruch pod wpływem działania stałej siły F przy założeniu zerowej prędkości początkowej i uwzględnieniu efektów relatywistycznych. Przy tych założeniach, w układzie współrzędnych, którego początek pokrywa się z położeniem ładunku w chwili = 0, a oś OX jest skierowana zgodnie z kierunkiem siły F ruch ładunku opisywany jest zależnościami: z y Q, m 0 v,, x 0, 0, 0) R a t, x, y, z) Rys. 1. Rozważany układ E B x 23

24 24 1 ) ( ) ( p a c x, ) ( 0 p a v, ) ( ) ( 3 0 p a a (1) gdzie: x 0, v, a współrzędne x-owe położenia, prędkości i przyśpieszenia (odpowiednio), c prędkość światła, a 0 = F/m 0, ) ( c a p. Po skorzystaniu ze wzorów Liénarda Wiecherta otrzymuje się następujące zależności na składowe natężenia pola elektrycznego E i magnetycznego H (współrzędne cylindryczne): * ), ( c a c v R x x R Q E x r, * ), ( c a x x R Q E r (2) * ), ( c a R v R c Q H r, (3) gdzie: c R R v R *, 2 1 c v, 2 2 y z, ) ( ) ( t c x x R, (4) Aby wyrazić składowe pola w zależności od czasu t (tj. w chwili obserwacji por. rys. 1) należy skorzystać z (1) i (4), co prowadzi do równania algebraicznego dla. W rozważanym przypadku rozwiązanie tego równania udaje się uzyskać w jawnej postaci: t c D c D t c A ct (5) gdzie: G D A 2 2, a c x D 2, t c a c G, t c G D A. Po podstawieniu (5) do (2) i (3) oraz skorzystaniu z zależności (1) uzyskuje się poszukiwaną jawną postać składowych pola elektromagnetycznego. W prezentowanej pracy przedstawiono sugestię w jaki sposób otrzymane rozwiązanie można wykorzystać do znalezienia związków transformacyjnych dla współrzędnych czasoprzestrzennych oraz składowych pola w układu związanym z poruszającym się ładunkiem. Ponadto rozważane jest też zagadnienie pola w otoczeniu ładunku poruszającego się ruchem oscylacyjnym. Literatura [1] Ingarden R. S., Jamiołkowski A.: Elektrodynamika klasyczna, PWN Warszawa, [2] Landau L. D., Lifszyc E. M.: Teoria pola, PWN Warszawa, 1977.

25 DYFRAKCJA FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ NA KLINIE PRZEWODZĄCYM Stanisław Apanasewicz 1, Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako 2 Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych 2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki Wstęp W prezentowanej pracy zaproponowano analityczną metodę rozwiązywania zagadnienia dyfrakcji płaskiej fali elektromagnetycznej na klinie przewodzącym (Rys. 1), bazującą na przekształceniu Lebiediewa-Kantorowicza. W porównaniu ze znanym z literatury [1], bardzo skomplikowanym rozwiązaniem tego zagadnienia, rozwiązanie uzyskane w niniejszej pracy ma znacznie prostszą postać. Sformułowanie zagadnienia Geometrię rozważanego układu ilustruje rysunek 1. Polem wzbudzającym jest spolaryzowana liniowo monochromatyczna płaska fala elektromagnetyczna padająca pod dowolnym kątem na jedną z powierzchni klina. Rozpatrywane są dwa przypadki polaryzacji fali: E OZ i H OZ (oś OZ stanowi krawędź klina). Przyjmuje się, że klin rozpraszający falę elektromagnetyczną jest idealnie przewodzący, a ośrodek go otaczający jest bezstratnym dielektrykiem o stałych parametrach materiałowych Przy tych założeniach zespolone amplitudy osiowych składowych wektorów E i H (we współrzędnych cylindrycznych) spełniają równania Helmholtza: 2 2 Ez 1 Ez 1 Ez 2 k r r r r 2 2 H z 1 H z 1 H z 2 k E z dla polaryzacji E OZ, (1) r r r r H z dla polaryzacji H OZ, (2) gdzie: k c Składowe pola powinny spełniać następujące warunki brzegowe: E z ( r,0) 0 i z (, 0) 0 dla polaryzacji E OZ (3) H z H oraz 0 z i fala ugięta Klin = y dla polaryzacji H OZ (4) fala odbita fala padająca Rys. 1. Dyfrakcja fali elektromagnetycznej na klinie przewodzącym x 25

26 gdzie: 2 0 Rozwiązanie zagadnienia Rozwiązania przedstawia się w postaci całek zawierających funkcje Hankela o indeksie urojonym. Dla polaryzacji E OZ: (2) jkr cos( ) 0 e F1 ( )sh F2 ( )chh j ( kr) 0 Ez( r, ) E dτ (5) Uwzględniając warunki brzegowe (3) otrzymujemy równania zawierające całki w postaci transformat Lebiediewa-Kantorowicza: f j 2 z G H zd G (6) 0 1 dz (7) (2) she f zh j z 2 z 0 Stosując transformatę odwrotną (7) otrzymuje się wyrażenia na funkcje F 1 i F 2 w postaci całek rozbieżnych (w sensie Riemanna). Całkom tym można jednak nadać wartość w sensie dystrybucyjnym poprzez zastosowanie funkcji Diraca o zespolonym argumencie [3]. W przypadku drugiego rodzaju polaryzacji obliczenia przeprowadza się analogicznie. Literatura [1] Markov G. T., Czaplin A. F.: Wzbudzanie fal elektromagnetycznych, Wyd. Energia, Moskwa Leningrad, 1967 [2] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: The study of the flat waves diffraction on the sharp corner, Electrical Review, 5/2010, p [3] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: Dirac function with complex argument and example of its application in electromagnetism, Electrical Review, 12b/2011, p INTERACTION OF OBLIQUE WAVE BEAM WITH IONOSPHERIC LAYER F2 Barbara Atamaniuk 1, Ivan A. Molotkov 2 1 Space Research Centre of the Polish Academy of Sciences, Warsaw, Poland 2 Institute of Terrestrial Magnetism, Ionosphere and Radio Wave Propagation, Russia The presentation is devoted to modeling and analysis of the interaction of a powerful obliquely incident wave beam of decameter radio waves with the ionospheric layer F2. Much like the linear case, propagation through the natural anti-waveguide layer F2 splits the initial beam. Part of its energy propagates trough the ionospheric layer, the other part goes back along a downward trajectory. However, nonlinearity leads to further stratification of the ionospheric layer. A new feature, in comparison with the linear case, is appearing a narrow waveguide beneath the F2 layer maximum which traps a small part of the beam energy. We 26

27 study the relationship between these parts of the wave field in a simplified model of parabolic F2 layer, with nonlinearity caused by thermal plasma expulsion from the high field intensity region. Analytical results are supplemented with numerical estimates of the effects. We model and analyze of the interaction of a powerful obliquely incident wave beam of decameter radio waves with the ionospheric layer F2. Oblique propagation of a powerful HF wave beam in the ionospheric F2 layer leads toadditional plasma stratification, in particular - to the formation of an artificial waveguide controlled by the beam intensity. The formation of the artificial waveguide is a nonlinear effect. The problem of efficient feeding the artificial waveguide depends on the ability to create in the F2 layer high values of the HF electric field compared with the characteristic plasma fields This research is supported by grant O N ESTIMATION OF INDUCTION MOTOR PARAMETERS USING EVOLUTIONARY STRATEGIES 1 Marinko Barukčić, 1 Željko Hederić, 2 Miralem Hadžiselimović 1 University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia 2 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia Introduction Mathematical modelling of induction motor in steady-state is usually done by the equivalent circuits. It is relatively simple to calculate different motor values in steady-state (efficiency, stator current, torque-speed curve, torque-slip curve, current-slip curve ) if data of the equivalent circuits are known. Usually, the problem is inverse in nature, some data of induction motor are known from nameplate or measuring but the equivalent circuit data are unknown. There are different techniques for estimation of induction motor parameters. These techniques can be divided in two main groups: computational and experimental. Experimental techniques are based on measuring values of some parameters for steady state or start-up transients states. Computational methods are based on calculations performing for different mathematical models of induction motor. Input data for these methods can be different, such as rated stator voltage, current and power factor, the full load (nominal) torque, the locked rotor (starting) torque, the maximum (breakdown) torque and the torque-slip, the current-slip and the power factor-slip curves. These data can be measured or given by manufacturers (nameplate, catalogue). In recent time optimization methods based on soft computing techniques have never been used for the induction parameters estimation. Most widely used methods are different evolution algorithms [1 3] and other population based optimization methods [4 7]. The aim of this paper is investigation of applying the evolutionary strategies for parameter estimation of the induction motor. 27

28 Stator and rotor resistance [Ohm] XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 Optimization problem formulation Based on the equivalent circuit of the induction motor the optimization problem is set. Few objective functions of the optimization problem are researched. The objective functions use measured or nameplate data or their combination. In the full paper the detailed objective functions will be presented. Solving the optimization problem using evolutionary strategies The evolutionary strategies (ES) are one of the evolutionary algorithms (EA) (evolutionary strategy, the genetic algorithm (GA) and the evolutionary programming (EP). The evolutionary strategies are stochastic parameter optimization methods which simulate the natural process of evolution. In the full paper the structure of ES will be presented. Also, the main procedures (individual coding, crossover, mutation and selection) in ES will be described. Results of parameters estimation and conclusion Based on known parameters and measured (or simulated) motor performance results given by evolutionary strategies are analyzed. The changing of the stator and rotor resistances fitness during performing of the evolutionary strategies is presented in Fig.1. Comparison of actual and estimated data is shown in Fig.2. Efficiency and accuracy of the proposed evolutionary strategies method will be presented in the full paper. 7 6 R'r Rs Generation Fig. 1. Stator and rotor resistances during ES. Fig. 2. Comparison of real and estimated parameters. 28

29 References [1] Ferkova, Ž. and Zboray, L., Contribution to parameter identification of an induction motor by genetic algorithms, 2005, Acta Electrotechnica et Informatica, Vol. 5, No. 2, pp [2] Jančovič, M., Žalman, M. and Jovankovič, J. Parameter identification of induction motors by using genetic algorithms. [Online] [Cited: 07 01, 2012.] [3] Kostov, I., Spasov, V. and Rangelova, V. Application of genetic algorithms for determining the parameters of induction motors, 2009, Technical Gazette, Vol. 16, No. 2, pp [4] Baghli, L. and Rezzoug, A. Particle Swarm and Genetic Algorithms applied to the identification of Induction Machine Parameters. EPE 03, 2-4 September 2003, 768.pdf pp.1-10, Toulouse, France. [5] Ojaghi, M. and Mardani, M., Parameter Estimation of Induction Motor Using Shuffled Frog Leaping and Imperialistic Competitive Algorithms, Teheran, Iran, th International Power System Conference. pp [6] Ursem, R. K. and Vadstrup, P. Parameter Identification of Induction Motors Using Differential Evolution. [Online] [Cited: 07 06, 2012.] [7] Rashag, H. F., et al. Investigation of induction motor parameter identification using particle swarm optimization-based RBF neural network (PSO-RBFNN), September 2011, International Journal of the Physical Sciences, Vol. 6, pp POPRAWA WARUNKÓW PRACY ODBIORNIKÓW O ZNACZENIU STRATEGICZNYM ORAZ SIECI ZASILAJĄCEJ Karol Bednarek 1, Leszek Kasprzyk 2 1 EVER Sp. z o.o. 2 Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej Wprowadzenie Eksploatowany sprzęt elektryczny, elektroniczny i informatyczny ulega ciągłym modernizacjom, osiągając coraz wyższy poziom zaawansowania technicznego. Pobór energii w tych obiektach jest często zdyskretyzowany, impulsowy, a zatem są to zazwyczaj urządzenia pobierające prądy odkształcone, z czym łączą się problemy związane z oddziaływaniami i wprowadzaniem do sieci zasilającej wyższych harmonicznych. Jednocześnie od jakości napięcia zasilającego (ograniczonego: występowania wyższych harmonicznych, pojawiania się zapadów lub zaników napięcia, powstawania przepięć w sieci itp.) zależy prawidłowa praca urządzeń odbiorczych [1-6]. Z uwagi na powszechność zastosowań urządzeń elektrycznych i częste występowanie wielu różnego typu urządzeń w bliskim otoczeniu oraz wzajemne ich oddziaływanie na siebie szczególnej wagi nabiera potrzeba zapewnienia prawidłowej, niezakłóconej pracy każdego z tych elementów. Aby to osiągnąć, w procedurach związanych z kompatybilnością elektromagnetyczną ustalono dopuszczalne poziomy oddziaływań zarówno w zakresie emisyjności (wprowadzania do środowiska), jak również odporności (ograniczonej wrażliwości na oddziaływanie zaburzeń), jakie każdy z tych obiektów elektrycznych 29

30 i elektronicznych powinien spełniać w celu osiągnięcia harmonijnej pracy poszczególnych urządzeń we wspólnym środowisku [1-6]. W pracy uwagę skupiono na badaniach jakości energii elektrycznej w układach o charakterze nieliniowym. Analizowano ilościowo i jakościowo wpływ zastosowanego systemu zasilania gwarantowanego UPS EVER Superline na ograniczenie wprowadzania zaburzeń w postaci wyższych harmonicznych przez odbiorniki o charakterze nieliniowym do sieci zasilającej oraz eliminację przenoszenia się zaburzeń sieci zasilającej w postaci przepięć, zapadów lub zaników napięcia na zasilany (poprzez UPS) odbiornik energii. Wykazywano zatem, że poza podstawową funkcją UPS bezprzerwowego zasilania szczególnie ważnych odbiorników umożliwiają one jednocześnie poprawę warunków pracy zarówno zabezpieczanych odbiorników, jak również sieci zasilającej (elektroenergetycznej). Przedostawanie się zaburzeń do sieci zasilającej Włączenie do sieci zasilającej odbiorników nieliniowych związane jest najczęściej z wprowadzaniem do obwodu zasilania zaburzeń, które mogą zakłócać prawidłową pracę innych odbiorników podłączonych do tej sieci. Zdecydowana większość obecnie eksploatowanego sprzętu to odbiorniki nieliniowe. Pobierają one prądy odkształcone, a zatem w ich rozkładzie widmowym występują wyższe harmoniczne. Włączenie do obwodu elektrycznego elementu pobierającego prąd odkształcony powoduje powstanie nieliniowego charakteru całego obwodu. W przypadku urządzeń silnoprądowych (wysokomocowych) generowane przez nie zakłócenia w postaci wyższych harmonicznych bądź związane z występowaniem stanów przejściowych, przebiegów nieustalonych wprowadzone do sieci elektroenergetycznej mogą zaburzać pracę innych odbiorników podłączonych do tej sieci [2, 4]. Wpływ jakości energii na prawidłowość pracy odbiorników Od jakości dostarczanej energii zależą prawidłowość pracy urządzeń oraz powstające w nich straty mocy. Częstymi problemami jakości energii elektrycznej są odkształcenia harmoniczne (spowodowane nieliniowym obciążeniem w systemie elektroenergetycznym), zapady napięcia (krótkotrwałe obniżenie poziomu napięcia), zjawiska przejściowe oraz przepięcia [6]. Jednym z najistotniejszych czynników służących do oceny jakości energii elektrycznej jest zawartość harmonicznych prądu i napięcia. Najczęściej występujące i jednocześnie niosące za sobą najpoważniejsze skutki są harmoniczne nieparzyste (głównie 3, 5, 7 i 9). Szczególny wpływ np. na straty w transformatorach ma harmoniczna 3-go rzędu oraz pozostałe składowe zerowe w przypadku układów połączonych w trójkąt harmoniczne te sumują się w poszczególnych fazach, natomiast w układach połączonych w gwiazdę powodują przegrzewanie się przewodu zerowego [6]. Harmoniczne mogą wywoływać przedwczesne wyłączenie zabezpieczeń nadmiarowo-prądowych, a także przeciążenie baterii kondensatorów do kompensacji mocy biernej [5]. Wyższe harmoniczne wzmagają oddziaływania związane ze zjawiskiem naskórkowości (zbliżenie strumienia elektronów do zewnętrznej powierzchni przewodnika zwiększa się wraz ze wzrostem częstotliwości sygnału), mogą również powodować wadliwe funkcjonowanie sprzętu komputerowego, wzrost strat mocy oraz przegrzewanie się silników i transformatorów, powstawanie rezonansów w obwodach elektrycznych itp. [3]. Pojawienie się w sieci elektroenergetycznej wyższych harmonicznych powoduje przedwczesne starzenie się urządzeń, a w efekcie konieczność szybszej ich wymiany [2, 6]. 30

31 W wielu przypadkach, szczególnie w odbiornikach o znaczeniu strategicznym, związanych z przetwarzaniem danych bądź z procesami produkcyjnymi, w których powstanie przerw prowadzi do wystąpienia znacznych strat ekonomicznych, priorytetowym zagadnieniem jest zapewnienie ciągłości zasilania oraz określonej jakości napięcia zasilającego (ograniczenie do minimum oddziaływania zaburzeń) [1]. Wpływ UPS na warunki pracy odbiorników oraz sieci zasilającej W sytuacjach częstego pojawiania się zaników bądź nieprawidłowych parametrów napięcia zasilającego, a jednocześnie w przypadkach występowania potrzeby eliminacji negatywnych oddziaływań odbiorników na sieć zasilającą bardzo korzystnym rozwiązaniem jest zastosowanie systemów zasilania gwarantowanego (UPS) pracujących w technologii VFI (Voltage Frequency Independent), czyli zgodnie z inną nomenklaturą: on-line. Realizowane jest w nich podwójne przetwarzanie energii: napięcie sieciowe zostaje wyprostowane, a następnie przekazane do falownika, gdzie z kolei jest przetwarzane na napięcie przemienne o zadanych wzorcowych parametrach, którym podczas normalnej pracy zasilane są zabezpieczane odbiorniki. Równocześnie napięciem z obwodu stałoprądowego doładowywane są akumulatory. W czasie wystąpienia zapadów lub zaników napięcia sieciowego odbiorniki zasilane są bezprzerwowo niezaburzonym napięciem dzięki zasileniu falownika energią zgromadzoną w akumulatorach. W przypadku zasilania urządzenia o charakterze nieliniowym UPS skutecznie ogranicza przedostawanie się generowanych przez nie zakłóceń w postaci wyższych harmonicznych do sieci zasilającej. Dzięki temu odbiornik nie degraduje jakości zasilania sieciowego, a jednocześnie zasilany jest napięciem o założonych, ściśle kontrolowanych parametrach. Rezultaty przeprowadzonych badań Pomiary napięć, prądów, mocy, współczynników THD i, THD u oraz zawartości poszczególnych harmonicznych prądu i napięcia od strony zasilania sieciowego i na wyjściu UPS przy zmianach mocy oraz charakteru obciążenia (nieliniowość, symetria sygnału) autorzy wykonali w Dziale Badań i Rozwoju firmy EVER Sp. z o.o. Badaniom podlegał UPS EVER Superline 12 kva, pracujący w technologii VFI, na wyjście którego podłączono odbiornik o regulowanych: wartości mocy i stopniu nieliniowości obciążenia. Wprowadzono silną nieliniowość w badanym, regulowanym odbiorniku, po czym obserwowano prądy i napięcia po stronie odbiornika (na wyjściu UPS) oraz w obwodzie zasilania sieciowego UPS. Na rys. 1 zamieszczono oscylogramy: (1) prądu pobieranego przez odbiornik nieliniowy podłączony na wyjściu UPS oraz (2) prądu pobieranego z sieci przez UPS. Na rys. 2 przedstawiono rozkłady widmowe (zawartość harmonicznych) prądu odkształconego odpowiednio na wejściu oraz wyjściu UPS. Rys. 1. Oscylogramy prądów na wyjściu (1) i wejściu (2) układu UPS EVER Superline 31

32 przy podłączeniu odbiornika nieliniowego Rys. 2. Rozkłady widmowe prądów odkształconych odpowiednio na wyjściu i wejściu układu UPS EVER Superline dla odbiornika nieliniowego Obserwowano również zachowanie się sygnału napięciowego na wyjściu UPS (zasilającego odbiornik) podczas wytwarzania zapadów oraz zaników napięcia sieciowego (na wejściu UPS). Niezależnie od powstających zaburzeń w sieci zasilającej na wyjściu UPS występowało napięcie o założonych, kontrolowanych parametrach (co wynika z charakteru pracy UPS on-line). Uwagi i wnioski W pracy analizowano wpływ zasilacza bezprzerwowego UPS EVER Superline na ograniczanie wprowadzania przez odbiornik nieliniowy zaburzeń w postaci wyższych harmonicznych do sieci zasilającej. Jednocześnie obserwowano zachowanie się sygnału napięciowego na wyjściu UPS (zasilającego odbiornik) przy powstawaniu krótkotrwałych zapadów oraz zaników napięcia sieciowego (zasilającego UPS). Analiza kształtu i parametrów prądu w obwodzie zasilanego odbiornika (rys. 1 oraz 2) wykazała, że współczynnik THD i wyniósł 63,3%, a harmoniczna rzędu 3-go przekroczyła wartość 53%. Na uwagę zasługuje fakt, że tak duży poziom zniekształceń dotyczy wyłącznie obwodu obciążenia (po stronie wyjściowej zasilacza awaryjnego). Zakłócenia wywołane nieliniowością odbiornika nie przeniosły się do sieci elektroenergetycznej współczynnik THD i po stronie wejściowej UPS wyniósł 7,5%, a zawartość trzeciej harmonicznej nieznacznie przekroczyła 6,8%. Są to wartości około 9-krotnie mniejsze od wartości związanych z pracą odbiornika nieliniowego. Jednocześnie przez UPS odfiltrowane zostały zaburzenia napięcia. Wartość skuteczna napięcia wejściowego zależna była od obciążenia (wynosiła od 217,6 V do 224,9 V), a napięcia wyjściowego utrzymywała się niezmiennie w wąskim zakresie: od 231,7 V do 232,2 V. Wynika to z budowy i własności funkcjonalnych zasilacza awaryjnego on-line, który wytwarza napięcie niezależne od jakości dostarczonej energii elektrycznej. Przeprowadzone badania wykazały, że system zasilania gwarantowanego UPS VFI, poza bezprzerwowym zasilaniem odbiorników, stanowi skuteczną metodę ograniczania przenoszenia się harmonicznych do sieci elektroenergetycznej, a jednocześnie umożliwia zasilenie odbiorników (szczególnie o znaczeniu strategicznym) napięciem o ściśle 32

33 kontrolowanych parametrach, niezależnie od nieprawidłowości występujących w napięciu sieciowym. Literatura [1] Bednarek K., Electromagnetic compatibility the standard and legal problems, in Computer applications in electrical engineering, edited by R. Nawrowski, ALWERS, Poznań 2006, pp [2] Barlik R., Nowak M., Jakość energii elektrycznej stan obecny i perspektywy, Przegląd Elektrotechniczny, nr 07/08, 2005, s [3] Bocheński B., Wpływ odkształcenia napięcia na obciążalność transformatorów energetycznych, Przegląd Elektrotechniczny, nr 1k, 2006, s [4] Bielecki S., Jakość energii elektrycznej na rynku energii, Przegląd Elektrotechniczny, nr 07/08, 2007, s [5] Pasko M., Lange A., Kompensacja mocy biernej i filtracja wyższych harmonicznych za pomocą filtrów biernych LC, Przegląd Elektrotechniczny, nr 4, 2010, s [6] ZROZUMIEĆ NATURĘ ZAPEWNIENIA JAKOŚCI USŁUG BADAWCZYCH Agnieszka Bieńkowska 1, Paweł Bieńkowski 2 Politechnika Wrocławska 1 Instytut Organizacji i Zarządzania 2 Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki Wprowadzenie Badania i pomiary (usługi badawcze) immanentnie towarzyszą prowadzeniu prac naukowobadawczych oraz procesów technologicznych. Niezależnie od kontekstu, badania i pomiary można potraktować jako usługę świadczoną na rzecz zarówno klienta wewnętrznego, jak i zewnętrznego. Jednym z podstawowych wymagań dla usług badawczych jest ich wiarygodność i rzetelność oparta na standaryzacji metod, zapewniających odtwarzalność i powtarzalność procesów badawczych. Standaryzacja w szeroko pojętej metrologii na bardzo długą historię, na której końcu znajdują się stosowane obecnie zintegrowane systemy zarządzania skodyfikowane w odpowiednich normach. Dla laboratoriów badawczych taką normą odniesienia jest międzynarodowa norma ISO/IEC 17025, przyjęta w Polsce jako PN- EN ISO/IEC Wdrożenie systemu zarządzania zgodnego z wymaganiami tej normy jest podstawą uzyskania akredytacji laboratorium wydawanej przez jednostkę certyfikującą. Motywacją dla wdrażania systemów zarządzania w laboratoriach powinna być każdorazowo chęć podnoszenia jakości usług. Autorzy niniejszego opracowania odnoszą jednak wrażenie, że posiadanie akredytowanego systemu zarządzania (dawniej systemu jakości) w laboratoriach badawczych często bywa postrzegane jako nie do końca chciany wymóg dzisiejszych warunków konkurowania, bądź też jako poniekąd uciążliwy warunek niezbędny do przeprowadzania transakcji na 33

34 współczesnych rynkach. Celem niniejszego opracowania jest więc de facto uzasadnienie nie tyle konieczności, co zasadności wdrożenia w laboratoriach badawczych systemów zarządzania opartych na normach ISO/IEC Zasadności wypływającej z istoty usług badawczych. Jest to tym bardziej istotne, że korzyść w postaci zapewnienia wymaganej jakości usługi badawczej powinna znacząco przewyższać pewne niedogodności związane z tym procesem, tj. zmniejszenie elastyczności działania, czy ewentualne mniejsze możliwości wyzwolenia inicjatyw. Istota usługi badawczej, jakość usług badawczych Rozważając zasadność wdrożenia akredytowanych systemów zarządzania w laboratoriach badawczych należy w pierwszej kolejności poddać pod rozwagę istotę usługi badawczej. W ujęciu ogólnym usługa oznacza działanie lub zbiór działań o mniej lub bardziej niematerialnej naturze, występujących na ogół, ale niekoniecznie, podczas kontaktu klienta z pracownikiem świadczącym usługę i/lub fizycznymi zasobami i/lub systemami przedsiębiorstwa usługowego, które zapewniają rozwiązanie problemów klienta [2, s. 14]. W tym kontekście można przyjąć, że usługa badawcza to prowadzenie pomiarów i badań w sposób systematyczny w celu weryfikacji lub zwiększenia zasobów wiedzy oraz wykorzystania zasobów wiedzy do tworzenia nowych zastosowań. Tak rozumiana usługa badawcza jest tworem niezwykle trudnym do zaoferowania klientowi. Przesądzają o tym w szczególności takie jej cechy jak niematerialność oraz różnorodność [2, s ]. Niematerialność oznacza, że w usłudze, jako produkcie przeznaczonym do sprzedaży dominują elementy niematerialne, a zatem klient nie ma możliwości zapoznania się z usługą przed procesem jej świadczenia. Musi zatem zaufać usługodawcy, że ten wykona usługę w sposób w pełni go satysfakcjonujący. Różnorodność z kolei oznacza trudność w utrzymaniu jednorodnych standardów jakościowych oraz możliwą odmienność zawieranych transakcji i świadczonych usług. To właśnie połączenie niematerialności oraz różnorodności usług badawczych, skutkujące wzrostem ryzyka związanego z zakupem określonej usługi, wpływa na naturę zapewnienia jakości tych usług i determinuje zasadność przyjęcia w laboratoriach badawczych określonych rozwiązań standaryzujących proces ich świadczenia. Rzecz jasna jakość usług badawczych, definiowana jest analogicznie, jak jakość każdego innego dobra, w tym dóbr materialnych, czyli jako stopień zaspokojenia potrzeb i spełnienia wymagań klienta [3, s. 114], bądź też jako stopień, w jakim zbiór inherentnych właściwości spełnia wymagania [4, s. 25]. Proces świadczenia usługi badawczej i jego standaryzacja Tak rozumiana jakość usługi badawczej uzyskiwana jest przez laboratorium, w wyniku realizacji działań wchodzących w skład procesu świadczenia tej usługi, stanowiących zarazem proces kształtowania jej jakości. W skład tego procesu, w ujęciu ogólnym wchodzą zarówno czynności o charakterze technicznym, jak również o charakterze zarządczym. Działania o charakterze technicznym odnoszą się do poszczególnych faz realizacji usługi, tj. od momentu identyfikacji potrzeb do chwili stwierdzenia, czy potrzeby te zostały zaspokojone. Czynności zarządcze natomiast to realizacja wszystkich funkcji zarządzania jakością na poziomach strategicznym, taktycznym i operacyjnym w odniesieniu do wszystkich działań o charakterze technicznym. Proces kształtowania jakości usług w odniesieniu do działań o charakterze technicznym wyraża się w szeregu współzależnych działaniach, które wpływają na jakość całkowitą, na różnych etapach działalności laboratorium. Można zatem wyszczególnić w nim różną liczbę 34

35 faz (etapów), w zależności od przyjętego celu, kryterium oraz stopnia szczegółowości określonego podziału. Najszersze rozwinięcie procesu kształtowania jakości w odniesieniu do działań o charakterze technicznym wyraża się w formie pętli (spirali) jakości Pętla jakości wg normy PN-ISO 8402:1996 [5, pkt 4.1] oznacza pojęciowy model współzależności działań, które wpływają na jakość na różnych etapach: od rozpoznania potrzeb do oceny ich zaspokojenia. Ideą spirali jakości jest wzrost jakości wykonywanych działań oraz wejście na kolejny zwój spirali, uzyskiwany dzięki ciągłemu doskonaleniu systemu. Na rys. 1. zaprezentowano koncepcję spirali jakości w odniesieniu do usług badawczych. Przekazanie wyników zleceniodawcy usługi Interpretacja wyników Sprzężenie zwrotne z klientem Planowanie metod badawczych J Planowanie bazy technicznej Opracowanie rezultatów Zakupy Weryfikacja wyników Świadczenie usługi Walidacja metod bedawcyzch Nadzór nad wyposażeniem pomiarowo-badawczym Rys. 1. Spirala jakości dla usług badawczych Źródło: Opracowanie własne na podstawie [5, pkt 4.1] Praktycznie każdy z przedstawionych na rys.1. elementów proponowanej spirali jakości dla usług badawczych znajduje swoje odzwierciedlenie w normie PN-EN ISO/IEC Wprowadzenie systemu zarządzania opartego na ww. normie standaryzuje powyższe procesy wyrażając je w odpowiednich procedurach, zespołach czynności, instrukcjach, czy harmonogramach. Zmniejsza się w ten sposób liczbę popełnianych błędów, podnosi jakość usługi i przyczynia się do wzrostu satysfakcji klienta, wpływając jednocześnie na podniesienie poziomu konkurencyjności organizacji jako całości. Oczywiście niezależnie od infrastruktury technicznej, na każdym etapie procesu badawczego występuje człowiek. Odpowiednie kwalifikacje personelu badawczego są podstawą rzetelnej realizacji badań i pomiarów. Również ten obszar jest szczegółowo opisany w systemach zarządzania, a ocena kompetencji personelu jest jednym z ważniejszych elementów procesu akredytacji. Zakończenie Zainteresowanie wdrażaniem systemów zarządzania i ich akredytacją stale wzrasta wśród laboratoriów badawczych funkcjonujących w Polsce. Potwierdzeniem może być rosnąca 35

36 liczba laboratoriów akredytowanych przez Polskie Centrum Akredytacji na zgodność z wymaganiami normy PN-EN ISO/IEC Interesująca jest również opinia uczestników systemu akredytacji na temat wdrażanych, akredytowanych systemów zarządzania. Autorzy przeprowadzili sondażowe badania ankietowe wśród pracowników laboratoriów akredytowanych. Szczegółowo wyniki badań opisano w [1] natomiast w ujęciu ogólnym można stwierdzić, iż wyniki przeprowadzonych badań zdecydowanie pozwalają na obalenie mitu, że akredytacja jest niepotrzebna. Mimo niedoskonałości pracy w akredytowanych laboratoriach badawczych (z wyraźną dominacją konieczności poniesienia olbrzymiego nakładu pracy na biurokrację co wydaje się być chyba największym kosztem akredytacji), ich pracownicy wolą pracować w takich systemach. Dotyczy to zwłaszcza personelu wykonawczego, który czuje się po prostu bezpieczniej, działając w oparciu o ustalone uprzednio standardy [1, s. 32]. Literatura [1] Bieńkowska A., Bieńkowski P., System zarządzania zgodny z normą ISO/IEC 17025, Problemy Jakości, 2010, nr 6, s [2] Furtak R., Marketing partnerski na rynku usług, PWE, Warszawa [3] Hamrol A., Mantura W., Zarządzanie jakością. Teoria i praktyka, PWN, Warszawa-Poznań, [4] Norma PN-EN ISO 9000, Systemy zarządzania jakością. Podstawy i terminologia, Polski Komitet Normalizacyjny, [5] Norma PN-ISO 8402, Zarządzanie jakością i zapewnienie jakości. Terminologia, Polski Komitet Normalizacyjny, lipiec, MODEL APROKSYMACJI CZASOWEJ ZMIENNOŚCI NATĘŻENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OTOCZENIU STACJI BAZOWYCH TELEFONII KOMÓRKOWEJ Paweł Bieńkowski, Kamil Staniec Politechnika Wrocławska Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki Wstęp Pole elektromagnetyczne emitowane zwłaszcza przez systemy radiokomunikacyjne jest obecnie traktowane jako jeden z czynników oddziaływujących na środowisko. Emisje elektromagnetyczne podlegają kontroli pod kątem prawidłowej gospodarki widmem, ale także ze względu na ekspozycję środowiska i ludności. Dopuszczalne poziomy PEM w środowisku oraz metodykę pomiarów i zasady określania zgodności z wymaganiami są zawarte w szeregu norm, aktów prawnych, dyrektyw i rekomendacji. Analiza rozbieżności dopuszczalnych poziomów PEM przywołanych w tych dokumentach obrazuje, jak duże są rozbieżności w ocenie skutków oddziaływania PEM na środowisko. Badania biomedyczne związane z oddziaływaniem PEM prowadzone są od kilku dziesięcioleci, ale stosunkowo mało jest 36

37 dobrze udokumentowanych badań epidemiologicznych. Wynika to w dużej mierze z braku rzetelnie udokumentowanej oceny ekspozycji na PEM w odpowiedniej perspektywie czasowej. W okresie, kiedy podstawowymi źródłami PEM w środowisku były nadajniki rozsiewcze, zwykle dużej mocy i lokalizowane na wydzielonych obszarach, do oceny ekspozycji środowiska wystarczały pojedyncze pomiary w reprezentatywnych punktach. Stosunkowo łatwo było również określić grupę eksponowaną i kontrolną. Ostatnie dwie dekady przyniosły znaczące zmiany w morfologii PEM w środowisku. Wynika to ze zmiany charakteru źródeł PEM. Nastąpiło znaczne rozproszenie źródeł związane z rozwojem radiokomunikacji ruchomej i obecnie właśnie stacje bazowe tych systemów są dominującym środowiska od tych systemów i emiterami PEM. Stacje bazowe pracują ze stosunkowo małymi mocami, ale jest ich bardzo dużo i są instalowane w bardzo różnych miejscach poczynając od wież antenowych poprzez dachy budynków aż do wnętrz pomieszczeń. Drugą cechą tej klasy źródeł PEM jest zmienna moc nadajników, zależna od natężenia ruchu telekomunikacyjnego i warunków propagacji między stacja bazową a terminalem abonenckim. Do oceny rzeczywistej ekspozycji środowiska na PEM od tych systemów niezbędne jest prowadzenie długookresowych pomiarów monitoringowych. Pomiary monitoringowe PEM od stacji bazowych telefonii komórkowej Pomiary monitoringowe wykonuje się według rożnych schematów, ale ogólna zasada jest taka, żeby możliwe było odtworzenie z wystarczającą dokładnością rzeczywistego przebiegu zmian PEM w punkcie pomiaru. Oznacza to między innymi, że powinna istnieć możliwość wykrycia i wyeliminowania wszelkich artefaktów, np. chwilowych zaników czy nieuzasadnionych wzrostów mierzonego PEM. Wymaga to wstępnego zgromadzenia odpowiednio dużej ilości danych, które po przetworzeniu zapewnią osiągniecie oczekiwanego efektu. Dane te gromadzone w długim okresie staną się podstawowym narzędziem do długoterminowej oceny ekspozycji środowiska na PEM. Wyniki takich pomiarów prowadzone przez autorów pozwalają wyciągnąć wniosek, że dla prawidłowego odtworzenia zmienności natężenia PEM należy prowadzić pomiary z okresem próbkowania nie dłuższym niż 30s, co daje 2880 wyników pomiaru na dobę. Na podstawie przeprowadzonych ponad 100 serii pomiarowych trwających od 3 do 10 dni każda, stwierdzono, że zmiennośc natężenia PEM od stacji bazowych jest cykliczna o dobowym cyklu podstawowym i mniej wyraźnym, ale również statystycznie istotnym cyklu tygodniowym. Cykl dobowy można opisać przebiegiem zbliżonym do trapezu (rys.1). Można w nim wyróżnić cztery okresy: R1 okres minimalnego ruchu ( cisza nocna ), R2-poranny przyrost ruchu, R3 okres ruchu maksymalnego i R4- wieczorny spadek ruchu. Wykorzystując tą własność, autorzy 37

38 zaproponowali sposób opisu poziomu PEM w sposób syntetyczny przez podanie 14 parametrów przebiegu dobowego. Są to ekwiwalentne natężenia pola (E eqn ) oraz odchylenia standardowe ( n ) dla każdego z obszarów R n. Wartość E eqi wyznacza się z następujących zależności: E eq b m E av b w obszarach R, R w obszarach R, R 1 2 (Ei-Eav )(ti-tav ) m 2 (Ei-Eav ) (2) b Eav-m tav Gdzie E i jest natężeniem PEM próbki t i, E av średnim natężeniem PEM w danym obszarze, a t av środkiem przedziału czasu dla danego obszaru. Reasumując, natężenie PEM w ciągu doby zamiast 2880 wartościami, opisać można 14-toma wartościami: cztery markery M1-M4 godziny podziału między obszarami R1-R4 cztery współczynniki równania prostej {b 2 ; m 2 } i {b 4 ; m 4 } dla obszarów R 2 i R 4 dwa średnie natężenia PEM dla dla obszarów R 1 i R 3 cztery odchylenia standardowe natężenia PEM ( 1 4 ). Zapis taki znacznie ogranicza liczbę danych pomiarowych z długoterminowych pomiarów monitoringowych i pozwala na ujednolicenie zapisu wyników na potrzeby monitoringu środowiska oraz oceny rzeczywistej ekspozycji ludzi pod kątem badań epidemiologicznych. 3 4 (1) Praca zrealizowana w ramach projektu: Czujniki i sensory do pomiarów czynników stanowiących zagrożenia w środowisku modelowanie i monitoring zagrożeń. Umowa o dofinansowanie nr POIG /08-00 MODULOWANE POLE ELEKTROMAGNETYCZNE OGRANICZENIA MOŻLIWOŚCI POMIAROWYCH Paweł Bieńkowski 1, Bartłomiej Zubrzak 2 Politechnika Wrocławska 1 Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki 2 Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego Mierniki natężenia pola elektromagnetycznego Mierniki natężenia pola elektromagnetycznego (PEM) wykorzystywane są w różnych dziedzinach, między innymi w badaniach związanych z ochroną przed PEM, w kompatybilności elektromagnetycznej, w elektroenergetyce oraz w procesach produkcyjnych, gdzie wykorzystuje się energię elektromagnetyczną. Mierniki PEM są wyposażone w czujniki reagujące na zadaną składową PEM w wymaganym zakresie 38

39 częstotliwości i każda aparatura pomiarowa, charakteryzują się ograniczoną dokładnością pomiaru. Wynika to między innymi z niedoskonałości wykonania aparatury pomiarowej, ale również z metodyki pomiarów i ograniczeń sprzętowych, np. nieliniowości detektorów. Duże znaczenie ma również zakres wzorcowania i różnica między warunkami wzorcowania a rzeczywistymi pomiarami. Chodzi tu między innymi o modulację PEM, odpowiedź miernika na pola wieloczęstotliwościowe czy PEM o ograniczonym czasie trwania. Parametry PEM istotne z punktu widzenia pomiarów Pole elektromagnetyczne charakteryzuje się szeregiem parametrów elektrycznych [2]. Zmienny okresowy przebieg elektryczny można opisać np. poprzez jego amplitudę, wartość skuteczną, wartość średnią, ale również przez widmową gęstość mocy czy energię. W większości norm ochronnych jako wartość odniesienia przyjmuje się wartość skuteczną natężenia PEM parametr związany z energią: T 1 2 x rms x (t) dt (1) T 0 Parametrem istotnym z punktu widzenia pomiaru jest stosunek amplitudy przebiegu do jego wartości skutecznej (współczynnik szczytu, crest factor). Dla przebiegów harmonicznych zależy on od modulacji przebiegu. Poniżej przedstawiono zależności na wartość skuteczną typowych przebiegów spotykanych w praktyce metrologicznej (a- monochromatyczna fala ciągła, b- modulacja AM, c- modulacja impulsowa (paczki impulsów radiowych). a) E rmscw T 1 2 A E (t)dt T, b) E 2 0 rmsam 2 A m 1, c) 2 2 E rmspulse Jak wynika z powyższych wzorów, stosunek wartości skutecznej do amplitudy może zmieniać się w bardzo szerokich granicach, zwłaszcza dla pola modulowanego impulsowo. Detektory PEM i konsekwencje metrologiczne Definicyjny pomiar wartości skutecznej zapewniają w praktyce tylko czujniki oparte na efekcie termicznym (termistory, bolometry, termopary). Niestety, rozwiązania takie nie są zbyt popularne w miernikach pola elektromagnetycznego ze względu na ograniczenia dynamiki, czułości i stosunkowo duża bezwładność. Znacznie wygodniejszym do stosowania czujnikiem jest detektor diodowy. Zapewnia dużą szybkość reakcji, szerokie pasmo pracy i dużą dynamikę. Niestety charakterystyka amplitudowa diody jako detektora zmienia swój charakter w zależności od poziomu sygnału. Dla małych napięć jest detektorem RMS, dla wysokich detektorem szczytowym. Powoduje to niejednoznaczność wyników detekcji, zwłaszcza dla przebiegów o modulacji impulsowej. Kolejnym czynnikiem ograniczającym dokładność pomiarów jest odpowiedź impulsowa miernika zależna od stałych czasowych zastosowanych w mierniku obwodów. Dla typowych rozwiązań możemy wyróżnić dwa takie obwody: układ detekcji bezpośrednio w czujniku PEM i obwód wejściowy miernika (filtry dolnoprzepustowe zapobiegające wnikaniu do miernika sygnałów wielkiej częstotliwości). Pierwszy z z obwodów wpływa wprost na reakcję czujnika na pola modulowane w amplitudzie i impulsowe. W zależności od stałych czasowych owodu detektora, czujnik w reakcji na pola modulowane może zawyżać lub zaniżać wyniki,przy czym charakter ten może zależeć od parametrów czasowych sygnału defekowanego oraz jego poziomu. Na wykresie z rysunku 1 przedstawiono przykłady pomiarów różnych komercyjnych czujników A 2 T 39

40 Error [db] XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 PEM pod kątem błędu popełnianego przy pomiarach z ich wykorzystaniem dla PEM modulowanego w amplitudzie. AM 1,5 1 0,5 EP330 EP300 EP408 EP44 0-0,5 EP600 EF0391 EF E_rms [V/m] Rys.1. Błąd pomiaru wartości skutecznej PEM dla pola modulowanego 80% AM Stała czasowa układów wejściowych miernika oraz sposób przetwarzania sygnału w przetworniku A/Cmierników cyfrowych wpływa wprost na reakcję miernika na pole pojawiające się na bardzo krótki czas. Praktycznym przykładem urządzeń generujących takie pole są zgrzewarki punktowe czy dielektryczne oraz radary z przemiataniem przestrzeni. Na rysunku 2 przedstawiono przykład błędu (zaniżanie wyniku w stosunku do wartości oczekiwanej) pomiaru w funkcji czasu ekspozycji czujnika na PEM. 0-2 CN-S EMF [db] ,01 0,1 1 czas "oświetlenia" sondy [s] Rys.2. Błąd pomiaru wynikający ze zbyt krótkiej ekspozycji czujnika na PEM Jak można zauważyć, pomiar pola o czasie trwania poniżej 0,5s obarczony jest znacznym błędem. Dodatkowym problemem jest odczyt wyniku takiego pojedynczego pomiaru. W większości przypadków trzeba korzystać z funkcji MAX HOLD i powtarzać pomiar wielokrotnie. Przedstawione przykłady są tylko ilustracją czynników wpływających na dokładność pomiaru PEM innych, niż niemodulowana ciągła fala nośna. Praca zrealizowana w ramach prac badawczych PWr zl. S10101i grantu MNiSW 3923/B/T02/2010/38 40

41 STACJE BAZOWE TELEFONII KOMÓRKOWEJ JAKO ELEMENT INFRASTRUKTURY TECHNICZNEJ I KRAJOBRAZU Paweł Bieńkowski Politechnika Wrocławska Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego Wstęp Sieci komórkowe są obecne w Polsce już 20 lat, ale prawdziwy rozwój nastąpił dopiero po wprowadzeniu systemu GSM w 1996 roku. Obecnie do używania telefonu komórkowego przyznaje się ponad 90% obywateli naszego kraju w całym przekroju wiekowym od dzieci na poziomie szkoły podstawowej po emerytów, a dane operatorów wskazują, że aktywnych kart SIM jest więcej niż mieszkańców w Polsce. W kraju zbudowano ponad 20 tys. stacji bazowych (BS) i wciąż powstają nowe. Mimo tego inwestycje polegające na budowie i instalacji stacji bazowych wciąż wywołują emocje związane z aspektami technicznym, społecznymi i estetycznymi, zwykle nieadekwatne do wielkości i oddziaływania samej inwestycji. Niezależnie od tego stacje bazowe stały się powszechnym elementem krajobrazu, podobnie jak kilkadziesiąt lat temu obiektem takim stały się słupy wysokiego napięcia. Stacja bazowa jako element infrastruktury technicznej Stacja bazowa jest obok telefonu komórkowego najbardziej rozpoznawalnym ogniwem sieci komórkowej. Służy ona do komunikacji między użytkownikiem (poprzez telefon) a całym systemem. W skład typowej stacji bazowej wchodzą urządzenia telekomunikacyjne (zapewniające transmisje danych) i radiokomunikacyjne (interfejs radiowy) oraz systemy wspomagające (zasilanie wentylacja, ochrona itp.). Urządzenia radiokomunikacyjne to odbiorniki, nadajniki i anteny nadawczo-odbiorcze najbardziej widoczny element stacji. Dla zapewnienia sprawnego działania sieci interfejs radiowy jest bardzo dokładnie projektowany i optymalizowany. Typowa stacja bazowa jest podzielona na 3 do 6 sektorów przestrzennych, z których każdy można traktować jako niezależny podsystem radiowy. Efektem emisji energii elekromagnetycznej jest powstanie w otoczeniu anten pola elektromagnetycznego. Natężenie tego pola maleje z odległością, a kierunek emisji w przestrzeni jest wynikiem planowania systemu realizowanym dzięki zastosowaniu anten o odpowiedniej charakterystyce promieniowania. W bezpośrednim otoczeniu anten natężenie PEM może osiągać wartości uznawane za niedopuszczane dla ludzi. Na rys. 1 przedstawiono szacunkowe obszary, w których natężenia PEM przekracza wartości dopuszczalne w środowisku. 10 m GSM, 20W, tilt -2 o DCS, 20W, tilt -6 o UMTS, 20W, tilt -13 o Rys. 1 S>0,1 W/m 2 41

42 Planowanie sieci komórkowych W rozwoju sieci systemów komórkowych można wyróżnić charakterystyczne etapy. Na początku operatorzy starali się uzyskać możliwie duże pokrycie terenu budując stacje bazowe o maksymalnym zasięgu. Wieże antenowe nierzadko osiągały wysokość 60 m, a w miastach BS lokalizowano na najwyższych budynkach i kominach. Z czasem sieć się zagęszczała, a priorytetem stawała się pojemność systemu, co skutkowało między innymi potrzebą ograniczenia zasięgu poszczególnych BS. Stare stacje rekonfigurowano obniżając wysokość zawieszenia Rys. 2 anten lub znacznie pochylając wiązkę anten w kierunku ziemi, a anteny w nowych lokalizacjach montowano niżej od ok. 25 do 40 mnpt. Przełomem w budowie BS było wprowadzenie systemu UMTS, w którym z założenia stacje bazowe mają stosunkowo mały zasięg i anteny pojawiły się na wysokościach od ok.15 do 30 mnpt. W miedzy czasie zmieniały się również uwarunkowania prawne inwestycji polegających na budowie stacji bazowych, szczególnie zasady oceny oddziaływania BS na środowisko. Efektem zmian w przepisach jest między innymi zmiany w sposobie instalacji anten, czego widomym przykładem są np. anteny montowane wprost na poziomie dachów budynków (rys.2). Lokalizacje stacji bazowych Stacje bazowe lokalizuje się w bardzo różnych miejscach. Najbardziej typowym sposobem lokalizacji anten są maszty i wieże antenowe. Rozwiązania takie stosuje się powszechnie w radiodyfuzji, ale również w sieciach komórkowych (rys. 3). Konstrukcje wież są bardzo różne i subiektywnie można stwierdzić, że nowe konstrukcje są zdecydowanie bardziej estetyczne w porównaniu do początków rozwoju sieci Rys.3 Rys.4 Rys.5 Drugą ulubioną lokalizacją są kominy (rys.4) i dachy budynków (rys.5). 42

43 Wykorzystywane są również lokalizacje nietypowe, a szczególnie ciekawa jest sztuka kamuflażu. Stacje bazowe ukrywa się albo ze względów estetycznych (np. zabytki), albo w myśl zasady czego oczy nie widzą, tego sercu nie żal Przykłady takich rozwiązań przedstawiono na rysunku 6. Podsumowanie Rys.6 Stacje bazowe telefonii komórkowej stały się w przeciągu ostatnich kilkunastu lat stałym elementem krajobrazu i coraz mniej dziwią nietypowe lokalizacje BS, np. będące elementem przydrożnej reklamy czy wyrastające z dachu budynku jednorodzinnego. Jednocześnie możemy chyba oczekiwać od operatorów racjonalnej lokalizacji stacji bazowych, co być może z czasem całkowicie pogodzi potrzeby techniczne i odczucia społeczne związane sieciami komórkowymi. ELEKTRO-SPRĘŻYSTE POLA W HEKSAGONALNEJ PŁYCIE PIEZOELEKTRYCZNEJ 1 Małgorzata Błasiak, 2 Romuald Kotowski 1 Politechnika Świętokrzyska, Kielce 2 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Warszawa W pracy przedstawiono wyniki obliczeń wartości pól elektro-sprężystych w płycie piezoelektrycznej pochodzących od pojedynczego nieruchomego uogólnionego defektu liniowego, tzw. czterowymiarowej dyslokacji, a składającej się z dyslokacji liniowej z wektorem Burgersa b, linii sił f, ładunków elektrycznych q oraz skoku potencjału. Obiektem badań była cienka płytka z materiału piezoelektrycznego o heksagonalnej strukturze krystalicznej klasy 6mm (PZT6), wolna od naprężeń na górnym brzegu i przytwierdzona do metalowej płyty na dolnym brzegu. W obliczeniach uwzględniono możliwości występowania błędów nie tylko w strukturze, ale i w orientacji kryształu 43

44 względem interfejsu, co w przypadku struktury heksagonalnej na istotne znaczenie. W konstrukcji modelu matematycznego badanego uogólnionego defektu wykorzystano formalizm Stroha. Wyniki obliczeń zobrazowano w postaci dwuwymiarowych wykresów przestawiających poszukiwane pola fizyczne, tj. naprężenia, sprężystą dystorsję, pole elektryczne oraz przesunięcie elektryczne, których źródłem jest dyslokacja. Obliczenia przeprowadzono dla dwu przypadków różniących się orientacją struktury heksagonalnej i dla różnych położeń uogólnionego defektu względem podłoża. Rys.1. Warstwa piezoelektryczna o grubości h utwierdzona dolnym brzegiem do metalowej płyty i wolna od naprężeń na górnym brzegu. Sześciokrotna oś symetrii kryształu piezoelektrycznego może być równoległa (Rys. 1a) lub prostopadła (Rys. 1b) do brzegów płytki piezoelektrycznej Równania równowagi w formalizmie 4D przyjmują następującą postać [3]: C U, (1) ij ijkl lk gdzie: ij ij, J j 1, 2,3, ' Di, J 4 C c dla J, K j, k 1,2,3 ijkl ijkl elij dla J j 1, 2,3, K 4, (2) e dla J 4, K k 1, 2,3 ikl dla J 4, K ' ' lk k, l lk l l l l, l il u, E E E, E, (3) U lk 0 lk, K k 1, 2,3 0, K k 1, 2,3 lk UlK 0 El K 4 E, K 4 l (4) Formalizm zaproponowany przez Stroha [4] prowadzący do rozwiazywania układu ośmiu równań różniczkowych pierwszego rzędu zamiast czterech równań różniczkowych drugiego rzędu sprowadza się w konsekwencji do poszukiwania wektorów i wartości własnych następującego równania macierzowego gdzie 2 1 ' ' ( I x N x ) η x1, x2 g H( x1 x1 ) ( x2 x2), (5) N jest stałą macierzą Stroha o wymiarze 8x8 44

45 1 1 ( nn) ( nm) ( nn) ( mn)( nn) ( nm) ( mm) ( mn)( nn) N ; i ijkl l 1 1 cd c C d. (6) zbudowaną z wektorów m i n oraz stałych materiałowych C ijkl. Na Rys. 2 i 3 pokazano kilka przykładów rozkładu pól mechanicznych i elektrycznych i ich zmianę w zależności od odległości położenia linii uogólnionego defektu od podłoża. JK Rys. 2. Rozkład pola naprężeń i pola elektrycznego wokół uogólnionego defektu liniowego w położeniu bliskim powierzchni umocowania płytki piezoelektrycznej Rys. 3. Rozkład pola naprężeń i pola elektrycznego wokół uogólnionego defektu liniowego w położeniu oddalonym od powierzchni umocowania płytki piezoelektrycznej Literatura [1] Barnett D. M., Lothe J.: Dislocations and line charges in anisotropic piezoelectric insulators. Phys. Stat. Sol. (b) 67, 1975, pp [2] Bojar K., Alshits V., Nowacki J.P., Drabik A., Kotowski R.: Electro-elastic fields of dislocation in piezoelectric plate. Przegląd Elektrotechniczny, 3/2011, pp [3] Nowacki J. P.: Static and dynamic coupled fields in bodies with piezoeffects or polarization gradient. Lecture notes in App. and Computation Mech., vol. 26, [4] Stroh A. N.: Steady state problems in anisotropic elasticity. J. Math. And Phys. 41, 1962, pp

46 PATTERN RECOGNITION APPROACHES IN THE SURFACE ELECTROMYOGRAPHY (semg) BIOFEEDBACK IN PAIN MANAGEMENT Paweł Bodera, Wanda Stankiewicz, Andrzej Krawczyk, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech Military Institute of Hygiene and Epidemiology Department of Microwave Safety Introduction Biofeedback involves developing patients ability to alter a particular physiological response by providing them with feedback about the response they are attempting to control [1]. Electromyography (EMG) is one of the most common types of biofeedback, which involves feedback of muscle tension (Fig. 1). Other types of biofeedback include thermal biofeedback, which provides information on skin temperature; electroencephalography (EEG), which provides information on brain wave activity and electrodermal response (EDR), which provides information on sweat gland activity. Biofeedback training does provide subjects with information that enables them to control voluntarily some aspect of their physiology that may contribute to the pain experience [2]. However, because pain is a complex behavior and not merely a pure sensory experience, biofeedback is most beneficial for patients when used as one adjunctive component of an interdisciplinary pain management program [3]. Using an electromyography during biofeedback sessions, a patient learns to reduce muscle tension in different areas that can cause increased pain. The electromyography equipment measures electrical activity in the muscles, which in turn reveals the degree of muscle tension. Specific Pain Disorders Upper extremity disorders. A growing problem in occupational settings is work-related upper extremity disorders (e.g., carpal tunnel syndrome). Although there have been few wellcontrolled studies in this area, those that exist suggest that biofeedback can aid in treatment effectiveness. Headache. Despite the numerous precipitants of tension-type headaches, studies have found successful outcomes using EMG to reduce pain in these disorders [4]. Moreover, headaches come in many types, and individuals presenting with headaches often suffer from more than one variety, making treatment and debates regarding etiology difficult [5]. However, research suggests that temperature/ thermal biofeedback is more effective than no treatment when combined with autogenic/relaxation training for migraine headache. In addition, these treatments may be superior to placebo treatments. For tension/muscle contraction headaches, EMG biofeedback effects may exceed those of medication placebo, biofeedback placebo, and psychotherapy procedures. Furthermore, while research suggests that biofeedback and relaxation produce similar levels of improvement for this type of headache, biofeedback may offer greater benefits for a subset of patients. Temporomandibular disorders (TMD). The use of biofeedback techniques to cultivate lower arousal in TMD patients also appears to be effective. EMG and other biofeedback 46

47 techniques can be used both to improve the comprehension of individual patient issues, as well as to improve functioning. Fibromyalgia syndrome. Widespread musculoskeletal pain, fatigue, and multiple tender points characterize fibromyalgia syndrome. With regard to biofeedback training, many practitioners use multiple muscle sites and simultaneous EMG channels while patients are in multiple postures, positions, and office stressor conditions. While muscle-relaxation therapies and EMG biofeedback are logical parts of the recommended multicomponent treatments, to date there is very little research on the topic. Fig. 1. Recruitment patterns during maximal voluntary contraction of the deltoid muscle in (A) a healthy subject, (B) a patient with spinal muscular atrophy, and (C) a patient with polymyositis (with the different amplitude calibrations). Conclusions Psychophysiological assessments and biofeedback based interventions for disorders whose main symptom of interest is chronic pain can be highly efficacious for selected disorders. There is a dearth of controlled studies in this area so the supporting evidence is not as strong as it might be [6,7,8].The biopsychosocial model of pain, which is now accepted as the most heuristic approach to the understanding and treatment of pain disorders, views physical disorders such as pain as a result of a complex and dynamic interaction among physiologic, psychologic, and social factors, which perpetuates and may worsen the clinical presentation [9, 10]. Biofeedback can serve as one important modality in this comprehensive approach. References [1] Akkaya N, Ardic F, Ozgen M, Akkaya S, Sahin F, Kilic A. Efficacy of electromyographic biofeedback and electrical stimulation following arthroscopic partial meniscectomy: a randomized controlled trial. Clin Rehabil. 26(3):224-36, [2] Samani A, Holtermann A, Søgaard K, Madeleine P. Active biofeedback changes the spatial distribution of upper trapezius muscle activity during computer work. Eur J Appl Physiol. 110(2):415-23, [3] Park KN, Cynn HS, Kwon OY, Lee WH, Ha SM, Kim SJ, Weon JH. Effects of the abdominal drawing-in maneuver on muscle activity, pelvic motions, and knee flexion during active prone knee flexion in patients with lumbar extension rotation syndrome. Arch Phys Med Rehabil. 92(9): , [4] Bendtsen L, Fernández-de-la-Peñas C. The role of muscles in tension-type headache. Curr Pain Headache Rep. 15(6):451-8, [5] Andrasik F. Biofeedback in headache: an overview of approaches and evidence. Cleve Clin J Med. 77 Suppl 3:72-76,

48 [6] Dellve L, Ahlstrom L, Jonsson A, Sandsjö L, Forsman M, Lindegård A, Ahlstrand C, Kadefors R, Hagberg M. Myofeedback training and intensive muscular strength training to decrease pain and improve work ability among female workers on long-term sick leave with neck pain: a randomized controlled trial. Int Arch Occup Environ Health. 84(3): , [7] Björklund M, Djupsjöbacka M, Svedmark A, Häger C. Effects of tailored neck-shoulder pain treatment based on a decision model guided by clinical assessments and standardized functional tests. A study protocol of a randomized controlled trial. BMC Musculoskelet Disord. 13(1):75, [8] Ehrenborg C, Archenholtz B. Is surface EMG biofeedback an effective training method for persons with neck and shoulder complaints after whiplash-associated disorders concerning activities of daily living and pain - a randomized controlled trial. Clin Rehabil. 24(8): , [9] Collins NJ, Bisset LM, Crossley KM, Vicenzino B. Efficacy of nonsurgical interventions for anterior knee pain: systematic review and meta-analysis of randomized trials. Sports Med. 42(1):31-49, [10] Ma C, Szeto GP, Yan T, Wu S, Lin C, Li L. Comparing biofeedback with active exercise and passive treatment for the management of work-related neck and shoulder pain: a randomized controlled trial. Arch Phys Med Rehabil. 92(6): , DOBÓR CZĘSTOTLIWOŚCI I RODZAJU SYGNAŁU CZUJNIKA INDUKCYJNEGO NA POTRZEBY POMIARU GRUBOŚCI WIELOWARSTWOWYCH POWŁOK OCHRONNYCH Lech Borowik, Paweł Ptak Politechnika Częstochowska Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej Zakład Metrologii Pomimo coraz doskonalszych zabezpieczeń antykorozyjnych ubytki spowodowane korozją są często główną przyczyną uszkodzeń i ograniczenia parametrów eksploatacyjnych wielu konstrukcji, urządzeń elektrycznych i instalacji przemysłowych. Istnieje wiele sposobów ochrony elementów metalowych przed korozją np. zabezpieczenie ich warstwami ochronnymi (cynkowymi, lakierniczymi, bitumicznymi itp.) [1,2]. W trakcie eksploatacji powierzchnia zewnętrzna konstrukcji i elementów urządzeń elektroenergetycznych podlega procesowi zużycia. Pomiary grubości warstw ochronnych stanowią ważny aspekt zabezpieczania i eksploatacji wielu powierzchni maszyn, konstrukcji i urządzeń elektrycznych co ma bezpośredni wpływ na ich niezawodność działania i trwałość [3,4,5]. Jedną z wad takich powłok jest możliwość ich rozwarstwienia. W artykule przedstawiono wyniki badań czujnika elektromagnetycznego indukcyjnego. Sprawdzono dokładność czujnika przy zastosowaniu sygnałów okresowych o różnych kształtach. Dla wybranych częstotliwości sygnału pomiarowego przeprowadzono serie pomiarów grubości w celu oceny dokładności i eliminacji błędów pomiarowych [6]. Dobór częstotliwości i kształtu ma posłużyć zastosowaniu wieloczęstotliwościowych sygnałów 48

49 U [V] XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 binarnych, które pozwolą na pomiar wieloma częstotliwościami jednocześnie aby uniknąć szeregu źródeł błędów takich jak powtarzalność miejsca pomiaru. Pomiary przeprowadzono na próbkach chronionej karoserii samochodowej, w których to na podłożu z blachy stalowej naniesiono warstwę cynku i pokryto powierzchniowo lakierem ochronnym. Grubość warstwy cynku zbadano na próbkach oczyszczonych z wierzchniej warstwy lakierniczej. Pomiary porównano z pomiarami dwóch grubościomierzy o znanej dokładności z firmy Fisher [7]. Na rysunku 1 przedstawiono wyniki pomiarów grubości różnych powłok cynkowolakierniczych w zależności od zastosowanej częstotliwości sygnału pomiarowego. 7,1 7,0 6,9 6,8 powłoka 120 m powłoka 170 m powłoka 230 m 6,7 6,6 6, f [khz] Rys. 1. Wyniki pomiarów grubości warstw cynkowo-lakierniczych w zależności od zastosowanej częstotliwości sygnału pomiarowego Przy pomocy grubościomierzy sprawdzono również grubość warstwy jaką stanowi suma powłoki cynku i powłoki lakierniczej. Stosując metody statystyczne dokonano oceny dokładności pomiaru grubościomierzami wykonując serie pomiarów w wyznaczonych miejscach na przygotowanych wcześniej próbkach. Otrzymane wyniki analizy dokładności pomiaru grubościomierzami porównano z danymi otrzymanymi w trakcie pomiarów czujnikiem indukcyjnym [8,9,10,11]. Podsumowanie Na podstawie przeprowadzonych rozważań można sformułować następujące wnioski: opisana metoda może posłużyć do oceny zmian korozyjnych warstwy ochronnej, przewodzącej niedostępnej do badania przyrządami z wykorzystaniem klasycznej metody prądów wirowych, zastosowanie sygnału wieloczęstotliwościowego umożliwia lepszy dobór częstotliwości sygnału pomiarowego, w stosunku do sygnału pomiarowego sinusoidalnego, możliwe jest łatwe dopasowanie częstotliwości sygnału pomiarowego w zależności od zastosowanej sondy pomiarowej, możliwy jest pomiar grubości warstwy cynkowej przy zastosowaniu czujnika indukcyjnego transformatorowego, dobór częstotliwości sygnałów pomiarowych w czujniku indukcyjnym wpływa na czułość pomiaru szczególnie dla częstotliwości sygnału pomiarowego od 11 khz do 16 khz. 49

50 Literatura [1] Lewińska-Romicka A., (2001), Pomiary grubości powłok, Biuro Gamma, Warszawa [2] Gło wacka M., Inżynieria powierzchni. Powłoki i warstwy wierzchnie wybrane zagadnienia, Skrypt Politechniki Gdańskiej [3] Burako wski T., Wierzchoń T., Inżynieria powierzchni metali, WNT, W-wa 1995 [4] Kula P., Inżynieria warstwy wierzchniej, Wyd. Politechniki Łódzkiej, Łódź 2000 [5] Sozańska M., Powłoki cynkowe, Inżynieria Materiałowa, 3, 2005 [6] Bronkiewicz A., Ptak P., (2005), Wybrane aspekty metrologiczne metody pomiaru grubości warstw wierzchnich na podłożach ferromagnetycznych. Materiały V Krajowej Konferencji PES-5 Postępy w Elektrotechnice Stosowanej, Zakopane-Kościelisko, s [7] Materiały firmy Fisher, [8] May P., Morton D., Zhou E., 2007: The design of a ferrite-cored probe. Sensors and Actuators, A 136 s [9] Janiczek R., Ptak P.: Przetworniki indukcyjnościowe w pomiarach grubości warstw wierzchnich. Przegląd Elektrotechniczny, 2007 nr [10] Borowik. L., Ptak P.: Wzorcowanie przyrządów do pomiarów grubości warstw wierzchnich. Przegląd Elektrotechniczny, 2010 nr 04, [11] Ptak P., Prauzner T. Wirtualne systemy pomiarowe na przykładzie układu do pomiaru grubości warstw wierzchnich. Materiały konf. Nowe technologie w służbie społeczeństwu XXI w., Kraków 2011, s OCENA STOPNIA AKTYWACJI TWORZYW SZTUCZNYCH Lech Borowik, Paweł Czaja Politechnika Częstochowska Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej Zakład Metrologii Powszechne zastosowanie folii polietylenowej do produkcji opakowań, wiąże się nierozłącznie z potrzebą wykonywania nadruków (informacyjnych, reklamowych). Wymusza to modyfikowanie warstwy wierzchniej materiału polimerowego w celu zwiększenia oddziaływań adhezyjnych między farbą drukarską a powierzchnią folii. Uzyskanie dobrego złącza adhezyjnego między powierzchnią tworzywa a nanoszoną substancją, wymusza przeprowadzenia wcześniej procesu technologicznego, mającego na celu odpowiednie zwiększenie swobodnej energii powierzchniowej (SEP) przetwarzanego tworzywa. Proces ten, popularnie nazywany aktywowaniem, zmienia właściwości warstwy wierzchniej tworzywa, poprzez zerwanie wiązań molekularnych skutkujący wzrostem SEP i poziomu zwilżalności. Przeprowadzając proces aktywacji należy kontrolować jego efekty. Wiąże się to z wyznaczeniem wartość SEP tworzywa, najlepiej w trybie on-line co umożliwia dokonanie odpowiednich regulacji w procesie. Ze względu na brak bezpośrednich metod wyznaczania energii powierzchniowej ( s ) tworzyw sztucznych znajdujących się w fazie stałej, konieczne jest stosowanie metod pośrednich. Aktywacja folii metodą wyładowań koronowych 50

51 Metoda charakteryzuje się tym, że wyładowania zachodzą w przestrzeni wypełnionej powietrzem znajdującym się pod ciśnieniem atmosferycznym. Urządzenie aktywujące nie musi mieć szczelnie wykonanych komór wyładowczych. Schemat blokowy aktywatora folii przedstawia rys. 1.Podstawowym wskaźnikiem procesu aktywowania jest jednostkowa energia aktywowania E j definiowana jako energia wyładowań niezupełnych przypadających na jednostkę powierzchni aktywowanej folii: P E j (1) L v gdzie: E j jednostkowa energia wyładowań, J/m 2 ; P- moc wyładowań niezupełnych w przestrzeni międzyelektrodowej, W; L długość czynna elektrody (elektrod) wyładowczej, m; v prędkość przesuwu wstęgi aktywowanej folii, m/s.wielkość E j niezbędna do uzyskania jak najlepszej wytrzymałości złącz adhezyjnych (drukowanie, klejenie itp.) zależy nie tylko od typu aktywowanej folii ale również od rodzaju i ilości zawartych w niej środków dodatkowych. Do czynników decydujących o skuteczności aktywowania powierzchni folii metodą wyładowań koronowych należą: wartość i częstotliwość napięcia zasilającego elektrodę ostrzową; ukształtowanie geometryczne elektrod; struktura dielektryków tworzących układ; prędkość posuwu folii. wyciąg powietrza warstwa izolacyjna Generator Transformator WN 230/400V 50Hz Układy zabezpieczające wstęga folii komora wyładowań wałek metalowy elektroda ostrzowa Rys. 1. Schemat blokowy aktywatora (2) gdzie: SV swobodna energia powierzchniowa tworzywa w stanie stałym w równowadze z parą nasyconą cieczy; SL międzyfazowa swobodna energia powierzchniowa układu tworzywo-ciecz; LV swobodna energia powierzchniowa cieczy w równowadze z parą nasyconą tej cieczy; Y kąt, jaki tworzy styczna do powierzchni kropli pomiarowej osadzonej na powierzchni tworzywa stałego, w punkcie styku trzech faz, zwany równowagowym kątem zwilżania lub kątem Younga. Rys. 2. Graficzna interpretacja równania Younga 51

52 Równanie (2) opisuje idealny stan układu. Jego stosowanie jest możliwe po spełnieniu pewnych podstawowych warunków przeprowadzania pomiarów praktycznych. Powierzchnia tworzywa, na którym są osadzane krople pomiarowe, musi być odpowiednio sztywna i gładka, jednorodna pod względem fizycznym i chemicznym oraz wolna od zanieczyszczeń. W przypadku tworzyw sztucznych produkowanych na skalę przemysłową, jest to trudne do spełnienia, gdyż składniki dodatkowe, takie jak m.in. środki smarujące lub środki poślizgowe migrują do warstwy wierzchniej, tworząc tam obszary niejednorodne. Wymienione czynniki powodują powstawanie błędów podczas pomiarów kąta zwilżania, jak również zmian tego kąta w zależności od różnych czynników. Pomiar gęstości ładunków elektrostatycznych W referacie proponuje się wykorzystanie do diagnostyki procesu aktywacji (oceny wzrostu swobodnej energii powierzchniowej folii polietylenowej), metodę polegającą na pomiarze ładunku zgromadzonego w warstwie wierzchniej folii, po przeprowadzonym aktywowaniu (metodą wyładowań koronowych). Pomiar ładunku wykonano metodą podnoszonej elektrody, z wykorzystaniem elektrometru ELEKTRA (MDS Nordion AB Szwecja). Pomiarom poddano próbki bez aktywacji oraz aktywowane przy trzech kolejnych nastawach aktywatora (tab. 1). Podsumowanie stop. aktyw. dzień 1 dzień 2 dzień 3 dzień 4 dzień 7 śr nc/m 2-21,6 śr nc/m 2 śr nc/m 2 śr nc/m 2 śr nc/m 2 I 1451,4 938,2 775,6 686,4 594,2 II 3892,4 2035,6 1394,0 1068,4 689,2 III 7366,4 3034,4 2172,8 1318,0 892,8 Tab. 1. Zestawienie wyników średnich dla kolejnych stopni aktywacji Na podstawie przeprowadzonych pomiarów gęstości powierzchniowej ładunku, zgromadzonego w folii na skutek procesu aktywacji stwierdzono: dokonując pomiarów gęstości ładunku zgromadzonego w warstwie wierzchniej folii można diagnozować poprawność przeprowadzonego procesu aktywacji; automatyczne urządzenie oparte np. na metodzie wibracyjnej elektrody umożliwia na bieżąco monitorować gęstość ładunku, a pośrednio stopień aktywacji; wprowadzając powyższą metodę do zastosowań praktycznych można wyeliminować straty ekonomiczne ponoszone przez zakłady związane z wykonywanymi próbkami nadruków. 52

53 WPŁYW EFEKTU KRAWĘDZIOWEGO PRZY POMIARACH REZYSTANCJI POWIERZCHNIOWEJ POWŁOK ANTYELEKTROSTATYCZNYCH Lech Borowik, Adam Jakubas Politechnika Częstochowska Instytut Telekomunikacji i Kompatybilności Elektromagnetycznej Zakład Metrologii Wstęp W celu poprawnego obliczenia rezystywności powierzchniowej badanego elementu, należy znać wartość rezystancji między elektrodami umieszczonymi na próbce, obliczyć efektywną długości elektrody pomiarowej l oraz grubości h powłoki badanego obszaru. Zdaniem autorów znaczący wpływ na poprawność wykonanych obliczeń, a całkowicie pominięty między innymi w Polskiej Normie PN-EN [1] ma efekt krawędziowy na styku elektrody-próbka. W artykule przedstawiono możliwości uwzględnienia tego efektu, a także przedstawiono wyniki badań doświadczalnych. Jest to związane z prowadzonymi przez autorów badaniami nad wieloelektrodowym systemem kontrolno-pomiarowym do analizy stanu powłok antyelektrostatycznych na powierzchniach o nieregularnych kształtach [2]. Efektywna długość elektrody pomiarowej Efektywna długość elektrody pomiarowej jest zawsze większe od jej wymiarów geometrycznych [3]. Wynika to z rozszerzania się linii pola elektrycznego poza obszar elektrody pomiarowej. Efekt ten pokazano na rysunku 1 w układzie trójelektrodowym. Rys.1. Rozkład linii pola elektrycznego w układzie trójelektrodowym Dla koncentrycznych elektrod pierścieniowych zgodnie z PN przyjmuje się, że efektywna długość elektrody pomiarowej zwiększa się do połowy szczeliny g z każdej strony elektrod i wyznacza się ze wzoru [1] l ( d 1 g) (1) gdzie: d 1 średnica elektrody wewnętrznej, g szerokość szczeliny między elektrodami. 53

54 W rzeczywistych warunkach ma miejsce załamania się linii pola elektrycznego w szczelinie i efektywna długość elektrody pomiarowej l jest mniejsza od tej obliczanej ze wzoru (1). Uwzględniając ten efekt efektywna długość dla elektrod koncentrycznych wynosi [3] l ( d Bg) (2) 1 gdzie: d 1 średnica elektrody wewnętrznej, g szerokość szczeliny między elektrodami, B współczynnik korygujący efektywną długość elektrody. W normie dotyczących pomiarów rezystywności powierzchniowej PN-EN [1] przyjęto współczynnik B = 1. W normie amerykańskiej ASTM D [4], odnoszącej się do pomiarów rezystywności skrośnej i powierzchniowej, w części głównej, podającej wzory pozwalające obliczać rezystywność powierzchniową, również przyjęto współczynnik B = 1, natomiast w dodatku X2 tej normy stwierdzono, że efektywna długość elektrody pomiarowej różni się od jej rzeczywistej powierzchni i współczynnik B wyrażono zależnością 4h g B 1 ln cosh g 4h (3) w której: g szerokość szczeliny, h grubość próbki. W przypadku bardzo grubych próbek, kiedy h >> g, wartość B 1. Dla bardzo cienkich próbek, kiedy h << g, wartość B 0. Przykładowo, jeżeli h = 0,1g, a więc przy szerokości szczeliny g = 1 mm dla warstwy o grubości h = 100 µm, B przyjmuje wartość poniżej 0,1. Zatem przyjęcie B = 1 ma istotny wpływ na wyniki obliczeń efektywnej długości l, a więc i na wynik pomiarów rezystywności powierzchniowej. Badania modelowe wieloelektrodowego systemu kontrolno pomiarowego Stosując wzór (3), autorzy dokonali analizy względnych błędów obliczenia efektywnej długości δl, spowodowanych przyjęciem współczynnika B = 1 w funkcji stosunku grubości próbki h do szerokości szczeliny g. Symulacje wykonano dla trzech wartości średnicy elektrody pomiarowej d 1 i trzech szerokości szczeliny g. Przy obliczeniach wartości rezystywności powierzchniowej należy uwzględnić również wpływ grubości badanej próbki. Jak pokazano na rysunku 1 linie pola wnikają na pewną głębokość próbki i założenie dwuwymiarowej geometrii próbki jest przybliżeniem. W przypadku badań antyelektrostatycznych warstw przewodzących grubość h naniesionej powłoki jest wielokrotnie mniejsza od szczeliny g. Jednocześnie grubość naniesionej warstwy nie jest jednakowa na całej powierzchni próbki, co zależy od sposobu nanoszenia powłoki ochronnej np. malowania. Wpływ ten będzie tematem dalszych badań i pomiarów Literatura [1] PN-EN :2002 Elektryczność statyczna. Część 2-3: Metody badań stosowane do wyznaczania rezystancji i rezystywności płaskich materiałów stałych, używanych do zapobiegania gromadzeniu się ładunku elektrostatycznego. [2] Borowik L., Jakubas A., Metody kontroli właściwości materiałów służących zabezpieczaniu przed elektrycznością statyczną, Śląskie Wiadomości Elektryczne, nr 4/2010 (91), [3] Lisowski M., Pomiary rezystywności i przenikalności elektrycznej dielektryków stałych, OW Politechniki Wrocławskiej, [4] ASTM D Standard test methods for dc resistance or conductance of insulating materials. 54

55 WSPOMAGANIE DIAGNOZOWANIA MEDYCZNEGO CHOROBY ALZHEIMERA POPRZEZ ANALIZĘ DANYCH OBRAZOWYCH Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki Możliwości technologiczne w zakresie obrazowania medycznego przyczyniają się do coraz szerszego stosowania analizy obrazów w diagnostycznych systemach medycznych. Dane obrazowe mogą pochodzić z szeregu badań tomograficznych, w tym: ultrasonografii (USG), tomografii komputerowej (CT) oraz rezonansu elektromagnetycznego (MRI). Obrazowanie medyczne jest obecnie jednym z kluczowych źródeł informacji dla personelu medycznego, co wynika w dużym stopniu z faktu, iż trafność wniosków wyciąganych przez lekarzy z tej formy prezentacji danych jest bardzo duża w porównaniu z innymi postaciami (opis słowny, dane numeryczne) [8]. W związku z powyższym implementacja funkcji związanych z obrazowaniem medycznym w komputerowych systemach diagnostyki medycznej jest wskazana, a nawet konieczna. Gromadzenie i przechowywanie obrazów z badań obecnie nie stanowi problemu przy zastosowaniu niemal dowolnego systemu bazodanowego, jednak analiza tego typu informacji jest zagadnieniem złożonym, które wymaga znacznie bardziej zaawansowanych technik informatycznych [6]. Obecnie badania obrazowe stosowane są w bardzo szerokim zakresie. Stanowią kluczowy element w diagnostyce zmian zanikowych i zwyrodnieniowych układu kostno - stawowego oraz dają precyzyjny obraz położenia zmian o charakterze nowotworowym [1, 4]. Obrazowanie medyczne, w szczególności badanie za pomocą rezonansu magnetycznego jest szczególnie pomocne podczas rozpoznawania stwardnienia rozsianego, zaburzeń naczyniowych oraz choroby Alzheimera, co stanowi przedmiot niniejszej pracy. Przeszukiwanie i porównywanie obiektów multimedialnych, w szczególności obrazów medycznych, wymaga pozyskania informacji o zawartości przechowywanej w obiekcie graficznym (metadanych). Wyłuskane metadane stanowią źródło informacji dla użytkownika korzystającego z systemu, ale również dla samego systemu, który na ich podstawie może dokonać automatycznej analizy danych. Wyróżnia się trzy podstawowe rodzaje metadanych: zewnętrzne, sygnałowe i semantyczne. Format metadanych zewnętrznych dla obrazowania medycznego został ujednolicony poprzez standard DICOM (Digital Imaging and Communications in Medicine) wydany przez National Electrical Manufacturers Association. Standard ten definiuje sposób przechowywania bitów danych składających się na obraz, jak również około 2000 znaczników określających metadane związane z samym obrazem oraz informacjami dodatkowymi (m. in. dane pacjenta, studium przypadku) [2]. Pozyskanie metadanych sygnałowych wiąże się przede wszystkim z wyekstrahowaniem z treści obrazu informacji o kolorach i ich rozmieszczeniu, kształtach i teksturze. Proces wyłuskiwania tych informacji jest często bardzo złożony i czasochłonny, stąd wynika ciągła konieczność poszukiwania nowych metod ekstrakcji metadanych [5,7]. W pracy przedstawione zostały możliwości zastosowania metod multimedialnych baz danych oraz analizy danych obrazowych w diagnostyce choroby Alzheimera. Celem przeprowadzonych badań nie jest stwierdzenie istnienia choroby, lecz zbadanie pod kątem analizy statystycznej dostępnych danych, przede wszystkim danych sygnałowych. Większość dotychczasowych systemów diagnostycznych pozwala na przeprowadzenie analizy 55

56 statystycznej na podstawie danych numerycznych, nie badając ich związku z danymi obrazowymi. W ramach badań sprawdzone zostały zależności pomiędzy wynikami badań pozyskiwanych w różnych formach. Zbadane zostały zależności korelacyjne pomiędzy metadanymi zewnętrznymi dla obiektów DICOM a wyłuskanymi z obrazów wybranymi metadanymi sygnałowymi. Istotność wybranych atrybutów obrazowych oceniana była na podstawie technik sprzężenia zwrotnego oraz wyznaczenia odchylenia standardowego dla atrybutów wizualnych. Testy eksperymentalne przeprowadzone zostały z zastosowaniem narzędzi Oracle Database [3]. Dane do analizy pozyskane zostały z serwerów jednostek badawczych, udostępniających swoje zasoby do celów naukowych (m. in. MedPix - Medical Image Database and Radiology Portal, Science Photo Gallery). Literatura [1] DAOQIANG ZHANG, YAPING WANG, LUPING ZHOU, HONG YUAN, DINGGANG SHEN: Multimodal classification of Alzheimer's disease and mild cognitive impairment, NeuroImage, Vol. 55, Elsevier Ireland Ltd 2011, pp [2] National Electrical Manufacturers Association: Digital Imaging and Communications in Medicine (DICOM), 2009 [3] Oracle Multimedia DICOM Developer's Guide 11g Release 2 (11.2), Oracle Database Documentation Library [4] MATOUG S., ABDEL-DAYEM A., PASSI K., GROSS W., ALQARNI M.: Predicting Alzheimer s disease by classifying 3D-Brain MRI images using SVM and other well-defined classifiers, Journal of Physics: Conference Series 341 (2012) [5] PRYCZEK M., TOMCZYK A., SZCZEPANIAK P. S.: Active Partition Based Medical Image Understanding with Self-Organised Competitive Spatch Eduction, Journal of Applied Computer Science, Vol. 18, No. 2, 2010, pp [6] Stanchev P. L., Fotouhi F.: MEDIMAGE A Multimedia Database Management System for Alzheimer s Disease Patients, Lecture Notes in CS 2314, Recent Advances in Visual Information Systems, 2002, pp [7] STASIAK B., YATSYMIRSKYY M.: Frequency Domain Methods for Content-Based Image Retrieval in Multimedia Databases, Methods and Supporting Technologies for Data Analysis, D. Zakrzewska,E. Menasalvas, L. Byczkowska-Lipińska (Eds), Springer 2009, pp [8] TADEUSIEWICZ R.: Informatyka medyczna, Uniwersytet Marii Curie-Skłodowskiej w Lublinie, Instytut Informatyki, Lublin 2011 ADAPTATION OF ARTIFICIAL HIERARCHICAL DIVISION OF THE ROAD NETWORK TO DIFFERENT TRAFFIC CONDITIONS Łukasz Chomątek Technical University of Łodź Increasing popularity of GPS devices for drivers caused the need of development of algorithms that can be utilized for fast computation of path between two or more points on the map. The research shown that the most efficient algorithms are these which are based on the 56

57 hierarchical division of the road network, which is prepared to reduce number of edges that are included in the search process. Such algorithms usually handle the static case, where travelling time for each road segment is constant. This satisfies almost all users, but in some cases actual travelling time should be taken into account to prepare the best itinerary. Nowadays in large cities some systems are applied to measure traffic density which can be further used for optimization of the urban area traffic. In this article a method of adaptation of an artificial hierarchical division of the road network is proposed. The work is organized as follows: at first, methods of solving Single Source Shortest Path (SSSP) problem and the possibilities of extensions of this methods to the dynamic case are briefly described. Later we show the algorithm for adaptation of the hierarchical division algorithm to the dynamic case. Finally we present obtained results and proposal of further research. The base for almost all algorithms for finding SSSP problem are based on Dijkstra s algorithm which used priority queue for indexing nodes in graph. However it was faster than breadth or depth first search methods, it shortly turned out, that for large graphs some improvements must be made. Some of known algorithms which reduce the search space are A* (Hart, Nilsson i Raphael, 1968) and bidirectional version of Dijkstra s search (Champeaux, 1983). The first one computes the priority of each node using a heuristic function, and the second consist of two independent searches - one performed in usual direction, and a backward search. Further extensions for this algorithms were proposed by various authors. The different approach is proposed by Gutman (Gutman, 2004) and Sanders (Sanders i Schultes, 2005). Their algorithms were designed to reduce number of edges which can be examined during the search. In the first algorithm, the term of reach index for node was introduced, which was calculated by checking how many shortest paths contains a certain node. The more reach the node has, the higher it lays in the hierarchy. Highway Hierarchies algorithm was based on the observation that when a driver has to have a long trip, he drives to the motorway or chooses the major road, and when he is near the destination he leaves it and chooses the smaller roads. Such a division is given by the government of almost all countries but in some cases one need to prepare his own division to fulfill his own criteria. Highway Hierarchies is a two-phase algorithm. In the first phase the division of the road network into hierarchy levels is performed and in the second phase the algorithm responses to actual queries. Although mentioned algorithms work perfectly with static case (weight of each road segment is constant during the search, namely, it is not time dependent), real traffic data can be utilized to build a time-dependent map of the road network. To handle such a modification, some changes must be made to the SSSP algorithms. In the literature one can find dynamic variants of almost all algorithms mentioned earlier. More sophisticated algorithms are designed to handle traffic changes which happen during the trip. One of the major problems in the dynamic SSSP is large number of traffic data associated with each node or the road segment. In (Yu i Li, 2009), (Demiryurek, Banaei-Kashani, Shahabi i Ranganathan, 2011) one can find an attempt for optimization of the storage space needed to store traffic information. In the previous works (Chomątek, Multi-agent approach for building Highway Hierarchies graph, 2010) (Chomątek i Poniszewska-Marańda, Multi-agent System for Parallel Road Network Hierarchization, 2012), an extension of Highway Hierarchies algorithm was presented. The idea of Parallel Hierarchies is to divide the road network graph to a certain number of sectors and construct a hierarchical division of a road network independently for each sector. Currently the division is based on the randomly chosen nodes, where each of them is mentioned as a center of the sector. Such nodes can be also used as landmarks for the modification of ALT algorithm. The algorithm which is responsible for hierarchical division in each sector is Highway Hierarchies mentioned later. Due to the algorithm specification, total construction phase time for all sectors is faster than for whole graph. What is more, we 57

58 the query algorithm was adjusted to work with road network divided into regions. Number of visited nodes during each search is significantly lower than in Highway Hierarchies. Currently our work is focused on application of parallel hierarchical division and querying algorithm. As number of data associated with the nodes and road segments in Highway Hierarchies needed for storing algorithm-dependent data is rather low, we decided to keep the copy of traffic data for each sector. Obtained results show that preparing a hierarchical division with use of real traffic data, can affect the final shape of the found path. Parallel Hierarchies can be utilized to generate multiple divisions in a shorter time than the base version of this algorithm. What is more, for each network sector any improvement of the inner algorithm can be applied. However proposed algorithm gives the good results, it cannot calculate the exact solution. Further work will be focused on the three aspects of the problem: finding the optimal solution various methods of division of the road network to the sectors extension of the weights assignment process, for solving other problems like Vehicle Routing Problem and Quadratic Assignment Problem References [1] Champeaux, D. (1983). Bidirectional heuristic search again. J. ACM, 30(1), [2] Chomątek, Ł. (2010). Multi-agent approach for building Highway Hierarchies graph. W Information Systems Architecture and Technology. System Analysis Approach to the Design, Control and Decision. [3] Chomątek, Ł. i Poniszewska-Marańda, A. (2012). Multi-agent System for Parallel Road Network Hierarchization. W Artificial Intelligence and Soft Computing (Tom 7268, strony ). Springer Berlin / Heidelberg. [4] Demiryurek, U., Banaei-Kashani, F., Shahabi, C. i Ranganathan, A. (2011). Online computation of fastest path in time-dependent spatial networks. SSTD'11 Proceedings of the 12th international conference on Advances in spatial and temporal databases, (strony ). [5] Gutman, R. (2004). Reach-based routing: A new approach to shortest path algorithms optimized for road networks. SIAM, (strony ). [6] Hart, P., Nilsson, N. i Raphael, B. (1968). A formal basis for the heuristic determination of minimum cost paths. Systems Science and Cybernetics, IEEE Transactions on, 4(2), [7] Sanders, P. i Schultes, D. (2005). Highway hierarchies hasten exact shortest path queries. LNCS, 3669, [8] Yu, Y. i Li, B. (2009). Real-time Traffic Data Management for Dynamic Vehicle Navigation System. Geoinformatics, th International Conference on, (strony 1-5). PERFORMANCE OF SOME NOVEL OPTIMIZATION TECHNIQUES Krzysztof Chwastek, Mariusz Najgebauer, Jan Szczygłowski Częstochowa University of Technology Faculty of Electrical Engineering Introduction Optimization problems arise in many problems in electrical engineering, e.g. parameter estimation for hysteresis models [1-3], design of electric machines and devices 58

59 [4-6], etc. Classical methods used for solving highly nonlinear problems are sometimes slow convergent or not robust enough, therefore much attention is paid to alternative approaches based e.g. on artificial intelligence methods. In order to compare the performance of optimization algorithms, a number of benchmark problems with known solutions has been proposed [7-10]. A similar approach is applied in cryptography to test the strength of developed ciphers. The aim of the present paper is to provide a useful comparison of some novel optimization algorithms. Particular attention shall be paid to algorithms mimicking social-behavioural collective action, e.g. Particle Swarm [10, 11]. Collective interaction between similar units is well recognized e.g. in ferromagnetism [12], where it has been transformed into a very successful concept of effective field [13]. This century-old idea has become the cornerstone of many contemporary descriptions of magnetization phenomenon. An interesting association of the idea of collective interaction with the concepts advanced by such renowned scientists and philosophers as Isaak Newton, Thomas Hobbes, Adam Smith and John Locke, as well as by the XXth century economists, has been presented in Ref. [10]. Father of contemporary non-equillibrium thermodynamics I. Prigogine has noticed that global order emerges from chaos at local level. In the abstract, the Himmelblau function is shown as an example of a multi-modal benchmark function. It is given with the relationship 2 f ( x and 1, x2) ( x1 x2 11) x1 x2 7 defined in the domain x x 5;5. The function is depicted in Fig. 1. White dots depict the function minima. 1, 2 Fig.1. Himmelblau function The function has one local maximum at ( x 1, x2) ( 0,270845; 0,923039), where f ( x1, x2) 181,617, and four identical minima equal to zero at ( x 1, x2) (3;2), ( x 1, x2) ( 2,805118;3,131312), ( x 1, x2) ( 3,779310; 3,283186), as well as x, x ) (3,584428; 1,848126). ( 1 2 The Matlab implementations of PSO, SCE and SIMPSA [14] were used for comparison. The same guess point ( x1, x2) (0;0) and the same initial state of pseudorandom generator was kept throughout the tests. In an exemplary test run, PSO has found the fourth minimum after 25, seconds, SCE has jumped into the first minimum after just 0, seconds, whereas SIMPSA has found the first minimum after 0, seconds (using the same machine of course). The Matlab workspace has been cleaned between the tests to avoid any side-effects. The default options for all considered algorithms were used. The full paper shall discuss the implementation details of all considered algorithms, the comparison methodology and the details of selected benchmark functions in more detail. 59

60 Acknowlegements K. Chwastek is grateful for support within the framework of research grant N N from National Centre of Science. References [1] Chwastek K., Szczygłowski J., Identification of a hysteresis model parameters with genetic algorithms, Mathematics and Computers in Simulation 71 (2006) [2] Chwastek K., Szczyglowski J., An alternative method to estimate the parameters of Jiles-Atherton model, Journal of Magnetism and Magnetic Materials 314 (2007) [3] dos Santos Coelho L., Cocco Mariani V., Leite J. V., Solution of Jiles-Atherton vector hysteresis parameters estimation by modified Differential Evolution strategies, Expert Systems with Applications 39 (2012) [4] Petkovska L., Cvetkovski G., Genetic algorithm coupled with FEM to solve design optimization problem of an inductor, Przegląd Elektrotechniczny 12 (2006) [5] Marčič T., Štumberger B., Štumberger G., Hadžiselimovič M., Virtič P., Determining parameters of a linestart interior Permanent Magnet Synchronous Motor by the Differential Evolution, IEEE Transactions on Magnetics 44 (2008) [6] Azzaoui S., Srairi K., El Hachemi Benbouzid M., Non linear magnetic hysteresis modelling by Finite Volume Method for Jiles-Atherton model optimizing by a genetic algorithm, Journal of Electromagnetic Analysis and Applications 3 (2011) [7] Floudas C.A., Pardalos P.M., A collection of test problems for constrained global optimization algorithms, Lecture Notes in Computer Science 455, Springer-Verlag (1990) [8] Horst R., Pardalos, P.M. (Eds.), Handbook of global optimization, Kluwer (1995) [9] Oldenhuis R., Delft University of Technology, [10] Mishra S. K., Some new test functions for global optimization and performance of repulsive particle swarm method MPRA paper No. 2718, posted , ub.uni-muenchen.de/2718/ [11] Kennedy J., Eberhart R., Particle Swarm Optimization, Proc. IEEE Int. Conf. on Neural Networks, Perth, Australia, 1995, IV: [12] Vicsek T., A question of scale, Nature 411(2001) 421 [13] Weiss P., L hypothèse du champ moléculaire et la propriété ferromagnétique, J. de Phys. 4 o série, t. VI (1907) [14] Donckels B., Ghent University, Particle Swarm Optimization, Shuffled Complex Evolution and SIMPSA (Nonlinear Simplex + Simulated Annealing) Matlab toolboxes, WYKORZYSTANIE STRATEGII EWOLUCYJNYCH DO ESTYMACJI PARAMETRÓW MODELU HISTEREZY Krzysztof Chwastek, Grzegorz Dudek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Strategie ewolucyjne (SE) należą do klasy stochastycznych metod optymalizacji globalnej [1]. Znajdują zastosowanie przede wszystkim w nieliniowych problemach optymalizacji ciągłej. SE inspirowane są zasadami ewolucji biologicznej i dziedziczności. W iteracyjnym procesie przeszukiwania przestrzeni rozwiązań przetwarza się populacje osobników reprezentujących parametry zadania oraz parametry SE. Osobniki oceniane są pod względem przystosowania do środowiska określonego funkcją celu i ograniczeniami. Osobniki najlepiej przystosowane formują populację przetwarzaną w następnej generacji. W każdej iteracji 60

61 algorytmu osobniki przetwarza się za pomocą operatorów genetycznych (rekombinacji oraz mutacji), które generują punkty próbkujące przestrzeń rozwiązań. Znamienną cechą SE jest to, że parametry mutacji podlegają adaptacji w procesie ewolucyjnym. Modelowanie pętli histerezy wymaga wyznaczenia optymalnego zestawu parametrów modelu. Do tego celu stosowane są różne techniki optymalizacyjne, w tym algorytmy ewolucyjne [2, 3]. W niniejszej pracy rozważono wykorzystanie strategii ewolucyjnych do estymacji parametrów fenomenologicznego modelu zaproponowanego przez Takácsa [4,5] uzupełnionego o składnik reprezentujący procesy odwracalne zachodzące podczas procesu magnesowania. Model Takácsa jest oparty na nieliniowej transformacji typu tangens hiperboliczny. Zmienna na osi x została zidentyfikowana jako tzw. pole efektywne, natomiast zmienna na osi y jako magnetyzacja [6]. Pole efektywne reprezentuje kooperatywne oddziaływanie pomiędzy momentami magnetycznymi wewnątrz materiału, w pierwszym przybliżeniu jest ono wyrażone za pomocą dodatniego sprzężenia w systemie jako H eff = H + M. Pole efektywne może być uzupełnione o dodatkowe czynniki, pozwalające przykładowo na opis procesu magnesowania materiału przy podwyższonej częstotliwości wymuszenia [6, 7]. W równaniach modelu rozważanych uprzednio w pracach [6, 7] składowa magnesowania związana z procesami odwracalnymi była pominięta w celu ich uproszczenia. W pracy [7] wykazano, że struktura równań uproszczonego modelu Takácsa jest równoważna strukturze równań modelu Chuy-Stromsmoe [8]. Do optymalizacji modelu histerezy zastosowano kanoniczną wersję strategii ewolucyjnej SE(/+) [1]. Osobnik składa się z dwóch chromosomów wektora parametrów zadania x i wektora parametrów mutacji : [x 1 x 2 x ], gdzie x i to kolejno: parametr kooperatywne oddziaływanie pomiędzy momentami magnetycznymi, parametr kształtu pętli histerezy, parametr określający natężenie koercji w warunkach quasi-statycznych, parametr reprezentujący procesy odwracalne zachodzące podczas procesu magnesowania oraz magnetyzacja nasycenia. Operator rekombinacji produkuje osobnika potomnego poprzez krzyżowanie osobników wylosowanych z populacji rodziców. Zastosowano krzyżowanie dyskretne [1]. Mutacja wprowadzająca perturbację osobnika przebiega wg rozszerzonego schematu log-normalnego [1]. Przyjęto zalecane liczebności populacji [9]: = 15, = 7 oraz = 2. Liczba iteracji SE wynosiła 100. Na rys. 1 pokazano dopasowanie modelu do danych empirycznych. Wartości parametrów modelu znalezione przez SE, zapewniające minimum błędu dopasowania (MSE = 2, [(A/m) 2 ]) były następujące: = 9, [-], a = 115,04 [A/m], H c0 = 45,04 [A/m], rev = 3, [-] oraz M s = 1, [A/m]. Wyniki osiągane przez SE były stabilne odchylenie standardowe błędu MSE w 30 uruchomieniach algorytmu wyniosło 1, [(A/m) 2 ]. SE stanowią skuteczne narzędzie optymalizacji ciągłej problemów wielomodalnych. Dzięki wbudowanemu mechanizmowi ucieczki z minimów lokalnych oraz samoadaptacji parametrów zwiększa się prawdopodobieństwo osiągnięcia rozwiązań optymalnych globalnie. W pełnej wersji pracy przedstawione zostaną wyniki modelowania pętli histerezy nie osiągających nasycenia oraz otrzymanych przy podwyższonej częstotliwości magnesowania. Przewiduje się wykorzystanie do tego celu rozszerzenia modelu quasi-statycznego przedstawionego w pracach [6,7]. 61

62 Rys. 1. Pętle histerezy przy nasyceniu dla blachy prądnicowej M A (w warunkach quasi-statycznego przemagnesowania) Podziękowania Praca wykonana w ramach realizacji grantu N N przyznanego przez Narodowe Centrum Nauki. Literatura [1] Beyer H.G., Schwefel H.P.: Evolution Strategies - A Comprehensive Introduction. Natur. Comput., Vol. 1, No. 1. pp. 3-52, [2] Toman M., Štumberger B., Dolinar D., Parameter identification of the Jiles-Atherton hysteresis model using differential evolution, IEEE Trans. Magn. Vol. 44 No. 6 (2008) [3] dos Santos Coelho L., Cocco Mariani V., Leite J. V., Solution of Jiles-Atherton vector hysteresis parameters estimation by modified Differential Evolution strategies, Expert Syst. Appl. 39 (2012) [4] Takács J., A phenomenological mathematical model of hysteresis, COMPEL Int. J. Comp. Math. E. E. Eng. Vol. 20 No. 4 (2001) [5] Takács J., Mathematics of hysteretic phenomena, Wiley-VCH, Weinheim [6] Chwastek K., A dynamical extension to the Takács model, Physica B 405 (2010) [7] Chwastek K., Modelling hysteresis loops in thick steel sheet with the dynamic Takács model, w druku w Physica B 407 (2012), doi: /j.physb [8] Chua L., Stromsmoe K. A., Lumped-circuit models for nonlinear inductors exhibiting hysteresis loops, IEEE Trans. Circ. Theor. 17 (1970) [9] Bäck T.:. Evolutionary Algorithms in Theory and Practice. Oxford University Press, New York,

63 MAGNETIC SEPARATIONON OF KAOLIN CLAY USING FREE HELIUM SUPERCONDUCTING MAGNET Antoni Cieśla AGH University of Science and Technology, Kraków, Poland Introduction High gradient magnetic separators (HGMS) offer the potential for higher product purity and reduced operating and maintenance costs relative to alternative chemical, physical, or gravity separation processes. The early high-intensity magnetic separators (HIMS) used in the mineral industry were resistive electromagnets using either cooled copper coils or new ceramic permanent magnets (rare earth). About twenty years ago, superconducting magnets made their first entry into these applications, and, since that time, their number and popularity has steadily increased [1]. To have an industrial potential, a superconducting separator must meet the following requirements [2], [3]: all cryogenic constraints on its operation (helium supplies, maintenance calling for specially trained technical staff, etc.) must be eliminated; and the operating costs must be low. In other words, it is essential that a superconducting separator be a self-contained system, that it require minimum maintenance and that it be reliable. The technique of magnetic separation with superconducting magnets enables the extraction from a solid/water suspension of superfine (even colloidal) particles that are only weakly magnetic. It finds its application in the mineral industry for the purification of industrial minerals, in particular kaolin and tale. It is also of interest for other fields such as chemistry, biology and, especially, the environment. The application of this technique has enabled the extension of magnetic separation to ores that cannot be economically upgraded by any other means as well as to completely different fields of activity. It has, in particular, led to pushing back the frontiers of standard separation methods. Construction of the Superconducting Magnet of Free Helium Type All superconductors require cryogenic technology for any application. Description of this engineering field, in which most applications are not motivated by superconductors, is outside the scope of the paper, but the reader should be aware that future successes in this field in reducing the cost, size weight, unreliability, etc. of cryogenic equipment will have a direct and strong bearing on how quickly various applications mentioned here can be commercialized. Application of cryocoolers, to refrigeration of the magnet, has highly simplified its construction and the whole co-operating scheme. Fig. 1 shows the overview of superconducting magnet with cryocooler. While comparing constructions of the two magnets: magnet refrigerated with liquid helium and with cryocooler, it can be seen, that in the case of magnet refrigerated with cryocooler, the construction is highly simplified so the conditions for using a superconducting magnet are mostly met. The construction of the magnet refrigerated with cryocooler eliminates the need for cooling the magnet winding in helium bath. Therefore the vacuum system is the only element of the complex infrastructure, which makes the application of superconducting magnet equipped with cryocoolers very attractive for economic reasons [4]. 63

64 Fig. 1. Overview of the Free Helium Magnet type, model HF10-100VHT-B The author carried out the research on kaolin separation as it is shown in Fig. 2 and 3. The investigations were conducted in a magnetic separator, in which the superconducting magnet of Free Helium Type was the source of the field. The magnet main body: model HF VHT-B, produced by Sumitomo Heavy Industries, LTD (SHI) [5]. The described magnet can induce a magnetic field up to 10 T, that can provide a superior separation force and result high capacity slurry beneficiation. As the separation force is proportional to a field and a field gradient, then 10 Tesla systems offer unrivalled performance. Thus, it can be concluded, that 10 Tesla = high throughput = the highest available separation force. a) b) Fig. 2. Superconducting matrix separator for HGMS: a) scheme of the separator, b) matrix of the and their filling 1 matrix of the separator (b), 2 winding of the superconducting magnet, 3 container for feed to be separated, 4 stream of feed, 5 stream of rinse water, 6 stream of separation product, 7 container for separation product, 8, 9 valves a) b) Fig. 3. Overview of the experimental system with the Free Helium Magnet type, used to enrichment of kaolin clay (a), matrix of the separator inside of the magnet channel (b) 64

65 Separation of Kaolin Clay During the realization of the project Extraction of highly dispersed products from raw materials and mineral waste in extremely strong magnetic fields (up to 10 T) with the use of superconducting magnet FREE HELIUM MAGNET (project No N N /P), the author and his research team conducted, among others, the research on kaolin clay enrichment. [6] Kaolin is a naturally occurring white clay consisting of microscopic platelets of aluminum silicate. It has scores of diverse uses, but the most important is coating and filling paper. The experiments of magnetic separation conducted under the influence of strong magnetic fields of selected materials, hard or very hard to be enriched, such as kaolins with < mm grain- size distribution, from Turów and Czerwona Woda resulted in a significant output of iron and titanium in magnetic fractions reaching 50% at the 8T induction for both of the examined kaolins. The analyzed separation effectiveness for titanium in kaolins of Czerwona Woda can reach even 75%. The results were obtained for the input materials undergoing the alkaline-depressive treatment which contributed to the increase in the degree of those metals carriers release. The result has proved high efficiency of applied separation conditions in strong magnetic fields if the components being removed are in the release state. Fig. 4. shows a technological scheme of one of the experiments, in which kaolin was made to flow through the separator matrix seven times at the magnetic field induction equal to 5 T. The other separation conditions remained the same. On the basis of the obtained results (shown in Fig. 5) it can be seen that multiseparation at strong magnetic field leads to a significant extraction of non-useful components from kaolin (Fe 2 O 3 i TiO 2 ). slury of kaolin clay (< 0,015 mm) separation 5T, 1x FNM 1 separation 5T, 2x FM 1 FNM 2 separation 5T, 2x FNM 3 FM 2 separation 5T, 2x FNM 4 FM magnetic fraction FNM nonmagnetic fraction Fig. 4. Technological scheme of one of the experiments Fig.5. Fe 2 O 3 and TiO 2 increase in a magnetic fraction in dependence of the number of separation cycles 65

66 Consclusions The output of the research can be considered a great step forward as for a better understanding of the mechanisms of the separation process in the case of highly scattered heavy metals carriers in the shape of low magnetic and extremely small grains. The studied phenomena have indicated new approaches to the creation of technological basis of heavy metals purifications of materials with special applications. Furthermore, the research has determined the possibilities of application of superconducting separation as regards the obtaining of useful components scattered in mineral raw materials, whose properties have not been described yet. The examination of the output products can undermine the present knowledge concerning a character of valuable admixtures or contaminating impurities in the studied materials. References [1] Ohara T. et al.: Magnetic separation using superconductin magnets, Physica C (2001), [2] Gillet G., Diot F.: Technology of superconducting magnetic separation in mineral and environmental processing, Minerals & Metallurgical Processing, Vol. 16, No 3, August 1999, 1 7 [3] Cieśla A: Use of the superconductor magnet to the magnetic separation. Some selected problems of exploitation. International Journal of Applied Electromagnetics and Mechanics 19 (2004) IOS Press, [4] Cieśla A.: Superconducting Magnet of Free Helium Type Used for the Filtration in Environmental Processing. Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), R. 86, Nr 5/2010, pp [5] SHI Doc. No.: CA B (28 December 2006) [6] Cieśla A., Łuszczkiewicz A., Kicka J., Chudyba K.: Report from project No N N /P, 2010, in Polish (unpublished) WPŁYW WOLNOZMIENNEGO POLA MAGNETYCZNEGO NA PARAMETRY ZMIENNOŚCI RYTMU ZATOKOWEGO I UŚREDNIONEGO EKG WYSOKIEGO WZMOCNIENIA U PACJENTÓW Z CUKRZYCĄ TYPU 2 I NADCIŚNIENIEM TĘTNICZYM Grzegorz Cieślar, Joanna Gmyrek, Justyna Małyszek-Tumidajewicz, Leszek Jagodziński, Aleksander Sieroń Śląski Uniwersytet Medyczny w Katowicach Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu Wyniki dotychczasowych badań doświadczalnych i klinicznych wskazują na korzystny wpływ oddziaływania wolnozmiennych pól magnetycznych na układ sercowo-naczyniowy. Celem badań była ocena zachowania się parametrów zmienności rytmu zatokowego i parametrów uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia u chorych z cukrzycą typu 2 66

67 i nadciśnieniem tętniczym bez powikłań narządowych poddanych cyklowi ekspozycji w wolnozmiennym polu magnetycznym w ramach magnetoterapii. Badaniu poddano 32 pacjentów (16 kobiet i 16 mężczyzn) spełniających kryteria włączenia i wyłączenia, podzielonych losowo na dwie równoliczne grupy różniące się parametrami fizycznymi stosowanego pola magnetycznego. Kryteria włączenia do badania obejmowały: wiek poniżej 60 roku życia w chwili rozpoczęcia badań, rozpoznanie cukrzycy typu 2 - co najmniej 4 lata przed rozpoczęciem badania, nadciśnienie tętnicze łagodne lub umiarkowane, brak cech przerostu mięśnia sercowego we wstępnej ocenie ultrasonograficznej, wyrównanie wartości ciśnienia tętniczego w momencie rozpoczęcia badań, wyrównanie gospodarki węglowodanowej w momencie rozpoczęcia badań, świadomą zgodę pacjenta na przystąpienie do programu badań. Kryteria wyłączenia obejmowały powszechnie uznane przeciwwskazania do stosowania leczenia wolnozmiennym polem magnetycznym. Ponadto z badań wykluczono osoby z chorobami kardiologicznymi, endokrynologicznymi i pulmonologicznymi, w przebiegu których mogą występować patologie układu wegetatywnego, pacjentów z zaburzeniami przewodnictwa śródkomorowego (bloki odnóg pęczka Hisa i zespół preekscytacji), a także chorych zażywających leki o udowodnionym istotnym wpływie na zachowanie się spontanicznej zmienności rytmu serca (beta-blokery, blokery kanału wapniowego). Pacjenci z cukrzycą typu 2 byli leczeni doustnymi lekami hipoglikemizującymi i ew. 1 dawką insuliny długo działającej podawaną w godzinach wieczornych. Przed rozpoczęciem cyklu ekspozycji u pacjentów wykonano wstępne badanie lekarskie podmiotowe i przedmiotowe, badanie ultrasonokardiograficzne, 12-odprowadzeniowy zapis EKG, a także rejestrację zmienności rytmu zatokowego (HRV) oraz uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia w dziedzinie czasu (U-EKG). Następnie chorzy zostali poddani cyklowi magnetoterapii obejmującemu 15 codziennych ekspozycji okolicy klatki piersiowej, trwających 12 minut: grupa pierwsza (S) w zmiennym polu magnetycznym o przebiegu sinusoidalnym, częstotliwości impulsów 40 Hz i wartości indukcji magnetycznej 5 mt, a grupa druga (P) w zmiennym polu magnetycznym o przebiegu prostokątnym, częstotliwości impulsów 10 Hz i wartości indukcji magnetycznej 5 mt. W 10 i 15 dniu cyklu ekspozycji powtórzona została nieinwazyjna rejestracja elektrokardiologiczna (HRV, U-EKG). U badanych pacjentów nie stwierdzono istotnych zmian wartości ciśnienia tętniczego i częstości tętna w trakcie cyklu ekspozycji, w stosunku do wartości wyjściowych. W zakresie analizy czasowej zmienności rytmu zatokowego obserwowano istotne statystycznie zmniejszenie wartości parametrów mrr, SDNN i pnn50 w obu badanych grupach pacjentów (S i P), zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu ekspozycji, w stosunku do wartości wyjściowych, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. W zakresie analizy spektralnej zmienności rytmu zatokowego obserwowano przemijające, istotne statystycznie zmniejszenie całkowitej mocy widma w 10 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych, istotne statystycznie zmniejszenie mocy widma w zakresie wysokich częstotliwości HF i niskich częstotliwości LF w obu grupach pacjentów (S i P), zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych (przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu), a także istotny statystycznie wzrost mocy widma w zakresie bardzo niskich częstotliwości VLF w 15 dniu cyklu ekspozycji. Ponadto w obu grupach pacjentów (S i P) stwierdzono istotne statystycznie zmniejszenie wartości wskaźnika LF:HF w stosunku do wartości wyjściowych, zarówno w 10, jak i w 15 dniu cyklu magnetoterapii, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. W analizie parametrów ilościowych uśrednionego EKG wysokiego wzmocnienia w obu grupach pacjentów (S i P) obserwowano zarówno w 10, jak i 15 dniu cyklu ekspozycji znamienne statystycznie zmniejszenie wartości parametrów U-QRS i RMS40 w stosunku do wartości wyjściowych, przy czym spadek tych wartości był większy w 10 dniu cyklu. Ponadto w obu grupach pacjentów (S i P) obserwowano istotne statystycznie zmniejszenie wartości parametru LAS40 w 10 dniu cyklu ekspozycji w stosunku do wartości wyjściowych 67

68 Na podstawie uzyskanych wyników wykazano, że wolnozmienne pole magnetyczne o parametrach fizycznych stosowanych w magnetoterapii nie wpływa na wartości ciśnienia tętniczego i częstość tętna, w korzystny sposób modyfikuje zachowanie się zmienności rytmu zatokowego, poprzez przywrócenie równowagi układu wegetatywnego w wyniku zmniejszenia nadmiernej aktywności współczulnej, a także powoduje korzystną tendencję do zmniejszenia czasu trwania uśrednionego zespołu QRS, co pośrednio przemawia za możliwością redukcji ryzyka powstawania późnych potencjałów komorowych u pacjentów z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym. Przemijające zmniejszenie całkowitej mocy widma w analizie czasowej HRV stwierdzone w 10 dniu cyklu ekspozycji w wolnozmiennym polu magnetycznym, któremu towarzyszy znamienny spadek wartości SDDN stanowić może zjawisko potencjalnie niekorzystne dla bezpieczeństwa terapii. Z wykonanych badań wynika, że na uzyskane efekty oddziaływania wolnozmiennego pola magnetycznego o parametrach fizycznych stosowanych w magnetoterapii na czynność elektryczną serca pacjentów z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym nie wpływa w istotny sposób kształt impulsu oraz częstotliwość stosowanego pola magnetycznego, a głównym czynnikiem decydującym o efekcie biologicznym tego oddziaływania wydaje się być wartość indukcji pola magnetycznego oraz przewlekły charakter ekspozycji. Uzyskane wyniki wskazują na możliwość wykorzystania magnetoterapii jako metody wspomagającej leczenie farmakologiczne u pacjentów z cukrzycą typu 2 i nadciśnieniem tętniczym. THE INFLUENCE OF THE BROKEN ROTOR BAR ON THE INDUCTION MOTOR BEHAVIOUR Anca Ciobanu, Elena Helerea Transilvania University of Brasov Faculty of Electrical Engineering and Computer Science For the last two decades, studies regarding fault diagnosis in the induction motors were accomplished and, in particular, a substantial research was dedicated to broken rotor bar faults and to their non-intrusive diagnosis techniques development. According [1], broken rotor bar represents approximately 5% from induction motor faults and yet it is the most studied fault type. Since 1988 Kliman et. al [2], used the stator currents and voltages measurement method to detect the presence of broken rotor bar. Some recent studies were based on the finite elements techiques [3]-[5], through which more necessary information for the diagnosis was provided. Other researches were focused on MCSA (Motor Current Signature Analysis) [6] to detect the induction motor electrical and mechanical faults. A different approach to the broken bars was made in terms of the motor s heating problem [7], where there are still technical challenges, although many scientific papers have been developed. The influence of the broken rotor bar on the induction motor behaviour in terms of stator and rotor currents, torques, losses and motor heating is analyzed and studied in this paper. Thus, modeling and simulation of the induction motor without / with broken bar fault by finite element method were performed. Simulation results were confirmed by experimental data. 68

69 Experimental setup A testing bench control was designed for the induction motor behavior study. As samples were considered three identical rotors with a total of 22 bars, and a stator designed for motors with rated power of 0.37 kw and speed of 1500 rpm. Two rotors were deliberately damaged by drilling holes in the bars and then used with the same stator, for a better accuracy of the tests (Fig.1). Fig.1 Experimental setup and the two damaged rotors. The simulation of the induction motor operation without/with broken bars are based on 2D finite element method. In the case of broken bars the rezistivity is 10 5 higher than the healthy bar rezistivity [8]. Analysis and study of the broken rotor bars influence No-load, short-circuit and load tests were performed in order to analyze the influence of broken rotor bars on the induction motor behavior. The stator currents value of the healthy motor is very close to the stator current value of the faulty motor. At the rotor turning, every rotor bar successively meets the winding slots, so each bar will be influenced by the stator magnetic field and all the rotor bar currents become uniform around the rotor periphery. It can be observed that the adjacent bars amplitude has the highest value around the broken bars and this explains why and how do broken bar faults propagate (Fig.2). When a bar is broken or partially broken, some of the initial current flowing through that bar will be redistributed to the adjacent bars leading to Joule losses increasing. The flux distribution around broken bar changes, this phenomenon resulting in increased steel losses in the bar next affected [9]. a) b) c) Fig.2. Experimental rotor bar current for a) healthy; b) one broken bar; c) two broken bars 69

70 Broken rotor bars have an obvious influence on temperature distribution in an induction motor. With the broken bars number increasing, the temperature rise at the same position of the motor increases. It can be predict that the stator winding and rotor temperature rise will dramatically increase in the motor cases with adjacent broken bars. The undertaken analysis by the 2 D finite element method esily reveald the influence of the broken rotor bars on the induction motor behavior in terms of electromagnetic, mechanical and thermal field. Acknowledgment This paper is supported by the Sectoral Operational Programme Human Resources Development (SOP HRD), ID76945 financed from the European Social Fund and by the Romanian Government. References [1] IEEE Committe Report, Report of large motor reliability survey of industrial and commercial installations, Part I and Part II, IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. IA-21, pp , July/Aug [2] G.B. Kliman, R.A. Koegl, J. Stein, R.D. Endicott, M.W. Madden, Noninvasive Detection of Broken Rotor Bars in Operating Induction Motors IEEE Trans on Energy Conversion, Vol.3, No.4, (December 1988), pp , ISSN [3] C.-E. Kim, Y.-B. Jung, S.-B. Yoon, D.-H. Im, The Fault Diagnosis of Rotor Bars in Squirrel Cage Induction Motors by Time-Stepping Finite Element Method, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 33, no. 2, pp , March 1997 [4] A. Bentounsi, On Line Diagnosis of Defaults on Squirrel Cage Motors Using FEM, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 34, no 5, pp , September [5] L. Weili, X. Ying, S. Jiafeng, L. Yingli, Finite-Element Analysis of Field Distribution and Characteristic Performance of Squirrel-Cage Induction Motor With Broken Bars, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 43, no. 4, pp , April [6] W.T. Thomson, R.J. Gilmore, Motor current signature analysis to detect faults in induction motor drives fundamentals, data interpretation and industrial case histories, Proceedings of the 32 nd Turbomachinery Symposium, Houston, TX, USA, 2003, pp [7] R. Casimir et al. Comparison of Modeling Methods and of Diagnostic of Asynchronous Motor in Case of Defects, International Power Electronics Congress - CIEP, 9th IEEE International Power Electronics Congress - Technical Proceedingss, pp , ISBN , Celaya, Mexico, October, [8] C. W. Steele, Numerical Computation of Electric and Magnetic Fields. New York: Chapman & Hall, (1997). POLE MAGNETYCZNE I POLE SIŁ W SZCZELINIE SEPARATORA Katarzyna Ciosk Politechnika Świętokrzyska, Kielce Separatory cząstek ferromagnetycznych znajdują zastosowanie zarówno do oczyszczania materiałów z elementów żelaznych, jak też do wzbogacania rud żelaza lub separacji pyłów kominowych elektrowni węglowych. Ze względu na dwa rodzaje obróbki materiałów mineralnych, na sucho i mokro, stworzono dwie wersje konstrukcyjne modelu badawczego: 70

71 1) separator wielowałkowy z poziomymi wałkami do oczyszczania suchego minerału opisany m. in. w pracy [1] 2) separator jednowałkowy z wałkiem umocowanym pionowo, przeznaczony głównie do minerałów zawartych w pulpie wodnej [2]. Separator magnetyczny wersji z jednym wałkiem składa się z rdzenia magnetycznego i cewki wzbudzenia, zasilanej ze źródła prądu stałego, natomiast panel separujący zawiera jeden wałek usytuowany pionowo. Wałek ten, wykonany ze stali, umieszczony w cylindrycznej osłonie niemagnetycznej, napędzany jest z niewielką prędkością za pomocą napędu elektrycznego wolnoobrotowego. Minerał przeznaczony do oczyszczenia podawany jest przez wlot w dwóch obszarach umieszczonych w górnej części wałka. Cząstki niemagnetyczne minerału opadają pionowo w dół do wylotu oczyszczonego materiału, natomiast cząstki magnetyczne pod wpływem niejednorodnego pola magnetycznego osadzają się na cylindrycznej osłonie w miejscu jej sąsiedztwa z gwintem wałka. Pod wpływem obrotu wałka cząstki magnetyczne wyprowadzane są ze strefy przelotu minerału do wylotu koncentratu magnetycznego. Skuteczność oczyszczania minerałów z wtrąceń magnetycznych zależy od rozkładu pola magnetycznego w szczelinie roboczej separatora. Aby odpowiednio uformować pole magnetyczne w szczelinie należy dokonać jego obliczeń w przestrzeni trójwymiarowej dla różnych kształtów elementów konstrukcyjnych. Przedmiotem niniejszej pracy jest zastosowanie metody sieci reluktancyjnych (MSR) do obliczeń pola magnetycznego i pola sił w szczelinie separatora jednowałkowego śrubowego w dwóch wersjach konstrukcyjnych: z płaskimi nabiegunnikami (W1) oraz z krzywoliniowymi nabiegunnikami zwanego dalej WK. Model matematyczny separatora Matematyczny model separatora śrubowego jednowałkowego określają następujące założenia upraszczające: 1) separator reprezentowany jest przez trójwymiarową sieć sił magnetomotorycznych F i oraz reluktancji. Ze względu na symetrię obliczenia przeprowadzono dla ćwiartki separatora. 2) przenikalność magnetyczna rdzenia i wałka Fe zależą od charakterystyki magnesowania B=f(H) aproksymowanej równaniem B= 1,172 arctg 0,05H 3) nie uwzględnia się ruchu obrotowego wałka oraz obecności cząstek ferromagnetycznych w szczelinie Sieciowe modele reluktancyjne w przekroju poprzecznym dla separatów z płaskimi oraz krzywoliniowymi nabiegunnnikami przedstawia rysunek 1. a) b) Rys.1. Sieciowy model reluktancyjny separatora: a) separator W1, b) separator WK 71

72 Wyniki obliczeń Stosując metodę potencjałów węzłowych dla węzłów sieci reluktancyjnej uzyskano układ 935 równań nieliniowych dla potencjałów V, które rozwiązano metodą iteracyjną. Dla separatorów śrubowych jednowałkowych W1 i WK wykonano obliczenia indukcji magnetycznej oraz rozkładu gęstości siły działającej na cząstki ferromagnetyczne w szczelinie roboczej. Wyniki obliczeń rozkładu składowej B y indukcji magnetycznej dla W1 przedstawiono na rysunku 2. Niewielkie rozbieżności między krzywymi: teoretyczną i eksperymentalną pozwalają stwierdzić, że stosowana do obliczeń metoda sieci reluktancyjnych daje dobrą zgodność wyników teoretycznych i pomiarowych. a) b) Rys.2. Rozkład indukcji magnetycznej w szczelinie separatora: a) wzdłuż wałka, b) w przekroju poprzecznym Literatura [1] Ciosk K., Gierczak E., Mendrela E.A : Pole magnetyczne i pole sił w szczelinie separatora magnetycznego śrubowego: Wiadomości Elektrotechniczne, No 6,1994, str [2] Ciosk K,.Gierczak E,.Mendrela E.A, Mendrela E.M.: A design of magnetic separator with quasi-travelling magnetic field using reluctance network method - COMPUMAG, Rio de Janeiro, Nov.1997,pp [3] Praca zbiorowa pod redakcją J. Turowskiego: Analiza i synteza pól elektromagnetycznych. Warszawa PAN, 1990 A MATHEMATICAL MODEL OF A DC DRIVE ON THE BASIS OF VARIATIONAL APPROACHES Andriy Czaban 2, Marek Lis 1 1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 2 Politechnika Lwowska, Katedra Mechaniki In the present paper, starting from a modified Hamilton-Ostrogradski principle, a mathematical model of a DC drive was presented. The drive system consists of a motor, a long elastic shaft and a load mechanism. The application of interdisciplinary approaches in 72

73 the theory of methods of mathematical modelling of drive systems makes it possible to determine fully all parameters related to movement or design, what is not always possible for classical approaches. For the electromechanical system we can write the Lagrangian components as follows ia ia i i a f * J11 J22 * c1,2 ( 2 1) T a( ia ) dia ( ia ) dia ( ia ) dia f ( i f ) di f, P ( ) t t 2 * ,2 2 1 ( ra r r ) ia d f f 2 r i d t t 1 t 2 * ( a a a f f ) EM 1 ( 2) D u i ui u i d M d d M d d (1) * where T * total kinetic coenergy of the electromechanical system; P total potential energy * concentrated in the system; external and internal dissipation of electric and mechanical * energy of the system; D energy of active and passive non-potential forces acting on the system from the outside. A variation of the action functional according to Hamilton shall be equal to zero only then, when the dynamic system acts accordingly to the Euler-Lagrange equations: * * d L L * * * * * 0, L T P D dt qk qk, (2) * where L modified Lagrange function, On the basis of (1) (2) the Lagrangian was obtained, which was subsittuted next into the Eulera-Lagrange equation. After several transformations the generalized equation of electric state of the DC motr in the normal Cauchy form was obtained dia dt di f dt where: a a M f f f A u r i c u A u r i a a M f f f A u r i c u A u r i r r r r a A A A A 11 L ; ff Laa L a L a Lfa Laf Lf L f Laf Lf L f L L L L L L L L L ff ff aa a a fa af f f Laf Lf L f L L L L L L L L ;, (3) 21 Lff Laa L a L a Lfa Laf Lf L f ; L L L L ff aa a a fa af f f A 1 fa af f f 1 Lff Lff Laa La La Lfa Laf Lf Lf ; (4) Do analizy układu napędowego prądu stałego potrzebne są równania części mechanicznej: ; L fa ; 73

74 d dt 1 1 M EM c1,2 ( 2 1) 1,2 ( 2 1) J1 ; d dt 2 1 c1,2 ( 2 1) 1,2 ( 2 1) M( 2) J1, (5) In the general case the magnetic flux is a function of both machine current ( i, i ). Then the calculation of differential inductances becomes very difficult. Therefore in modelling of DC machines the approximate methods are applied. On their basis working magnetic fluxes are calculated. For example, machine saturation may be approximately considered as a function of magnetization current of the machine, i.e. ( ). Such approach results in a substantial simplification of the mathematical model of the machine, but does not imply any model limitation. Then the coefficient L L ( i ) becomes nonlinear. ff ff f The analysis of transient states was carried out for two cases: in the first one the load moment is constant, in the second one it is given with a function M M sin5t. O N i f a f 80, s , s t, s Fig. 1. Transient dependence of the rotation velocity in the first case 0 t, s Fig. 2. Transient dependence of the rotation velocity in the second case Conclusions In Fig. 1 a transient rotation velocity of the DC drive was depicted for the first case. Because the shaft of the drive rotor is loaded with an active moment, initially the motor begins to rotate in the reverse direction. As the magnetization strength increases, the drive begins to rotate in the correct direction. The form of the dependence of angular velocity for constant excitation supply depends to much extent on the function of variation of supply voltage of the machine. In Fig. 2 a transient dependence of the DC drive was depicted for the second case. Because the shaft of the drive rotor is loaded with a moment, which changes accordingly to M sin5 the dependence O M N t, the form of the function of rotation velocity should include additional fluctuations, what is depicted in the chart. In the steady state these fluctuations assume a correct harmonic value about 0,8 Hz. 74

75 THE APPROACH BASED ON VARIATIONAL PRINCIPLES FOR MATHEMATICAL MODELING OF ASYMMETRICAL STATES IN A POWER TRANSFORMER Andriy Czaban 2, Andrzej Rusek 1, Marek Lis 1 1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 2 Politechnika Lwowska, Katedra Mechaniki The electric connection schemes for trqanformer windings are presented in Figs. 1 and 2. u2ka 0 0 C B A C B A L1A ra L2A i1a RA A i2ka A u1ra u2ra i2ca u1la u2la r1 u1a ua1 r2 i2ab r2 u2a L1 u2a uab2 VS10 L2 r1 r1 u2lb u2rb L2 L1B rb B L1 L1 C u2b L2B RB i2kb B L2 r2 C L1C rc L2C RC Fig. 1. Electrical connection scheme of the primary winding Fig. 2. Electrical connection scheme of the secondary winding Lagrangian shall be written in the following form: t * * * * * * * p 0 L ( q, q, t) T P D, ( t) d, (1) t * * where L modified non-force Lagrange function [2]; T total (full) kinetic coenergy of the * eelctromechanical system [2]; P potential energy concentrated in the system, D energy of * active and passive non-potential forces, function of internal and external dissipation energy; dissipative function of the system; additional integration variable * p For electromagnetic systems (Fig. 1, Fig. 2) the Lagrangian compoennts shall be written: L1 Ai1 A L1 Bi1 B L1 Ci1 C L2 A( i2 A i2c ) L 2 2 2B( i2 B i2 A) L2C ( i2c i2b ) ; (2) i ja i jb i jc * T ja( i ja) di ja jb( i jb) di jb jc ( i1 C ) di jc j t * ( r1 ra ) i1 A ( r1 rb ) i1 B ( r1 rc ) i1 C r2 ( i2 A i2 A i2 A ) RA ( i2 A i2c ) B 2B 2A C 2C 2B R ( i i ) R ( i i ) d ; (3) 75

76 t t t ( ) ( ) ( ) * D u 1Ai1 A u 1Bi1 B u 1Ci1 C d V01 i1 A i1 B i1 C d u2 A u2b i2 A B 2C 2B 2C 2A 2C ( u u ) i ( u u ) i d, (4) Substituting Lagrangian (1) into the Euler-Lagrange equation: * * d L L 0, k 1,...,6 dt q q k k (5) the differential equations, which describe the operation of the transformer, have been obtained in a vector form d d T 1 2L1 A L1 C L1 C L1 B Ψ1 B2u 1 L1 r i1, u 1 u 1A u 1B u 1C, L1, dt dt 3 L1 C L1 A 2L1 B L 1C r1 2rA rc rc rb B2, r 3 rc ra 3r1 2rB r ; (6) C d d T 2L2 A L2 B L2 A L2 B Ψ2 B4u2 L2 R i2, u2 u2 A u2b u2c, L 2 dt dt L2C L2 B 2L2C L, 2B B 2R R r R R 4 R. (7) 1 1 0, A B 2 A B RC RB 2RC RB r2 The results of simulations for transients are presented for a three phase power transformer working in the following regimes: single phase short-circuit in the phase A of the secondary winding (I), two-phase short-circuit for phases A and B (II), three-phase short-circuit (III). 200 i, A i, A t, s -400 t, s Conclusions Fig. 5. Transient currents in the secondary winding for the case I: Fig. 6. Transient currents in the primary winding for the case II: 1 -current in the phase A, 2 - current in the phase B On the basis of the proposed method a mathematical model of a dynamical system has been developed. Its components are an asymmetric cable line and a power transformer, supplied by an asymmetric supply source of electric energy. On the basis of the proposed model, the 76

77 analysis of work conditions for different kinds of short-circuits of the secondary winding of the transformer has been carried out. Using the results of computer simulations the failure states in a nonlinear power transformer have been considered. Wprowadzenie WPŁYW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO NA ROŚLINY NA PRZYKŁADZIE RZĘSY DROBNEJ STUDIA LITERATUROWE Tomasz Długosz 1, Agnieszka Klink 2 1 Politechnika Wrocławska Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki 2 Uniwersytet Wrocławski Katedra Ekologii, Biogeochemii i Ochrony Środowiska Promieniowanie elektromagnetyczne stało się częścią naszego życia. Całe środowisko poddawane jest napromieniowaniu polem elektromagnetycznym (PEM) od wielu dziesięcioleci. Gwałtowny rozwój m.in. bezprzewodowych systemów telekomunikacyjnych, czy wzrost liczby linii wysokiego napięcia, spowodował szerokie zainteresowanie wśród naukowców i badaczy tematyką wpływu PEM na różne obiekty, przede wszystkim na ludzi i zwierzęta. O ile tego typu badania prowadzone są także na roślinach uprawnych, to w innych przypadkach sytuacja wygląda znacznie gorzej. Celem niniejszego referatu jest prezentacja koncepcji badań nad wpływem PEM na rzęsę drobną (Lemna minor L.). Gatunek ten należy do makrohydrofitów, które pełnią bardzo istotną rolę w ekosystemach wodnych. Są ważnym składnikiem ich biomasy i pierwotnym źródłem energii. Stanowią ważne ogniwo łańcucha pokarmowego, odgrywają istotną rolę w produkcji tlenu i krążeniu substancji odżywczych, stanowią nisze ekologiczne dla organizmów wodnych, a także wpływają na jakość wody. W związku z tym zmiany w populacjach roślin wodnych mogą wpływać na funkcjonowanie ekosystemu. Artykuł stanowi przegląd doniesień literaturowych w omawianej tematyce, charakterystykę wybranych źródeł PEM oraz przygotowanie koncepcji badań eksperymentalnych. Charakterystyka rzęsy drobnej (Lemna minor L.) Lemna minor jest bardzo drobną byliną pływającą po powierzchni wody, wytwarzającą okrągłe człony pędowe o średnicy 2-3 mm, które nie są zróżnicowane na łodygę i liście. Każdy człon pędowy wytwarza tylko jeden korzeń (Rys. 1). Gatunek ten występuje powszechnie na całej kuli ziemskiej (poza Arktyką), zasiedla wody stojące i wolno płynące, gdzie zajmuje brzegi porośnięte roślinnością wynurzoną, ograniczającą ruchy wody. Jest to 77

78 roślina kosmopolityczna. Może żyć w wodach słodkich i słonawych, eutroficznych i oligotroficznych, najczęściej o odczynie obojętnym lub zasadowym. Często tworzy jednogatunkowe, bardzo liczne skupienia (Fot. 1), ale może też wchodzić w skład innych zbiorowisk roślin wodnych. Występując niekiedy masowo, tak silnie zacienia toń wodną, że nie dopuszcza do rozwoju w niej żadnej roślinności podwodnej, wpływając przez to decydująco na bieg sukcesji. Rzęsa drobna jest gatunkiem bardzo przydatnym we wszelkiego rodzaju badaniach laboratoryjnych i bioindykacyjnych, gdyż charakteryzuje się względną łatwością hodowli i szybko się namnaża wegetetywnie. Ponadto ma małą zmienność genotypową i fenotypową oraz cechuje się wrażliwością na szerokie spektrum substancji toksycznych Wcześniejsze badania wykazały wyraźny ograniczający wpływ fal elektromagnetycznych na wzrost Lemna minor, zależny od częstotliwości pola, ale nie w sposób liniowy. Wrażliwość roślin oraz ich odpowiedź na PEM zależy również od stanu fizjologicznego rośliny. Tempo wegetatywnego namnażania innego gatunku z rodziny Lemnaceae, spirodeli wielokorzeniowej (Spirodela polyrhiza) wzrasta pod wpływem fal elektromagnetycznych, za wyjątkiem młodych roślin, u których wyraźnie maleje. Wykazano również modyfikujący wpływ toksycznych zawartości Cu w wodzie na oddziaływanie fal o niewielkim natężeniu (10 MHz) na badany gatunek. Rys. 1. Pokrój Lemna minor Fot. 1. Gęste zbiorowisko Lemna minor na powierzchni wody Układy ekspozycyjne pola elektromagnetycznego Rozwój zastosowań źródeł dużej mocy, telefonii komórkowej i urządzeń elektronicznych wymusił rozwój narzędzi służących do pomiarów PEM i do wytwarzania wzorcowych jego wartości. Powszechnie znane i stosowane są przyrządy do pomiarów PEM, poczynając od najmniejszych wartości natężeń odpowiadających metrologii zakłóceń radioelektrycznych, pomiarów propagacyjnych, przez wartości wynikające z potrzeb ochrony środowiska elektromagnetycznego, po wartości powodujące niszczenie tkanek, organizmów, czy urządzeń technicznych. Wytwarzanie wzorcowego PEM wybraną metodą nie polega na jego bezpośrednim wyznaczeniu, ponieważ taki sposób pomiaru PEM dotychczas nie jest znany. PEM określane jest na podstawie pomiaru napięcia, prądu lub innej wielkości fizycznej. Wzorce PEM wykorzystywane są zwłaszcza do atestacji narzędzi pomiarowych, ale nie jest to jedyne ich zastosowanie. Powszechnie stosowane są wzorce wtórne (układy ekspozycyjne) w badaniach wpływu PEM na dowolne obiekty materialne (np. zwierzęta, rośliny). 78

79 W zależności od wymaganej składowej pola i zakresu częstotliwości, w jakim przeprowadzane są badania, wykorzystywane są różne sposoby, a więc również różne układy ekspozycyjne do wytwarzania wzorcowego PEM: pole stałe i niskich częstotliwości (do kilkuset khz) dla pól magnetycznych cewki Helmholtza, dla pól elektrycznych kondensatory płaskie, radiofale (do kilkuset MHz) układy ekspozycyjne z anteną liniową, komory TEM, mikrofale anteny aperturowe, odcinki falowodów, komory bezechowe, komory rewerberacyjne. Podsumowanie Promieniowanie PEM jest istotnym czynnikiem warunkującym rozwój żywych organizmów. Zainteresowanie autorów niniejszego referatu konferencyjnego skupia się na sprawdzeniu, czy istnieje, a jeśli tak, to jaki jest wpływ PEM na rzęsę drobną w różnych warunkach ekspozycji. Doświadczenia przeprowadzone zostaną w wybranych zakresach częstotliwości w warunkach laboratoryjnych i w warunkach rzeczywistych. METODA ZWIĘKSZENIA WARTOŚCI ŚREDNIEJ MOMENTU ELEKTROMAGNETYCZNEGO W SILNIKACH TARCZOWYCH PRĄDU STAŁEGO PRZEZ MODYFIKACJĘ KONSTRUKCJI Paweł Drzymała, Henryk Welfle Politechnika Łódzka, Instytut Mechatroniki i Systemów Informatycznych Wprowadzenie Stosowanie w konstrukcjach silników tarczowych uzwojeń stojana typu Gramma powoduje, iż znaczna część cewki (połączenia czołowe zewnętrzne) nie jest wykorzystana do generowania momentu własnego silnika. Strumień wytworzony przez ten fragment cewki jest strumieniem rozproszenia. Naturalną wydaje się propozycja prowadząca do modyfikacji konstrukcji poprzez wprowadzenie zewnętrznego pierścienia stalowego z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi. Docelowo proponowane zmiany konstrukcyjne w obwodzie magnetycznym wirnika przyczyniają się do zwiększenia momentu maksymalnego nawet w granicach do około 35% w porównaniu z konstrukcją pierwotną tzn. bez zewnętrznego pierścienia. Zwiększa się jednocześnie objętość danej konstrukcji, co powoduje zmianę momentu elektromagnetycznego w stosunku do objętości czy wagi silnika. Zabieg ten powoduje zwiększenie sztywność konstrukcji wirnika składającej się z dwóch tarcz oraz zewnętrznego pierścienia stanowiących jeden element. 79

80 Metody zwiększenia wartości średniej momentu i minimalizacji pulsacji momentu Jednym z podstawowych aspektów projektowania optymalnej konstrukcji silnika z magnesami trwałymi jest zwiększenie średniej wartości momentu elektromagnetycznego przy jednoczesnym ograniczeniu pulsacji momentu. Problem ten jest szeroko rozważany w literaturze [1, 2, 3 i wiele innych]. Przyjmuje się, iż wypadkowe pulsacje momentu elektromagnetycznego są wynikiem sumowania się dwóch składowych. Jedna jest efektem istnienia struktury geometrycznej uzębionej. Druga składowa to moment tętniący, który składa się z momentu wzajemnego oraz momentu reluktancyjnego. Moment wzajemny jest generowany przez oddziaływanie prądu płynącego w uzwojeniu stojana z polem magnetycznym wirnika. Składnik ten jest dominującym elementem w większości typów silników z magnesami trwałymi. Moment reluktancyjny powstaje w wyniku oddziaływania prądu płynącego w uzwojeniach stojana z wirnikiem o kątowej zmienności reluktancji. Do powszechnie stosowanych i proponowanych w literaturze metod zmniejszania pulsacji momentu elektromagnetycznego należą: ukosowanie pakietu stojana lub magnesów trwałych wirnika, zwiększenie liczby pasm silnika, konstrukcja silnika z gładkim stojanem pozwala na eliminację składowej momentu od zębów, jednak przy jednoczesnym obniżeniu wartości średniej momentu elektromagnetycznego Zwiększenie momentu elektromagnetycznego silnika możemy osiągnąć przez: zmiany struktury geometrycznej rdzenia stojana w celu zwiększenia momentu elektromagnetycznego (zastosowanie zębów) oraz odpowiednie laminowanie rdzenia i wprowadzenie zębów z materiałów kompozytowych [4]. Jednocześnie należy pamiętać, iż konstrukcja silnika z gładkim stojanem pozwala na eliminację składowej momentu od zębów, jednak przy jednoczesnym obniżeniu wartości średniej momentu elektromagnetycznego [7] zmiany struktury geometrycznej magnesów trwałych [6] magnesy segmentowe o zmiennym kierunku wektora magnetyzacji [4] modyfikacja konstrukcji poprzez wprowadzenie zewnętrznego pierścienia stalowego z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi. Modelowanie i weryfikacja obliczeniowa założonego modelu Strukturę geometryczną silnika tarczowego ze stojanem o żłobkowanej strukturze wygenerowaną z użyciem pakietu obliczeniowego wykorzystującego metodę elementów skończonych wraz z siatką elementów przedstawiono na rysunku 1 (obiekt bez pierścienia zewnętrznego) a) b) c) Rys.1. Model silnika (połowa modelu): a) model z siatką, b) model bez siatki c) rozkłady indukcji w postaci wektorów 80

81 W prezentowanym rozwiązaniu dwie powierzchnie czynne stojana współpracują z dwiema identycznymi tarczami wirnika z magnesami montowanymi powierzchniowo o odpowiednich polaryzacjach w zależności od typu maszyny. Obydwie tarcze wirnika są zamocowane na wspólnym wale, który z kolei osadzony jest w łożysku zamocowanym w konstrukcji mocującej rdzeń stojana. Silniki stosowane w tego typu napędach winny mieć wysoką wartość współczynnika momentu do masy. Prowadzi to do zwiększenia sprawności całego napędu. Powyższe wymaganie spełniają silniki z magnesami z ziem rzadkich z bezszczotkowymi wirnikami zapewniającymi małe straty mechaniczne w trakcie pracy. Strukturę geometryczną silnika tarczowego zmodyfikowanego ze stojanem o użłobkowanej strukturze i zewnętrznym pierścieniem z umieszczonymi na nim magnesami segmentowymi łukowymi przedstawiono na rysunku 2 (obiekt z pierścieniem zewnętrznym) a) b) c) d) Rys.2. Silnik dyskowy zmodyfikowany z pierścieniem zewnętrznym: a) uzwojenie stojana, magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, b) magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, c) stojan, magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, d) magnesy wirnika z dodatkowymi magnesami na obwodzie, część uzwojenia stojana Podsumowanie Docelowo proponowane zmiany konstrukcyjne w obwodzie magnetycznym wirnika przyczyniają się do zwiększenia momentu maksymalnego nawet w granicach do około 35% w porównaniu z konstrukcją pierwotną tzn. bez zewnętrznego pierścienia. Zwiększa się jednocześnie objętość danej konstrukcji, co powoduje zmianę momentu elektromagnetycznego w stosunku do objętości czy masy silnika. Zabieg ten powoduje zwiększenie się sztywność konstrukcji wirnika składającej się z dwóch tarcz oraz zewnętrznego pierścienia stanowiących jeden element. Literatura [1] Strahan R. J., Watson D. B.: Effects of airgap and magnet shapes on permanent magnet reluctance torque. IEEE Trans. on Mag., vol. 35, No. 1, January 1999, pp [2] Zhu Z. Q., Howe D.: Analytical prediction of cogging torque in radial field permanent magnet brushless motors. IEEE Trans. Mag., vol. 28, No. 2, March 1992, pp [3] Li T., Slemon G.: Reduction of cogging torque in permanent magnet motors. IEEE Trans. Magnet., Vol. 24, No. 6, November 1988, pp [4] Wróbel R.: Analiza wpływu parametrów obwodu magnetycznego i elektrycznego na pracę silnika tarczowego prądu stałego z magnesami trwałymi i elektronicznym komutatorem. Rozprawa doktorska. Łódź, [5] Mendrela E.A., Jagiela M. Analysis of torque developed in axial flux, single-phase brushless DC motor with salient-pole stator. IEEE Transactions On Energy Conversion, Vol. 19, NO. 2, p , [6] Hanselman, D. Brushless Permanent Magnet Motor Design (Hardcover). The Writers' Collective; 2 edition, [7] Wiak S., Welfle H. Silniki tarczowe w napędach lekkich pojazdów elektrycznych. Łódź : Wydawnictwo Politechniki Łódzkiej,

82 POLOWA ANALIZA SIŁ DZIAŁAJĄCYCH NA UZWOJENIE DŁAWIKA BOCZNIKOWEGO Paweł Drzymała, Henryk Welfle Politechnika Łódzka, Instytut Mechatroniki i Systemów Informatycznych Wprowadzenie Przedmiotem analizy jest 1 fazowy dławik bocznikowy płaszczowy o mocy 16 MVAr, napięciu znamionowym 420/ 3 kv, znamionowym prądzie skutecznym 68,7 A. Dławik przeznaczony jest do pracy w zespole 3 fazowym. Analiza polowa przeprowadzona została jako wstępna faza obliczeń koniecznych do określenia podstawowych zależności w tym pęcznienia pola w funkcji liczby i wysokości szczelin międzyplasterkowych. Z podziału tego będą wynikały określone wymiary wysokości szczelin międzyplasterkowych (przy danej wypadkowej szczelinie). Wysokości szczelin rzutują na wartości podstawowych parametrów dławika. Określenie sposobu podziału sumarycznej wypadkowej szczeliny oraz wpływu tego podziału na parametry obwodu jest trudne i możliwe do zrealizowania jedynie na drodze numerycznej analizy polowej danych konstrukcji rdzenia, lub na drodze eksperymentu. W analizie rozkładów sił zmianie ulegać będzie liczba i wysokość plasterków, zatem liczba i wysokości szczelin jednostkowych, położonych między plasterkami również będzie ulegać zmianie. Wysokości pakietów, szczelin międzyplasterkowych podane zostały w tabeli 1. Tabela 1. Liczba plastrów w kolumnie Parametr (liczba szczelin w kolumnie) 4 (3) 6 (5) 8 (7) 10 (9) Wymiar wysokości środkowych plasterków mm Wymiar wysokości skrajnych plasterków mm Wymiar wysokości szczeliny międzyplasterkowej mm 106,8 64,08 45,77 35,6 Obliczenia sił działających na uzwojenie dławika bocznikowego W rozpatrywanych konstrukcjach zastosowano uzwojenie dyskowe dławika (48 dysków), na które składa się z 2783 nawiniętych cewek. Dyski uzwojenia rozłożone są symetrycznie wzdłuż środkowej kolumny (rys.1.). W szczelinie międzyplasterkowej występuje pęcznienie pola, które wpływa na występowanie różnych gęstości naprężenia w danych zwojach i dyskach uzwojenia a zatem różnych wartości sił działających na poszczególne dyski uzwojenia. Analiza sił daje podstawę do rozważań drgań uzwojenia oraz całej konstrukcji dławika w tym również ocenę stopnia zagrożeń i hałasu danej konstrukcji. Analizę sił działających na poszczególne dyski uzwojenia przeprowadzono przy podziale środkowej kolumny na 3, 5, 7, 9 szczelin międzyplasterkowych, wykorzystując w tym celu wektorowy rachunek operatorowy J B. Całkę z objętościowej siły policzono uwzględniając element 8 węzłowy Cotesa oraz dyskretyzację promieniową co 30 stopni. Dla każdego z 48-u dysku uzyskano zatem 36 wartości sił (12 promieniowych punktów obliczeniowych dla wszystkich trzech składowych 82

83 Składowa z-owa siły F N SIŁA PROMIENIOWA, N XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 sił Fx, Fy, Fz). Następnie stosując wektorowe złożenie składowych sił uzyskano przebiegi charakterystyk w funkcji położenia dysku wzdłuż rdzenia Przebiegi te przedstawiono na rys.2 i rys 3. Rys.1.Trójwymiarowa struktura dławika bocznikowego płaszczowego CHARAKTERYSTYKI SIŁ W FUNKCJI POŁOŻENIA (NUMERU) DYSKU UZWOJENIA Różna liczba szczelin międzyplasterkowych 3 szczeliny szczelin 7 szczelin 3sch4pl 3sch6pl 3sch8pl 3sch10pl szczelin NUMER DYSKU Rys. 2. Charakterystyki składowej promieniowej siły w funkcji liczby szczelin międzyplasterkowych:- 3 szczelin; - 5 szczelin; - 7 szczelin; - 9 szczelin PRZEBIEGI SKŁADOWEJ Z-OWEJ (OSIOWEJ) SIŁY W FUNKCJI NUMERU DYSKU UZWOJENIA sch4pl 3sch6pl 3sch8pl 3sch10pl Numer N dysku uzwojenia Rys. 3. Charakterystyki składowej osiowej siły w funkcji liczby szczelin międzyplasterkowych:- 3 szczelin; - 5 szczelin; - 7 szczelin; - 9 szczelin 83

84 Na rysunku 3 przedstawiono charakterystykę składowej osiowej siły działającej na uzwojenie dławika w funkcji liczby szczelin międzyplasterkowych. Zmniejszenie liczby szczelin z 10 do 3 powoduje zwiększenie składowej osiowej siły nawet o 400%. Tak silny wpływ podziału środkowej kolumny musi być uwzględniony przy projektowaniu dławików. Podsumowanie 1. Metoda obliczania przez budowę modeli MES daje możliwość dokładnych obliczeń na potrzeby projektowe i może być wykorzystana zwłaszcza przy analizie nowych konstrukcji rozwiązań. 2. Zmniejszenie liczby szczelin silnie wpływa na zwiększenie zarówno składowej promieniowej jak i osiowej siły działającej na poszczególne dyski uzwojenia. Wpływ podziału środkowej kolumny musi być uwzględniony przy projektowaniu dławików. 3. Numeryczna analiza polowa przeprowadzona w pakiecie MES wymagała opracowania złożonego modelu numerycznego, do którego wprowadzono przyjęte założenia i uproszczenia. Literatura [1] Paweł Drzymała, Henryk Welfle: Three-dimensional field analysis and forces acting on the High Power Transformer Windings. Electrical Review R.86 nr 12 s , [2] Drzymala Pawel; Welfle Henryk: Numerical methods in modeling of large power transformer windings Electrical Review 2011, Vol.: 87 Issue: 2 Pages: [3] Drzymała Paweł, Welfle Henryk: Field methods for calculating the magnetic screen of large power transformers. Electrical Review, ISSN , R. 88 NR 4a/2012, s [4] Drzymała Paweł, Welfle Henryk: Analysis of electromagnetic phenomena and losses in the power transformer clamping-rods: Electrical Review, ISSN , R. 88 NR 4a/2012, s APROKSYMACJA PĘTLI HISTEREZY ZA POMOCĄ METOD INTELIGENCJI OBLICZENIOWEJ Grzegorz Dudek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Nieliniowość i niejednoznaczność charakterystyki magnesowania materiałów magnetycznych B = f(h) oraz zależność tej charakterystyki od historii magnesowania wyraża się w jej charakterystycznym kształcie pętli histerezy. Kształt ten zależy od składu chemicznego materiału, sposobu jego obróbki, wymiarów, struktury oraz parametrów obwodu elektrycznego (częstotliwość, kształt prądu magnesowania) i temperatury. Opracowano wiele alternatywnych modeli pętli histerezy magnetycznej, wśród których największe praktyczne zastosowanie zyskały modele [1]: Preisacha, Stonera i Wohlfartha, Chuy i Stromsmoe a oraz Jilesa i Athertona. W niniejszym artykule proponuje się metody inteligencji obliczeniowej do aproksymacji pętli histerezy. Metody te abstrahują od podstaw teoretycznych zjawiska magnesowania. Pętla histerezy widziana jest tu jedynie jako krzywa o specyficznym kształcie, wyrażająca pewne 84

85 zjawiska magnetyczne. Do aproksymacji pętli histerezy użyto sieci neuronowych: wielowarstwowego perceptronu i sieci o radialnych funkcjach bazowych oraz sieci neuronowo-rozmytej. Wielowarstwowy perceptron (WP) [2] jest siecią neuronów realizujących pewną funkcję transferu, najczęściej sigmoidalną lub liniową, działającą na iloczynie skalarnym wektora wejściowego i wektora wag synaptycznych. Neurony zorganizowane są w warstwy. Wejściem sieci jest sygnał wymuszenia (tutaj natężenie pola magnetycznego H), a wyjściem sygnał odpowiedzi (tutaj indukcja magnetyczna B). Udowodniono, że sieć złożona z dwóch warstw neuronów warstwy ukrytej, z sigmoidalnymi funkcjami transferu i warstwy wyjściowej, z liniową funkcją transferu jest uniwersalnym aproksymatorem. Jeśli liczba neuronów jest dostateczna, sieć taka może aproksymować dowolną funkcję z dowolnie małym błędem. Funkcja docelowa (opadające lub wznoszące się zbocze pętli histerezy) powstaje poprzez złożenie funkcji realizowanych przez poszczególne neurony ukryte. Warto zauważyć, że funkcja sigmoidalna przypomina kształtem zbocza pętli histerezy, co ułatwia aproksymację. Parametry wewnętrzne sieci (wagi) dobierane są w procesie uczenia, tak aby zminimalizować błąd aproksymacji (MSE). Sieć o radialnych funkcjach bazowych (RFB) [2] składa się z warstwy ukrytej neuronów z funkcjami radialnymi (np. typu gaussowskiego), które nieliniowo przekształcają sygnał wejściowy oraz warstwy wyjściowej realizującej kombinację liniową odpowiedzi warstwy ukrytej. Parametrami sieci są: środki i szerokości funkcji radialnych oraz współczynniki wyjściowej funkcji liniowej. Funkcja docelowa składana jest tutaj z funkcji radialnych. Parametry sieci dobierane są w procesie uczenia, który przebiega tu dwuetapowo. W pierwszym etapie estymuje się środki i szerokości funkcji radialnych. Do tego celu zastosowano strategię ewolucyjną SE(/+) [3]. W etapie drugim stosując operacje macierzowe wyznacza się współczynniki wyjściowej funkcji liniowej, tak aby błąd aproksymacji dla oszacowanych w pierwszym etapie parametrów funkcji radialnych był minimalny. Średni błąd aproksymacji wykorzystuje się do oceny rozwiązań generowanych przez strategię ewolucyjną. Podobnie jak WP sieć RFB jest uniwersalnym aproksymatorem. Sieć neuronowo-rozmyta (model ANFIS Adaptive-Network-Based Fuzzy Inference System [4]) łączy w sobie czytelność reguł rozmytych i adaptacyjność samouczących się sieci neuronowych. W częściach przestankowych reguł rozmytych postaci jeśli-to wyznacza się stopnie przynależności zmiennej wejściowej (H) do predefiniowanych zbiorów rozmytych (fuzyfikacja). Stopnie te interpretowane są jako siły odpalenia reguł. Konkluzje reguł wyrażają liniową funkcję zmiennej wejściowej (system Takagi-Sugeno-Kanga pierwszego rzędu). Odpowiedź regułowego rozmytego systemu wnioskującego wyznacza się sumując funkcje liniowe konkluzji z wagami zależnymi od stopni odpalenia reguł, co w wyniku daje gładką interpolację liniowych modeli lokalnych, obowiązujących w obszarach zdefiniowanych przez funkcje przynależności występujące w przesłankach. Parametrami modelu są parametry funkcji przynależności oraz współczynniki funkcji liniowych. Większa liczba reguł, które pełnią funkcje neuronów ukrytych, pozwala na aproksymację bardziej złożonych zależności. Na rys. 1 pokazano aproksymację pętli histerezy materiału wielowarstwowego (pseudozaworu spinowego) [5], która jest wypadkową pętli pochodzącej od twardej magnetycznie warstwy Co i miękkiej warstwy NiFe. W każdej sieci użyto sześciu neuronów ukrytych. Sieci WP i ANFIS osiągały zbliżoną dokładność dopasowania (MSE ). Sieć RFB wykazywała nieznacznie gorszą dokładność (MSE 1,210-5 ). Sieci neuronowe i neuronowo-rozmyte stanowią uniwersalne narzędzia do aproksymacji złożonych funkcji. W pełnej wersji pracy analizuje się działanie sieci w przypadku różnych 85

86 B XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 kształtów pętli histerezy oraz sposób konstrukcji krzywej histerezy poprzez składanie funkcji bazowych, które w opisanych powyżej sieciach mają różne kształty pomiar WP H Rys. 1. Aproksymacja pętli histerezy materiału wielowarstwowego (zmienne przeskalowano na przedział [-1, 1]) RFB ANFIS Literatura [1] Chwastek K.: Parametryczne badanie fenomenologicznego modelu histerezy magnetycznej. Prace Instytutu Elektrotechniki, zeszyt 252, str , [2] Osowski S.: Sieci neuronowe w ujeciu algorytmicznym. WNT, Warszawa [3] Beyer H.G., Schwefel H.P.: Evolution Strategies - A Comprehensive Introduction. Natural Computation, Vol. 1, No. 1. pp. 3-52, [4] Jang J.-S.R.: ANFIS: Adaptive-Network-Based Fuzzy Inference Systems. IEEE Transactions on Systems, Man, and Cybernetics, 23 (1993), n.3, pp , [5] O PEWNYCH PROBLEMACH WERYFIKACJI I WALIDACJI WYNIKÓW NUMERYCZNEGO MODELOWANIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO Andrzej Dukata, Marek Kuchta, Marek Szulim, Roman Kubacki Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki Spotykane w literaturze naukowej pojęcia weryfikacja i walidacja wydają się intuicyjnie zrozumiałe. W praktyce są one źródłem nieporozumień. Weryfikacja jest procesem sprawdzania poprawności rozwiązania równań, walidacja natomiast określa czy równania matematyczne są odpowiednie do opisywanych zjawisk fizycznych. 86

87 U podstaw opisu zjawisk elektromagnetycznych (EM) leżą równania Maxwella. Ich poprawność znajduje potwierdzenie eksperymentalne od zjawisk zachodzących na poziomie molekularnym do przestrzeni międzygalaktycznych oraz od zjawisk statycznych do dynamicznych w pełnym zakresie częstotliwości. Można je więc traktować jako bazę do walidacji problemów elektromagnetycznych. W pracy [1] opisano dwuwymiarowy (2D) model numeryczny rozkładu pola EM w budynku utworzony za pomocą programu opartego o metodę elementów skończonych (FEM ang. finite element method) Utworzenie efektywnego programu numerycznego wykorzystującego FEM jest procesem narażonym na błędy różnego typu. Poprawność zaimplementowanych metod numerycznych przeprowadzono porównując rezultaty z kolejnych wersji oprogramowania z wynikami uzyskanymi analitycznie oraz z wynikami uzyskanymi za pomocą innego oprogramowania FEM. Pierwszy sposób opiera się na porównaniu wyników działania programu z wynikami uzyskanymi z rozwiązania równań Maxwella dla ośrodka warstwowego. Przedstawiono teorię dla takiego ośrodka oraz wyniki obliczeń numerycznych dla jednej oraz dwóch ścian (odpowiada to trzem oraz pięciu warstwom). Przykładowo, dla częstotliwości f = 350 MHz i ściany o grubości 0,2 m o względnej zespolonej przenikalności dielektrycznej r 5 2j moduł współczynnika transmisji pola elektrycznego ma maksimum dla kąta padania 0 i jest równy T 0, 46exp( j1,834). Moduł współczynnika odbicia pola elektrycznego osiąga wtedy minimum i jest równy R 0,32exp( j3,054). Wykres modułów tych współczynników od kąta padania (w mierze łukowej) przedstawia rys. 1. Obliczenia wykonane za pomocą programu MathCad są zgodne z danymi uzyskanymi z programu FEM z dokładnością do 0,1. Rys. 1. Wykres modułu współczynnika transmisji T (po lewej) oraz odbicia R (po prawej) pola elektrycznego dla ściany (opis w tekście) Drugi sposób porównuje wyniki uzyskiwane za pomocą tworzonej aplikacji FEM z wynikami uzyskiwanymi za pomocą programu typu public domain, FreeFem++ ver Rozpatrywany przez nas problem testowy to równanie różniczkowe 2D typu eliptycznego w ograniczonym prostokątnym obszarze o wymiarach 5 m x 3 m ( ) f w (1) z warunkiem Dirichleta (przyjęto 10 ) na lewym boku i warunkami Neumanna na pozostałych bokach prostokąta. Przyjmując oznaczenia jak w [1], odpowiednie funkcje są 2 równe 1,, f 0, q 0, g 0, px ( 0) 10. k 0 87

88 Program FreeFem++ w obecnej wersji generuje jedynie siatkę trójkątną w oparciu o zadaną gęstość podziału segmentów brzegowych. Na potrzeby tworzonej aplikacja FEM testowano zarówno siatki trójkątne jak i czworokątne. Dobrą zgodność z FreeFem++ uzyskano dla siatki kwadratowej o boku 0,05 m. Wyniki przedstawiono na rys. 2, gdzie dla lepszego porównania wyników sporządzono wykres pola dla przekroju y = 1,5 m. Porównanie rezultatów z uzyskanymi za pomocą FreeFem++ (rys. 3) pokazuje dobrą zgodność zarówno dla kształtu pola, wartości maksymalnych (19,30 aplikacja, FreeFem++) jak i minimalnych ( 19,33 aplikacja, FreeFem++). Rys. 2. Plan warstwicowy uzyskany za pomocą tworzonej aplikacji (wartości rzeczywiste pola) oraz postać rozwiązania dla przekroju y = 1,5 m Literatura Rys. 3. Plan warstwicowy uzyskany za pomocą FreeFem++ (wartości rzeczywiste pola) [1] M. Kuchta, A. Dukata, M. Szulim, R. Kubacki, Model numeryczny rozkładu pola elektromagnetycznego w budynku wywołanego zlokalizowanym źródłem harmonicznym, niniejsza konferencja Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szolnictwa Wyższego (Grant no. 0R ) 88

89 DETEKCJA WYJĄTKÓW SYGNAŁÓW BIOMEDYCZNYCH W SYSTEMACH FUZJI INFORMACJI Agnieszka Duraj 1, Andrzej Krawczyk 2 1 Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki, 2 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Każdy proces poznawczy związany z przetwarzaniem informacji jest (wrodzoną) zdolnością organizmów żywych osiągniętą w bardzo naturalny sposób. Używanie wszystkich zmysłów (wzroku, słuchu, smaku, dotyku) jednocześnie umożliwia nie tylko przetwarzanie danych, które analizuje mózg, ale także daje możliwość efektywniejszego wnioskowania i podejmowania określonej decyzji. W tradycyjnych systemach wspomagania decyzji, czy też systemach ekspertowych, owa decyzja podejmowana jest na podstawie jednego typu informacji, najczęściej zgromadzonej przez eksperta w jednej bazie wiedzy. Silne rozproszenie danych powoduje pragnienie wykorzystania informacji z wielu różnych źródeł i dopiero wówczas wyznaczania określonej (globalnej) decyzji. Proces równoczesnego wykorzystania danych informacji pochodzących z wielu źródeł jest znany (określany) w literaturze jako pojęcie fuzji danych (ang. Data fusion), fuzji informacji (ang. Information fusion). Początkowo fuzja danych wykorzystywana była w zastosowaniach militarnych (np. sterowaniu pojazdami bezzałogowymi, automatycznym określaniu tożsamości, automatycznym rozpoznawaniu celów). Obecnie jest coraz częściej stosowana w rozwiązaniach technicznych, medycznych i ekonomicznych. Definicje wyjątków oraz wybrane metody ich wykrywania autorzy podali w [1,2]. W pracach tych wykazano również, iż zjawisko detekcji szczególnych cech obiektu wyjątków, jako problem badawczy, dotyczy wielu dziedzin życia (np. finansów i bankowości, medycyny i biomedycyny, ubezpieczeń, przemysłu telekomunikacyjnego, różnych działów gospodarki (marketingu i produkcji), itp.) i obejmuje szerokie spektrum technik. EKG EMG Detektor wyjątków Detektor wyjątków GLOBALNY DETEKTOR WYJĄTKÓW DECYZJA Detektor wyjątków FUZJA WYJĄTKÓW GRC Detektor wyjątków Rys. 1. Proponowany algorytm detekcji wyjątków w systemie fuzji danych 89

90 Opracowane metody detekcji sygnałów biologicznych umożliwiają rejestrację tylko jednego rodzaju danych medycznych (np. EMG (ElectroMyoGraphy) elektromiografia; ECG (ElectroCardioGraphy) elektrokardiografa; EOG (ElectroOculoGraphy) elektrookulografia; SC/GSR (Skin Conductance Galvanic Skin Response) przewodnictwo elektryczne skóry; BVP (Blood Volume Pulse) pomiar przepływu krwi; SCP (Slow cortical potentials) wolne potencjały korowe; itd.). Według autorów niniejszego opracowania, brak jest prowadzonych prac badawczych w zarysowanym powyżej problemie wykrywania wyjątków w systemach biomedycznych w przypadku zastosowania fuzji danych. Jak się wydaje, ma to ogromne znaczenie choćby w sytuacjach wspomagania procesu decyzyjnego np. w jednostkach zarządzania kryzysowego, w monitoringu imprez masowy itd.. Dalsze badania na tym polu naukowym umożliwią opracowanie algorytmów mających na celu indywidualizację monitorowania czynności życiowych oraz określenie wzorców reakcji na określone zdarzenia w wybranych grupach. Literatura [1] Duraj A., Krawczyk A., Finding outliers for large medical datasets, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN , R. 86 NR 12/2010, pp [2] Duraj A., Krawczyk A., Dobór miar odległości w hierarchicznych aglomeracyjnych metodach wykrywania wyjątków, PRZEGLĄD ELEKTROTECHNICZNY (Electrical Review) Vol. 2011, Nr. 12b, ISSN , R. 87, str BADANIE PERFUZJI PŁUC METODĄ TOMOGRAFII IMPEDANCYJNEJ Stefan F. Filipowicz 1, Konrad Nita 2 Warsaw University of Technology 1 Institute of the Theory of Electrical Engineering 2 Electrotechnical Institute Tomografia impedancyjna (TI) w badaniach medycznych jest miarą zmian przewodnictwa w organizmie realizowaną przez pomiary napięcia na elektrodach umieszczonych na powierzchni ciała. Napięcia na elektrodach powstają przez pobudzenie ciała w odpowiednich miejscach małymi bezpiecznymi prądami elektrycznymi. Jednym z najbardziej obiecujących zastosowań tomografii jest relacja zdarzeń fizjologicznych w klatce piersiowej. Klatka piersiowa składa się z kilku organów, w których podczas normalnego funkcjonowania zachodzą duże zmiany w przewodności.. TI jest w stanie, w sposób nieinwazyjny badać zmiany impedancji wnętrza klatki piersiowej dając ciągły obraz dystrybucji wentylacji. Aby rozwiązać problem jednoznaczności badań medycznych tomografią impedancyjną, w 2007 roku na konferencji ICEBI w Grazu wypracowano konsens, który ustala opinie matematyków, ekspertów technicznych, fizjologicznych i społeczności medycznych. Jego efektem było opracowanie standardu rekonstrukcji 2D płuc metodami liniowego algorytmu GREIT (Graz consensus Reconstruction algorithm for EIT) [2]. Uzgodniony, ramowy algorytm rekonstrukcji składa się z systematycznego podejścia do rozwiązania zagadnienia z uwzględnieniem: 90

91 szczegółowych modeli elementów skończonych klatki piersiowej dorosłego reprezentanta i noworodka oraz ogólnego modelu cylindrycznego, porozumienia w sprawie algorytmów odpowiedzialnych za rekonstrukcję obrazu w TI. Określono podstawowe dane tomografów stosowanych w badaniach medycznych: pojedynczy pierścień elektrod pomiarowych w konfiguracjach sąsiednich pobudzanych impulsem prądu, liniowe rekonstrukcje obrazu 2D zmian przewodnictwa w czasie rzeczywistym w oparciu o model 3D z projekcją do przodu, konstrukcje jednolitej tablicy pikseli, dla pojedynczego pierścienia 8, 12 lub 16 elektrod, dla klatki piersiowej oraz zbiornika cylindrycznego. Opracowano modele klatki piersiowej z siatką elementów skończonych dla czterech różnych geometrii: dorosłych mężczyzn i kobiet, noworodków i profilu cylindrycznego, które utworzono z fotografii radiologicznych przekrojów ludzkiego ciała [1]. Siatki elementów skończonych wygenerowano algorytmem, np. NETGEN lub podobnym (rys.1a). Obecnie stosowane są różne konfiguracje usytuowania elektrod jednak najlepiej elektrody umieszczać na określonej wysokości klatki piersiowej prostopadle do długiej osi pacjenta. Najczęściej, elektrodę 1-szą wyprowadza się od mostka, a kolejne elektrody rozmieszczane są w lewo w równych odstępach wokół klatki piersiowej. Na rys. 1b przedstawiono najczęściej stosowany sposób pobudzania elektrod, którym jest sekwencyjne pobudzanie elektrod sąsiednich. W trakcie pobudzenia mierzone są napięcia międzyelektrodowe na pozostałych elektrodach. a) b) Rys. 1. a) prosty model cylindryczny 3D klatki piersiowej, b) najczęstszy sposób pobudzenia i pomiarów zespołu elektrod W projektach tomograficznych zazwyczaj wykorzystuje się standardowe elektrody EKG Ag/AgCl. W przypadku projektów z własnymi elektrodami, powszechne stosowanie jest większych elektrod, w celu zmniejszenia zmienności impedancji kontaktu W pracy przedstawiono badania napowietrzania płuc metodą tomografii impedancyjnej, dokonano wizualizacji badań rozwiązując zagadnienie odwrotne. Dokonano analizy użytych algorytmów pod kątem precyzji i rozdzielczości Literatura [1] Ackerman M.J.: The Visible Human Project, Proc. IEEE 86, 1998, pp [2] Adler A., Arnold J.H., Bayford R., Borsic A.,Brown B., Dixon P., Faes T.J.C., Frerichs I., Gagnon H., Garber Y., Grychtol B., Hahn G., Lionheart W.R.B., Malik A., Patterson R.P, Stocks J., Tizzard A., Weiler 91

92 N., Wolf G.K..: GREIT: a unified approach to 2D linear EIT reconstruction of lung images. Physiol. Meas. 30 (2009) s35-55 [3] Filipowicz.S.F.: Nowe metody i algorytmy tomografii procesowej, Bell Studio, Warszawa [4] [5] Schobert J.: NETGEN: an advancing front 2D/3D-mesh generator based on abstract rules, Comput. Vis. Sci.1, 1997, pp [6] Sikora R., Giza Z., Filipowicz S.F., Sikora J.: The Bell Function Approximation of Material Coefficients Distribution in the Electrical Impedance Tomography. IEEE Trans. on Magnetic, vol. 36, no. 4, July 2000, pp [7] Tizzard A., Horesh L., Yerworth R.J., Holder D.S., Bayford R.H.: Generating accurate finite element meshes for the forward model of the human heat in EIT, Physiol. Meas. 27, 2005, pp [8] Yang W.Q., Peng L.: Image reconstruction algorithms for electrical capacitance tomography, Meas. Sci. Technol. 14 (2003). [9] Yorkey T.J., Webster J.G., Tompkins W.J.: Comparing reconstruction algorithms for electrical impedance tomography, IEEE Trans. Biomed. Eng. 34, 1987, pp [10] Zhang J., Patterson R.P.: EIT images of ventilation: what contributes to the resistivity changes? Physiol. Meas. 26, 2005, pp WPŁYW ZAKŁÓCEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PRACĘ URZĄDZEŃ ELEKTRYCZNYCH FUNKCJONUJĄCYCH W WARUNKACH POŻARU NA PRZYKŁADZIE 3F SILNIKA INDUKCYJNEGO Janusz Flasza 1, Adrian Barasiński 2 1 Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny, 2 Centralna Szkoła Państwowa Straży Pożarnej w Częstochowie, Powstanie pożaru w budynku powoduje powstanie wysokich temperatur. Sprawia to, że urządzenia elektryczne funkcjonujące w warunkach pożaru poddawane są swoistego rodzaju testom wytrzymałościowym. Na ich poprawność działania wpływa wiele czynników takich jak: wahania częstotliwości, impulsy napięciowe i przepięcia, spadki napięć, zaniki zasilania, czy zmiana rezystancji kabli zasilających. Jakość dostarczanej energii elektrycznej do silników klap dymowych, wind pożarowych czy też pomp wodnych ma duży wpływ na poprawność działania tych urządzeń, a tym samym na sprawność przeprowadzania ewakuacji. Przeprowadzone badania mają na celu skonfrontowanie wpływu zakłóceń elektromagnetycznych wynikających z jakości dostarczonej energii elektrycznej na moment silnika 3 fazowego prądu przemiennego dla wybranych warunków obciążenia. Badania zostaną przeprowadzone w laboratorium Centralnej Szkoły Państwowej Straży Pożarnej w Częstochowie. Pomiary będą miały na celu sprawdzenie odpowiedniej dyrektywy nowego podejścia 89/336/ECC, która wraz z dyrektywami 92/31/ECC, 93/68/ECC oraz 98/13/EC, wpływa na wszystkie sektory przemysłowe związane z produkcją i użytkowaniem urządzeń elektrycznych i elektronicznych. W szczególności dotyczy to urządzeń domowych i przemysłowych, przetwarzania danych, technologii informatycznych oraz urządzeń telekomunikacyjnych. 92

93 TEMPERATURE DISTRIBUTIONS FROM INTERSTITIAL MICROWAVE HYPERTHERMIA AT DIFFERENT FREQUENCIES Piotr Gas AGH University of Science and Technology Department of Electrical and Power Engineering, Krakow Interstitial microwave hyperthermia is a kind of thermal therapy which uses high frequency needle electrodes, microwave antennas, ultrasound transducers, laser fibre optic conductors, or ferromagnetic rods, seeds or fluids to treat pathological cells located deep within the human body [1, 4]. Mentioned elements are directly implanted into disease tissues and therefore the pathological tissues can be easily heat to a therapeutic temperature of o C and the surrounding normal tissues are minimally affected at the same time [5]. Invasiveness of this method makes it seems to be potentially the most effective one and successfully used to cure brain, liver, breast, kidney, bone and lung tumors [7]. In interstitial hyperthermia small microwave antennas with frequencies MHz are often used [3, 8] as presented in this paper. Heat produced by microwaves can be applied to induce thermonecrosis in tumors and cancerous tissues at the distance of 1 to 2 cm around the heat source. It is worth noting that this technique is suitable for tumors less than 5 cm in diameter [1]. Moreover, microwave hyperthermia is frequently used in conjunction with other cancer therapies, such as radiation therapy or chemotherapy [5]. Schematic representation of the coaxial antenna positioned in the human tissue, including its elements and the air slot, is shown in Fig. 1. symmetry axis catheter dielectric central conductor outer conductor tissue d air slot computational domain Fig. 1 Model of the coaxial antenna located in the human tissue Due to the axial symmetry of the model the cylindrical coordinates r, z, ϕ are used and therefore the wave equation takes the following scalar form 93

94 z [m] Temperature T [ o C] XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz r j H 0μ0r H 0 (1) 0 where H ϕ is a ϕ-component of the magnetic field strength, ε and μ are the permittivity and permeability of the medium and σ is its electrical conductivity. x10-3 H [A/m] T(r) for different frequencies MHz MHz MHz MHz r [m] 0.25 Fig. 2. Distributions 0 5 of equipotential lines of x10 the modulus of the magnetic field strength (left) and temperature for different frequencies along path at the height of the air slot (right) r [m] The above equation is coupled to the bioheat equation given by Pennes [6] 20 kt C ( T T) Q Q (2) b b b b ext met where T is the body temperature (K), k the tissue thermal conductivity (W m -1 K -1 ), ρ b the 15 blood density (kg m -3 ), C b the blood specific heat (J kg -1 K -1 ), T b the blood vessel temperature (K), ω b the blood perfusion rate (s -1 ), Q met the metabolic heat generation rate (W m -3 ), and Q ext = 0.5 σ E 2 the external heat produced by the microwave antenna (W m -3 ). Equations (1) 10 and (2) with the appropriate boundary conditions and tissue properties [2] were solved using the finite element method. The simulation results are presented in Fig. 2. References 5 [1] Baronzio G.F., Hager E.D., Hyperthermia in Cancer Treatment: A Primer, Landes Bioscience and Springer Science + Business Media, New York, [2] Gabriel C., 0 Compilation of the Dielectric Properties of Body Tissues at RF and Microwave Frequencies, Report N.AL/OE-TR , Occupational and Environmental Health Directorate, Radiofrequency Radiation Division, Brooks Air Force Base, Texas (USA), [3] Habash R.W.Y., Bansal R., Krewski D., Alhafid H.T., Thermal Therapy, Part 2: Hyperthermia Techniques, Critical Reviews in Biomedical Engineering, vol. 34, no. 6, 2006, p [4] Hiraoka, M., Mitsumori, M., Hiroi, N., Ohno, S., Tanaka, Y., Kotsuka, Y., and Sugimachi, K., Development of RF and microwave heating equipment and clinical applications to cancer treatment in Japan, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 48, 1789, [5] McPhee S.J., Papadakis M.A., Rabow M.W., Current Medical Diagnosis and Treatment 2012, McGraw- Hill, [6] Pennes H.H., Analysis of Tissue and Arterial Blood Temperatures in the Resting Human Forearm, Journal of Applied Physiology, vol. 1, no. 2, 1948, p

95 [7] Pisa, S., Cavagnaro, M., Piuzzi, E., Bernardi, P., and Lin, J.C., Power density and temperature distributions produced by interstitial arrays of sleeved-slot antennas for hyperthermic cancer therapy, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 5, 2418, [8] Saito K., Taniguchi T., Yoshimura H., Ito K., Estimation of SAR Distribution of a Tip-Split Array Applicator for Microwave Coagulation Therapy Using the Finite Element Method, IEICE Transaction on Electronics, vol.e84-c, no.7, 2001, p PRAKTYCZNA OCENA WPŁYWU KSZTAŁTU SZCZELINY POWIETRZNEJ W FERRYTOWYM RDZENIU DZIELONYM CEWKI INDUKCYJNEJ DLA CZĘSTOTLIWOŚCI GRANICZNYCH RDZENIA Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wstęp Ferrytami nazywa się materiały wykonane ze związków tlenków żelaza z dodatkiem cynku, kobaltu, niklu oraz pierwiastków ziem rzadkich. Posiadają one bardzo dużą rezystancję (praktycznie nie przewodzą prądów elektrycznych), a sama ich struktura przy zastosowaniach wysokoczęstotliwościowych gwarantuje małe prądy wirowe a tym samym niewielkie straty elektryczne. Górny zakres częstotliwości pracy stosowanych rdzeni ferrytowych zawiera się w granicach od kilku kiloherców do ponad gigaherca. Własności elektryczne większości ferrytów kwalifikują je do grupy półprzewodników. [1]. Straty energetyczne w ferrycie W zespolonym równaniu Maxwella opisującym pole elektromagnetyczne w ferrycie, wielkości przenikalności elektrycznej i przenikalności magnetycznej są zespolone i mają postać: ' '' ' '' ' ' '' j j, j ' j (1) 0 r 0 r s 0 r 0 r ' gdzie: indeksem zero oznaczono bezwzględne przenikalności: magnetyczną i elektryczną próżni. ' '' ' '' Wielkości przenikalności magnetycznej r i r oraz przenikalności elektrycznej r i r otrzymuje się z pomiarów [3]. Można wykazać, ze postać całkową równania Poyntinga można przedstawić: - S P j [ W W ] (2) V V d 2 m e S wyraża moc zespoloną w obszarze ferrytu o objętości V: S 1 * V ) ( E H ds (3) 2 S 95

96 gdzie: E - jest zespolonym natężeniem pola elektrycznego, H - jest zespolonym natężeniem pola elektrycznego, S- jest powierzchnią boczną obszaru V. P określa średnią moc czynną traconą w materiale P d d 1 2 V 2 '' 2 '' 2 1 '' 2 1 '' 2 [ E H E ] dv ( ) E dv H dv (4) 2 2 gdzie: ω jest pulsacją źródła, γ konduktywnością ferrytu. W m jest uśrednioną w czasie gęstością energii pola magnetycznego, W e to uśredniona w czasie gęstość energii pola elektrycznego, Wm 1 ' 2 H dv, W ' E 2 dv e 4 1 (5) 4 V Powyżej podane równania ogólne są podstawą wykonania obliczeń wartości wielkości elektrycznych i magnetycznych obwodu elektrycznego. Warunki pomiaru i układ pomiarowy Magnetowód, na który została umieszczona cewka, złożono z dwóch jednakowych rdzeni typu U o kołowym przekroju kolumn [2] (nr katalogowy 4-1/79 SWW ), wykonanych z ferrytu miękkiego F-806. Rdzeń U59/F-806 posiada wymiary (rys. 1): C=59 [mm], b=50,5 [mm], a=26 [mm], H=36 [mm], h=21,9 [mm], d 1 =d 2 =17 [mm], e min =4,3 [mm]. Komplet dwóch rdzeni, składających się na magnetowód, posiada następujące parametry: stała rdzenia C 1 =0,907 [1/mm], równoważna długość drogi magnetycznej l e =189 [mm], równoważne pole przekroju rdzenia, A e =208 [mm 2 ], objętość V e = [mm 3 ]. Parametry ferrytu F-806 zostały podane w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 35, 40-42, 44, wyżej wymienionego katalogu. W pionowych kolumnach o przekroju kołowym wykonano wyżłobienia umożliwiające montaż i docisk dwóch jednakowych rdzeni za pomocą typowego układu montażowodociskowego ze standardowego transformatora AT-110 produkcji Biazet Białystok. Na jednej z kolumn, dzielonej w połowie wysokości umieszczono standardowe uzwojenia cewki tego transformatora. Taka konstrukcja pozwoliła na wykonanie pomiarów w magnetowodzie bez szczeliny powietrznej (rys. 2a), w magnetowodzie z dwoma szczelinami powietrznymi umieszczonymi w płaszczyznach złożenia rdzenia (przekładki papierowe rys 2 b) oraz z jednostronnymi szczelinami powietrznymi: o ściętej ukośnie powierzchni (rys. 2 c) oraz w postaci schodka jednostopniowego (rys. 2 d). Na rysunku 3 pokazano schemat pomiarowy. j0 j Na schemacie tym V A VA e ; V B VB e, impedancja zespolona cewki z rdzeniem ferrytowym określona jest na podstawie pomiarów z Prawa Oma V A V B V B j V A V B Zx Zx e R. Pomiarów dokonano utrzymując stałe napięcie Z X R V B zasilania generatora wynoszące 4[V pp ], zmieniając częstotliwości w zakresie od 30[kHz] do 500[kHz]. V V V G fazomier z A B VA Z x VB R Rys.1. Rdzeń ferrytowy U59/F-806 [2] Rys.2. Kształt szczelin powietrznych 96 Rys. 3. Schemat układu pomiarowego. G generator, R= 1000[Ω]

97 Impedancja Z w omach Impedancja Z w omach Kąt fazowy impedancji Z Kąt fazowy impedancji Z XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 Wyniki pomiarów w postaci modułu Z x ( Z x ) i kąta fazowego φ przedstawiono na rysunku 4. bez szcz. ścięta schodek 2x0,5mm bez szcz. bez szczel ścięta schodek bez szczel 2x0,5mm f[khz] f[khz] f[khz] f[khz] Rys. 4. Przebieg wartości impedancji Z x i jej kąta fazowego φ w funkcji częstotliwości. Wnioski Przeprowadzone pomiary potwierdziły skomplikowany mechanizm zmian zachodzących w materiale ferrytowym rdzenia przy pracy przy jego częstotliwości granicznej. Rzeczywisty układ zmierza do rezonansu równoległego, którego wystąpienie określa górny zakres pracy. Po przekroczeniu częstotliwości tego rezonansu wartość impedancji sukcesywnie maleje. Zastosowanie rdzenia ze szczeliną (rys. 2 d) podwyższa częstotliwość graniczną rezonansu, natomiast zastosowanie szczeliny z rys. 2 c nieznacznie zmienia wyniki pomiarów bez szczeliny. Zastosowanie rdzenia z rys. 2 d powoduje znacznie lepsze tłumienie wyższych harmonicznych niż użycie rdzeni z rys. 2 a i 2 c. Literatura [1] Gąsiorek S., Wadas R.; Ferryty zarys właściwości i technologii. wydanie 1, Wydawnictwa Komunikacji i Łączności, Warszawa 1987, stron 299. [2] Materiały i rdzenie ferrytowe. Ferryty magnetycznie miękkie Ferroxyd (katalog), Wydanie III zmienione i uzupełnione. Wydawnictwa Przemysłu Maszynowego WEMA, Warszawa [3] Skutt G. R; High-Frequency Dimensional Effects in Ferrite-Core Magnetic Devices, Doctor of Philosophy in Electrical Engineering Dissertation, Virginia Polytechnic Institute and State University, Blacksburg, Virginia October 4, 1996, pages

98 WPŁYW ZMIAN CZĘSTOTLIWOŚCI NA BEZSTYKOWY PRZEKAZ ENERGII ELEKTRYCZNEJ NA DRODZE INDUKCYJNEJ Z ZASTOSOWANIEM RDZENIA FERRYTOWEGO Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wstęp Bezstykowy przekaz energii zwany czasem bezprzewodowym zasilaniem, pozwala na przesyłanie energii elektrycznej z układu zasilającego do odbiornika bez połączenia galwanicznego. Takie rozwiązanie techniczne stosuje się wtedy gdy transmisja przewodowa jest niemożliwa lub nieopłacalna a przewodów łączących nie można założyć bo są niewygodne albo niebezpieczne [3]. Bezprzewodowy przesył energii tym różni się od bezprzewodowego przesyłu telekomunikacyjnego, że dla bezprzewodowego zasilania istotna jest efektywność (sprawność) przekazu energii a dla telekomunikacji ważna jest efektywność przekazu, Najczęstszą praktycznie wykorzystywaną formą bezprzewodowej transmisji energii jest przekaz za pomocą indukcji bezpośredniej oraz za pomocą układu cewek indukcyjnych pracujących w rezonansie. Inne metody bezprzewodowej transmisji energii to przekaz za pomocą promieniowania elektromagnetycznego w postaci mikrofal i światła laserowego. Zastosowanie bezstykowego przekazu energii Dla układu cewek powietrznych oraz cewek na rdzeniach ferrytowych do modelowania zjawiska wysokoczęstotliwościowego przekazu energii elektrycznej na drodze indukcyjnej do częstotliwości 200 [khz], dopuszczalne jest stosowanie schematu zastępczego takiego jak dla transformatora powietrznego [2]. Transformator powietrzny złożony z dwóch odseparowanych od siebie uzwojeń, wzajemnie sprzężonych na drodze indukcyjnej, w przypadku zastosowania do bezstykowego przekazu energii, dla częstotliwości pracy poniżej częstotliwości radiowych, wydaje się być elementem nie gwarantującym dużej sprawności. Dopiero zastosowanie rdzeni ferrytowych oraz doprowadzenie tak powstałego układu cewek do rezonansu całkowitego, znacznie polepsza tę sprawność. Należy również dodać, ze w transformatorze zbudowanym z cewek indukcyjnych z rdzeniami ferromagnetycznymi, na skutek oddziaływania rdzenia na obwód elektryczny, w uzwojeniach powstają dodatkowe rezystancje, pojemności i indukcyjności, co znacznie komplikuje obliczenia analityczne. Dlatego dla oszacowania tych zjawisk, najlepszym rozwiązaniem jest przeprowadzenie pomiarów laboratoryjnych praktycznie zbudowanych układów. Warunki pomiaru i otrzymane wyniki Do przygotowania stanowiska pomiarowego wykorzystano rdzeń antenowy RA 10x125/F-201 o przekroju kołowym [1] (nr katalogowy 61/79 SWW ), wykonany z ferrytu miękkiego F-201. Posiada on średnicę 10 mm i przed pocięciem na odcinki o długości 40 mm i wyszlifowaniem powierzchni przecięć, posiadał on długość 125 mm. Parametry ferrytu 98

99 Indukcyjność [mh] Współczynnik sprzężenia k Współczynnik sprzężenia k Współczynnik sprzężenia k XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 F-201 podane zostały w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 31, 33, 36, 39, 43, wyżej wymienionego katalogu. Transformator złożono z dwóch jednakowych rdzeni typu U [1] (nr katalogowy 4-1/79 SWW ), wykonanych z ferrytu miękkiego F-806. Zastosowany rdzeń U52/F-806 posiada długość całkowitą C=52 [mm] a pozostałe wymiary rdzenia umieszczono w katalogu. Parametry ferrytu F-806, z którego wykonano rdzenie zostały podane w postaci wartości i wykresów na stronach 30, 35, 40-42, 44, wyżej wymienionego katalogu. Każda z cewek miała z=200 zwojów nawiniętych drutem o średnicy 0,17 mm. Długość każdej cewki wynosiła 20 mm. Pomiarów dokonano mostkiem LCR typu MT4090 firmy MOTECH w zakresie częstotliwości od 100[Hz] do 200[kHz]. układ a układ b układ c układ a układ b układ c 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0, f[khz] 1 0,95 0,9 0,85 0,8 0,75 0,7 0,65 0,6 0,55 0, f[khz] Rys.1. Położenie wzajemne cewek współosiowych z rdzeniem i bez rdzenia ferrytowego Rys.2. Współczynnik sprzężenia k dla cewek z rys. 1 a, b, c, (bez rdzenia ferrytowego) Rys.3. Współczynnik sprzężenia k dla cewek z rys. 1 a, b, c, (z rdzeniem ferrytowym) Na rysunkach 2 i 3 przedstawiono przebieg współczynnika sprzężenia cewek k dla różnych przypadków wzajemnego położenia cewek pokazanych na rysunku 1, bez rdzenia ferrytowego oraz z rdzeniem ferrytowym. Na rysunku 5 i 6 pokazano wykresy indukcyjności własnych i indukcyjności wzajemnej oraz przebieg współczynnika sprzężenia cewek k dla transformatora z rdzeniem ferrytowym z rys. 4. Wartości na wykresach podane zostały w funkcji zmian częstotliwości. L1 L2 M f[khz) d=0,5mm d=2,5mm d=5mm 1 0,9 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0,2 0, f[khz] Rys. 4. Położenie wzajemne cewek transformatorze z dzielonym rdzeniem ferrytowym Wnioski Rys. 5. Indukcyjność własna i wzajemna uzwojeń transformatora ferrytowego przy szczelinie powietrznej d=5 mm Rys. 6. Współczynnik sprzężenia k uzwojeń transformatora dla różnych wartości szczeliny powietrznej d Dla cewek umieszczonych współosiowo (rys. 1) jedna na drugiej, obecność rdzenia ferrytowego wpływa znacząco na pracę cewek tylko wówczas, jeżeli jest on wsunięty całkowicie w cewki. Częściowe wsunięcie ferrytu nie poprawia zbytnio sprzężenia, nawet przy częstotliwościach powyżej 100 [khz]. Przy wysunięciu jednej cewki z drugiej gwałtownie maleje współczynnik sprzężenia. W przypadku braku szczeliny w transformatorze z rdzeniem ferrytowym (rys.4), cewki posiadają maksymalny współczynnik sprzężenia i minimalny zakres częstotliwości roboczych. Dla tego samego rdzenia ferrytowego, wraz ze wzrostem szczeliny powietrznej rośnie zakres częstotliwości pracy, natomiast wzrost reluktancji szczeliny powietrznej powoduje zamykanie się pola 99

100 magnetycznego wokół cewki wzbudzającej i mniejsze oddziaływanie strony wtórnej na stronę pierwotną (maleje sprzężenie magnetyczne). W takim przypadku, dla optymalnej sprawności przekazywania energii, należy niezależnie od strony pierwotnej dostroić stronę wtórną transformatora do tej samej częstotliwości rezonansowej do jakiej została dostrojona strona pierwotna. Literatura [1] Materiały i rdzenie ferrytowe. Ferryty agnetycznie miękkie Ferroxyd (katalog), Wydanie III zmienione i uzupełnione. Wydawnictwa Przemysłu Maszynowego WEMA, Warszawa [2] Mecke, R., Rathge, C.; Fischer, W.; Andonovski, B.; Analysis of inductive energy transmission systems with large air gap at high frequencies, 10th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE), Toulouse 2003, Proceedings na CD-ROM. [3] Piróg S., Stala R., Gąsiorek S.; Bezstykowe zasilanie ruchomych, separowanych odbiorników energii elektrycznej, Przegląd Elektrotechniczny R. LXXIX, cz. I: Dobór konfiguracji układu, nr 5, 2003 s , cz. II: Realizacja praktyczna układu, nr , s SURFACE CHARGE ELECTROSTATIC POTENTIAL ERROR OF THE MEASUREMENTS MADE WITH ELECTROSTATIC FIELD MILL METER Zygmunt J. Grabarczyk Central Institute for Labour Protection National Research Institute, Warsaw The risk assessment of the ignition of explosive atmospheres (EX) by electrostatic discharges (ESD) needs including brush discharges from the electrified dielectric or insulated metallic surfaces. For that, usually the measurement of surface charge potential or electrostatic field intensity at that surface is the basic tool. To avoid any contact of the meter with charged object (to prevent fast discharge the object through the meter), non-contact methods are used. The most popular is a proximity field mill meter, calibrated with the standardised method (see Fig. 1). The voltmeter calibrated at that setup as at Fig. 1, is used to measure surface ES voltage of the dielectric materials or object. The electric charge carriers on dielectric surface cannot migrate as in metallic materials so the ES field and potential distribution at the surface as that at Fig. 1 and that at Fig. 2 are expected to be different. For that reason, the measurement error can be expected. To evaluate the order of this error, computations of the field and potential were made for the model shown at Fig. 2. Computations were made by the software OPERA 3D TOSCA (product of Vector Fields). The results was shown at Fig

101 Mill voltmeter to be calibrated Relative error Calibration metallic plate d - separation distance (0.1 m) High voltage DC voltmeter High voltage DC regulated supplier Insulators D equael at least the separation distance (if d = 0.1 m, D 1 m) Fig. 1. Arrangement of the setup for calibration of a proximity field mill voltmeter, with accordance to BS 7506:Part 2: 1996 Methods for measurements in Electrostatics H - room hight Proximity mill voltmeter Dielectric electrified surface d =0.1 m h - hight over floor D Db room diameter Fig. 2. Model arrangement of the measurements of electrostatic potential of the electrified dielectric surface. Grounded voltmeter and the dielectric sample are tightly surrounded by grounded conducting cylinder which imitates the room ES potential measurement error 0 Dielectric disc diameter D, m 0 0,5 1 1,5 2-0,1-0,2-0,3-0,4 h = 0,5 m h = 1 m h = 1,5 m -0,5-0,6-0,7 Fig. 3. Dependence of the error of measurement electrostatic potential of electrified dielectric disc with uncontact electrostatic mill voltmeter. Disc thickness 2 mm, surface charge density 88,5 µc/m 2, Room diameter Db = 4m, room height H=4m D disc diameter, h height of the upper disc surface over the floor. According to the obtained results, the measurement of the surface charge potential on the surface of electrified plane dielectrics is not reliable measure for ignition risk assessment. 101

102 Appropriate correction factors are necessary if use the proximity mill electrostatic voltmeter for ignition risk evaluation, as in Polish standard (PN-E-05201:1992 Protection against static electricity Methods of assessment of the hazards caused by electrification of solid dielectric Methods of fire or explosion risk assessment). PROGRAM IR DEFECT DETECTOR NARZĘDZIEM WSPOMAGAJĄCYM WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY Sławomir Gryś Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny W referacie przedstawiono możliwości autorskiego programu komputerowego do detekcji i oceny wybranych parametrów podpowierzchniowych wad materiałowych metodą aktywnej termografii w podczerwieni. Przez detekcję rozumie się stwierdzenie obecności defektów w strukturze badanego materiału, określenie lokalizacji oraz liczby defektów. Charakteryzacja to działanie zmierzające do określenia charakteru wady materiałowej, tj. wyznaczenia głębokości na jakieś się znajduje, rozmiaru, właściwości cieplnych w stosunku do właściwości materiału badanego. Realizacja powyższych celów metodą aktywnej termografii wymaga zastosowania zaawansowanych technik przetwarzania zarówno pojedynczego termogramu jak i serii termogramów. Oprogramowanie firmowe, współpracujące z kamerą termowizyjną, rejestrującą promieniowanie elektromagnetyczne w zakresie podczerwieni, np m, umożliwia jedynie wstępną charakteryzację defektów. Prezentowany program udostępnia prosty i intuicyjny interfejs GUI oraz implementuje różne techniki przetwarzania danych, m.in. kontrast filtrowany, segmentację termogramu metodą Otsu, etykietowanie obiektów oraz jednowymiarowy model analityczny zjawisk fizycznych zachodzących w strukturze badanego materiału. Podstawowe możliwości programu IR Defect detector w zakresie prezentacji termogramów oraz towarzyszących danych pomiarowych są następujące: obsługa folderów i plików oraz błędów spowodowanych niewłaściwym formatem danych, prezentacja termogramu 2D lub 3D zapisanego w formacie *.mat środowiska Matlab, projekcja daty i czasu rejestracji analizowanego termogramu, projekcja odstępu w czasie pomiędzy kolejnymi termogramami, projekcja numeru termogramu z sekwencji termogramów z możliwością jego wyboru, projekcja emisyjności, użytej w modelu przetwarzania kamery do wyznaczenia temperatury powierzchni badanej, projekcja rozdzielczości geometrycznej dla przyjętej w modelu przetwarzania kamery odległości kamery od obiektu, parametrów zastosowanej optyki i matrycy kamery, 102

103 Do detekcyjnych możliwości programu, uzyskanych dzięki implementacji kontrastu filtrowanego i algorytmu automatycznej detekcji i oceny parametrów defektów [1,2] należą: estymacja niejednorodnego tła napromienienia powierzchni badanego obiektu [3], zmniejszenie wpływu błędu pomiaru temperatury kamerą termowizyjną na jakość detekcji i charakteryzacji defektów, segmentacja termogramu na dwie klasy: defekt - brak defektu, automatyczne zliczanie i raportowanie wykrytych defektów, graficzne wskazanie współrzędnych x,y punktów charakterystycznych defektów, dobór parametru filtru wygładzającego [1,2], manualny lub automatyczny dobór progu segmentacji, określenie głębokości, na której znajduje się defekt [1,2], określenie relacji cieplnej badanego materiału i materiału defektu (ang. thermal mismatch factor), projekcja zmian w czasie wartości KFWP dla punktów charakterystycznych defektów. Ograniczenia programu w prezentowanej wersji: konieczność wstępnego przygotowania danych wejściowych w formacie *.mat. praca w trybie off-line, stąd brak możliwości przetwarzania w czasie rzeczywistym, brak automatycznego doboru parametru filtracji wygładzającej, brak wbudowanej tablicy parametrów cieplnych i fizycznych materiałów, stąd konieczność zadawania współczynnika dyfuzji cieplnej badanego materiału (ang. diffusivity of material rys. 1) i współczynnika niedopasowania cieplnego, niezbędnych do określenia głębokości defektu, brak szacowania niepewności pomiaru głębokości defektu. Na rysunku 1a przedstawiono przykładowy efekt działania programu dla nagrzewanej próbki materiału z pleksiglasu. Program poddaje analizie termogram nr 60, pochodzący z końca fazy nagrzewania próbki. Na górnym termogramie jest wyraźnie zauważalny efekt niejednorodnego napromienienia powierzchni próbki, usunięty dzięki zastosowaniu techniki kontrastu filtrowanego, będącej jedną z technik estymacji tła termogram dolny. Rys. 1. Przykładowy widok okna programu IR defect detector dla próbki z 9 defektami podpowierzchniowymi Rys. 1b przedstawia rezultat dalszego przetwarzania danych pomiarowych. Na górnym termogramie przedstawione są przebiegi zmian w czasie wartości kontrastu filtrowanego KFWP dla powierzchni próbki badanej nad środkami 9 wykrytych defektów. Dolny termogram prezentuje efekt segmentacji termogramu na obszar tła (kolor niebieski) i defekty (kolor czerwony) metodą Otsu. Prawy panel okna, nazwany Defect characterization dostarcza informacji o liczbie automatycznie policzonych defektów, 103

104 głębokości na jakich się znajdują oraz charakterze cieplnym defektu (tu powietrze) w stosunku do właściwości cieplnych materiału badanego (tu pleksiglasu). Przypisanie wyznaczonych współrzędnych do konkretnego defektu jest uzyskiwane poprzez kliknięcie w oknie XY coordinates na wybrane współrzędne defektu. Uaktywnia to punkt charakterystyczny defektu (lokalne ekstremum) w formie migającego krzyżyka. Manualne ustawianie progu detekcji umożliwia wykrycie defektów głęboko położonych, gdy dostępne są termogramy jedynie z początku fazy nagrzewania. Automatyczna analiza sekwencji termogramów z aktywną lub nieaktywną charakteryzacją defektów jest możliwa po wybraniu opcji Auto. Układ graficzny programu od 2011 jest chroniony europejskim prawem jako wzór przemysłowy [4]. Wnioski Program IR Defect detector dostarcza nowych możliwości w zakresie wykrywania i charakteryzacji podpowierzchniowych defektów. W prezentowanej wersji jest przeznaczony do prowadzenia dalszych badań modelowych i eksperymentalnych. Jego fuzja z programem ThermaCAM Researcher w jedno narzędzie programistyczne stanowiłaby interesujące rozwiązanie do zastosowań komercyjnych. Literatura [1] Gryś S.: Filtered thermal contrast based technique for testing of material by infrared thermography, Opto- Electronics Review, 19 (2011), no. 2, p [2] Gryś S. (2012) New thermal contrast definition for defect characterisation by active thermography Measurement, [3] Dudzik S.: Approximation of thermal background applied to defect detection using the methods of active thermography, Metrology and Measurement Systems, vol. XVII (2010), no. 4, p [4] Gryś S.: Defect detector - graphical user interface Community design, Certificate of Registration No , Office for Harmonization in the Internal Market. Trade Marks and Designs, WNIOSKOWANIE O STRUKTURZE MATERIAŁU NA PODSTAWIE PROMIENIOWANIA W ZAKRESIE PODCZERWIENI EMITOWANEGO PRZEZ OBIEKT BADANY Sławomir Gryś Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wymagania współczesnego rynku pociągają za sobą konieczność zapewnienia wysokiej jakości i niezawodności wytwarzanych dóbr konsumenckich, urządzeń czy obiektów, co wymusza rygorystyczną kontrolę jakości na etapie produkcji oraz często okresową ocenę stanu technicznego badanego obiektu. Jeśli wspomniana ocena musi odbywać się in situ, dodatkowo bez przerywania pracy obiektu i zmiany jego właściwości lub parametrów technicznych, wówczas sięga się po metody badań nieniszczących. Każda metoda jest oparta na opisie zjawisk fizycznych i obserwacji mierzalnych wielkości, których analiza pozwala na wykrycie anomalii przez porównanie z analizą sygnałów dla materiału jednorodnego. 104

105 W niniejszym artykule przedstawiono, w sposób ogólny, problematykę wykrywania i oceny wybranych cech (parametrów) defektów na podstawie zmian pola temperatury powierzchni badanego obiektu poddawanego pobudzeniu cieplnemu, rejestrowanych w zakresie 7-14 µm widma elektromagnetycznego (podczerwień). Na rys. 1a jest widoczny przekrój przez próbkę materiału badanego (mat) z widocznym defektem (def). Przyjęto, że w kierunku prostopadłym do kierunku padania promieniowania wymuszenia cieplnego materiał badany jest nieskończenie rozległy. Oznaczono, T - temperaturę, e - efuzyjność cieplną materiału (zależną od jego właściwości cieplnych), D - średnicę defektu, L - głębokość defektu lub grubość warstwy materiału. Poprzez detekcję rozumie się stwierdzenie obecności defektów w strukturze badanego materiału oraz określenie ich lokalizacji oraz liczby. Do realizacji tego celu metodą aktywnej termografii jest wystarczająca analiza pojedynczego termogramu bez konieczności jego dalszego przetwarzania. Wystąpienie znacznej różnicy temperatury sąsiednich pikseli względem tła wskazuje na niejednorodność materiału klasyfikowaną jako defekt. Jednak, automatyzacja tego procesu wymaga zaawansowanych technik obróbki numerycznej termogramów, rozpatrywanych zależnie od kontekstu, jako klasyczne obrazy lub rozkłady pól temperatury [1]. W pierwszym przypadku nie jest istotna informacja w wartości bezwzględnej temperatury piksela, lecz jej relacja do wartości pikseli sąsiadujących. a) b) Rys. 1. Przekrój przez próbkę z defektem (a) oraz propagacja fali cieplnej w głąb materiału dla różnych chwil czasowych z zaznaczonymi maksymalnymi wartościami amplitudy dla z/ =1 i z/μ=2 (b) Zadaniem oceny wybranych parametrów defektów, nazywanej niekiedy charakteryzacją [2], jest dostarczenie informacji o: głębokości, na jakiej defekty się znajdują, wymiarach geometrycznych oraz właściwościach cieplnych w stosunku do właściwości materiału badanego. Charakteryzacja wymaga analizy pojedynczego termogramu jak i sekwencji termogramów w czasie oraz przyjęcia modelu zjawisk cieplnych, zachodzących w materiale jednorodnym lub układzie ciał: materiał badany-materiał defektu [3]. Termogram jest traktowany, jako dwuwymiarowy zbiór wartości temperatury zaobserwowanej w pewnej chwili czasowej. Analiza pojedynczego piksela w zadanym horyzoncie czasowym pozwala na określenie zmienności temperatury w czasie punktu powierzchni o wymiarze odpowiadającym rozmiarowi piksela. Odpowiada to klasycznemu pojęciu analizy odpowiedzi dynamicznej badanego obiektu na wymuszenie impulsowe, skokowe lub periodyczne, zależne od zastosowanych rozwiązań technicznych. Podstawą proponowanego rozwiązania problemu detekcji i charakteryzacji defektów jest analiza zjawisk fizycznych. Dla warunków z rys. 1a, przyrost temperatury jednorodnego 105

106 materiału, względem temperatury początkowej T o, poddanego wymuszeniu cieplnemu na powierzchni, można wyrazić jako funkcję głębokości z i czasu t rys.1b: z z z, t T exp cos f t (1) T o 2 z warunkiem brzegowym: T z 0, t To cos2 f t (2) gdzie: T o jest maksymalną amplitudą oscylacji. Powyższe równanie ujmuje charakter zmian temperatury w jednym wymiarze, względem zmiennej głębokości z, stąd przyjmuje się, że materiał w obu pozostałych wymiarach przestrzeni jest nieskończony. Ponadto, wzór jest słuszny dla czasu po zaniknięciu stanu nieustalonego w materiale, spowodowanym załączeniem wymuszenia. Wynika z niego, że ze wzrostem głębokości z oscylacje temperatury są tłumione i przesunięte w fazie względem wymuszenia na powierzchni materiału. Od częstotliwości wymuszenia f, Hz oraz dyfuzyjności cieplnej materiału a, m 2 /s, zależy głębokość wnikania fali cieplnej μ, m: a (3) f Na głębokości z/μ=1 wartość maksymalna amplitudy wynosi już tylko T(,t) max = =exp(-1)t o =0,368T o a dla z/μ=2, tzw. długości fali cieplnej, praktycznie fala zanika, gdyż T(2μ,t) max =0,0019T o 0 rys. 1b. Im wyższa częstotliwość pobudzenia tym mniejsza głębokość wnikania, co w kontekście badań nieniszczących, ogranicza głębokość inspekcji struktury materiału do warstw podpowierzchniowych. Wystąpienie defektu na pewnej głębokości skutkuje odbiciem fali cieplnej, widocznym na powierzchni materiału jako zwiększenie lub obniżenie temperatury w porównaniu z obszarem jednorodnym bez defektu. Wnioski Syntezą dotychczasowych przemyśleń i doświadczeń autora w zakresie problematyki wykrywania defektów metodą aktywnej termografii jest metodyka badawcza, której istotnym elementem są rozwiązania algorytmiczne, zaimplementowane w oprogramowaniu IR defect detector. Skuteczność metodyki jest sukcesywnie potwierdzana wynikami badań modelowych i eksperymentalnych. Literatura [1] Gryś S.: Wyznaczanie wybranych parametrów defektów materiałowych metodą aktywnej termografii w podczerwieni rozdział w Minkina W. (red.) Wybrane problemy współczesnej termografii i termometrii w podczerwieni Wydawnictwo Politechniki Częstochowskiej, Częstochowa 2011, str [2] Udpa L., Mandayam S., Udpa S., Lord W., Sun Y.: Magnetic flux leakage inspection of gas pipelines: neural networks for signal characterization, compensation and identification. Topical Report: GRI-96, Technical, Report, Gas Research Institute, Chicago, IL, [3] Gryś S.: Filtered thermal contrast based technique for testing of material by infrared thermography, Opto- Electronics Review, 19 (2011), no. 2, p

107 IMPACT OF STATOR AND ROTOR WINDING MATERIAL TYPE ON INDUCTION MOTOR CHARACTERISTICS Miralem Hadžiselimović 1,2, Ivan Zagradišnik 2, Bojan Štumberger 1,2 1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia, 2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia Introduction In electrical devices, electrical machines, and other electrical equipment a variety of materials and alloys are used for current carrying conductors. Some of these materials are silver, copper, gold, aluminium and brass as alloy. The two most frequently used materials are copper and aluminium and both have several different properties, which can be presented as advantages for use in different electrical applications. To choose the appropriate material, the designers have to take into account material properties as for example: electrical and thermal conductivity, mass density, coefficient of thermal expansion, etc. Very important factor for designers and producers is also the temporary material price on the world market. In this paper impact of copper and aluminium for stator and rotor winding materials on induction motor characteristics will be analyzed. Description of used induction motors This paper deals with the three four poles induction motor prototypes which are different in axis height size: 90 mm, 112 mm and 132 mm. All of them have standard IEC stator and rotor lamination. Normally, the producers of induction motors used copper for stator winding and aluminium for rotor winding (squirrel-cage). In the case of copper substitution with aluminium in stator winding, the resistance of stator winding at the same winding geometry increase in the ratio of materials resistivity (Table 1). These leads to higher winding joule losses and consequently lower efficiency of induction motor. To avoid this problem the diameter of aluminium wire must be increased, while winding fill factor and stator slot crosssection area stay the same. This yields to prolongation of stator and rotor lamination in order to maintain the same induced voltage in stator winding. Different situation is with the replacement of aluminium as conductor material in rotor with copper. For the same squirrelcage geometry in copper squirrel-cage design the rotor losses decreases, which is advantage in comparison to the aluminium squirrel-cage. However in this case higher copper mass density is disadvantage due to the increasing of rotor inertia. This can lead to undesirable problems in high dynamic performance drives as sport electrical vehicles or servo drives. Table 1. Copper and aluminium properties. Property Copper Aluminium resistivity mm /m 0, ,03 mass density kg/dm 8,89 2,7 expansion coefficient m/(m C) 16,7 23,86 thermal conductivity W/(m K) melting point C specific heat J / (kg K) 384,

108 HSS HUS HUR HSR XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 In this paper the three different set of calculated electrical and mechanical characteristics will be presented. Firstly, for standard material combination, this means copper as stator and aluminium as rotor winding material. Next results will be presented for aluminium as stator and rotor winding material and at the end for copper as stator and rotor winding material. For all three combinations the optimal design of induction motor will be calculated at the same stator and rotor lamination. The lamination length and diameter of stator winding wire will be varied in process of optimization. The example of stator and rotor lamination is shown in Fig. 1. Details of the stator and rotor slot geometry are shown in Fig. 2 and in Fig. 3, respectively. 360 QS BSR Q s 36 material F 400 T 50 r R1S R1R JN=1 JN2=0 Q r 44 Fig. 1. Example of stator and rotor lamination. R2S BSS Fig. 3. Cross-section of stator slot. R2R 360 QR Fig. 4. Cross-section of rotor slot. Conclusion Electrical and electromechanical characteristics of induction motor for three axis-height sizes (90 mm, 112 mm and 132 mm) will be presented in the full paper. For each axis-height size different copper and aluminium combinations for stator and rotor winding materials will be analysed and presented. Finally after the technical performance analysis, financial analysis will be conducted in order to select the appropriate combination of materials for the induction motor production as well. References [1] Finley W.R., Hodowanec M.M.: Selection of copper versus aluminium rotors for induction motors, IEEE Trans. Ind. Appl., 2001, 37, (6), pp [2] Poloujadoff M., Mipo J.C., Nurdin M.: Some economical comparisons between aluminum and copper squirrel cages, IEEE Trans. Energy Convers., 1995, 10, (3), pp [3] Craggs J.L.: Fabricated aluminum cage construction in large induction motors, IEEE Trans. Ind. Appl., 1976, 12, (3), pp [4] Hartung E.C.: Fabricated aluminum rotor construction for induction motors. Proc. IEEE IAS Pulp and Paper Conf., 1994, pp [5] Olivares-Galva n J.C., de Leo n F., Georgilakis P.S., Escarela-Pe rez R.: Selection of copper against aluminium windings for distribution transformers. IET Electr. Power Appl., 2010, Vol. 4, Iss. 6, pp [6] 108

109 MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF IRON CORE INDUCTOR: PARAMETERS IDENTIFICATION Miralem Hadžiselimović 1,2, Venco Ćorluka 3, Željko Hederić 3, Bojan Štumberger 1,2 1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia, 2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia 3 Josip Juraj Strossmayer University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia Introduction Inductors are used in analog circuits, power supplies, tube light circuits, also in electrical transmission systems, where they decrease influence of lightning strikes, switching and fault currents, etc. The simplest division of inductor type is on air core and iron core inductors. The latter ones are particularly difficult to model because of the ferromagnetic material nonlinearity. For modeling of electrical devices usually lumped and distributed parameter models are used. The main aim of this research is to provide a well working dynamic model of an iron core inductor, which includes magnetically nonlinear properties of iron core. The base of this study is a simple magnetically linear dynamic model which is further developed to two different types of magnetically nonlinear dynamic models. Both nonlinear dynamic models have been developed via mathematical derivation of equation which describes electrical subsystem of an iron core inductor. Benefit of the developed magnetically nonlinear dynamic model is capability for analysis of transient phenomena in inductors (inrush current). Modeling of iron core inductor Magnetically nonlinear model of an iron core inductor is complete when parameters of model are determined. Those parameters are coil resistance and magnetically nonlinear characteristic of iron core. Aforementioned characteristic is usually represented as function of magnetic flux density versus magnetic field strength (BH curve). This form is advantageous for models with distributed parameters such as the finite element method. For lumped parameter models usually parameter is linear inductance (appropriate for steady-state analysis) or characteristic of magnetic flux linkage in dependency on coil current (appropriate for dynamic analysis). Flux linkage characteristic can be determined by experimental or numerical methods. Experimentally this characteristic can be determined in time-domain by measurements of voltage and current waveforms. With numerical integration of voltage and current time waveforms from measurements, the hysteresis loops are determined, which are presented in Fig. 1. By connecting the peaks of hysteresis loops the unique magnetic flux linkage characteristic is obtained (Fig. 2). Shape of this single-valued characteristic is quite different than single-valued BH curve characteristic used in the finite element method. Especially in the first part of the flux linkage versus current characteristic, the slope of flux linkage versus current characteristic is changeable, which is presented in Fig. 2. Influence of the exact modeling of the aforementioned part of characteristic on transient analysis in dynamic lumped parameter iron core inductor model will be briefly discussed in the proposed paper. Comparison of simulation results obtained by proposed dynamic models, which includes 109

110 experimentally and numerically determined magnetic flux linkage characteristics, will be presented in the full paper version as well. 0.5 (i) karakteristika [Vs] 0 [Vs] i[a] Fig. 1. Experimental determined hysteresis loops i [A] Fig. 2. Unique flux linkage characteristic Proposed magnetically nonlinear dynamic models of a iron core inductor From the theory it is well known that magnetic iron cores have nonlinear magnetic characteristics. To consider magnetically nonlinear properties of used iron core the static L s and dynamic L d inductances are introduced (Fig. 3) in the proposed models. Ψ L d i L s const. i Fig. 3: Static and dynamic inductances i Conclusion Simulation results of all three models for iron core inductor (magnetically linear, magnetically nonlinear with static inductances and magnetically nonlinear with dynamic inductances) will be presented and compared with measurements results. References [1] M. Hadžiselimović, G. Štumberger, T. Marčič, B. Štumberger, I. Zagradišnik, Magnetically nonlinear dynamic model of synchronous motor with permanent magnets. J. magn. magn. mater. 2007, vol. 316, pp. e257-e260. [2] M. Hadžiselimović, B. Štumberger, P. Virtič, P. Pišek, T. Marčič, G. Štumberger. Determining parameters of a two-axis permanent magnet synchronous motor dynamic model by finite element method. Prz. Elektrotech., 2008, vol. 84, no. 1, pp

111 BEM ANALYSIS OF MAGNETIC FIELD IN THREE-PHASE CURRENT LINE ENCLOSED IN THIN SHIELD Paweł Jabłoński Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering Analysis of magnetic field in realistic configurations, like current lines enclosed in conductive shields, often requires a use of numerical methods. Since the shields are usually relatively thin, they can be troublesome in numerical analysis. In FEM, for example, they require a very fine mesh, in BEM result in nearly singular integrals, the numerical evaluation of which can be very inaccurate. Therefore, thin shields require special treatment [1-3]. This paper show one of possible approaches. Three-phase current line with time-harmonic currents I 1, I 2, I 3 is enclosed in a thin conductive shield Ω s, the thickness of which, d, is relatively small (Fig. 1). The internal and external regions of the shield are Ω i and Ω e, respectively. All regions are non-magnetic (μ r = 1). The goal is to find out the magnetic field and such parameters as Joule power losses in the shield. Ω e γ e = 0 y z x S e I 1 Ω 1 γ 1 ω S i S 1 I 2 I 3 S 3 Ω 2 γ s ω Ω 3 γ 3 Ω i d γ 2 γ S i = 0 ω 2 Ω s Fig. 1. Current lines enclosed in a thin shield The z-component of the magnetic vector potential fulfills the following equations in particular regions: 2 2 A A ( k) ( k) κ 2 k 0, A ( k) 0, k i,e, k s,1, 2,3, (1) where κ k 2 = jωμ 0 γ k. The continuity of the tangent components of magnetic field intensity results in the continuity of normal derivatives of A on each boundary. Since different potential gauge is used in each region (to make the Helmholtz equations homogeneous), the potential can be discontinuous on the boundaries so that S S k i : : A A (i) (i) A A ( k) (s) C, 0, k S e k 1, 2,3, : A (e) A (s) Cs, where C k and C s are constants corresponding to each conductive region. To determine them, 4 additional equations must be formulated. They are Ampère s laws for contours being the cross sections of boundary surfaces S k and S e : Γ k A n ( k) dγ μ0 Θ, k s,1, 2,3, k (2) (3) 111

112 where Θ k is the total current through contour Γ k (i.e. Θ s = ΣI k, Θ 1 = I 1, Θ 2 = I 2, Θ 3 = I 3 ). The discrete forms of the continuity conditions are as follows: A Q i k i k A k k Q, 1C, k k k A e e e e A s e 1C, s e Q Q, s i s A i Ai, i s Qi Qi, where k = 1, 2, 3, and 1 is a column vector of ones. The conventional BEM approach (CBEM) leads to a system of linear equations with unknowns A k k, A e s, A e s, Q k k, Q e s, Q e s, C k, C s, with k = 1, 2, 3. When thickness d is very small, CBEM equation for region Ω s contains nearly singular integrals. They can be avoided by using an approximate solution for Ω s. According to [3], this results in the following approximate relationships: s s i s e s e s e s i Qi σa τa, Q σa τa, (5) σ κ coth κ d, τ κ csch κ d. (6) s s s s Incorporating them the conventional BEM equations one obtains the approximate BEM model (ABEM). When compared to CBEM, its system of equations does not contain Q e s and Q e s, therefore, it has a smaller main matrix. There are no nearly singular integrals (for sufficiently regular boundary of the shield). Theoretical considerations as well as numerical tests showed that ABEM works properly at least if Θ s = 0 (total current equal to zero). Also the value of κ s d seems to have a certain impact on the accuracy (the larger κ s d the more accurate is the approximate model). As an example, Fig. 2 shows a comparison of CBEM and ABEM results for a symmetrical three-phase line. CBEM1 is CBEM with very accurate (and time-consuming) evaluation of the nearly singular integrals, whereas ABEM and CBEM2 use the same Gaussian integration. For sufficiently thick shields CBEM1 and CBEM2 give the same results, whereas ABEM is rather inaccurate. For thinner shields CBEM2 is inaccurate, whereas ABEM is more accurate. For very thin shields CBEM2 and CBEM1 crash, whereas ABEM works quite well. (4) 1 :Outside 2 :Inside 1 :Shield Shield 2 :L1 S 3 3 :L2 4 :L3 S 4 S 5 S 12 Fig. 2. Values of tangential component of magnetic flux (real part) on the outer (S 1 1 ) and inner (S 2 1 ) surface of the shield for specific values of parameters: R w wire radius, w wire skin depth, Δ s shield skin depth, d ww wire to wire distance, d ws wire to shield distance, the relative thickness of the shield (thickness d divided by the inner radius) References [1] Krähenbühl L., Muller D.: Thin layers in electrical engineering. Example of shell models in analyzing eddycurrents by boundary and finite element methods, IEEE Transactions on Magnetics, 29 (1993), 2, [2] Jabłoński P.: Mathematica implementation of BEM model for magnetic field analysis in parallel conductors with time-harmonic currents, Poznan University of Technology Academic Journals, 69, 2012, ss [3] Jabłoński P.: Approximate BEM analysis of time-harmonic magnetic field due to thin-shielded current lines, Proceedings of XXXV IC-SPETO, Gliwice-Ustroń ,

113 OD ANALOGOWYCH DO CYFROWYCH OBRAZÓW Z SATELITÓW METEOROLOGICZNYCH WYKORZYSTYWANYCH DO BADAŃ ATMOSFERY Janusz Jasiński, Krzysztof Kroszczyński, Sławomir Pietrek, Ireneusz Winnicki Wojskowa Akademia Techniczna Wydział Inżynierii Lądowej i Geodezji Obrazy analogowe Epokę satelitarną Szkolnego Biura Pogody Zakładu Meteorologii Wojskowej Akademii Technicznej zapoczątkowało pojawienie się w 1976 roku stacji odbiorczej WESS-2 (NRD), która odbierała zdjęcia z meteorologicznych satelitów okołobiegunowych. Ówczesne zdjęcia wymagały klasycznej obróbki fotochemicznej i samodzielnego naniesienia siatki kartograficznej, niezbędnej do poprawnej analizy pola zachmurzenia. Obrazy zorganizowanego zachmurzenia o dużym bogactwie form od samego początku rozpalały wyobraźnię synoptyków rozpoznawano rodzaje chmur, identyfikowano fronty atmosferyczne i cyklony, później poszukiwano relacji między obserwowanymi strukturami. W tym czasie, kiedy często z fascynacją w oczach oglądano zdjęcia satelitarne, nikt nie przypuszczał, że meteorologia satelitarna stanie się na długie lata, a właściwie to do dzisiaj, ważnym kierunkiem badań realizowanych w Zakładzie. W 1979 roku podczas kilkumiesięcznego stażu naukowego na uniwersytecie w Fort Collins w Stanach Zjednoczonych prof. Rymarz miał okazję zapoznać się z nowoczesną techniką odbioru satelitarnego i wielostronną interpretacją zawartości zdjęć z satelitów geostacjonarnych. Dotyczyła ona szczególnie struktur frontów głównych i cyklonów, czyli skali makro, jak również wielu zjawisk i procesów mezometeorologii. Przywiezione do kraju pętle filmowe, które zawierały animacje procesów atmosferycznych zarejestrowanych na zdjęciach z satelitów geostacjonarnych, szybko stały się wzorcem podstawowego materiału do badań dynamiki systemów zachmurzenia. Przełom w zakresie pozyskiwania zobrazowań satelitarnych nastąpił w marcu 1983 roku, kiedy w Zakładzie zainstalowano stację do analogowego odbioru zdjęć z satelitów geostacjonarnych, a głównie z METEOSATa. Zakład był pierwszą komórką wojskowej służby meteorologicznej, która dysponowała takim sprzętem. Przejście od satelitów orbitujących do geostacjonarnych oznaczało odbiór co 30 minut zdjęć z obszaru całej Europy, Atlantyku aż po Amerykę Północną zamiast dotychczasowych dwóch zdjęć na dobę ze znacznie mniejszego obszaru. Analiza wielu utworzonych serii zdjęć pozwalała na badanie dynamiki procesów atmosferycznych. Posortowane zdjęcia zapisane na taśmie filmowej tworzyły interesujące animacje. W zaciemnionej sali, przy terkocie projektora filmowego i pod płynącymi na ekranie chmurami tworzyła się niepowtarzalna atmosfera, której nie da się odtworzyć na monitorach współczesnych komputerów. Odbiór zdjęć, ich fotochemiczna obróbka, konserwacja sprzętu oraz tworzenie archiwum zdjęć z satelitów orbitujących i geostacjonarnych wymagały niebywałej sumienności i staranności. Ówczesne życie naukowe w Zakładzie toczyło się w dużej mierze wokół badań z zakresu meteorologii satelitarnej. 113

114 Obrazy cyfrowe Istotą współczesnego meteorologicznego zabezpieczenia działań jest dostarczanie ośrodkom dowodzenia wiarygodnych danych o stanie warunków atmosferycznych we wskazanym rejonie oraz sprawdzalnych prognoz pogody, które wymagają zebrania i przetworzenia dużej ilości danych. Bazę niezbędnych danych tworzą wyniki pomiarów z naziemnej sieci pomiarowej, wyniki pionowych sondaży atmosfery, obrazy radarowe oraz obecnie w coraz większym stopniu dane z satelitów meteorologicznych. Są one praktycznie jedyną, regularnie otrzymywaną informacją o wybranych elementach pogody nad obszarami o rzadkiej sieci pomiarowej lub całkowicie pozbawionych tej sieci. Pokładowa aparatura pomiarowa satelitów meteorologicznych obejmuje: operacyjne systemy skanowania liniowego, dostarczające obrazy powłoki chmur i powierzchni Ziemi w paśmie widzialnym i w podczerwieni; przeszukujące wielokanałowe radiometry podczerwieni, rejestrujące dane do określania zawartości ozonu oraz pionowego rozkładu temperatury i pary wodnej w atmosferze; pasywne mikrofalowe czujniki temperatury, wykonujące pomiary promieniowania w paśmie 5 6 mm i dostarczające dodatkowe dane o profilu temperatury od powierzchni Ziemi do wysokości 30 km; czujniki promieniowania gamma; czujniki gęstości jonów i elektronów w atmosferze; urządzenia przeznaczone do badania jonosfery i prognozowania wpływu warunków panujących w niej na propagację fal radiowych. Wyniki pasywnego sondowania atmosfery przesyłane są na Ziemię w postaci zdjęć w kanałach widzialnych, podczerwonych, mikrofalowych, danych w kanałach wielospektralnych do określania pionowego profilu temperatury i wilgotności. Perspektywy rozwoju meteorologicznych systemów pomiarowych Zasadnicze zmiany dotyczyć będą wyposażenia satelitów. Pojawi się nowa generacja satelitów orbitujących ze sprzętem wykonującym pomiary w dodatkowych kanałach do określania stanu fazowego chmur (woda / lód) oraz do odróżniania chmur niskich od pokrywy śnieżnej lub lodowej. Nastąpią zmiany częstotliwości kilku kanałów, w celu poprawy możliwości określania temperatury powietrza w troposferze oraz zawartości pary wodnej. Najistotniejszą zmianą będzie wprowadzenie unowocześnionego zespołu detektorów mikrofalowych o sześciokrotnie większej rozdzielczości w stosunku do zastępowanych oraz z dwudziestoma kanałami. Zwiększenie rozdzielczości znacznie poprawi skale, w których analizowane są dane. Nowe kanały umożliwią wyznaczanie pionowych profilów zawartości pary wodnej, wodności chmur, wielkości opadu oraz parametrów powierzchni ziemi, m.in. wilgotności gleby, prędkości wiatru nad powierzchnią oceanów. Stanowisko badawcze do odbioru i przetwarzania zdjęć satelitarnych Prace z zakresu meteorologii satelitarnej kontynuowane są w Zakładzie Systemów Informacji Geograficznej rozwiniętego na bazie dawnego Zakładu Meteorologii. W skład nowoczesnego stanowiska badawczego do odbioru i przetwarzania zdjęć satelitarnych wchodzi stacja odbioru i konwersji cyfrowych danych satelitarnych ze stacjonarnym systemem antenowym. Licencja udzielona Zakładowi przez Europejskie Konsorcjum ds. Eksploatacji Satelitów EUMETSAT pozwala na bezpośredni odbiór danych z satelity MSG2. Oprogramowanie stacji roboczej stanowiska badawczego (2met! firmy VCS) zapewnia odbiór, rejestrację i podstawowe przetwarzanie danych satelitarnych z satelity MSG2 oraz retransmitowanych przez MSG2 danych z satelitów Meteosat7, GOES13, GOES15, MTSAT1R, MTSAT2 i GTS. 114

115 Odbierane są zdjęcia satelitarne w zakresach spektralnych 0,6µm, 1,6µm, 3,9µm, 6,2µm i 10,8µm umożliwiające m.in. analizę struktur zachmurzenia, niestabilności atmosferycznych, temperatury górnych warstw rejestrowanych obiektów (zachmurzenia, wód, lądu), zawartości wody w środkowej i górnej części troposfery. Obecnie prowadzone są przygotowania do rozbudowy stanowiska i rozszerzenia możliwości stacji na odbiór wszystkich dwunastu kanałów spektralnych satelity MSG. Dane satelitarne gromadzone są w archiwum utworzonym na macierzach dyskowych zapewniających zapis danych z okresu około pięciu lat, co umożliwia prowadzenie analiz dynamiki atmosfery w długich okresach obserwacyjnych. TECHNIKA MOTION CAPTURE JAKO ŹRÓDŁO DANYCH DLA IDENTYFIKACJI OSÓB NA PODSTAWIE CHODU Henryk Josiński 1,2, Adam Świtoński 1,2, Agnieszka Michalczuk 1, Konrad Wojciechowski 1,2 1 Wydział Zamiejscowy Informatyki, Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Bytom 2 Instytut Informatyki, Wydział Automatyki, Elektroniki i Informatyki, Politechnika Śląska, Gliwice Wprowadzenie Termin motion capture (mocap) został zdefiniowany jako stworzenie trójwymiarowej reprezentacji wystąpienia na żywo ( The creation of a 3D representation of a live performance. ) [2]. Podkreślono w ten sposób rolę aktora ubranego w kostium z przyczepionymi markerami, odtwarzającego określone zachowanie, gestykulację czy sposób poruszania się. Znaczenie techniki mocap wykracza jednak poza obszar animacji wykorzystywanej w filmach i grach rejestracje pacjentów z określonym schorzeniem (np. choroba Parkinsona) stanowią interesujący materiał do analiz dla celów diagnostyki medycznej. Znaczenie problematyki badawczej Sposób poruszania się jest jednym z elementów charakterystyki biometrycznej człowieka. Opracowanie skutecznych metod identyfikacji osób na podstawie cech wyekstrahowanych lub wyselekcjonowanych z danych reprezentujących chód stało się więc ważnym i cieszącym się dużym zainteresowaniem problemem badawczym (obszerny przegląd metod zawarto m.in. w [3]). Biorąc pod uwagę aspekt bezpieczeństwa publicznego, zaakcentowany w temacie realizowanego projektu badawczego 1, szczególnie wartościowe będą wyniki uzyskane dla danych wideo, pochodzących np. z systemu monitoringu miejskiego. Istotne znaczenie mają jednak również rezultaty otrzymane dla danych mocap, które, o ile potwierdziłyby wypraco- 1 Pracę zrealizowano w ramach projektu badawczego OR Zastosowanie systemów nadzoru wizyjnego do identyfikacji zachowań i osób oraz detekcji sytuacji niebezpiecznych przy pomocy technik biometrycznych i inferencji postaci w 3D z wideo. 115

116 wanie skutecznych technik badawczych, pozwolą w następnej fazie na ich zastosowanie do danych wideo. Etapy badań W ogólnym zarysie prace badawcze realizowano w następujących etapach: 1. Akwizycja danych mocap chodu przy użyciu systemu Vicon. 2. Reprezentacja danych w postaci tensorów. 3. Redukcja wymiarowości za pomocą algorytmu wieloliniowej analizy składowych głównych (Multilinear Principal Component Analysis; MPCA). 4. Klasyfikacja danych o zredukowanej wymiarowości za pomocą metod dostępnych w systemie WEKA (Waikato Environment for Knowledge Analysis) [5]: k najbliższych sąsiadów (k Nearest Neighbors) dla naiwnego klasyfikatora bayesowskiego (Naive Bayes), naiwnego klasyfikatora bayesowskiego z dyskretyzacją cech, perceptronu wielowarstwowego (Multilayer Perceptron). Charakterystyka poszczególnych etapów badań Rejestracji nagrań sekwencji mocap chodu dokonano w laboratorium HML (Human Motion Laboratory) [4] Wydziału Zamiejscowego Informatyki Polsko-Japońskiej Wyższej Szkoły Technik Komputerowych (WZI PJWSTK) w Bytomiu, wykorzystując system akwizycji i analizy kinematyki ruchu firmy Vicon, wyposażony w 10 kamer NIR (pracujących w bliskiej podczerwieni) działających z prędkością akwizycji od 100 do 2000 ramek/s przy rozdzielczości matrycy 4 Mpx i ośmiobitowej głębi szarości. Zgromadzona w ten sposób baza danych mocap chodu zawiera 353 sekwencje chodu dla 25 aktorów płci męskiej w wieku lat. Ponieważ metoda rejestracji sekwencji chodu oparta jest na modelu, który stanowi szkielet złożony z 22 segmentów i punktu centralnego (ang. root), pojedyncza klatka każdej sekwencji została zapisana w bazie jako uporządkowany ciąg, na który składają się wartości 3 składowych kątów Eulera dla każdego z 23 elementów szkieletu. Sekwencja liczy 128 klatek. Zastosowany algorytm redukcji wymiarowości danych (MPCA) wymaga, aby dane zostały wstępnie przetworzone do postaci tensorów. Pojedynczy tensor obejmuje pojedynczą sekwencję chodu i jest tensorem trzeciego rzędu, a jego kolejne tryby są opisane przez: numery składowych kątów Eulera, numery elementów szkieletu oraz numery klatek sekwencji. Algorytm MPCA [1] realizuje redukcję wymiarowości danych tworząc dla każdego trybu tensora macierz rzutowania przy zachowaniu stopnia zmienności danych określonego zadaną w % wartością parametru Q algorytmu. Użycie macierzy rzutowania pozwala następnie na przekształcenie tensorów danych wejściowych w tensory o zredukowanej liczbie cech (tensory cech, ang. feature tensors), które w kolejnym etapie badań stanowią przedmiot klasyfikacji. Rezultaty badań Eksperymenty obliczeniowe realizowano z myślą o określeniu wpływu wartości parametru Q na stopień redukcji wymiarowości danych, wyrażony przez liczbę cech P w tensorze cech, oraz na skuteczność poszczególnych klasyfikatorów, mierzoną za pomocą współczynnika CCR (Correct Classification Rate). Uzyskane zależności przedstawiono na rys. 1. Maksymalną skuteczność klasyfikacji (100 %) uzyskano dla perceptronu wielowarstwowego przy zredukowanej liczbie cech P równej 757, otrzymanej dla parametru Q przyjmującego dowolną wartość z przedziału [99.82, 99.84] %. 116

117 Rys. 1. Wpływ parametru Q na: a) liczbę wyekstrahowanych cech, b) skuteczność klasyfikacji Podsumowanie Przy użyciu danych chodu uzyskanych za pomocą techniki mocap wypracowano procedurę badawczą umożliwiającą skuteczną identyfikację osób na podstawie ich sposobu poruszania się, w której, ze względu na liczbę cech występujących w charakterystyce pojedynczej sekwencji chodu, uwzględniono również redukcję wymiarowości danych. Przetestowano klasyfikatory różnych typów. Kolejne etapy prac będą dotyczyć identyfikacji osób na podstawie danych wideo z baz danych ośrodków naukowych oraz z systemu monitoringu miejskiego. Literatura [1] H. Lu, K. N. Plataniotis, A. N. Venetsanopoulos, MPCA: Multilinear Principal Component Analysis of Tensor Objects, IEEE Transactions on Neural Networks, Vol. 19, No. 1, 2008, pp [2] A. Menache, Understanding Motion Capture for Computer Animation and Video Games. Morgan Kaufmann, [3] M. S. Nixon, T. N. Tan, R. Chellappa, Human Identification Based on Gait. Springer, [4] strona laboratorium HML WZI PJWSTK w Bytomiu. [5] strona systemu WEKA Uniwersytetu Waikato. 117

118 ZASTOSOWANIE METODY TERMOWIZYJNEJ DO NIEINWAZYJNEGO POMIARU TEMPERATURY CIAŁA W WARUNKACH SZPITALNYCH I AMBULATORYJNYCH Anna Jung 1, Bolesław Kalicki 1, Janusz Żuber 1, Edward F.J. Ring 2, Agnieszka Rustecka 1, Ricardo Vardasca 3, Piotr Murawski 4 1. Klinika Pediatrii, Nefrologii i Alergologii Dziecięcej WIM w Warszawie 2. Medical Imaging Research Unit, Faculty of Advanced Technology, University of Glamorgan, UK 3. Faculty of Engineering, University of Porto, Portugal 4. Wydział Teleinformatyki WIM w Warszawie Nieinwazyjne badania obrazowe mają istotny udział w diagnostyce medycznej. Należą do nich badania termograficzne, którym drogę do zastosowań medycznych utorował rozwój technik opartych o pomiar temperatur ciała ludzkiego. Metoda badania termowizyjnego wykorzystuje zjawisko detekcji promieniowania podczerwonego oraz możliwość rejestracji emisji z określonego obszaru powierzchni ciała. Jedną z jej podstawowych zalet jest możliwość bezdotykowego wykonania pomiarów, co warunkuje pełną nieinwazyjność badania. Wynik badania jest przedstawiany w postaci termogramu, w którym zakresy temperatur będące odpowiednikiem natężenia promieniowania podczerwonego przedstawiane są w skali barw. Badanie termograficzne powinno odbywać się w standaryzowanych warunkach określonych przez Europejskie Towarzystwo Termologiczne i Komitet Norm ISO. 2 Niekwestionowaną zaletą badań termograficznych jest możliwość archiwizacji wyników. Pozwala to na systematyczne monitorowanie procesu chorobowego i ciągłą dostępność do zarejestrowanych wyników badań. Współczesne rozwiązania techniczne pozwalają na rejestrację i przetwarzanie obrazów termowizyjnych z równoległym obrazowaniem optycznym. W ocenie rejestrowanej emisji promieniowania podczerwonego z badanego obszaru można posługiwać się szeregiem parametrów, w tym: temperaturą minimalną, maksymalną, średnią; polem powierzchni wewnątrz wybranej izotermy i innymi wskaźnikami statystycznymi. Na szeroką analizę jakościową i ilościową badanego obszaru powierzchni ciała człowieka pozwala opracowane przez autorów 3,4 specjalistyczne oprogramowanie pozwalające na analizę i weryfikację statystyczną wyników jakościowych opartych na skali barw. We wcześniejszych pracach zespołu 5 wykazano przydatność analizy ilościowej i jej przewagę nad analizą jakościową, która jest oceną bardziej subiektywną i obarczoną większą skalą błędu. Medyczne zastosowania termografii są rejestrowane od 1957 r. pierwszych badań wykonywanych w Kanadzie. Kolejne doświadczenia i aplikacje medyczne miały ścisły 2 ISO TC 121/SC3-IECSC62D Particular requirements for the Basic safety and Essentials performance of screening thermographs for human febr ile temperature 3 Murawski P., Jung A., Ring E.F.J., Plassmann P., Żuber J., Kalicki B. Image therma Base a software tool to capture and analyse thermal images. Thermal Int 2002; 12(2):60 4 Murawski P., Jung A., Ring E.F.J., Żuber J., Plassmann P., Kalicki B. Image thermabase a software programme to capture and analyse thermographic images. Thermal Int 2003; 13(1):5-9 5 Jung A., Żuber J., Ring E.F.J., A casebook of infrared imaging of clinical medicine. MEDPRESS, Warszawa

119 związek z dynamicznym rozwojem nowych technologii. Początkowe ograniczenia metody, związane z zastosowaniem kamer chłodzonych ciekłym azotem, zmieniła dostępność do kamer nowej generacji wyposażonych w detektory o wysokiej rozdzielczości nie wymagających chłodzenia. Ostatnie lata przyniosły również dynamiczny rozwój technologii owocujących szeroką ofertą kamer termowizyjnych przystosowanych do szerokiego zakresu badań, od zastosowań w przemyśle do medycyny i weterynarii. Dotychczasowe doświadczenia dotyczące medycznych badań termograficznych pozwoliły na krytyczną ocenę i weryfikację zastosowań. Aktualnie pełną akceptację badania termograficzne uzyskały m.in. w medycznych badaniach podstawowych, reumatologii, rehabilitacji, neurologii, chorobach skóry i tkanki podskórnej, chorobach narządu ruchu, chorobach układu naczyniowego. Dobrym przykładem medycznego zastosowania metody termowizyjnej jest zespół bólowy klatki piersiowej, w którym jedną z przyczyn jest ograniczony stan zapalny chrząstek stawów mostkowo-żebrowych (zespół Tietzego). Badanie termowizyjne pozwala w tym przypadku precyzyjnie zlokalizować rejon zapalenia i wyeliminować inne przyczyny, np. ostry ból wieńcowy. W przedstawionej pracy autorzy prezentują wyniki badań nieinwazyjnych pomiarów temperatury ciała ludzkiego wykonanych przy zastosowaniu urządzeń pomiarowych: kamery termowizyjnej przenośnej IR7, kamery termowizyjnej o wysokiej rozdzielczości SC640, pirometru, termometru rtęciowego standardowego, termometru usznego. Celem badania było ustalenie optymalnego modelu oceny temperatury ciała u pacjentów w różnych warunkach badania. Badania zgodnie z wytycznymi norm ISO przeprowadzono u 402 pacjentów Kliniki Pediatrii w wieku od 1 r.ż.-16 lat oraz u 24 pacjentów Oddziału Intensywnej Opieki Medycznej w wieku lat. Wyniki opracowane statystycznie pozwoliły na ustalenie korelacji liniowej dla pomiarów temperatury z wewnętrznego kąta oka i dołu pachowego. Jest to ważna obserwacja, ponieważ ocena temperatury ciała w kącie wewnętrznym oka pozwala na pomiar bezdotykowy w różnych warunkach stanu pacjenta. Taki rodzaj pomiaru może być prowadzony w warunkach szpitalnych bez względu na stan pacjenta, jak również służyć do szybkiej oceny ciepłoty ciała w ambulatorium. Pomiar temperatury ciała w okolicy wewnętrznego kąta oka jest także możliwy do wykorzystania w szerszym zastosowaniu, np. epidemiologicznej kontroli zakażeń. Odpowiednio ustawiona kamera termowizyjna, np. w punktach odprawy na lotniskach może być pomocna w szybkim rozpoznaniu podróżnych z gorączką i wdrożeniu postępowania prewencyjnego. Ocena wykorzystanych w badaniach zestawów pomiarowych, z których kamera termowizyjna wysokiej rozdzielczości była referencyjnym punktem odniesienia, wypadła pozytywnie dla przenośnej kamery termowizyjnej IR7 oraz pirometru. Wartości temperatur badane zdalnie przy pomocy tych urządzeń wykazywały wysoką korelację z pomiarem tradycyjnym termometrem rtęciowym w dole pachowym. W tym zakresie wyniki badań mogą być wykorzystane jako podstawa do wdrożeń bezdotykowej metody pomiaru temperatury ciała ludzkiego. Taką potrzebę stwarzają również zalecenia sukcesywnego wycofywania z użytku termometrów rtęciowych zgodnie z wytycznymi Unii Europejskiej. Pomiary temperatury ciała metodą detekcji promieniowania podczerwonego mogłyby być także wykorzystywane jako referencyjne w produkcji masowej termometrów bezkontaktowych. 119

120 WPŁYW WYBRANEJ METODY ORAZ PARAMETRÓW NANOSZENIA WARSTW WĘGLOWYCH NA ODPORNOŚĆ KOROZYJNĄ STOPU NiTi Marcin Kaczmarek Politechnika Śląska, Wydział Inżynierii Biomedycznej, Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Medycznych, Gliwice Wprowadzenie Jedną z najbardziej dynamicznie rozwijających się grup materiałów stosowanych na implanty stanowią stopy z pamięcią kształtu (stopy NiTi). Ogromne zainteresowanie tymi stopami wynika z ich szczególnych własności zjawiska pamięci kształtu oraz nadsprężystości. Współwystępowanie tych zjawisk wraz z dobrą odpornością korozyjną oraz biokompatybilnością zapewnia możliwość szerokiego wykorzystania tych stopów jako biomateriałów (stenty np. kardiologiczne, urologiczne, przełykowe; płytki kostne; pręty do korekcji skoliozy; filtry krwi; elementy zastawek serca; druty ortodontyczne). Jednakże pomimo szerokiego wykorzystania stopów NiTi w zastosowaniach medycznych, zagadnienia odporności korozyjnej oraz infiltracji jonów Ni do organizmu wciąż stanowią nie w pełni rozwiązany problem. Wiele prac poświęconych badaniom odporności na korozję stopów NiTi wskazuje na dobrą odporność korozyjną tych stopów. Jednakże wielu autorów podkreśla zgodnie, że pomimo zadowalających wyników odporności korozyjnej należy się skoncentrować na zagadnieniach modyfikacji powierzchni, które pozwoliłyby na ograniczenie uwalniania jonów metali z powierzchni implantów. Pomimo, iż zabiegi modyfikacji powierzchni, polegające na polerowaniu elektrolitycznym oraz pasywacji, zapewniające wytworzenie na powierzchni warstwy TiO 2, wydają się być wystarczające w odniesieniu do zastosowania Nitinolu, wielu badaczy zwraca uwagę na konieczność poszukiwania takich metod obróbki powierzchniowej, które w jeszcze większym stopniu zabezpieczą przed uwalnianiem jonów Ni. Jednymi z tych metod są metody nanoszenia warstw węglowych, których korzystne oddziaływanie znalazło potwierdzenie w badaniach implantów ze stali Cr-Ni-Mo. Celem przeprowadzonych badań było określenie wpływ wybranych metod modyfikacji powierzchni oraz parametrów nanoszenia warstw węglowych na odporność korozyjną stopu NiTi. Materiał i metody Materiał do badań stanowiła blacha o grubości 1 mm ze stopu NiTi w stanie nadsprężystym firmy Memry. Skład chemiczny badanego stopu spełniał zalecenia normy ASTM Chropowatość powierzchni wyjściowej (szlifowanej) wynosiła 0,7 m. W celu zmniejszenia chropowatości powierzchni zastosowano polerownie mechaniczne. Proces polerowania prowadzono najpierw na papierze ściernym #2000, a następnie z wykorzystaniem past diamentowych o wielkości ziarna od 9 m do 1 m, uzyskując chropowatość Ra = 0,14 m. Kolejnym etapem obróbki powierzchniowej było naniesienie warstw węglowych realizowane dwiema metodami: metodą chemicznego osadzania warstwy węglowej z wykorzystaniem plazmy metanu w polu elektrycznym wysokiej częstotliwości (RF PACVD - Radio Frequency 120

121 Plasma Activated Chemical Vapour Deposition) oraz metodą magnetronową (RMS reactive magnetron sputtering). Proces prowadzono dwuetapowo. Pierwszy etap polegał na trawieniu jonowym próbek, usuwając z ich powierzchni zaadsorbowane gazy. W drugim etapie na oczyszczone powierzchnie próbek nanoszono warstwy węglowe przy zastosowaniu różnych wartości potencjału polaryzacji. Tablica 1. Wyniki badań odporności na korozję wżerową badanego stopu NiTi Obróbka powierzchniowa Potencjał polaryzacji, V E OCP, mv E b / E tr, mv E np, mv I cor, na/cm 2 Szlifowanie Polerowanie mechaniczne RF PACVD RMS Odporność na korozję wżerową stopu NiTi badano metodą potencjodynamiczną, poprzez rejestrację krzywych polaryzacji anodowej. Badania rozpoczynano od wyznaczenia potencjału otwarcia E OCP. W dalszej kolejności zarejestrowano krzywe polaryzacji anodowej, rozpoczynając pomiary od potencjału o wartości E pocz = E OCP 100 mv. Zmiana potencjału następowała w kierunku anodowym z szybkością 1 mv/s. Po uzyskaniu gęstości prądu anodowego i = 1mA/cm2 zmieniano kierunek polaryzacji. W ten sposób rejestrowano krzywą powrotną. Badania przeprowadzono w roztworze fizjologicznym Ringera. Na podstawie krzywych polaryzacji anodowej wyznaczono: E OCP - potencjał otwarcia, E b potencjał przebicia lub E tr potencjał transpasywacji, E np potencjał repasywacji, i cor gęstość prądu korozyjnego. Wyniki Wyniki badań odporności na korozję wżerową stopu NiTi poddanego różnym zabiegom modyfikacji powierzchni przedstawiono w tablicy

122 ZASTOSOWANIE EIS DO OCENY WŁASNOŚCI FIZYKOCHEMICZNYCH MODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU Ti-6Al-4V ELI Marta Kiel, Janusz Szewczenko, Witold Walke, Jan Marciniak Politechnika Śląska, Wydział Inżynierii Biomedycznej, Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Gliwice Wstęp Stopy na osnowie tytanu charakteryzujące się bardzo dobrymi własnościami mechanicznymi, małym ciężarem właściwym oraz dobrą odpornością na korozję wykorzystywane są w różnych dziedzinach medycyny. Podstawowym kryterium przydatności biomateriału metalowego przeznaczonego na implanty jest jego biokompatybilność, która ściśle jest związana z własnościami fizykochemicznymi powierzchni implantu. Z pośród wielu rodzajów stopów tytanu wykorzystywanych w medycynie, największe zastosowanie znalazł stop Ti-6Al-4V ELI. Jest on najczęściej stosowany na implanty w ortopedii, traumatologii, stomatologii czy kardiologii. Techniki modyfikacji powierzchni odgrywają bardzo dużą rolę w kształtowaniu własności fizykochemicznych i biokompatybilności stopów tytanu. Wpływ na akceptację implantu przez organizm, jak również przebieg procesu osteointegracji ma właściwe przygotowanie jego powierzchni. W celu ograniczenia przenikania jonów pierwiastków stopowych do organizmu można zastosować proces anodyzacji, w wyniku którego na powierzchni implantu wytwarza się warstwa tlenkowa, której własności fizykochemiczne uzależnione są od rodzaju elektrolitu, metody wytwarzania, czasu utleniania oraz parametrów elektrycznych procesu. Jedną z metod weryfikacji zasadności stosowania poszczególnych wariantów obróbki powierzchniowej poprzedzającej proces anodyzacji są badania elektrochemiczne. Dlatego też celem pracy było wytypowanie najkorzystniejszego wariantu modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI stanowiącego skuteczną barierę dla jonów metalicznych przenikających do roztworu w oparciu o badanie elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej. Materiał i metody Do badań wykorzystano próbki ze stopu Ti-6Al-4V ELI pobrane z pręta o średnicy d = 14 mm. Zarówno skład chemiczny, jak i struktura stopu była zgodna z zaleceniami normy ISO. Modyfikacja powierzchni stopu obejmowała następujące zabiegi: obróbkę mechaniczną (szlifowanie 1, obróbka wibracyjna 2, polerowanie mechaniczne 3, piaskowanie 4) oraz obróbkę elektrochemiczną (polerowanie elektrochemiczne 5, proces anodyzacji XV). W badaniach uwzględniono również proces sterylizacji parowej. Proces anodyzacji przeprowadzono przy napięciach o wartościach: 57 V, 77 V, 87 V, 97 V. W celu uzyskania informacji o własnościach fizykochemicznych powierzchni próbek ze stopu Ti-6Al-4V ELI przeprowadzono badania z wykorzystaniem elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej. W badaniach wyznaczono impedancyjne widma układu i dopasowano uzyskane dane pomiarowe do układu zastępczego. Widma impedancyjne badanego układu przedstawiono w postaci wykresów Nyquista dla różnych wartości częstotliwości oraz w postaci wykresów 122

123 Bode. Badania przeprowadzono w roztworze Ringera firmy B. Braun Melsungen AG w temperaturze T = 37 ± 1 ºC, ph = 6.9 ± 0.2. Wyniki Uzyskane wyniki EIS stanowiły podstawę do wytypowania najkorzystniejszego sposobu modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI, który zapewnia skuteczną barierę dla jonów metalicznych oraz produktów korozji przenikających do organizmu tabl. 1. Tablica 1. Wyniki badan EIS Ti-6Al-4V R s, R ct, CPE dl R p, C dl, CPE p C p, W, Ωcm 2 kωcm 2 Y dl. n kωcm 2 F Y p. F Ω Ω -1 cm 2 s n dl n Ω -1 cm 2 s n p 1/2/3/ e /2/3/4/57V e e /2/3/4/77V e /2/3/4/87V e /2/3/4/97V e /2/3/4/ e /2/3/4/5/57V e /2/3/4/5/77V e /2/3/4/5/87V e /2/3/4/5/97V e / e-4 0, ,2186e-4 0, /57V ,4129e-8 0, /77V e-6 0, ,1501e-5 0, /87V e-6 0, ,8212e-6 0, /97V ,1148e-9 0, /5/57V ,1568e-6 0, /5/77V ,1162e-6 0, /5/87V ,1659e-6 0, /5/97V , ,43-1 szlifowanie, 2 obróbka wibracyjna, 3 polerowanie mechaniczne, 4 piaskowanie, 5 polerowanie elektrochemiczne, XV anodyzacja (X reprezentuje wartość potencjału) Przeprowadzone badania elektrochemiczne próbek nie poddanych polerowaniu elektrochemicznemu jednoznacznie wykazały, że proces utleniania anodowego powinien zostać przeprowadzony przy wartości potencjału 97 V. Zaobserwowano wówczas występowanie warstwy pasywnej (tlenkowej) o charakterze pojemnościowym c p = 0,3 µf i dużej rezystancji R p = kωcm 2 co świadczy o bardzo dobrych jej własnościach ochronnych. Wykazano również, że na powierzchni warstwy pasywnej występuje wówczas warstwa porowata, której wartość rezystancji przeniesienia ładunku w porach wynosi R ct = 676 kωcm 2. Warstwa ta jest wynikiem reakcji chemicznej jaka powstała wskutek oddziaływania roztworu Ringera na powierzchnię stopu Ti-6Al-4V ELI. Badania potencjodynamiczne oraz przenikalności jonów metalicznych do roztworu przeprowadzone wcześniej przez autorów potwierdzają, że zaproponowany schemat modyfikacji powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI stanowi skuteczną barierę zabezpieczającą implant przed oddziaływaniem płynów fizjologicznych. Uzyskanie warstwy powierzchniowej o odpowiednich własnościach fizykochemicznych wpływa w sposób zasadniczy na poprawę biokompatybilności wyrobów medycznych, co jest zjawiskiem korzystnym. 123

124 POLE ELEKTROMAGNETYCZNE MODULOWANE IMPULSOWO METODYKI POMIARÓW ORAZ ICH WIARYGODNOŚĆ Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Robert Puta, Wanda Stankiewicz Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa Wprowadzenie Pole elektromagnetyczne wytwarzane przez źródła stosowane współcześnie w radiokomunikacji i medycynie, w zdecydowanej większości przypadków, ma charakter pola modulowanego impulsowo. W przypadku telefonii komórkowej fala elektromagnetyczna wykorzystywana jest jako nośnik sygnałów umożliwiających bezprzewodową realizację łączności, przy czym łączność z poszczególnymi abonentami odbywa się w określonych odcinkach czasu (impuls czasowy). W przypadku urządzeń medycznych modulacja impulsowa umożliwia wytwarzanie pól o znacznie wyższych wartościach natężeń przy niskich wartościach średnich, co pozwala na głębsze wprowadzenie energii elektromagnetycznej do wnętrza organizmu bez przegrzewania jego warstw podskórnych. Źródłami impulsowych pól elektromagnetycznych są wszelkiego rodzaju diatermie. Z kolei urządzenia radiolokacyjne wyspecjalizowane są w wytwarzaniu impulsów pola o bardzo wysokiej mocy przy proporcjonalnie niskiej wartości średniej. Wytworzenie impulsów o wysokiej mocy pozwala na odbiór sygnałów odbitych od obiektów powietrznych, pomimo iż impulsy te doznają silnego tłumienia i rozproszenia w otaczającej przestrzeni. Specyfika pola impulsowego Pola impulsowe scharakteryzować można wskaźnikiem nazywanym współczynnikiem wypełnienia, który określany jest jako stosunek czasu trwania impulsu do okresu jego powtarzania. Współczynnik ten, w zależności od typu urządzenia, przyjmuje bardzo różne wartości. Dla telefonii komórkowej współczynnik wypełnienia przyjmuje wartość ok. 0,125, zaś dla urządzeń medycznych wacha się w przedziale 0,01 do 0,005, dla urządzeń radiolokacyjnych zawiera się w przedziale od 0,006 do 0,0005. Dodatkowym parametrem, który należy brać pod uwagę a występującym wyłącznie w urządzeniach radiolokacyjnych jest zmienność przestrzenna występowania pola związana z obrotem anteny, lub elektronicznym skanowaniem przestrzeni. Przyrządy pomiarowe Nowoczesne techniki obróbki mierzonych sygnałów sprawiły, że obecnie najbardziej rozpowszechnionymi przyrządami pomiarowymi są mierniki bazujące na diodowo-dipolowej detekcji sygnałów. Znacznie rzadziej dostępne są mierniki z detektorami termisterowymi lub termoparowymi. Diodowy system detekcji mierzonych sygnałów charakteryzuje się najwięk- 124

125 szą dynamiką pomiarów natężenia pola elektrycznego, jednakże wymaga dodatkowego kształtowania charakterystyki częstotliwościowej miernika poprzez zastosowanie układów RLC w sondzie pomiarowej. Zastosowanie układów RLC powoduje zwiększenie stałej czasu miernika, a tym samym wnosi duże błędy przy pomiarach pól elektromagnetycznych modulowanych impulsowo. W typowych warunkach wzorcowanie tych mierników odbywa się warunkach fali ciągłej, jednakże aby mierniki można stosować do pomiarów impulsowych pól elektromagnetycznych wymagane jest dodatkowe indywidualne kalibrowanie w polach impulsowych o parametrach wypełnienia (czas trwania impulsu oraz częstotliwość repetycji impulsów) identycznych z impulsami mierzonego pola elektromagnetycznego. W związku z koniecznością kształtowania układów RLC w sondach mierników zmienia się bezwładność odpowiedzi sondy - im większa stała czasu tym wolniej narasta i opada sygnał wytwarzany przez sondę. Pożądaną cechą pracy mierników powinno być osiągnięcie stanu ustalonego sygnału tak aby wartość ta odpowiadała wartości średniej mierzonego pola. W warunkach rzeczywistych duża stała czasu najczęściej powoduje, że zmierzona wartość pola jest wyższa lub znacznie wyższa od wartości średniej. W niektórych przypadkach zmierzona wartość pola może być niższa od wartości średniej pola. Błędy pomiarów pola impulsowego Stosowanie mierników dipolowo-diodowych do pomiarów pól impulsowych, wzorcowanych jedynie w polach ciągłych, powoduje, że pomiary te obarczone są dużym lub bardzo dużym błędem. Dla urządzeń telefonii komórkowej błąd dodatkowy, wynikający z impulsowości nie występuje. Układy odbiorcze mirników dipolowo-diodowych przenoszą takie sygnały bez zniekształceń. Dla urządzeń medycznych, gdzie współczynnik wypełnienia przyjmuje wartości 0,01 do 0,005, układy odbiorcze mierników wprowadzają dodatkowe błędy wynoszące od 15% do 45%. Błędy te powinny być już brane pod uwagę w szacowaniu całkowitej niepewności pomiaru. W przypadku urządzeń radiolokacyjnych, dla współczynników wypełnienia wynoszących od 0,006 do 0,0005, błędy związane z impulsowością zaczynają odgrywać rolę znaczącą i mogą wynosić do 700%. Analiza błędów dla urządzeń radiolokacyjnych została przeprowadzano dla przypadku, gdy wiązka radaru była zatrzymana na czas pomiaru. W rzeczywistości takie przypadki są raczej rzadko spotykane, gdyż zatrzymanie anteny wytwarzającej impulsy pola o bardzo wysokiej wartości mocy grozi uszkodzeniem układów elektronicznych radaru. W znamionowych warunkach mamy do czynienia z niestacjonarnym charakterem pola, tj. gdy wiązka pola wykonuje obroty dookoła swojej osi lub gdy wiązka przemieszcza się w ustalonym sektorze. W takim przypadku, na układ odbiorczy miernika pada kilkanaście, do kilkudziesięciu, impulsów w czasie przechodzenia wiązki przez punkt pomiarowy, po czym następuje okres bez pola elektromagnetycznego w miejscu pomiaru. W takim przypadku wszystkie mierniki z sondami dipolowo-diodowymi będą wykazywać zerowe wartości mierzonego pola elektromagnetycznego. Stosowanie tych mierników do pomiarów niestacjonarnych impulsowych pól elektromagnetycznych jest niedopuszczalne, a występujące niekiedy praktyki stosowania miernika typu MEH do takich pomiarów należy uznać za błąd metrologiczną. Podsumowanie W analizie niepewności pomiarów pola elektromagnetycznego należy uwzględnić dodatkowy błąd wynikający z pomiarów pól impulsowych. Pola elektromagnetyczne wytwarzane przez urządzenia telefonii komórkowej mogą być mierzone ogólnie dostępnymi miernikami, a błąd 125

126 pomiaru pól impulsowych można zaniedbać. Dla pomiarów pola elektromagnetycznego wytwarzanego przez urządzenia medyczne wskazanym byłaby dodatkowa kalibracja mierników w polach impulsowych. Pomiary miernikami dipolowo-diodowymi impulsowych pól wytwarzanych przez radary obarczone są dużym lub bardzo dużym błędem. Pomiary stacjonarnego pola wytwarzanego przez radary bez dodatkowych kalibracji w polach impulsowych są niedopuszczalne. Ponadto, dla niestacjonarnych impulsowych pól elektromagnetycznych, pomiary miernikami dipolowo-diodowymi, w sposób bezpośredni są również niedopuszczalne. FINITE ELEMENT SIMULATION BY THE HELP OF C PROGRAMMING LANGUAGE Gergely Kovacs 1, Miklos Kuczmann 2 1 Laboratory of Electromagnetic Fields, Faculty of Engineering Sciences, Regional University Knowledge Center for Vehicle Industry Center, Hungary 2 Laboratory of Electromagnetic Fields, Department of Automation, Hungary Introduction The full paper presents simulation results of a three-phase induction motor by the help of two different development environments. In the first case the induction motor was calculated by the help of COMSOL Multiphysics using different potential formulations. In the second case the induction motor was calculated by the help of an own developed Finite Element based program which was written in C programming environment. The arrangement of the induction motor can be seen in Fig.1. The model is from the TEAM 30 problem, which contains a one-phase induction motor model and a three-phase induction motor model. In the motor the eddy currents in the rotor is induced by the time harmonic current in the stator windings, and by the rotation of the rotor. This problem is a linear eddy current problem which can be calculated with different potential formulations. These potential formulations can be obtained from the Maxwell s equations. In COMSOL environment the problem was calculated with and potential formulations furthermore in the developed C program can solve the problem with the help of potential formulation. The aim of this work is to develop a finite element based program in C programming language environment what solve the linear and nonlinear motor problems fast and accurate. In the full paper I compare the different solvers with each other focusing the calculation time and the accurate of the simulation results. The aim of in the future is to design and to calculate real induction and PMSM motors with the help of the developed C program. 126

127 Fig.1. The model of the induction motor Acknowledgement TAMOP-4.2.1/B-09/1/KONV : Mobility and Environment: Research in the fields of motor vehicle industry, energetics and environment in the Central- and Western- Transdanubian Regions of Hungary. The Project is supported by the European Union and cofinanced by the European Social Fund. References [1] J Liska, Electric Machines II DC Machines (in Hungarian), Tankönyvkiadó, Budapest, [2] Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Budapest: Academic Press, [3] O. Bíró, CAD in Electromagnetism, Advances in Electronics and Electron Physics, vol. 82, pp , [4] D. Marcsa, Induction Motors Simulation by Finite Element Method and Different Potential Formulations with Motion Voltage Term, BSc Thesis, Széchenyi István University, Győr, Hungary, [5] G. Kovács, Simulation of a PMSM Motor in COMSOL environment, Acta Technica Jaurinensis, vol. 5. No.1, pp ,

128 PERSPEKTYWY ROZWOJU NADPRZEWODNIKOWYCH OGRANICZNIKÓW PRĄDU ZWARCIOWEGO W PORÓWNANIU Z MOŻLIWOŚCIAMI OGRANICZANIA PRĄDÓW ZWARCIOWYCH PRZEZ TRANSFORMATORY NADPRZEWODNIKOWE Joanna Kozieł Politechnika Lubelska, Wydział Elektrotechniki i Informatyki, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Wprowadzenie Zwiększone zapotrzebowanie na energie elektryczną w Polsce i na świecie wymaga stosowania większych lub dodatkowych transformatorów i generatorów oraz rozwoju połączeń miedzy sieciami zasilającymi. Niezbędne jest określenie wartości dopuszczalnych prądów zwarciowych urządzeń, których przekroczenie może spowodować ich zniszczenie termiczne (przepalenie uzwojeń) lub dynamiczne (odkształcenie, rozerwanie uzwojeń). Występują ograniczenia dla użytkowników, zarówno techniczne, jak i ekonomiczne w wymianie istniejących rozdzielnic i połączeń kablowych przez nowe urządzenia o większej wytrzymałości zwarciowej. Rozwiązaniem tych trudności jest zastosowanie nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych, co nie tylko zmniejsza prądy zwarciowe, ale i daje oszczędności w nowych i w rozbudowywanych systemach. Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych (SFCL- ang. Superconducting Fault Current Limiter) są w stanie wykryć i ograniczyć prąd zwarcia w na początku jego wzrostu, np. w czasie mniejszym niż 1 ms. Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych składają się z nieliniowych elementów nadprzewodnikowych o zmiennej impedancji. SFCL wykazują małą wartość impedancji podczas pracy w warunkach znamionowych chronionego obwodu elektrycznego oraz dużą wartość impedancji w warunkach zwarcia w chronionym obwodzie. Szybki powrót zdolności do ograniczania prądu po ustąpieniu zwarcia oraz długi czas pracy przy niewielkich kosztach eksploatacyjnych to podstawowe zalety nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych [3]. Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych ograniczają zarówno prąd udarowy jak i składową okresową prądu zwarciowego, więc zmniejszone zostają nie tylko skutki cieplne ale również skutki dynamiczne działania prądu zwarciowego na urządzenia w sieci. Zastosowanie nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych pozwala ograniczyć prądy zwarciowe, przekraczające prądy znamionowe krotnie, do wartości nie większych niż 3 6 krotność prądu znamionowego. 128

129 Badania nad nadprzewodnikowymi ogranicznikami prądów zwarciowych prowadzone są w wielu centrach badawczych na całym świecie. Prace te doprowadziły do powstania szeregu projektów i prototypów, które opisane są w wielu publikacjach, między innymi [1], [3], [4]. Występują dwa podstawowe rodzaje nadprzewodnikowych ograniczników prądów zwarciowych: rezystancyjne i indukcyjne (rys.1). Tor prądowy Tor prądowy Przepusty prądowe SC a) Kriostat b) Rys.1. Nadprzewodnikowe ograniczniki prądów zwarciowych a) typu rezystancyjnego, b) typu indukcyjnego, SC- uzwojenie nadprzewodnikowe Transformatory nadprzewodnikowe Transformatory z uzwojeniami nadprzewodnikowymi są jednymi z obiecujących zastosowań nadprzewodników w urządzeniach elektrycznych. Zastosowanie uzwojeń nadprzewodnikowych w miejsce uzwojeń konwencjonalnych przynosi wiele korzyści. Straty Joule a ze względu na zerową rezystancję nadprzewodnika są wyeliminowane. Nie da się jednak całkowicie wyeliminować strat histerezowych i wiroprądowych powstających w metalowej matrycy nadprzewodnika przy prądzie przemiennym. Wartość prądu zwarcia nie może wzrosnąć ponad wartości prądu krytycznego uzwojenia nadprzewodnikowego transformatora, ponieważ po osiągnięciu prądu krytycznego, uzwojenia wychodzą ze stanu nadprzewodzenia. Wyeliminowany jest olejowy układ chłodzenia, co poprawia bezpieczeństwo ora zmniejsza negatywny wpływ na otoczenie. Gabaryty i masa transformatorów HTS są mniejsze [3]. Odporność transformatora nadprzewodnikowego na zwarcia, będąca efektem samoograniczenia prądu zwarcia przez uzwojenia nadprzewodnikowe, jest najważniejszą korzyścią płynącą z zastąpienia uzwojeń konwencjonalnych uzwojeniami nadprzewodnikowymi. Transformatory nadprzewodnikowe mogą ograniczać prądy zwarcia w sieciach elektroenergetycznych, ponieważ w transformatorach z uzwojeniami nadprzewodnikowymi przekroczenie, w efekcie zwarcia, wartości prądu krytycznego nadprzewodnika, skutkuje przejściem uzwojeń do stanu rezystywnego. O ile w stanie nadprzewodzącym wartość rezystancji uzwojeń jest przyjmowana za 0 (prąd płynie wyłącznie przez warstwę nadprzewodnika), to po przejściu do stanu rezystywnego pojawia się rezystancja uzwojeń, co skutkuje wzrostem impedancji transformatora i ograniczeniem prądu zwarcia. Reaktancja zwarcia transformatora nadprzewodnikowego w stanie nadprzewodzącym może być mała, ponieważ wzrost impedancji w stanie rezystywnym jest wystarczający do ograniczenia prądu zwarcia do wartości, przy której siły elektrodynamiczne i naprężenia w uzwojeniach nie przekroczą dopuszczalnych wartości. Poziom samoograniczenia prądu zwarcia zależy od charakterystyki pracy uzwojeń nadprzewodnikowych, ich budowy oraz parametrów zastosowanego przewodu nadprzewodnikowego HTS 2G. 129

130 Literatura [1] Janowski T., Glowacki B. A., Wojtasiewicz G., Kozak S., Kozak J, Kondratowicz-Kucewicz B, Majka M, and Wozniak M.: Fault Current Limitation in Power Network by the Superconducting Transformers Made of 2G HTS, IEEE Transactions on Applied Superconductivity, Vol. 21, No. 3, June 2011,s [2] Janowski T., Wojtasiewicz G. Transformatory nadprzewodnikowe ograniczające prądy zwarcia w sieciach elektroenergetycznych, Materiały konferencyjne, VIII Konferencja Naukowo- Techniczna, Transformatory energetyczne i specjalne, Konstrukcja, technologia, rynek, Kazimierz Dolny, października 2010r. [3] Janowski T., Stryczewska H.D., Wac- Włodarczyk A.: Technologie nadprzewodnikowe i plazmowe w energetyce, Lubelskie Towarzystwo Naukowe, Lublin 2009 [4] Kozieł J.: Aktualny stan badań nadprzewodnikowych ograniczników prądów, Prace Instytutu Elektrotechniki, zeszyt 238, 2008, s [5] Kozak S. Modelowanie elektrycznych urządzeń nadprzewodnikowych, Prace Instytutu Elektrotechniki, zeszyt 221, BALL LIGHTNING IN THE LIGHT OF TRANSCRANIAL MAGNETIC STIMULATION Andrzej Krawczyk 1,2, Tomasz Zyss 3, Wanda Stankiewicz 2 1 Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering 2 Military Institute for Hygiene and Epidemiology 3 Psychiatric Clinic for Adults at University Hospital, Krakow Ball lightning (BL) is being observed since the written sources quote the phenomenon (Fig.1)[1]. It is recorded in various places all over the world but all these records are not repeatable. Each of situation when ball lightning has been seen is described separately, thus it can be consider as the case study. But the case has gone. The ball lightnings which are reported by various sources are variuos as well. As to the shape they are pure balls, rods, ovals, spheres and, more poetically, like teardrops. As to the dimension there is also a big discrepancy since the diameter of, say, ball is from 10 cm till 40 cm but the diameter as large as 1 m appears in the reports. The time of duration varies from 10 s till one minute. The colour of the lighting may be red, red-yellow, yellow, white, green and purple. The ball lightning can move with the speed 1-2 m/s with the wind but sometimes against wind. The phenomenon is really very subjective and, therefore, has a lot of explanation. They are very different, sometimes surprising like this which includes black hole. But the interpretation of the phenomenon of the ball lightning which the paper deals with is non-trivial and has a scientific background. The explanation is based on the phenomenon which is investigated by the authors for over a dozen years, namely the Transcranial Magnetic Stimulation (TMS) (Fig.2) [2] and by the phenomenon discovered over 100 years ago by two scientists: French physicist, Jacques Arsene d Arsonval and British engineer, Silvanus P. Thompson (Fig.3), namely magnetophosphenes (magnetic visual effect) [3]. 130

131 Fig.1. The imagination of BL Fig.2. TMS Fig.3. Silvanus P. Thompson It is well-known that the spark-like lightnings are in about 50% discharged between cloud and ground (CG) and 90% of them are negative discharges, i.e. the ground is loaded by negative charges and cloud by positive (CG_). It appears that such a kind of discharges are initiated by the first return stroke and mostly it is followed by the series of strokes at the time comparable with the time used in the TMS procedure. Typical stroke lasts a few hundreds microseconds and the average interval time is 50 ms. It is compatible with the frequency of pulses used in TMS procedure (1-100 Hz). The number of after-discharges, i.e. repetitive strokes, is 2-5 strokes but more than 20 strokes is often reported by detection systems. It leads to the time of the duration of full lightning 1-2s. Thus, the electromagnetic state which is generated by spar-like lightning of the CG_ type is similar to that evoked by TMS. The frequency of repetitive strikes is also similar to the frequency which was used by the people who discovered magnetophosphenes. On the other hand the value of magnitude of magnetic field both generated by line lightning and by TMS is such that both situations can evoke visual perception phenomena. The co-incidence was noticed by the Austrian physicists and it led them to the conclusion that lightning electromagnetic pulses induce the TMS and it, in turn, leads to magnetic visual effect (magnetophosphenes) [4]. Such a hypothesis opens the area of scientific problems which can be investigated experimentally as the spark-like lightning is easily produced in the laboratory. Of course, one faces the problem of the value of magnetic fields intensity which has to be comparable to that observed in natural thunderstorm. It is easily estimated taking into account that the average value of current flowing through the lightning channel is about 50 ka but the lightnings of 200 ka are also detected. The first approach to know the magnetic field strength of spark-like lightning is the simple usage of Ampere s law and then for the current equal to 50 ka and for the distance from discharge, say, 50 m one obtains the value of magnetic field strength 160 A/m (0,2 mt). Thus, the values is much smaller than those used in TMS but in the case of lightning the rising time of typical discharge is very small (normed as 1,2 µs) and hence the value of eddy currents can be much bigger. Therefore, the values of currents, this from lightning and that from TMS, appearing in human brain may be comparable. References [1] Singer S. The nature of ball lightning, Plenum Press, New York, 1971 [2] Zyss T. Deep magnetic brain stimulatin the end of psychiatric electroshock therapy, Mewdical Hypotheses, vol. 43, 2004, pp [3] Krawczyk A., Łada-Tondyra E. The first experiments in magnetic stimulation a history of discoveries within two parallel lives. Acta Technica Jaurinensis, vol.3, 2010, pp [4] Peer J., Kendl A. Transcranial stimulability of phosphenes by long lightning electromagnetic pulses, Physics Letters A, vol. 374, 2010, pp

132 UWARUNKOWANIA FALI STOJĄCEJ OD KRÓTKOTRWAŁYCH IMPULSÓW ELEKTROMAGNETYCZNYCH W ZAKRESIE MIKROFALOWYM Roman Kubacki, Emil Cwalina, Marek Kuchta, Andrzej Dukata Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa Współczesne technologie pozwalają na elektronicznie generowanie ekstremalnie wysokomocowych impulsów pola elektromagnetycznego w szerokim zakresie fal radiowych (HPEM High Power ElectroMagnetics), jak również w zakresie mikrofalowym (HPM High Power Microwaves). Energia elektromagnetyczna tych impulsów oddziałuje destrukcyjnie na elektronikę. Przenośne urządzenia generujące impulsy HPEM/HPM mogą być skutecznym narzędziem do terrorystycznego sparaliżowania lub zniszczenia systemów łączności, sieci komputerowych, systemów bankowych, itd. Stwarza to duże możliwości dla międzynarodowych grup terrorystycznych. Na rys. 1 przedstawiono wnętrze przenośnego źródła HPM o mocy 150 MW w impulsie oraz widok tego urządzenia podczas pomiarów w bezodbiciowej komorze pomiarowej. Ekstremalnie wysokomocowe impulsy elektromagnetyczne charakteryzują się unikalnymi parametrami, które czynią z nich broń niezwykle skuteczną w działaniach i operacjach wojennych, ale również mogą być bardzo skuteczne w lokalnych działaniach terrorystycznych. Tymi charakterystycznymi parametrami są: ekstremalnie wysoka moc emitowanych impulsów bardzo krótki czas trwania impulsów, prędkość propagacji równa prędkości światła. Rys.1. Widok wnętrza generatora impulsów HPM (rys. lewy) oraz widok generatora z reflektorem podczas pomiarów w bezodbiciowej komorze pomiarowej (rys. prawy) 132

133 Aby skutecznie bronić się przed niszczycielskim oddziaływaniem HPEM/HPM koniecznym jest określenie rozkładu pola elektromagnetycznego tych impulsów po wniknięciu do budynku czy do wnętrza komputera. Fala elektromagnetyczna po wniknięciu do budynku lub wnętrza komputera doznaje wielokrotnych odbić kształtując specyficzny rozkład pola (fala stojąca, gorące punkty ) wewnątrz obiektu. W przypadku fali ciągłej oraz idealnie odbijających powierzchni natężenie pola może być ponad dwa razy większe aniżeli fali padającej, co dodatkowo zwiększa możliwość zniszczenia podzespołów elektronicznych wewnątrz tych obiektów. Przy obliczeniach rozkładu pola elektromagnetycznego wewnątrz dużych (pomieszczenie) i małych obiektów (komputer) przyjmuje się ciągły charakter padającej fali elektromagnetycznej. Istotnym problemem przy wnikaniu impulsów HPEM/HPM do wnętrza metalowych obudów są zagadnienia związane z oszacowaniem i pomiarami skuteczności ekranowania. W tym przypadku rozkład pola wewnątrz metalowego obiektu jest różny w przypadku długotrwającego impulsu oraz impulsu HPEM/HPM co istotnie wpływa na określenie skuteczności ekranowania metalowej obudowy. Widok impulsu HPM w funkcji czasu przedstawiono na rys.2. Rys.2. Zmierzony impuls HPM o częstotliwości 390 MHz w funkcji czasu Z rysunku 2 przedstawiającego impuls HPM w funkcji czasu wynika, że efektywny czas trwania tego impulsu odpowiada 1,5 długości fali. W pracy porównano rozkłady pola elektromagnetycznego wewnątrz metalowej obudowy komputera dla przypadku ciągłej fali elektromagnetycznej o częstotliwości 390 MHz oraz impulsu HPM o tej samej częstotliwości. Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego (Grant no. 0R ) 133

134 MODEL NUMERYCZNY ROZKŁADU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W BUDYNKU WYWOŁANEGO ZLOKALIZOWANYM ŹRÓDŁEM HARMONICZNYM Marek Kuchta, Andrzej Dukata, Marek Szulim, Roman Kubacki Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa Mówiąc o polu elektromagnetycznym dużej mocy (HPEM ang. High Power Electromagnetic) mamy zwykle na myśli impuls elektromagnetyczny (EMP ang. Electromagnetic Pulse), który może chwilowo przeciążyć lub zniszczyć obwody elektryczne znajdujące się w pewnej odległości od jego źródła. Współczesne obwody wykonywane na bazie mikro- i nanotechnologii są szczególnie narażone na niekontrolowany wzrost mocy. W ostatnich latach zainteresowanie opinii publicznej koncentruje się na wrażliwości systemów cywilnych na działanie HPEM (por. np. raport RL32544 dla Kongresu USA [1]). Impuls elektromagnetyczny może powstać w wyniku eksplozji nuklearnej i wtedy działa na znacznym obszarze. Na mniejszą skalę może być wytworzony przez urządzania bateryjne lub konwencjonalne materiały wybuchowe. Cytowany raport wskazuje na możliwość wytworzenia broni wykorzystującej EMP, która może wejść w posiadanie grup terrorystycznych albo państw wspierających terroryzm. Jej użycie może skutecznie sparaliżować działanie systemów komputerowych albo innych współczesnych urządzeń wykorzystujących elektronikę. Pełna analiza oddziaływania HPEM na obiekt wymaga rozwiązania równań elektromagnetyzmu (EM), czyli tzw. równań Maxwella wraz z danymi warunkami brzegowymi. Ścisłe rozwiązania równań EM dla dowolnych warunków brzegowych nie jest możliwe. Badany obiekt (budynek) z punktu widzenia tej teorii można zamodelować jako przestrzenny rozkład zespolonej przenikalności elektrycznej (przenikalność magnetyczną można zaniedbać). W pracy rozważono uproszczony model zakładający dwuwymiarowy (2D) rozkład pola EM oraz harmoniczną zależność od czasu (przypadek stacjonarny). Model 2D pozwala to uchwycić istotne cechy występujących zjawisk trójwymiarowych a przypadek stacjonarny pozwala też oszacować skutek wywołany generacją szeregu impulsów elektromagnetycznych w krótkich odstępach czasu. Jako metodę rozwiązania przyjęto metodę elementów skończonych (FEM ang. finite element method). W przypadku 2D, gdy pola elektromagnetyczne nie zależą od współrzędnej z ( z 0) równania Maxwella rozdzielają się na dwa mody TE (ang. transverse electric) i TM (ang. transverse magnetic), które można rozpatrywać niezależnie. Mod TE stanowią składowe E, H x, H y a mod TM składowe H z, E x, E y (por. np. [2]). Oznaczając przez składową albo H z uzyskujemy dla obu modów równanie typu eliptycznego ( ) f w (1) gdzie jest ograniczonym obszarem na płaszczyźnie. Funkcje,, f oraz szukane rozwiązanie są funkcjami zespolonymi zdefiniowanymi na. z E, z 134

135 Warunki brzegowe (WB) w naszym przypadku obejmować będą zarówno proste warunków Dirichleta, Neumanna jak i warunki Robina (uogólnione WB Neumanna). Te ostatnie obejmują warunki impedancyjne, wypromieniowania jak i bardziej skomplikowane warunki brzegowe wyższych rzędów. Można je wyrazić w ogólnej postaci WB Dirichleta: p na D ; WB Robina: n ˆ ( ) q g na R (2) gdzie ˆn jest normalną skierowaną na zewnątrz, g, q i p są funkcjami zdefiniowanymi na brzegu. Brzeg jest podzielony na D i R tak, że DR i DR. FEM jest numeryczną techniką otrzymania przybliżonego rozwiązania problemu brzegowego wyrażonego przez równanie (1) z WB (2). Wykazano (por. np. [3]), że w wariacyjnej (Ritza) odmianie FEM (wykorzystanej w niniejszej pracy) problem wariacyjny równoważny problemowi brzegowemu (1 2) można sformułować jako F( ) 0; p na D (3a) gdzie F jest pierwszą wariacją funkcjonału F danego w postaci q 2 ( ) d d (3b) F f g 2 x 2 y 2 2 Utworzony program realizuje podstawowe etapy rozwiązania problemu brzegowego za pomocą FEM tzn. a) dyskretyzację (podział) dziedziny; b) wybór funkcji interpolacyjnych, c) sformułowanie i rozwiązanie układu równań. Do obliczeń przyjęto: f = 350 MHz, a materiał ścian zewnętrznych (o grubości 29 cm) i wewnętrznych (o grubości 12 cm) ma względną zespoloną przenikalność dielektryczną r 5 1j. Rys. 1. przedstawia przykład wizualizacji wyników dla źródła EM umieszczonego na poziomie otworów okiennych. R Rys. 1. Schemat podziału FEM oraz izolinie wartości rzeczywistych składowej E z natężenia pola EM (mod TE) Utworzenie efektywnego programu numerycznego wykorzystującego FEM jest procesem narażonym na błędy różnego typu. Poprawność zaimplementowanych metod numerycznych (tzw. weryfikację i walidację) przeprowadzono porównując rezultaty z kolejnych wersji oprogramowania z wynikami uzyskanymi analitycznie oraz z wynikami uzyskanymi za pomocą innego oprogramowania FEM. Szczegółowe rozważania dotyczące weryfikacji i walidacji przedstawiono w pracy [4]. Literatura [1] C. Wilson, Congressional Research Service 2004, 135

136 [2] J.A. Kong, Electromagnetic wave theory, Wiley, New York, [3] J. Jin, The finite element method in electromagnetics, wyd. 2., Wiley, New York, [4] A. Dukata, M. Kuchta, M. Szulim, R. Kubacki, O pewnych problemach weryfikacji i walidacji wyników numerycznego modelowania pola elektromagnetycznego, niniejsza konferencja. Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szolnictwa Wyższego (Grant no. 0R ) STANDARDY BEZPIECZEŃSTWA DLA URZĄDZEŃ TELEINFORMATYCZNYCH ZABEZPIECZAJĄCE PRZED TERRORYZMEM ELEKTROMAGNETYCZNYM Marek Kuchta 1, Roman Kubacki 1, Leszek Nowosielski 1, Marek Dras 2, Krzysztof Wierny 2, Rafał Namiotko 3 1 Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa 2 Radiotechnika Marketing, Wrocław 3 Centrum Techniki Morskiej, Gdynia W latach w Wojskowej Akademii Technicznej realizowany był projekt rozwojowy poświęcony badaniom skutków oddziaływania ekstremalnie wysokomocowych impulsów elektromagnetycznych na elektronikę urządzeń teleinformatycznych służb porządku publicznego w aspekcie ich narażenia na działanie terrorystyczne. Impulsy te nazywane HPM (HPM High Power Microwaves) mogą powodować zawieszanie urządzeń teleinformatycznych, a w skrajnych przypadkach mogą powodować fizyczne zniszczenie elektroniki tych urządzeń. Impulsy elektromagnetyczne wytwarzane są przez tzw. broń elektromagnetyczną, a obecnie urządzenia przenośne do wytwarzania takich impulsów są dostępne na rynku, i tym samym są dostępne dla grup terrorystycznych. Impulsy elektromagnetyczne ekstremalnie dużej mocy bez trudu niszczą elektronikę urządzeń, co prowadzi do zniszczenia komputerów, centrów dowodzenia opartych na systemach komputerowych, serwerowni, itd. Najbardziej podatne na zniszczenie impulsami elektromagnetycznymi są urządzenia łączności, które poprzez anteny nadawczo-odbiorcze komunikują się z otoczeniem. Impuls elektromagnetyczny bez trudu przedostaje się do wnętrza urządzeń łączności niszcząc jego elektronikę. W wyniku ataku terrorystycznego z użyciem przenośnych urządzeń generujących zniszczeniu ulegają środki łączności osobistej, w tym radiostacje, ale również centra dowodzenia, centra reagowania kryzysowego, itd. W pracy przedstawiono badania skutków działania takiej broni elektromagnetycznej na urządzenia teleinformatyczne służące celom obronności państwa. Badania prowadzone zostały w komorach bezodbiciowych WAT, Centrum Techniki Morskiej oraz firmy Radiotechnika. Do wytwarzania impulsów HPM wykorzystano generator firmy Diehl, który umożliwia generowanie impulsów o mocy 150 MW w impulsie i czasie trwania impulsów ok. 5 ns. Do pomiarów natężenia pola elektromagnetycznego wykorzystano specjalistyczny zestaw pomiarowy z sondą typu D-dot umożliwiającą pomiary tak wysokich mocy. Badane 136

137 urządzenia eksponowane były na impulsowe pole elektromagnetyczne tego generatora w funkcji natężenia tego pola. W trakcie wystąpienia zostaną przedstawione wyniki badań skutków oddziaływania impulsów HPM na typowe komputery, przyłącza, kable doprowadzające oraz radiostacje przenośne. W celu zabezpieczenia poprawnego funkcjonowania urządzeń elektronicznych narażonych na działanie pól elektromagnetycznych ustanowione zostały Normy w ramach kompatybilności elektromagnetycznej. Zgodnie z tymi regulacjami prawnymi urządzenie elektroniczne musi być odporne (i działać poprawnie) w polach elektromagnetycznych. Przykładowo urządzenia medyczne muszą działać poprawnie w polach o wartościach do 10 V/m (dla urządzeń podtrzymujących życie). Dla urządzeń pracujących w warunkach narażenia na wyładowania atmosferyczne, statyczne, itd. ustanowione zostały Normy dla wartości pola elektrycznego 50 kv/m. Wartości dopuszczalnych natężeń pól elektromagnetycznych dla urządzeń, które mogą być narażone na oddziaływanie impulsów HPM nie zostały dotychczas ustanowione. Na podstawie przeprowadzonych badań skutków oddziaływania ekstremalnie wysokomocowych impulsów HPM o czasie trwania krótszym aniżeli 100 ns na urządzenia teleinformatyczne oraz symulacji penetracji pola elektromagnetycznego przez ściany budynków, proponuje się ustanowić dodatkową wartość normatywną na natężenia pola elektrycznego. W takim przypadku urządzenia, które mogą być narażone na atak impulsami HPM muszą być odporne na pola o takich natężeniach. W pracy przedstawiono również sposoby organizacyjne oraz techniczne zapewnienia właściwych skuteczności ekranowania (zabezpieczania) urządzeń teleinformatycznych służb porządku publicznego w aspekcie ich narażenia na działanie terrorystyczne. Praca została sfinansowana przez Ministerstwo Nauki i Szkolnictwa Wyższego (Grant no. 0R ) 137

138 BADANIA MATERIAŁÓW EKRANUJĄCYCH POLA ELEKTROMAGNETYCZNE MAŁYCH I ŚREDNICH CZĘSTOTLIWOŚCI W ASPEKCIE ZASTOSOWANIA NA EKRANY LUB ODZIEŻ OCHRONNĄ Agnieszka Kurczewska 1, Agnieszka Stefko 1, Liliana Byczkowska-Lipińska 2 1 Centralny Instytut Ochrony Pracy-Państwowy Instytut Badawczy, Łódź 2 Wyższa Szkoła Informatyki i Umiejętności, Łódź Wraz z rozwojem techniki i gospodarki szybki przyrost liczby źródeł pól elektromagnetycznych małych i średnich częstotliwości (z zakresu 50 Hz 30 MHz) następuje wzrost liczby pracowników podawanych ekspozycji na te pola. Badania wykazują, że w Polsce ekspozycja na pola elektromagnetyczne małych i średnich częstotliwości może dotyczyć kilkudziesięciu tysięcy pracowników zatrudnionych przy obsłudze m.in. urządzeń energetycznych (linie wysokiego napięcia, stacje przesyłowo-rozdzielcze, transformatory, rozdzielnie), elektrotermicznych (piece łukowe, piece indukcyjne, zgrzewarki dielektryczne i rezystancyjne, spawarki) oraz urządzeń medycznych (diatermie fizykoterapeutyczne i chirurgiczne). W wyniku oddziaływania na człowieka pól elektromagnetycznych o częstotliwościach mniejszych od kilkuset khz może wystąpić w organizmie stymulacja tkanki nerwowej lub mięśniowej, przy częstotliwościach powyżej 1 MHz skutki termiczne. Ponadto silne pola elektromagnetyczne mogą również zakłócać pracę aktywnych implantów medycznych, takich jak stymulatory serca Dla zapewnienia ochrony przed polem elektromagnetycznym, w środowisku pracy jeśli nie można stosować rozwiązań organizacyjnych należy stosować środki ochrony zbiorowej np. ekrany urządzeń lub stanowisk a jeśli nie jest to możliwe, należy zastosować środki ochrony indywidualnej np. ekranującą odzież ochronną stanowiącą klatkę Faraday a wraz z rękawicami i odpowiednio dobranym obuwiem. Obecnie w zakresie ekranowania pól elektromagnetycznych małych i średnich częstotliwości na rynku brakuje odpowiednich rozwiązań odzieży ochronnej i jest to obszar wymagający prowadzenia badań. W artykule przeprowadzono analizę materiałów zawierających w swojej strukturze elementy elektroprzewodzące, które potencjalnie powinny ekranować pole elektromagnetyczne. Zostały one wytypowane na podstawie przeprowadzonego przeglądu dostępnych materiałów i technologii jakie mogą być wykorzystane do konstruowania materiałów na ubiory lub ekrany stosowane do ochrony pracowników przed oddziaływaniem pola elektromagnetycznego [1]. Wytypowane materiały można podzielić na trzy grupy: z drutem chromowo-niklowym lub stalowym, z udziałem przędzy elektroprzewodzącej (w formie cienkiego stalowego lub srebrnego drutu lub przędzy węglowej), laminowane z folią metalową 138

139 W przeglądzie uwzględniono opracowane w CIOP-PIB tkaniny z udziałem przędzy elektroprzewodzącej miedziano srebrnej stalowej czy węglowej. Wytypowane materiały zostały poddane badaniom skuteczności ekranowania w zakresie małych i średnich częstotliwości oraz ocenie ich przydatności między innymi do zastosowania w konstrukcji odzieży ochronnej. Środki ochrony indywidualnej przeznaczone do stosowania jako ochrona przed szkodliwym działaniem pól elektromagnetycznych, podobnie jak wszystkie środki ochrony indywidualnej, powinny spełniać określone wymagania, dzięki czemu można przyjąć, że wyroby te nie tylko zapewniają wymaganą ochronę, ale również same nie stanowią zagrożenia dla zdrowia i życia użytkownika. W przypadku środków ochrony indywidualnej podstawowym aktem prawnym obowiązującym w krajach Unii Europejskiej, regulującym kwestię wymagań dla poszczególnych środków ochrony indywidualnej, jest dyrektywa Rady Wspólnot Europejskich nr 89/686/EWG z dnia 21 grudnia 1989 r. [2]. Postanowienia tej dyrektywy wprowadza w Polsce Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 21 grudnia 2005 r. w sprawie zasadniczych wymagań dla środków ochrony indywidualnej [3]. Potwierdzenie zgodności środków ochrony indywidualnej przeznaczonych do ochrony przed polem elektromagnetycznym z wymaganiami w/w dyrektywy jest jednak trudne, gdyż nie istnieje żadna norma europejska zharmonizowana z dyrektywą, która określałaby wymagania i metody badań dla tej grupy wyrobów. Jedynym dokumentem normatywnym opracowanym w Europie dotyczącym odzieży chroniącej przed polami elektromagnetycznymi jest norma niemiecka DIN :2002, która dotyczy jednak odzieży chroniącej przed polami elektromagnetycznymi wielkich częstotliwości [4]. Stąd zaproponowano wymagania do oceny zgodności odzieży chroniącej przed polami elektromagnetycznymi małej i średniej częstotliwości z wymaganiami dyrektywy 89/686/EWG. Ostatecznie uwzględniając powyższe wymagania wybrano dwa materiały włókiennicze, pod kątem zastosowania w projektowaniu ubioru chroniącego przed wpływem pola elektromagnetycznego: tkaninę z udziałem przędzy stalowej, która bardzo dobrze ekranuje składową elektryczną pól elektromagnetycznych (powyżej 100 razy) natomiast składową pola magnetycznego dopiero od częstotliwości 50 MHz oraz tkaninę z udziałem przędzy srebrno-miedzianej, która również bardzo dobrze ekranuje składową elektryczną pola (ponad 100 razy) i dodatkowo zapewnia dwukrotne osłabienie pola magnetycznego już od częstotliwości 200 khz, co jest bardzo dobrym wynikiem, natomiast przy częstotliwości 100 MHZ parametr ten osiąga wartość 20,5. Literatura [1] Gryz K., Karpowicz J, Kurczewska A., Stefko A, Ograniczanie ryzyka zawodowego przy źródłach pól elektromagnetycznych (3) przegląd wybranych komponentów i technologii wytwarzania materiałów barierowych Bezpieczeństwo Pracy, CIOP-PIB, 2/2009. [2] Dyrektywa Rady Wspólnot Europejskich nr 89/686/EWG z dnia 21 grudnia 1989 r. w sprawie ujednolicenia przepisów prawnych państw członkowskich dotyczących środków ochrony indywidualnej (Dz.Urz.WE L 399 z r. z późn, zm.). [3] Rozporządzenie Ministra Gospodarki z dnia 21 grudnia 2005 r. w sprawie zasadniczych wymagań dla środków ochrony indywidualnej, Dz. U. 2005, nr 259, poz [4] DIN :2002 Ubiór ochronny. Część 100: Ochrona przed polami elektromagnetycznymi o wielkich częstotliwościach w zakresie częstotliwości 80 MHz do 1 GHz. Wymagania i badanie. 139

140 FORCE ACTING ON TWO NEIGHBOURING PARTICLES IN DC DIELECTROPHORESIS Eugeniusz Kurgan AGH University of Science and Technology Department of Electrical and Power Engineering, Krakow Introduction There has been a great interest in recent years concerning interparticle forces in electric fields in connection with dielectrophoresis. Several modem technologies utilize the chaining of electric particles in electric fields. The understanding of many-particle systems begins with the systematic study of simpler systems and especially calculation of forces acting between such particles. The two-sphere system has been elevated to the status of the basic building block in modelling the strong interactions of more complex particulate systems. When particles in a suspension subjected to an external electric field get close to each other, the presence of particles could alter the local electric field and consequently induce mutual dielectrophoretic (DEP) forces on each other. In this paper two-dimensional model taking into account the particle fluid electric field interactions with the aid of Maxwell stress tensor is performed to investigate the effects of the imposed electric field, the initial particle s orientation and distance on the DEP particle particle interaction between a pair of microsized particles and their relative motions. Prior to the study of the DEP particle particle interaction, the magnitude comparison between the DEP particle particle interaction and the Brownian motion is analyzed. When the DEP particle particle interaction dominates the random Brownian motion, it is expected to observe the particle chaining along the direction of the imposed electric field, independent of the initial particle orientation. The numerical predictions are in qualitative agreement with the experimental observations available from the literature. One exclusive exception of the particle chaining occurs when the initial connecting line of the particles is perpendicular to the imposed electric field, which is extremely unstable owing to the inevitable Brownian motion. Much of dielectrophoretic study up to now has been carried out in a qualitative manner, as DEP manipulation such as separation and trapping of micro-particles is relatively easy to realize with many microelectrode configurations in the common experimental conditions. However, further understanding of dielectrophoresis and achieving precise control of particle movement lead to the need of detailed quantitative analysis of dielectrophoresis. This usually deals with the analysis of the electric field distribution and the DEP force distribution. Theoretically, DEP force depends on the arrangement of the electrode and the resulting electric field distribution, as well as dielectric properties of the particle and the surrounding medium. In this paper, we considered the interdigitated electrode array used for DEP-based particle manipulation. This paper presents a numerical solution of electric fields and DEP forces in the dielectrophoretic interdigitated electrode array using equivalent dipole moment method and Maxwell stress method. 140

141 Main equations There are actually two types of dielectrophoresis involving particles suspended in a medium: positive DEP where the particles move toward the region of stronger electric field (as shown in Fig. 1), and negative DEP where the fluid surrounding the particles experience a stronger attractive force than the particles, which causes the suspended particles to be pushed toward the area of weaker electric field. F1 F F 2 F 2 F F F 1 F Fig.1. Schematic view of human body surrounded by wire with excitation current The simulated chamber is modelled as a two-dimensional model, where we need to consider only a single pair of electrodes, one with positive U z = 4 V and one with zero voltage. The extension of the interdigitated electrode array beyond the considered region can be simulated by applying periodic boundary conditions to the left and right of the problem boundary model. Assuming now, that small spherical particle has the volume V 4πr 3 /3 the total electophoretic force is given by F 2 r E (1) There exists also another method computation of the total force acting on particle, namely the Maxwell stress method. e( i) ( i) ( i) 1 ( i) 2 T i0 El Em E l, m (2) 2 The DEP force acting on particle is obtained by integrating the Maxwell stress tensor T e as follows e FDEP T n ds (3) S () i where E l is the i-th component of the electric field in medium i, ε i is the permittivity of medium i, and, δ l,m is the Dirac delta function. This tensor must be evaluated on both sides of the interface between body and the fluid. The net force F on the particle can be obtained by integrating the Maxwell stress tensor over a single surface that encloses it: 1 2 F E E n E n ds 2 (4) 1 0 S 141

142 Computations and results The finite element calculations was done for following geometrical dimensions: AB 60 μm, AC 160 μm, a 40 μm, b 40 μm, h 4 μm. Spherical dielectric particle has radius r 4 μm and relative permittivity ε The fluid, where particle moves has permittivity ε 1 4. First electric potential φ was calculated and next electric displacement D Fig. 2. Electric field E in vector form. In Fig. 2 electric field strength is shown at different points of the fluid. When particles are flowing in the dielectric fluid from left to right and we have a sequence of such electrodes and gaps the particles can be sorted according their values and relative permittivities. The Maxwell stress tensor obtained from equation (4) is shown at Fig.5. Fig. 4 presents dielectrophoretic force F DEP acting on particle in different points of the computational domain. In Fig. 3 we have equivalent lines of the modulus of the electric field strength E. In this article, cylindrical particle in uniform electric field perpendicular to the particle was considered. In addition, mutual force acting on the pair of neighboring particles is calculated. Fig. 3. Equivalent lines of the modulus of the electric field strength E 142

143 Fig. 4. Dielectrophoretic force F DEP acting on particle in different points of the computational domain. References Fig. 5. Total stress acting on suspension-particle boundary. [1] Pohl H., Dielectrophoresis, Cambridge University Press, Cambridge, UK, [2] Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Introducing dielectrophoresis as a new force field for field-flow fractionation, Biophys. J.,vol. 73, (1997), pp [3] J. Yang, Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Cell separation on microfabricated electrodes using dielectrophoretic/gravitational field-flow fractionation, Anal. Chem., vol 71, (1999), pp [4] Jones, T. B., and R. D. Miller. Multipolar interactions of dielectric spheres. J. Electrostat. 22, 1989, [5] Panofsky, W. K. H., and Phillips, M. Classical Electricity and Magnetism. Addison-Wesley, Reading, MA., 1962, [6] Sauer, F. A., Forces on suspended particles in the electromagnetic field. In Coherent Excitations in Biological Systems. H. Froehlich and F. Kremer, editors. Springer-Verlag, Berlin. 1983, [7] Stratton, J. A., Electromagnetic Theory. McGraw-Hill, 1941, New York. 143

144 INFLUENCE OF PARTICLES PARAMETERS ON TEMPERATURE DISTRIBUTION IN NANOPARTICLES HYPERTHERMIA Eugeniusz Kurgan AGH University of Science and Technology Department of Electrical and Power Engineering, Kraków Introduction A main advantage of electromagnetic (EM) hyperthermia is its ability to control the destruction process by a single electromagnetic applicator. In ideal case, concentrating power on a tumor selectively heats it to temperatures high enough to destroy cancerous cells without overheating and damaging the surrounding healthy tissues. Different heating methods are used to heat the superficial and deep placed tumors [1]. Resistive heating with external electrodes, microwaves or ultrasound are usually used. Such techniques, however, may cause problems in heating deeply situated tumors, due to unavoidable overheating adjacent healthy tissues [2]. In recent years interest in improving hyperthermia techniques has gained substantial attention in searching for new methods that can result in depth and uniform tissue heating. Invasive methods include heating with deep implanted electrodes, invasive microwave antennas, thermal seed heating, etc. It is well known that continuous temperature in range o C will cause necrosis of living cells, resulting in a permanent damage cell functions, or at least increasing heat-induced sensitization of tumor cells to ionizing radiation and to certain chemical drugs. Up to now, many different methods have been devised to raise temperature either locally in selected parts of particular organs or over the whole body [1,4]. On the other hand, it is not easy to obtain an accurate calculation of the temperature field over the entire considered region during practical hyperthermia treatments, because the number of invasive temperature probes that are necessary to control temperature distribution is limited by the pain tolerance of patients. This paper describes, through numerical finite element modeling and computer simulation, distribution of electromagnetic variables such as magnetic vector potential, electric field strength, induced current density, which are used next as starting point in calculation of heat sources in human body. In order to calculate a full investigation of the temperature variation in human tissues, one needs to take into account tissue composition, blood perfusion rate, heat conduction effects of various tissues, and heat generation due to metabolic processes. Main equations Around the human body, at a some distance, circular coil with excitation current is placed as in Figure 1. The human body is considered as homogeneous medium with averaging material parameters. It is assumed that human body has an ellipsoidal shape with semiexes a and b. Tumor inside the body has a circular form with radius r. Moreover radius of the outer dimension of the wire has value r 2 and the radius of the inner dimension has the value r

145 human body excitation coil Fig.1. Schematic view of human body surrounded by wire with excitation current The exciting current in the wires generates sinusoidal electromagnetic field which next induces eddy currents in human body. These currents are sources of heat and after some transient time a temperature distribution in body are established. In order to calculate temperature distribution electromagnetic field distribution generated by wires with exciting currents has to be calculated. Equations describing magnetic field are given by 1 2 Aˆ ˆ ˆ x j Ax J x 1 2 Aˆ ˆ ˆ y j Ay J y This model is based on the simple assumption of the energy exchange between the blood flowing in vessels and the surrounding the tumor tissues. Pennes model may provide suitable information on temperature distributions in whole body, and tumor analysis under study. The expression of Pennes bioheat equation in a body with uniform material properties in steady state is given by [6] kt C ( T T) Q Q Q (3) b b b b eddy met hyst where T is body temperature [K], k the tissue thermal conductivity [W/(m K)], ω b the blood perfusion rate [1/s], C b the blood specific heat, T b the blood vessel temperature, Q met the metabolic heat generation rate [W/m 3 ], Q ext the external heat sources [W/m 3 ]m and Q hyst is the power generated by hysteresis losses [W/m 3 ]. The usual boundary condition associated with the heat transfer process in the context of hyperthermia can be given by T T air. Hysteresis power losses are in general in human tissues given by [5] Q hyst ~ 40r C f H zm T Tc where is the remanent magnetization and χ(t) is termed the susceptibility of the material, r 0 is the radius of the particle, is the resistivity of the seed, C is the Curie constant and T c is the Curie temperature, and t is temperature. This value should be multiplied by filling factor, which is a quotient of total particle weight to tissue weight. In this way we can averaged the heat generation by hysteresis losses on the whole tumor volume. In our example Q hyst 30 [mw/cm 3 ]. (1) (2) (4) 145

146 Computations and results Following geometrical dimensions where assumed to calculations. Coil has external radius r 2 0.4[m] and internal radius r [m]. External dimension of body has elliptical shape with dimensions [m]. Skin together with fat has thickness 0.2[m]. Liver has outer dimensions 7.56[cm] and tumor has radius r 3 3[cm]. Following parameters describing tissues and blood were assumed for calculations. It is worth of notice that all this values are burdened with relatively big uncertainty coefficient. Table I. Physical parameters of tissues [5, 9] Tissue r [S/m ] k [W/(m K) ] Q met [W/m 3 ] Human body Tumor Table II. Physical parameters of blood [5, 9] Tissue ρ b [kg/m 3 ] C b [J/(kg K) ] Blood T b [K] ω b [1/s] in body Theoretical studies of temperature distributions obtained with magnetic induction methods of achieving hyperthermia have been presented. By nanoparticle heating using hysteresis losses one can obtain temperature distribution in over 42 o C range coil air skin body tumor liver Fig.2. Cross section through human body together with coil 146

147 Fig.3. Power dissipated by eddy current along body cross section Fig.4. Temperature distribution along tumor perimeter References [1] E.J. Hall, L. Roizin-Towle, Biological effects of heat, Cancer Res. 44 (1984) 4708s 4713s. [2] S.B. Field, J.W. Hand, An Introduction to the Practical Aspects of Clinical Hyperthermia, Taylor & Francis, New York, [3] P. Wust, B. Hildebrandt, G. Sreenivasa, B. Rau, J. Gellermann, H. Riess, R. Felix, P.M. Schlag, Hyperthermia in combined treatment of cancer, Lancet Oncol. 3 (8) (2002) [4] J. Zee, D. Gonzalez, G. Rhoon, J. Dijk, W. Putten, A. Hart, Comparison of radiotherapy alone with radiotherapy plus hyperthermia in locally advanced pelvic tumours: a prospective, randomised, multicentre trial, Lancet 355 (9210) (2000)

148 WPŁYW GRUBOŚCI EKRANU NA CAŁKOWITE POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO RUROWEGO TRÓJFAZOWEGO SYMETRYCZNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak Politechnika Częstochowska Wprowadzenie Współczesne osłonięte rurowe tory wielkoprądowe buduje się jako jedno, dwu i trójbiegunowe (rys. 1). Osłony tych torów mogą być izolowane względem siebie, uziemiane na końcach i w punktach pośrednich oraz zwierane przez inne osłony, lub otaczające tor konstrukcje stalowe [1]. Z punktu widzenia elektrodynamiki każda z tych struktur wymaga oddzielnego traktowania uwzględniającego ich różną budowę, a przede wszystkich liczbę przewodów fazowych i osłon toru wielkoprądowego oraz wzajemne położenie osi przewodów fazowych i ekranu. Przy analizie pola magnetycznego w takich układach należy ponadto uwzględnić wzajemne relacje między prądami fazowymi i prądem powrotnym w osłonie. a) b) c) e I e L1 L2 Rys. 1. Tory wielkoprądowe o przewodach osłoniętych: a) jednobiegunowy GIL [2], b) dwubiegunowy widok ogólny, c) trójbiegunowy symetryczny - typu EHON-12/2 produkcji Holduct w Mysłowicach [3] Rozpatrzmy pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu trójbiegunowego toru wielkoprądowego (rys. 2) z izolowaną osłoną, w którym przewody fazowe umieszczone są w wierzchołkach trójkąta równobocznego. Zmieniana będzie grubość ścianki ekranu o konduktywności 2, promieniu wewnętrznym R 3 i zewnętrznym R 4. Jeśli suma prądów fazowych I I I 0, to całkowita sem indukowana w osłonie jest wtedy równa zero

149 i w konsekwencji nie pojawi się prąd powrotny. Zatem o polu magnetycznym we wszystkich obszarach ekranu decydują prądy fazowe w przewodach osłanianych. y Her HeΘ X Z rxz r rxv I3 I2 γ1 3 rxy Y 2 Θ V I1 d R2 1 R1 x x Rys. 2. Trójbiegunowy symetryczny tor wielkoprądowy γ2 e μ0 R4 R3 Pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu Pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu ( r R4 ) określone jest wzorem [4] zew zew zew zew H ( r, Θ) H 1 ( r, Θ) H 2 ( r, Θ) H 3 ( r, Θ) (1) Jeśli wprowadzimy względną grubość ekranu R3 przy czym 0 1 (2) R4 r d zmienną względną i parametr to wzory na składowe względne pola R 4 R 3 zew magnetycznego H ( r, Θ) w obszarze zewnętrznym ekranu ( r R4 lub 1) trójfazowego trójbiegunowego symetrycznego toru wielkoprądowego mają postać [5]: n zew s n h r (, Θ) sin nθ exp - j sin n Θ exp j sin n Θ n n d n (5) oraz n zew s n hθ (, Θ) cos nθ exp - j cos n Θ exp j cos n Θ n n d n (5a) gdzie s I 2j ) K ( 2j ) I ( 2j) K ( 2j ) (6) oraz n n1 ( n1 n1 n1 d I 2j ) K ( 2j) I ( 2j) K ( 2j ) (6a) n n1( n1 n1 n1 W powyższych wzorach I n 1( 2 j), K n1 ( 2j ), I n 1( 2 j), K n 1( 2 j) są zmodyfikowanymi funkcjami Bessela odpowiednio pierwszego i drugiego rodzaju, rzędu n-1 oraz n+1, a k R dla k 2 [6]. 2 2 Wpływ grubości ekranu na pole magnetyczne w obszarze zewnętrznym ekranu Rozkład modułu całkowitego pola magnetycznego w obszarze zewnętrznym ekranu dla różnych wartości parametru w funkcji kąta Θ przedstawiamy na rysunku

150 Rys. 3. Rozkład względnej wielkości modułu całkowitego pola magnetycznego w obszarze zewnętrznym ekranu dla różnych wartości parametru Wnioski Otrzymane rozwiązania są wyrażone przez szeregi ze zmodyfikowanymi funkcjami Bessela i uwzględniają konduktywności, wymiary poprzeczne i wzajemne położenie przewodu i ekranu. Rozwiązania te uwzględniają zjawisko naskórkowości oraz wewnętrzne i zewnętrzne zjawisko zbliżenia. Są one ważne w zakresie częstotliwości pozwalającej na pominięcie prądów przesunięcia. Z przedstawionego rozkładu całkowitego pola magnetycznego w trójfazowym symetrycznym osłoniętym torze wielkoprądowym wynika, że w miarę wzrostu grubości ścianki ekranu (mniejsza wartość parametru ) pole magnetyczne staje się coraz bardziej nierównomierne (rys. 3). Ponadto natężenie pola magnetycznego przyjmuje największe wartości na powierzchni zewnętrznej ekranu w punktach najbliżej położonych względem przewodów fazowych. Literatura [1] Turowski J.: Elektrodynamika techniczna. WNT, Warszawa [2] Koch H.: Gas-Insulated Transmission Lines (GIL) for high power transmission, Proc. of 1 st International Forum on Innovations in Power Links, Paris, France (29 March 2001), pp [3] Holduct Z. H. Ltd. Polska.: Szynoprzewody trójfazowe okrągłe. [Online]. Available: [4] Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Szczegielniak Tomasz: Eliptic field problems in a screened symmetrical busduct, XXXIII International Conference on Fundamentals of Electrotechnics and Circuit Theory, ISBN , s. 9-10, Gliwce-Ustroń, [5] Kusiak D.: Pole magnetyczne dwu i trójbiegunowych torów wielkoprądowych, Rozprawa doktorska, Pol. Częst., Wydz. El., Częstochowa [6] Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Szczegielniak Tomasz: Wpływ odległości między przewodami a ekranem na pole magnetyczne ekranowanego dwuprzewodowego bifilarnego toru, Przegląd Elektrotechniczny, ISSN , R. 87, Nr 12b, 2012, s

151 CHOSEN TECHNICAL-DESIGN PARAMETERS OF A SYNCHRONOUS MOTOR WITH PERMANENT MAGNETS AND SINE WAVEFORM CONTROL Marek Lis Częstochowa University of Technology Electric motors excited with permanent magnets gain more and more popularity due to their advantages. Most important ones are: high ration of the obtained moment and power to the volume and mass of the machine, what results in lower dimensions and unit mass, thus to better control and dynamic properties. These machines usually have low inertia moment and quickly react to stimuli, may obtain high angular accelerations in a wide range of rotational velocities, they obtain high efficieny in the whole range of rotational velocities. Due to the lack of the commutator they exhibit high reliability. Magnetic coupling of the stator circuit is defined as the algebraic sum of the magnetic coupling due to tooth-end face dissipation and the magnetic coupling due to working flux in the slot part of the stator. Magnetic coupling due to tooth-end face dissipation depends linearly on currents of all electric circuits and is defined as a product of appropriate dissipation inductances and these currents. The part of magnetic circuit due to flux in the slot part of the stator is calculated as the product of elementary magnetic fluxes, which couple with a part of the inductor multiplied by the number of coils included in that part of the inductor. Adding magnetic couplings for the whole region of the inductor, we obtain the magnetic coupling of the inductor due to flux in the slot part of the motor. Total magnetic coupling for the whole circuit, where number of electric circuits, is obtained as an algebraic sum of magnetic couplings of the inductors. Taking the abovegiven into account magnetic couplings in the stator are given with the relationship, written in the matrix form L i (1) column vector of magnetic couplings of electric circuits in the stator, where: L 1 L 2 L i L 21 1 i L i L i 12 2 i 22 2 i 32 2 L L L i 13 3 i 23 3 i 33 3 k 1 K K k 1 K k 1 k1 k 2 k 3 (2) i i 1 i2 i3 column vector of currents in the electric circuits of the stator, 151

152 L 11 L 12 L 13 L L 21 L 22 L 23 matrix of inductances of tooth-end face dissipation, L 31 L 32 L column vector of magnetic couplings of electric circuits, due to couplings in the slot part of the machine. On the basis of Relationship (2) the magnetic coupling in the windings is a function of currents flowing in individual phases and the rotation angle of the rotor with respect to the stator: i1 i i 2, i 1 2, i, i, 2 3, i, , i2, i3, where: 1, 2, 3 magnetic coupling of the stator circuits, i 1, i2, i3 currents in these circuits, rotation angle of the rotor. For calculation of self- and mtual inductances it is necesary to determine partial derivatives of magnetic couplings with respect to the currents. In the paper numerical methods have been applied for this purpose. In order to discretize the considered area is divided into a number of finite elements. Numerical calculatons of differential parameters (3) Fig. 1. Magnetic couplings for the respective windings caused by motor currents i 1 =var and i 2 =i 3 =0 for the immovable rotor Fig. 2. Magnetic couplings for the respective windings caused by motor currents i 2 =var and i 1 =i 3 =0 for the immovable rotor 152

153 In Figs. 3 and 4 the dependencies of self- and mutual inductances of the motor on stator current in the winding 1 are depicted. Fig. 3. Selv-inductances of the windings versus stator current i 1 =var and i 2 =i 3 =0 for the immovable rotor Fig. 4. Mutual inductances of the windings versus stator current i 1 =var and i 2 =i 3 =0 for the immovable rotor From the results of carried out calculations the following conclusions may be drawn: as it can be seen from Figs. 1 and 2, the magnetic coupling of the winding circuit with current has an addtional component due to the current. A substantial decrease in self-inductance for the conditions i 1 = 3-4 [A], i 2 = i 3 = 0 is caused by saturation of the active zone of the motor by the reaction field of the rotor. For currents above 3-4 [A] the magnetic circuit of the machine enters the saturation state, what results in a decrease of self-inductance L 11. The absolute value of mutual inductance L 21 in dependence on current increases for a given rotor position, current i 1 increases mutual magnetic coupling between phases. 153

154 RETROSPECTIVE METHOD IN VERIFICATION OF QUALITY AND EFFICIENCY OF THERAPEUTICAL SYSTEM USING ELECTROMAGNETIC FIELD NEW DIRECTIONS Mira Lisiecka-Biełanowicz 1, Andrzej Krawczyk 2 1 Medical University of Warsaw, Department of Prevention of Environmental Hazards and Allergology, Faculty of Health Sciences 2 Częstochowa University of Technology Introduction In this research work into verification of quality and efficiency of terapeutical system using electromagnetic fields we would like to use retrospective method in our research to come to conclusion in which direction followed. The important thing in the health care organization is looking at the medical service from the process perspective. Is health care system able to take into consideration the individual needs during therapeutic process for the patient? If yes- this is the reason why nowadays the health care organization concentrated their activity on the creation a good relations with theirs clients - it means: with patients in the therapy process and with the therapist involved in service in the health care organization. The two groups of patients treated by the electromagnetic therapies were examined by the different questionnaires research, which was carried out in out-patients departments in Rehabilitation Center (CKiR) in Warsaw in [1], [3], [4] and [9]. Result analysis based on our research As the authors mentioned above in this research work into verification of quality and efficiency of terapeutical system using electromagnetic field we would like to use retrospective method of our research to come to conclusion in which direction followed. Thus, the results of our first research on verification of quality and efficiency of terapeutical system using electromagnetic fields, presented in [8] created the stage for the discussion about: the connection between patient s health and patient s daily activity, the connection between therapist s treatment and good patient s contact with therapist, the connection between health and well-being or well-being and health, but after therapy influence of therapy increase correlation between health and well-being. The next aim of the study was to consider the influence of the therapeutical relation between patient and therapist during therapy in electromagnetic field to the results of this therapy and vice versa the influence of the quality of therapy in electromagnetic field to the therapeutical relation between patient and physiotherapist. The two groups of patients treated by the electromagnetic therapies were examined by the different questionnaires research, which was 154

155 carried out in out-patients departments in the mentioned above Rehabilitation Center CKiR in in the years [1],[3] and [4]. After statistic analysis we know that: There are no significant differences between highest notes ( important and very important ) for center reputation (74,4%) and doctor effectiveness (62,8%). There are significant differences (p=0,013) in notes for scientific grade of doctor (52,7%) and aid from medical staff (84,6%). There are significant differences (p=0,003) in high rated timeliness (82%) and short time waiting for examination (92,1%). Education of medical staff and giving professional, short, clear information are also very important for patients. But emotional attitude and calmative way of giving information are not so important for patients. Discussion And Conclusions During medical process the time of quality in relations (QR) cannot be limited only into a strict time of medical visit or into a results of examination but should persist and create as a model of interaction. The quality in the medical services is quality of relation between the people who are involved in the therapeutical process but from our research we knew that more important for the patient is the professional realization of the medical procedures (by high educated medical staff, giving professional, short, clear information, short time waiting for examination and high rated timeliness) then emotional attitude of medical staff or center reputation. The relations between health and well-being measured both before and after therapy showed that therapeutic process was positive since it links health and well-being to some extent. Thus, the hypothesis for the future could be formulated as follows: Therapy in electromagnetic field does not have a big influence on patients health but influences their well-being in the most cases. In the future we would like to present the useful tool to measure all these aspects during therapy process in electromagnetic field of low frequency. References [1] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Próba weryfikacji skuteczności terapii w polu elektromagnetycznym, Przegląd Elektrotechniczny, Nr 12, [2] Drummond H., W pogoni za jakością. Total Quality Management., Dom Wydawniczy ABC, Warszawa, 1998, str. 99. [3] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A, Kulikowski J.: Influence of therapeuticalenvironment on effectivness of electromagnetic therapy, Przegląd Elektrotechniczny Nr 12/2008. [4] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A., Farnik M. : Relacja a jakość usług w magnetoterapii (Therapeutical relation and quality in magnetotherapy). Przegląd Elektrotechniczny Nr 12/2009. [5] Lisiecka-Biełanowicz M.: Interakcje firmy z klientem podstawą współtworzenia wartości usług w: Sposoby utrzymywania przewagi konkurencyjnej firmy (red. Krystyna Lisiecka), Wydawnictwo Akademii Ekonomicznej im. Karola Adamieckiego w Katowicach, Katowice, [6] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A.: Ewaluacja jakości relacji w procesie świadczenia usług w systemie ochrony zdrowia w: Bioelektromagnetyzm teoria i praktyka (red. Andrzej Krawczyk i Tomasz Zyss), CIOP Warszawa, [7] Rogoziński K., Jakość usług w horyzoncie aksjologicznym. W: Problemy Jakości nr 1/2005, Wydawnictwo SIGMA-NOT, Warszawa, 2005 r., str. 24 oraz [8] Lisiecka-Biełanowicz M, Krawczyk A, Lusawa A.,: A verification of quality and efficiency of terapeutical 155

156 system using electromagnetic fields. in : Studies in Applied Electromagnetics and Mechanics Electromagnetic field, health and environment Volume 29 (Eds. A Krawczyk et al.), IOS Press, Amsterdam Berlin Oxford Tokyo Washington, DC, 2008, p , ISSN [9] Lisiecka-Biełanowicz M., Krawczyk A., Lusawa A.,: The improved tool in the process of evaluation of electromagnetic therapy. (Udoskonalone narzędzie w procesie ewaluacji terapii elektromagnetycznej), Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), Wydawnictwo SIGMA-NOT Sp. z o.o., Warszawa, Str , PL ISSN , R.86 Nr 12/2010. OCENA WYBRANYCH PARAMETRÓW NASIENIA LUDZKIEGO PODDANEGO DZIAŁANIU POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO O NISKIEJ INDUKCJI MAGNETYCZNEJ Maciej Łopucki, Piotr Bijak, Agnieszka Grafka I Katedra i Klinika Ginekologii Onkologicznej i Ginekologii Uniwersytetu Medycznego w Lublinie Na podstawie piśmiennictwa można stwierdzić, że zaburzenia lub/i osłabienie czynnika męskiego w rozrodzie człowieka może być wynikiem oddziaływania licznych nowych ksenobiotyków, w tym prawdopodobnie pola elektromagnetycznego o niskiej indukcji magnetycznej o różnych zakresach częstotliwości prądu stałego i zmiennego [1,2,3,4]. Celem badań była ocena właściwości biologicznych dotyczących m.in. morfologii i ruchu jakie wykazują plemniki ludzkie poddane oddziaływaniu Zmiennego Jednorodnego Sinusoidalnego Pola Magnetycznego o Niskiej Indukcji Magnetyczmnej (ZJSPMoNIM) 0,5mT o częstotliwości 50Hz w warunkach in vitro w trzech przedziałach czasowych (30, 90 i 180 min). Dla każdego badanego ejakulatu grupę kontrolną stanowiło nasienie tego samego dawcy nie poddane ekspozycji ZJSPMoNIM. Podstawowym warunkiem zakwalifikowania nasienia do badań był brak przeciwwskazań w wywiadzie lekarskim (m.in.: stosowane używki, przyjmowanie leków, nadciśnienie, cukrzyca itp.) oraz utrzymanie norm jakościowych wg standardów WHO. Na podstawie badań dotyczących min.: koncentracji, aglutynacji, aglomeracji i vitebility po 30, 90 i 180 min eksperymentu można stwierdzić, że ekspozycja ZJSPMoNIM 0,5mT o częstotliwości 50Hz nie zaburza w/wym. parametrów plemników w warunkach in vitro. Natomiast wybiórczo wpływała na obniżenie ruchu plemników A, B i C w wybranych przedziałach czasu. Obserwowano wysoce istotnie obniżenie ruchu A we wszystkich zestawieniach po: 30 min (p=0,0007), 90 min (p=0,0001) oraz 180 min (p=0,0001) eksperymentu. Stwierdzono również wysoce istotne spowolnienie mobilności ruchu B we wszystkich zestawieniach po 90 min (p=0,0007) oraz po 180 min (p=0,01). Natomiast nie obserwowano oddziaływania w/wym. ekspozycji ZJSPMoNIM na ruch B po 30 min (p=0,1). Wykazano również, że ruch C plemników wysoce istotnie obniżał się po 30 min (p=0,0005) oraz po 90 min (p=0,008), a natomiast po 180 min eksperymentu obserwowano brak istotnych różnic (p=0,18). 156

157 Wyniki badań własnych dają podstawy do przypuszczenia, że ekspozycja ZJSPMoNIM 0,5mT o częstotliwości 50Hz w wybranych przedziałach czasu wybiórczo (w %) obniża ruch A, B i C plemników ludzkich w warunkach doświadczalnych in vitro. Ponadto na podstawie analizy bieżącego piśmiennictwa można stwierdzić, że brak jest kompleksowych danych na ten temat i dlatego też wydaje się celowa kontynuacja tego kierunku badań eksperymentalnych na plemnikach ludzkich w warunkach in vitro. Do chwili obecnej można przypuszczać, że ekspozycja ZJSPMoNIM ma niekorzystny wpływ na funkcje biologiczne człowieka (1,5,6), a więc też prawdopodobnie na plemniki ludzkie w warunkach in vivo. W nielicznych publikacjach przedstawione są wyniki badań dotyczące min.: oddziaływania ZJSPMoNIM o częstotliwości 50Hz o indukcji magnetycznej 2,5 i 5mT na ludzkie komórki spermatogenezy. W 2007 r. Iorio R. i wsp. (7) na podstawie badań eksperymentalnych prowadzonych w warunkach in vitro przez dwie godziny wykazali, że indukcja magnetyczna 5mT w/wym. pola magnetycznego obniża ruch komórek spermatogenezy, natomiast ekspozycja 2,5mT nie ma istotnego wpływu na w/wym. Oceniany parametr. Autorzy przypuszczają, że odmienne reakcje komórek spermatogenezy w warunkach eksperymentalnych mogą być wynikiem zastosowanych w badaniach dwóch różnych wartości amplitud fali ZJSPMoNIM o częstotliwości 50Hz. Wyniki badań eksperymentów własnych i nieliczne przedstawione w piśmiennictwie w tym temacie dają podstawy do dalszych badań dotyczących min.: oceny zachowania się elektrolitów, białek, przemian energetycznych, a także wielu innych oddziaływań w nasieniu ludzkim [8,9]. Ponadto przedstawione wyniki badań własnych mają implikacje kliniczne, bowiem na ich podstawie można przypuszczać, że ZJSPMoNIM 0,5mT o częstotliwości 50Hz jest jednym z ksenobiotyków, który selektywnie obniża płodność mężczyzn. Literatura [1] Aitken, R. J.; Bennetts, L. E.; Sawyer, D.; Wiklendt, A. M.; King, B. V. Impact of radio frequency electromagnetic radiation on DNA integrity in the male germline. Int. J. Androl. 2005, 28(3), [2] Andersen, A. G.; Jensen, T. K.; Carlsen, E.; Jorgensen, N.; Andersson, A. M.; Krarup, T.; Keiding, N.; Skakkebaek, N. E. High frequency of sub-optimal semen quality in an unselected population of young men. Hum. Reprod. 2000, 15(2), [3] Aqarwal, A.; Deepinder, F.; Sharma, R. K.; Ranga, G.; Li, J. Effect of cell phone usge on semen analysis in men attending infertility clinic: an observational study. Fertil. Steril. 2008, 89(1), [4] Łopucki, M.; Jakiel, G.; Bakalczuk, Sz.; Pietruszewski, S.; Kankofer, M.; Bakalczuk, G.; Tkaczuk-Włach, J.; Kotarski, J. Influence of alternating magnetic field with magnetic iduction 0,5mT and frequency 50Hz on human spermatozoas in vitro. Int. J. of Andrology. 2005, 28(1), 106. [5] Derias, E. M.; Stefanis, P.; Drakeley, A.; Gazvani, R.; Lewis-Jones, D. I. Growing concern over the safety of using mobile phones and fertility. Arch. Androl. 2006, 52(1), [6] Szmigielski, S.; Sobiczewska, E. Współczesne poglądy na ryzyko nowotworowe pól magnetycznych 50Hz w świetle wyników międzynarodowych programów naukowych. Pola elektromagnetyczne 50Hz w środowisku człowieka. Ed.: EKOKONSULT Biuro Projektowo-Doradcze. Materiały konferencyjne Poznań., 2003, [7] Iorio, R.; Scrimaglio, R.; Rantucci, E.; Delle Monache, S.; Di Gaetano, A.; Finetti, N.; Francavilla, F.; Santucci, R.; Tettamanti, E.; Colonna, R. A preliminary study of oscillating electromagnetic field effects on human spermatozoon motility. Bioelectromagnetics. 2007, 28, [8] Semczuk, M.; Kurpisz, M. Andrologia; Wydawnictwo Lekarskie PZWL., 2006, [9] Mukai, C.; Okuno, M. Glycolysis plays a major role for adenosine triphosphate supplementation in mouse sperm flagellar movement. Biol. Reprod. 2004, 157

158 HIGHER-ORDER MODELING OF ELECTROSTATIC SEPARATOR OF PLASTIC PARTICLES František Mach, Pavel Kůs, Pavel Karban, Ivo Doležel University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering, Czech Republic The paper deals with the possibility of recycling plastic materials. As their particular levels should be as pure as possible, it is crucially important to have a sufficiently powerful technique for their mutual separation. One of the promising techniques of this kind is based on the triboelectric effect consisting in the fact that small particles of a mixture of plastics are able to accept electric charge whose value depends on the type of plastic [1]. And after charging, the particles are transported to a stronger electric field where they freely fall down and their movement is driven by the local field strength. An appropriate device (separator) of this kind is indicated in Fig. 1. Fig. 1. Typical separator of plastic particles It consists of two electrodes, one of them being grounded. The electrodes are supposed to be covered by a suitable insulating material that prevents recharging of the particles in case of direct impacts with them. The mixture of charged particles is delivered by the feeder. At the bottom of the device there are recycle bins used for accumulating of particular levels of plastics. One of the principal demands is to tune the shape of the electrodes and widths of the bins so that the particles of different levels fall down exactly to the corresponding bin. The aim of the paper is to model the dynamics of the particles in the device determined for separation of two levels (polyethylene PET and polyvinylchloride PVC) and optimize the shape of both electrodes in order to satisfy the demands concerning the purity of particular levels. The mass and charge of the mixed particles obeys the Gauss distribution. Electric field in between the electrodes in the separator is described by the equation for the electric potential div grad 0, (1) where is the dielectric permittivity. The boundary conditions are given by the known values of the electric potential on the electrodes and Neumann condition along the artificial boundary placed at a sufficiently distance from the device. The movement of the particle obeys the equations for its velocity v and trajectory s in the forms 158

159 dv d m Fe Fa F g, v s. (2) d t dt Here F e denotes the Coulomb force acting on the particle, F a represents the aerodynamic resistance and F g is the gravitational force. The above model was solved numerically using our own code Agros2D, which is a powerful user s interface serving for pre-processing and post-processing of the problems solved. The code collaborates with the library Hermes containing the most advanced fully adaptive algorithms for solution of systems of generally nonlinear and nonstationary partial differential equations (PDEs) based on the finite element method of higher order of accuracy. The movement of the particles affected by electric field, gravity and drag aerodynamic resistance is modeled by an adaptive Runge-Kutta-Fehlberg method with a time-varying time step. The shape optimization is carried out using a technique based on higher-order conjugate gradients. Some results follow. Fig. 2 (left part) shows the starting arrangement; the right part shows the final arrangement with the optimized shape of electrodes. Fig. 2. The starting (left) and final (optimized electrodes) arrangement (right)of the separator Figure 3 (left part) depicts the typical trajectories of the PVC particles, while its right part depicts the efficiency of separation as a function of the voltage between the electrodes. Fig. 3. Typical trajectories of the PVC particles in the optimized device (left) and efficiency of the process as a function of voltage between the electrodes for the basic and optimized arrangements (right) 159

160 Acknowledgment This work was supported by the European Regional Development Fund and Ministry of Education, Youth and Sports of the Czech Republic (project No. CZ.1.05/2.1.00/ : Regional Innovation Centre for Electrical Engineering RICE) and Grant project GACR P102/11/0498. References [1] Saeki, M.: Triboelectric Separation of Three-Component Plastic Mixture, Particulate Science and Technology, Vol. 26/5, pp , COMPARISON OF DOMAIN DECOMPOSITION METHODS FOR ELLIPTIC PARTIAL DIFFERENTIAL PROBLEMS WITH UNSTRUCTURED MESHES Daniel Marcsa, Miklos Kuczmann Széchenyi István University, Department of Automation Laboratory of Electromagnetic Field, Hungary Different applications of domain decomposition method [1], [2] have a long history in computational science. The reason for employing the sub-structuring technique was the small memory of computers. To solve large scale problems, a domain was divided into sub-domains that fit into computer memory. However, the computer memory grows but demand for solution of large real life problems is always ahead of computer capabilities. The large scale computations and simulations performed with finite element method (FEM) [3] often require very long computation time. While limited progress can be reached with improvement of numerical algorithms, a radical time reduction can be made with multiprocessor computation. In order to perform finite element analysis on a parallel computer, computation should be distributed across processors. The finite element method [3] is an important technique for the solution of a wide range of problems in science and engineering. It is based on the weak formulation of the partial differential equations, which can be obtained by the Maxwell s equations and the weighted residual method [3]. The most time consuming part in finite element computations is the solution of the large sparse system of equations. Therefore, the solution of a large system of equations must be parallelized in order to speed-up the numerical computations [1]. Two non-overlapping domain decomposition methods, the Schur complement method [1], [2] and the FETI (Finite Elemenet Tearing and Interconnectioning) method [4], [5], [6] have been used after the cut of the finite element mesh into sub-regions or also called subdomains (see in Fig. 1), and it reduces the large mass matrix into smaller parts. The independent sub-domains, and the assembling of these equation systems can be handled by the independent processors of a supercomputer or by the independent computers of a computer grid i.e. in a parallel way. Furthermore, after the assembling, the system of linear 160

161 equations has also been solved in a parallel way. Fig. 2 presents an example about the assembled results of problem, and the run-time via numer of processors. Fig. 1. Schematic description of parallel computation The full paper presents a parallel approach for the efficient solution of 1D and 2D elliptic partial differential equation problems by parallel finite element method. These problems are case studies to show the steps of the Schur complement method and FETI method with parallel finite element technique. The domain decomposition methods will present and compare by the run-times via number of processors and by the speed-up via number of processors. Fig. 2. Magnetic flux distribution and the magnetic flux lines of the quarter of single-phase transformer and the run-time at different number of processors References [1] Magoulés F., Mesh partitioning techniques and domain decomposition method, Kippen, Stirling, Scotland, Saxe-Coburg Publication, [2] Kruis J., Domain decomposition methods for distributed computing, Kippen, Stirling, Scotland, Saxe- Coburg Publication, [3] Kuczmann M., Iványi A., The Finite Element Method in Magnetics, Budapest: Academic Press,

162 [4] Toselli A., FETI domein decomposition methods for scalar advection-diffusion problems, Computer methods in applied mechanics and engineering, Vol. 190, 2001, pp [5] Farhat C., Mandel J., The two-level FETI method for static and dynamic plate problems Part I: An optimal iterative solver for bihamonic systems, Computer methods in applied mechanics and engineering, Vol. 155, 1998, pp [6] Farhat C., Chen P., Mandel J., Roux F. X.,, The two level FETI method Part II: Extension to shell problems, parallel implementation and performance results, Computer methods in applied mechanics and engineering, Vol. 155, 1998, pp A NUMERICAL EVALUATION OF ELECTRIC FIELD AND SAR DISTRIBUTION AROUND A TITANIUM IMPLANT IN THE TRUNK OF A TEENAGER Arkadiusz Miaskowki 1, Andrzej Krawczyk 4, Grażyna Olchowik 3, Ewa Łada-Tondyra 2, Andrzej Bartosiński 4 1 University of Life Sciences in Lublin, Poland 2 Częstochowa University of Technology, Poland 3 Medical University of Lublin, Poland 4 Military Institute of Hygiene and Epidemiology There are many people who carry metallic implants inside their bodies. In general, these implants can be divided into two groups i.e. passive implants like orthopedic plates, wires, rods and active ones like pacemakers. Also children can carry metallic items like titanium bars in the case of, for example, pectus excavatum deformity which produces sunken appearance of the chest [1]. Whenever a RF field impinges on such a metallic object, the field is scattered around the conductor and may redistribute the energy of the incident field to produce peak SAR (Specific Absorption Rate) concentrations around the parts of the implant. SAR is the fundamental metric of RF heating and can be calculated in any point of the exposure material from the internal electric field (E) using: σ SAR = E 2 (1) ρ where σ is the conductivity (S/m), ρ is the mass density (kg/m 3 ), and E is expressed in rms V/m. This study explores the use of FDTD modeling technique for assessing metallic implant influence on SAR and E-field distribution in the realistic three-dimensional finite-difference geometry based on Virtual Family (see Fig. 1) [2]. The dielectric properties (electrical conductivity, relative permittivity and mass density) of the boy model used in this study were based on Cole-Cole model [3] with parameters taken from Gabriel [4]. The preliminary results of SAR distributions for frequency f = 2.45 GHz can be seen in Fig

163 Fig. 1. Thelonious 6-year-old boy from Virtual Family Fig. 2. SAR 10g distribution for the boy model with implant (right) and without it (left) It was found that the implant did not change the SAR distribution in the model for the presented configuration, but unexpectedly the SAR values decreased when compared with the model without an implant. Further investigation will be conducted for different plane wave polarizations and frequencies in order to find the worst scenarios. References [1] Michael E. Conti, Anesthetic Management of Acute Subcutaneous Emphysema and Pneumothorax Following a Nuss Procedure: A Case Report, AANA Journal, June 2009, Vol. 77, No. 3, pp [2] [3] K.S.Cole and R.H.Cole, Dispersion and absorption in dielectrics: I. Alternating current characteristics, Journal of Chemical Physics, April 1941, pp [4] C. Gabriel, Compilation of the Dielectric Properties of Body Tissues at RF and Microwave Frequencies, Report N.AL/OE-TR , Occupational and environmental health directorate, Radiofrequency Radiation Division, Brooks Air Force Base, Texas (USA),

164 NUMERICAL ANALYSIS OF HIGH FREQUENCY ELEKTROMAGNTETIC FIELD DISTRIBUTION AND SPECYFIC ABSORPTION RATE IN NATURALISTIC BREAST MODELS Joanna Michałowska-Samonek 1, Arkadiusz Miaskowski 2, Andrzej Wac-Włodarczyk 1 1 Lublin University of Technology, Institute of Electrical Engineering and Electrotechnologies 2 University of Life Sciences in Lublin, Department of Applied Mathematics and Computer Science Introduction The development of microwave breast cancer detection techniques, which can be seen in the last ten years, forces electromagnetic field (EMF) analysis in the context of electromagnetic hazards. Referring to the standard proposed by the Commission on Non-Ionizing Radiation Protection ICNIRP [4] and adopted by EU as the norm, parameters which are required for estimation of EMF exposures in the frequency range of 10 MHz-10 GHz are electric field (E) and Specific Absorption Rate (SAR). The SAR value is defined in an official 2008/46/WE directive [3] of the European Parliament and Council document prepared on the basis of ICNIRP report. According to the current Directive the limit value of SAR averaged to 10 grams is SAR 10g = 0.4 W/kg. SAR is a measure of the rate at which energy is absorbed by the body when exposed to a high frequency electromagnetic field. It is defined as the power absorbed per mass of tissue and has units of watts per kilogram (W/kg). SAR is usually averaged either over the whole body, or over a small sample volume (typically 1 g or 10 g of tissue). SAR can be calculated from the electric field within the tissue as: 2 E SAR (1) where is the conductivity of tissue [S/m], ρ is the density of the tissue [kg/m 3 ], E electric field in the tissue. Numerical analysis In order to estimate the electric field and SAR distribution in female breast the authors have used freely available database of the models [5]. The breast phantoms are derived from series of T1-weighted magnetic resonance images (MRIs) and they are divided into four categories: mostly fatty (<25% glandular tissues), scattered fibroglandular (25-50% glandular tissue), heterogeneously dense (50-75% glandular tissue) and extremity dense (>75% glandular tissue). 164

165 Fig.1. Naturalistic breast model Class 1 (mostly fatty) In our case the electrical properties of the breast model were calculated for frequency of 6GHz with regard to Cole-Cole equation [1] with parameters taken from Gabriels [2]. j 1 1 j jo s (2) where: ω angular frequency, Δε = ε - ε s dielectric increment, ε s electric permittivity, ε o permittivity of vacuum, σ s static conductivity, - relaxation time, α- parameter of time relaxation distribution. In order to simulate a source of electromagnetic field a dipole antenna has been used. The dipole was prepared for resonance frequency f = 6 GHz and its the power was estimated for 2W. The exemplary distributions of EMF and SAR can be seen in Fig.2 a) b) SAR avg =138,2 [µw/g] Fig.2. Mostly fatty breast: a) Electric field distribution, b) SAR 10g distribution On the base of simulations the authors have received the electric field distribution and SAR in the considered models. One can see that the values of E and SAR are below the values proposed in the norms. 165

166 References [1] Cole K.S., at all, Dispersion and absorption in dielectrics, J.Chem.Phys.,pp , 1941, [2] Gabriel C.,The dielectric properties of biological tissue: I. Literature survey, Phys. Med. Biol, mvol.41, pp , 1996, [3] [4] ICNIRP, Guidelines for Limiting Exposure to Time-Varying Electric, Magnetic, and Electromagnetic Fields (up to 300 GHz), Health Physics, vol. 74, no 4, pp , 1998, [5] Zastrow E., at all, Database of 3D Grid-Based Numerical Breast Phantoms for use in Computational Elektromagnetics Simulation Universityof Wisconsin, WŁÓKNA AMORFICZNE: TECHNOLOGIA I WŁAŚCIWOŚCI Mariusz Najgebauer, Krzysztof Chwastek, Jan Szczygłowski Politechnika Częstochowska, Instytut Elektroenergetyki Materiały magnetyczne o strukturze amorficznej charakteryzują się bardzo korzystnymi właściwościami magnetycznymi, elektrycznymi oraz mechanicznymi. Materiały amorficzne produkowane w postaci cienkich taśm stosowane są przede wszystkim do produkcji rdzeni transformatorów rozdzielczych, ale także znalazły zastosowanie w czujnikach, ekranach magnetycznych oraz głowicach do zapisu informacji. a) b) Rys.1. Włókno amorficzne (a) [12] oraz mikrowłókno w osnowie szklanej (b) [13] W latach 80-tych ubiegłego wieku rozpoczęto produkcję materiałów amorficznych w postaci cienkich włókien o cylindrycznym kształcie, charakteryzujących się specyficznymi właściwościami magnetycznymi [1]. Włókna amorficzne produkowane są obecnie dwiema podstawowymi technologiami: poprzez gwałtowne schładzanie strumienia ciekłego metalu w wirującej cieczy (ang. in-rotating water quenching technique). Technologia ta umożliwia produkcję włókien amorficznych o średnicach rzędu od 80 do 160 m, 166

167 poprzez gwałtowne schłodzenie ciekłego metalu przepływającego przez szklaną kapilarę, co pozwala na uzyskanie mikrowłókna amorficznego w szklanej osnowie (ang. glass-coated melt spinning method). Średnica włókna otrzymanego tą metodą zawiera się w granicach 1-20 m, a grubość szklanej warstwy wynosi 2-10 m [1-5,7-9,11]. Właściwości magnetyczne włókien i mikrowłókien amorficznych silnie zależą od ich składu chemicznego, który jest odpowiedzialny za znak oraz wartość magnetostrykcji. Włókna amorficzne można podzielić na trzy podstawowe grupy: włókna na bazie Fe o dodatniej i stosunkowo dużej magnetostrykcji ( 10-5 ), włókna na bazie Co o ujemnej magnetostrykcji ( ), oraz włókna na bazie Co z niewielkim dodatkiem Fe, charakteryzujące się bliską zeru magnetostrykcją ( ) [1,2,4,5,9]. Najbardziej charakterystyczną cechą włókien oraz mikrowłókien amorficznych jest bistabilność magnetyczna, reprezentowana przez prostokątną pętlę histerezy magnetycznej. Zjawisko bistabilności magnetycznej uwarunkowane jest jednodomenową strukturą włókna i polega na skokowym przemagnesowaniu materiału, czemu odpowiada pojedynczy skok Barkhausena. Zjawisko to występuje przy krytycznej wartości pola magnetycznego, określanego jako pole przełączające [1,4,5,8,10]. Zjawisko bistabilności magnetycznej występuje wyłącznie dla włókien amorficznych o dużych (ujemnych bądź dodatnich) wartościach magnetostrykcji. W przypadku włókien o bliskiej zeru magnetostrykcji, ze względu na bark w nich struktury jednodomenowej, nie obserwuje się zjawiska bistabilności magnetycznej, a pętla histerezy charakteryzująca ich właściwości magnetyczne ma postać zbliżoną do krzywej bezhisterezowej [2,4,7,10]. We włóknach tych występuje natomiast zjawisko gigantycznej magnetoimpedancji, polegające na znaczących zmianach impedancji materiału pod wpływem zewnętrznego, stałego pola magnetycznego [1,4,6-10]. Włókna amorficzne z względu na swoje właściwości magnetyczne (w tym zjawisko bistabilności magnetycznej i gigantycznej magnetoimpedancji) i mechaniczne (m.in. znikome wymiary), znalazły zastosowanie w różnego typu sensorach magnetycznych, jak również przyczyniły się do ich miniaturyzacji. Literatura [1] Vázquez M., Hernando A., A soft magnetic wires for sensor applications, J. Phys. D: Appl. Phys., 29 (1996), [2] Vázquez M., Zhukov A.P., Magnetic properties of glass-coated amorphous and nanocrystalline microwires, /444J. Mag. Mag. Mater., 160 (1996), [3] Chiriac H., Óvári T.A., Pop Gh., Barariu F., Amorphous glass-covered magnetic wires for sensing applications, Sensor and Actuators A, 59 (1997), [4] Vázquez M., Soft magnetic wires, Physica B, vol. 299 (2001), [5] Chiriac H., Preparation and characterization of glass covered magnetic wires, Mat. Sci. Eng. A, (2001), [6] Kamruzzaman Md., Rahman I.Z., Rahman M.A., A review on magneto-impedance effect in amorphous magnetic materials, J. Mat. Proc. Tech., 119 (2001), [7] Zhukov A., Glass-coated magnetic microwires for technical applications, J. Mag. Mag. Mater., (2002), [8] Marín P., Hernando A., Magnetic microwires: manufacture, properties and applications, Encyclopedia of Materials: Science and Technology, 2004, 1-9 [9] Zhukova V., Ipatov M., Zhukov A., Thin magnetically soft wires for magnetic microsensors, Sensors, 9 (2009), [10] Mohri K. i in., Advances of amorphous wires magnetics over 27 years, Phys. Status Solidi A, 4 (2009),

168 [11] Vázquez M., Adenot-Engelvin A.-L., Glass-coated amorphous ferromagnetic microwires at microwave frequency, J. Mag. Mag. Mater., 321 (2009), [12] - strona internetowa Amorphd Noval Materials Technology Co. Ltd., Jiangsu, China [13] - strona internetowa Group of Nanomagnetism and Magnetization Processes, Instituto de Ciencia de Materiales de Madrid, CSIC, Spain ZASTOSOWANIE METODY ROZWIĄZAŃ FUNDAMENTALNYCH W NIELINIOWYCH ZAGADNIENIACH ELEKTROMAGNETYZMU Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako 2 Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych 2 Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki Wstęp W zagadnieniach polowych najpowszechniej stosuje są metody należące do kategorii obszarowych (MES, MRS). Popularność konkurencyjnych, w stosunku do nich, metod brzegowych (np. MEB) jest znacznie mniejsza, pomimo, że te pierwsze pod bardzo wieloma względami im ustępują (większe rozmiary modelu numerycznego i wymagania sprzętowe, trudności w analizie układów zawierających obszary nieograniczone, kłopotliwa ocena błędu rozwiązania i inne). Główną przyczyną tego stanu rzeczy jest to, że metody brzegowe uznawane są za mniej uniwersalne, np. za nie nadające się do rozwiązywania zagadnień nieliniowych. Istotnie, wszystkie metody brzegowe bazują na zasadzie superpozycji, która obowiązuje jedynie w zagadnieniach liniowych. Pomimo to istnieją pewne koncepcje wskazujące na możliwość ich zastosowania również w zagadnieniach nieliniowych [1]. z Autorzy od szeregu lat zajmują się badaniem i rozwijaniem rzadko stosowanej w zagadnieniach elektrodynamiki brzegowej metody rozwiązań fundamentalnych (MRF) [2, 3, 4, 5]. W niniejszej pracy podjęto próbę jej zaimplementowania do analizy zagadnień nieliniowych na przykładzie modelowego zagadnienia magnetostatyki. Przeprowadzono testy numeryczne pozwalające na wstępną ocenę jej skuteczności i celowości ewentualnych dalszych badań nad możliwościami jej zastosowania w bardziej złożonych zagadnieniach elektrodynamiki obliczeniowej. R u x R k Rys. 2 Analizowany układ i y 168

169 Sformułowanie zagadnienia Rozważane zagadnienie dotyczy analizy pola magnetostatycznego wzbudzonego przez prąd stały płynący w zwoju kołowym otaczającym kulę o nieliniowych właściwościach magnetycznych, opisanych zależnością (H) (rys. 1). Przy poczynionych założeniach, w rozpatrywanym obszarze natężenie pola magnetycznego H można wyrazić za pomocą skalarnego potencjału magnetycznego ( H grad ), spełniającego równania: I I grad ( H) grad we wnętrzu kuli, (1) ( H) II 0 w obszarze zewnętrznym, (2) oraz warunki brzegowe: I II, II r I r ( H) r na powierzchni granicznej. (3) Zarys metody rozwiązania Rozwiązania tak postawionego zagadnienia można poszukiwać na drodze iteracyjnej, przyjmując w pierwszym kroku = const, a w następnych przez rozwiązanie równania (1), którego prawą stronę wyznacza się na podstawie rozkładu pola obliczonego w kroku poprzednim. W każdym kroku iteracji rozwiązywane jest więc równanie liniowe (Poissone a), dzięki czemu rozwiązanie może być przedstawione w postaci superpozycji potencjału źródłowego 0 i i kombinacji liniowej rozwiązań fundamentalnych równania Laplace a N k 0 k k ( r) ( r) p F ( r), k = I, II, i numer iteracji, (4) i i n1 n gdzie: I 0 grad ( Hi 1) grad i 1 3 r r i ( ) d, i > 1, I 4 ( H ) r r n i1 k F n n F : 1 ( r), n = 1,..,N, (5) r r k r n - punkty osobliwe rozwiązań F n leżące poza obszarem k. 0 W pierwszym kroku iteracji 1 jest potencjałem pola wzbudzającego, który wyraża się całką: 0 i 1 z 2 0 R ( sin z ) u 2 cos z R 2 u 2R u 2 2 cos z k Współczynniki p n w sumie aproksymacyjnej w (4) wyznaczane są w taki sposób, aby dla k ustalonego zbioru rozwiązań fundamentalnych F n (określonego zbiorem ich punktów osobliwych) w możliwie najlepszym stopniu spełnić warunki brzegowe. Uzyskuje się to przez minimalizację funkcjonału błędu brzegowego rozwiązania. Stosując metodę najlepszej aproksymacji sprowadza się zagadnienie do liniowego układu równań algebraicznych. Literatura [1] Jabłoński P.: Metoda elementów brzegowych w analizie pola elektromagnetycznego, Wydawnictwo Politechniki Częstochowskiej. Częstochowa [2] Pawłowski S.: Solution of boundary value problem approximated by fundamental solutions, Journal of Technical Physics, 34, 2, s , [3] Pawłowski S.: Iteracyjno-brzegowa metoda analizy trójwymiarowych zagadnień quasi-stacjonarnych zagadnień elektrodynamiki, Oficyna Wydawnicza Politechniki Rzeszowskiej, Rzeszów d k n (7) 169

170 [4] Pawłowski S., Plewako J.: Application of iterative boundary method in determination of 3D harmonic electromagnetic field induced by current ducts. Electrical Review, No 12, p , [5] Apanasewicz S., Pawłowski S., Plewako J.: Scatter of high frequency electromagnetic wave on the trihedral conductive, Przegląd Elektrotechniczny, No 12b, s. 5-9, INFLUENCE OF THE STATOR YOKE DESIGN ON TORQUE CHARACTERISTICS FOR PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR Lidija Petkovska 1,2, Goga Cvetkovski 1 1 Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies, Macedonia 2 International Balkan University, Samoilova 10, 1000 Skopje, Macedonia Introduction High-performance drives require permanent magnet synchronous motors (PMSMs) that produce smooth static torque with rather low component of cogging torque. In many commercially available motors, their typical value is 5-15% of the rated torque. However, due to the imperfect manufacture, even properly designed PMSMs may have higher cogging torque, as much as 25% of rated value. Hence, to design motors that meet required specifications, accurate methods for torques prediction and assessment are necessary [1]. A variety of techniques for cogging torque reduction are applied. They fall into two categories: drive strategies and geometric design. The former approach [2] includes current waveform, switch on/off, duty cycle, etc. The second approach [3] deals with the geometric design of stator and rotor lamination, permanent magnet poles shape, air-gap profile, etc. Analysis Model and Procedure The analysis model is PM synchronous motor with 3-phase, 6-poles, 18 A rated current, 0-10Nm torque control, and rpm speed control. There are 6 high energy Sm Co magnet poles, surface mounted on the rotor, that are magnetized in radial direction, and a stator lamination with 36 slots. Three different stator yoke models, modified from a common round stator yoke [2], are analysed. Yoke Y1: the round stator yoke is a common cylinder configuration; Yoke Y2: in the round stator yoke Y1 are added 6 symmetrically displaced circular interlocks; Yoke Y3: in the stator yoke Y2 there are flat edges and 8 extra notches with 3 different shapes. 170

171 These stator structures Y1, Y2 and Y3 are shown in Fig. 1, (a), (b) and (c), respectively; they all are formed with identical yoke thickness, inner radius of the stator and stack length. (a) Yoke 1 Y1 (b) Yoke 2 Y2 (c) Yoke 3 Y3 Figure 1. Three different stator yoke structures The two-dimensional Finite Element Analysis (FEA) is used for prediction torque characteristics of PMSM. The Maxwell stress tensor is used to calculate torques. The mesh of finite elements is with more than 57,000 nodes and 116,000 elements. In order to achieve a very close estimation of torque, the mesh density in the air gap, where the Maxwell stress is highest, has been refined. The calculations start with no-load, when the magnetic field is produced by the permanent magnets only. The next FEM results show the effects of load on the magnetic field distribution in the motor. The computations are carried out with rated current; rotor rotation is selected to be clockwise. The magnetic field distribution at rotor position of 30 0 mech., for 3 studied models is presented in Fig. 2. (a) Y1 (b) Y2 (c) Y3 Figure 2. Magnetic field distribution at I=I n =18 A and =30 0 mech.=90 0 el. (a) Y1 (b) Y2 (c) Y3 Figure 3. Cogging torque characteristics for different yoke geometries The static torque is another important characteristic for performance analysis of the PMSM. For torque calculations various approaches exist; we use the weighted stress tensor of a 171

172 volume integral, as results tend to be more accurate. Characteristics T em =f() at rated current are shown in Fig. 4. One can notice that the peak torque value is not affected, but an asymmetry of the wave profile is evident. More computational results and discussion will be given in the full manuscript. Computational Results (a) Y1 (b) Y2 (c) Y3 Figure 4. Static torque characteristics at rated current for different yoke geometries The cogging torque is determined from the FEM results for unexcited PMSM. Characteristics T cog =f() for the three analysed models are shown in Fig. 3. Obviously, notches and interlocks in stator yoke, which are standard methods for stator lamination stacking, cause local saturation peaks in the back iron which in turn give rise to peak cogging torque and change the period of the profile. References [1] Ionel, D.M., Popescu, M., Mc Gilp, M.I., Miller, T.J.E., Dellinger, S.J. (2005) Assessment of Torque Components in Brushless Permanent-Magnet Machines Through Numerical Analysis of the Electromagnetic Field, IEEE Trans. on Industry Applications, Vol. 41, No. 5, pp [2] Petkovska, L., Cvetkovski, G. (2011) Assessment of Torques for a Permanent Magnet Brushless DC Motor Using FEA, Journal Przeglad Elektrotechniczny Vol. 87, No. 12b, pp [3] Lefley, P., Petkovska L., Cvetkovski, G. (2011) Optimisation of the Design Parameters of an Asymmetric Brushless DC Motor for Cogging Torque Minimisation, Proceedings of the 14 th International European Conference on Power Electronics and Applications EPE'2011 on CD, pp. 1-8, Birmingham, United Kingdom. 172

173 WPŁYW WZGLĘDNEJ PRZENIKALNOŚCI MAGNETYCZNEJ KLINÓW ZAMYKAJĄCYCH ŻŁOBKI STOJANA NA NAGRZEWANIE SIĘ KLATKI WIRNIKA W CZASIE ROZRUCHU SILNIKA INDUKCYJNEGO KLATKOWEGO Danuta Pliś Politechnika Rzeszowska Wymagania, jakie aktualnie stawia się wysokonapięciowym silnikom indukcyjnym, co do ich energooszczędności, hałasu, drgań oraz minimalizacji efektów pasożytniczych, ujawniają potrzebę szczegółowej analizy wymienionych zjawisk. Łączy się to z analizą przyszczelinowej strefy rdzenia, w tym przydatności stosowania klinów magnetycznych w zamknięciach żłobków stojanów w silnikach indukcyjnych klatkowych, oraz stojanów i wirników w silnikach indukcyjnych pierścieniowych. Przy współpracy silników indukcyjnych z układami przekształtnikowymi wymienione zagadnienia wymagają także rozpoznania w celu oceny przydatności stosowania klinów magnetycznych oraz ich optymalnego doboru. Zastępując w zamknięciu żłobków kliny niemagnetyczne magnetycznymi można wpłynąć na zmiany przewodności żłobkowej, stan nasycenia zębów w strefie przyszczelinowej oraz wartość współczynnika Cartera. Zmiany te wiążą się z uzyskaniem innych parametrów elektromagnetycznych mających wpływ na własności statyczne silników. Stosowanie klinów magnetycznych wpływa pozytywnie na parametry związane ze stanem ustalonym, w szczególności znamionowego punktu pracy. Uściślenie analizy efektów, zarówno pozytywnych jak i negatywnych, na etapie obliczeń elektromagnetycznych może wnieść przydatne informacje do konstrukcji i technologii wykonania. Korzystając z metody obwodowo-polowej, badania symulacyjne przeprowadzono w odniesieniu do silnika indukcyjnego trójfazowego SZJC 196T EX 6 kv 320 kw. W stojanie zamodelowano żłobki prostokątne zamknięte klinami magnetycznymi o względnej przenikalności magnetycznej rk = 3 oraz rk = 5. Analizę nagrzewania się uzwojeń przy różnych wartościach względnej przenikalności magnetycznej klina rk w stojanie, przeprowadzono w całym zakresie prędkości: od rozruchu do stanu ustalonego. Uzyskane rezultaty obliczeń nagrzewania się klatki wirnika odniesione do różnych wartości względnej przenikalności magnetycznej klinów rk w stojanie przedstawiono w postaci wykresów temperatury wzdłuż wysokości pręta w jego obszarze żłobkowym (A), pozażłobkowym (B) i w pierścieniu zwierającym (C). Dla przykładu graficznie przedstawiono przypadek, gdy temperatura pręta w żłobkowej części osiąga maksimum (rys. 1a-c) oraz po zakończeniu rozruchu (rys. 2a-c). 173

174 a) = 9 s rk = 1 30 b) = 14 s rk = 3 A B C A B C 32 c) = 22 s rk = 5 A B C C] C] [ C] Rys. 1. Stan cieplny klatki wirnika w chwili, gdy występuje najwyższa temperatura pręta w żłobkowej jego części w silniku z klinami w stojanie o względnej przenikalności magnetycznej rk a) = 15,6 s rk = 1 b) = 21,5 s rk = 3 c) = 30,5 s rk = 5 A B C A B C A B C [ C] C] [ C] Rys. 2. Stan cieplny klatki wirnika po zakończeniu rozruchu w czasie silnika z klinami magnetycznymi o względnej przenikalności magnetycznej rk w stojanie Pręty klatki wirnika w silnikach z klinami magnetycznymi nagrzewają się bardziej równomiernie w porównaniu z prętami w silnikach z klinami niemagnetycznymi. Największa różnica temperatury pomiędzy górną i dolną warstwą pręta klatki wirnika w żłobkowej części, w silniku z klinami niemagnetycznymi wynosi = 141 o C, w silniku z klinami magnetycznymi o względnej przenikalności rk = 3: = 131 o C, a dla rk = 5: = 123 o C. W silniku z klinami niemagnetycznymi najwyższą temperaturę pręt klatki wirnika w żłobkowej części osiąga po 57% czasu rozruchu i wynosi ona = 204 o C, w silniku z klinami magnetycznymi o względnej przenikalności rk = 3 najwyższą temperaturę pręta = 217 o C uzyskano po 65% czasu rozruchu, a dla rk = 5: = 245 o C po 72% czasu rozruchu. Po zakończeniu rozruchu w silniku z klinami niemagnetycznymi pręt klatki wirnika w żłobkowej części osiągnął temperaturę = 165 o C, w silniku z klinami magnetycznymi jest ona wyższa i wynosi = 182 o C dla klinów o względnej przenikalności magnetycznej rk = 3 oraz = 212 o C dla klinów o względnej przenikalności magnetycznej rk =

175 WIRELESS BODY SENSOR NETWORK FUNDAMENTAL CONCEPTS AND APPLICATIONS Anna Pławiak-Mowna 1, Andrzej Krawczyk 2 1 University of Zielona Gora, Faculty of Electrical Engineering, Computer Science and Telecommunications 2 Czestochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering Introduction The wireless sensor networks are formed by small electronic devices called nodes, whose function is to obtain, convert, transmit and receive a specific signal, which is captured by specific sensors, chosen depending on the sensing environment. A wireless sensor network consists of devices such as are micro-controllers, sensors and transmitter/receiver which the integration of these form a network with many other nodes (sensors) [1]. Wireless Body Area Network One of the most interesting areas for the implementation of the Wireless Sensor Network is in the medical field because there are different challenges which are associated with monitoring the human body. The concept of biomedical signals, focuses on the acquisition of data common phenomena of the human body. The human body responds to its environment. Thus in order to monitor all these features the sensors on the body surface are strategically deployed on a patient, forming a cluster that is called Wireless Body Area Network (WBAN). A WBAN contains a number of portable, miniaturized, and autonomous sensor nodes that monitors the body function. It provides long term health monitoring of patients under natural physiological states without constraining their normal activities. Research on wireless healthcare/monitoring systems can be grouped into three categories: application specific sensor system design, collection and processing data, and communication [2]. Wireless Body Area Network Applications Wireless Sensor Network are being investigated for use in a variety of applications, such as: 1. military (battle field surveillance, enemy/friendly forces monitoring and tracking, biological and chemical attack detection), 2. environmental applications (forest fire and flood detection, seismic activity, monitoring of drinking water and level of air pollution), 3. health applications (monitoring of human physiological data), home applications (intrusion detection, home automation), 4. commercial applications (inventory control, material fatigue, monitoring of product quality), 5. climate control in large buildings and habitat monitoring [3]. The application of WBAN in a medical environment may consist of wearable (on-body) and implantable (in-body) sensor nodes that sense biological information from the human body and transmit over a short distance wirelessly to a control device worn on the body or placed at an accessible location (table 1). 175

176 Sensor Node XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 Table 1. The selected applications of the in-body and on-body sensor Application Type In-body Applications On-body Medical Applications On-body Non-Medical Applications Pacemaker ECG Forgotten Things Monitor Glucose Sensor SpO2 Endoscope Capsule Blood Pressure Social Networking Assessing soldier fatigue and battle readiness (report their activities to the commander, i.e., running, firing, and digging) Conclusion Due to the development of wireless technologies, an uncontrolled electromagnetic influence on medical devices used for telemetry can be found in the public and home environment. The signal monitoring does not focus only on the medical area also find that developments in the search (for example): (1) monitoring the environment, soil or water observation, (2) the maintenance of certain physical conditions (temperature, pressure, etc.), (3) detection of fires, earthquakes or floods, (4) civil or military assistance. As a conclusion, applications of Wireless Body Sensor Network will be reported. The other problem associated with the use of WBSN is the potential impact of electromagnetic radiation to human bodies. References [1] C.A. Lozano, C.E. Tellez and O.J. Rodriguez (2011). Biosignal Monitoring Using Wireless Sensor Networks, Biomedical Engineering, Trends in Electronics, Communications and Software, Anthony N. Laskovski (Ed.), ISBN: , InTech, Available from: accessed: May 2012 [2] B. Chen and D. Pompili, "Transmission of Patient Vital Signs using Wireless Body Area Networks," Mobile Networks and Applications (Springer), vol. 16, no. 6, pp , 2011 [3] S. Ullah, P. Khan, N. Ullah, S. Saleem, H. Higgins, K.S. Kwak, A Review of Wireless Body Area Networks for Medical Applications, International Journal of Communications, Network and System Sciences, Vol. 2, No. 8, pp , 2009 [4] 176

177 UWZGLĘDNIENIE ZJAWISKA NASKÓRKOWOŚCI W PRĘTACH KLATKI WIRNIKA W BADANIACH MODELOWO-SYMULACYJNYCH SILNIKA INDUKCYJNEGO Andrzej Popenda Politechnika Częstochowskiej, Wydział Elektryczny Wstęp W pracy zaproponowano prosty sposób uwzględnienia zjawiska naskórkowości w prętach klatki wirnika poprzez uzmiennienie rezystancji i reaktancji rozproszenia uzwojenia wirnika klatkowego, odnosząc zaproponowane modyfikacje modelu matematycznego do innego, znanego z literatury sposobu uzmiennienia parametrów silnika oraz do najprostszego modelu obwodowego o stałych parametrach. Dla wykazania poprawności zastosowanych rozwiązań przeprowadzono eksperymentalną weryfikację otrzymanych wyników badań modelowosymulacyjnych z wykorzystaniem modelu matematycznego silnika indukcyjnego klatkowego z zaproponowanymi modyfikacjami. Analiza matematyczna W wyniku przeprowadzonej analizy matematycznej (zamieszczonej w pełnej wersji referatu), przy założeniu przypadku jednowymiarowego (pręt klatki bez skosu, przewodzący prąd w kierunku osi wału wirnika y), pole magnetyczne oddziałuje w kierunku osi z (w kierunku rozwiniętego obwodu wirnika) i zależy tylko od współrzędnej x (w kierunku wysokości pręta) z pomijalnym efektem brzegowym oraz przyjmując układ odniesienia związany z wirnikiem (względem tego układu wirnik jest nieruchomy) określono głębokość wnikania prądu do pręta klatki, mierzoną od zewnętrznej części żłobka (1) 2 f r przy czym f = f 2 częstotliwość prądu wirnika, rezystywność przewodnika. Głębokość wnikania prądu do pręta klatki określa czynną powierzchnię przekroju pręta, przez którą przenika prąd dla danej częstotliwości f 2, a więc rezystancja wirnika zależy od R r R S p rn br 1 R rn hr k r R rn (2) gdzie: R rn rezystancja wirnika bez efektu naskórkowości sprowadzona na stronę stojana, S p pole poprzecznego przekroju pręta, b r1 szerokość żłobka wirnika równa w przybliżeniu szerokości pręta. Zmienna k r jest funkcją pierwiastka kwadratowego z częstotliwości płynącego prądu, co można wyrazić następująco 177

178 k r f2 (3) f 2gr gdzie f 2gr częstotliwość, przy której głębokość wnikania prądu jest równa wysokości pręta. Uproszczoną zależność przedstawiającą zmienność indukcyjności rozproszenia uzwojenia wirnika klatkowego określono przez analogię do (2) L rn r (4) kr L gdzie: L rn indukcyjność rozproszenia uzwojenia wirnika klatkowego bez efektu naskórkowości sprowadzona na stronę stojana. Powyższe modyfikacje, polegające na uzmiennieniu parametrów uzwojenia wirnika, uwzględniono w obwodowym modelu matematycznym silnika indukcyjnego, zawierającym równania napięciowe uzwojeń stojana i wirnika zapisane z wykorzystaniem wektorów przestrzennych:: d d u s Rs is j s a u dt s r Rr ir j( r a pbm ) (5) dt r gdzie: u s, u r, s, r, i s, i r wektory napięć, strumieni skojarzonych i prądów, stojana i wirnika, R s, R r rezystancje uzwojeń stojana i wirnika, m prędkość kątowa wirnika, p b liczba par biegunów. Równania (5) uzupełnia się zależnościami (6) oraz równaniem ruchu wirnika (7) L i L i i L i L i i (6), J s s m dm dt s m e m s m m r r r *, m p i e b s r s m s r Im (7) gdzie: L s, L r, L m indukcyjności rozproszenia uzwojeń stojana i wirnika oraz indukcyjność magnesowania, J m moment bezwładności wirnika, m e moment elektromagnetyczny rozwijany przez silnik, m m moment oporowy pochodzący od maszyny roboczej (obciążenie zewnętrzne) i strat własnych (obciążenie wewnętrzne). Porównanie wyników badań modelowo-symulacyjnych z wynikami badań eksperymentalnych Pomiary podczas bezpośredniego rozruchu silnika wykonano z wykorzystaniem zespołu elektromaszynowego, w skład którego, poza generatorem hamulcowym o dostosowanych parametrach, wchodził silnik indukcyjny klatkowy. Silnik podłączono bezpośrednio do sieci 400 V i zarejestrowano przebiegi prądu i napięcia fazowego oraz mocy chwilowej obliczonej dla jednej fazy silnika na podstawie zmierzonych przebiegów napięcia i prądu. Porównanie przebiegów zmierzonych i symulowanych na modelach o stałych i zmiennych parametrach silnika zaprezentowano na rysunkach w pełnej wersji referatu. Podsumowanie W wyniku przeprowadzonych badań stwierdzono, że w przypadku znanego z literatury obwodowego modelu matematycznego silnika indukcyjnego ze stałymi parametrami następuje wydłużenie procesu rozruchu w porównaniu z pomiarem i proponowanym 178

179 modelem silnika ze zmiennymi parametrami. Uwzględnienie zmiennych parametrów w modelu matematycznym silnika indukcyjnego w porównaniu z modelem o stałych parametrach skutkuje szybszym spadkiem amplitudy oscylacji zarówno symulowanego prądu fazowego jak i symulowanej mocy chwilowej podobnie jak w przypadku prądu i mocy uzyskanych w wyniku pomiaru. ZAKŁÓCENIA ELEKTROMAGNETYCZNE W ELEKTRONICZNYCH SYSTEMACH ALARMOWYCH Tomasz Prauzner Akademia im. Jana Długosza w Częstochowie, Instytut Edukacji Technicznej i Bezpieczeństwa W artykule przedstawione zostały podstawowe problemy związane z wszelkimi zakłóceniami o podłożu elektromagnetycznym zarówno tymi związanymi z polem bliskim i dalekim, które w sposób istotny mają wpływ na parametry pracy podzespołów elektronicznych wchodzących w zakres budowy układów alarmowych. Poddano analizie zjawiska rozprzestrzeniania się zaburzeń elektromagnetycznych w otoczeniu systemów bezpieczeństwa, wywołujące zamierzone jak i stochastyczne nieprawidłowości mające wpływ na stabilną pracę systemu. Ze względu na niezwykle trudną do zidentyfikowania prawidłowość tego zjawiska oraz złożoną analizę matematyczną, dysertacja oparta będzie na wybranych informacjach z zakresu omawianej problematyki. W urządzeniach alarmowych, najczęściej pojawiającymi się podzespołami układów czujników są elementy oparte na indukcji elektromagnetycznej. Ze względu na różnorodne rozwiązania technologiczne stosowane w projektach układów alarmowych, rozważania dotyczące wpływu pola elektromagnetycznego na system elektroniczny, należałoby uszczegółowić dane zjawisko oddziaływania na poszczególne składowe systemu. Każdy z podzespołów w zależności od zastosowanej metody pracy, poddawany jest większym lub mniejszym wpływom PEM (pole elektromagnetyczne). Niestety ze względu na określoną objętość pracy, temat pracy ograniczony zostanie do informacji najistotniejszych z punktu czytelnika. W dobie techniki związanej z rozwojem elektryczności, pola elektromagnetyczne stały się nieodłącznym elementem środowiska życia człowieka. Od kilkudziesięciu lat głównymi czynnikami występowania PEM stały się czynniki antropogeniczne. Należą do nich linie energetyczne o częstotliwości Hz, stacje nadawcze radia, telewizji i radarów (wyższe częstotliwości), trakcje kolejowe o napięciu stałym oraz wszelkie urządzenia przemysłowe i domowe wykorzystujące energię elektryczną. 179

180 Rys. 3 Przykład zastosowania systemu alarmowego. Rys. 4 Kształt strefy detekcyjnej bariery mikrofalowej Zjawisko przenikania i oddziaływania tych pól jest dokładnie opisane i znane. Jeżeli pola elektryczne i magnetyczne zmieniają się w czasie, to następuje zjawisko wzajemnej indukcji tych pól, a obszary wzajemnych indukcji przemieszczają się. Podstawowymi równaniami opisującymi naturę promieniowania elektromagnetycznego są cztery równania Maxwella prawo Gaussa dla elektryczności, prawo Gaussa dla magnetyzmu, prawo Faradaya oraz prawo Ampere a rozszerzone przez Maxwella. Źródłem pola elektrycznego są ładunki elektryczne. Każdy ładunek elektryczny wytwarza w przestrzeni pole elektryczne działające na inny ładunek za pomocą siły Lorentza. Z równań Maxwella wynikają następujące prawidłowości - zmienne pole magnetyczne wytwarza wirowe pole elektryczne (prawo Faradaya), oraz zmienne w czasie pole elektryczne i przepływające ładunki elektryczne wytwarzają wirowe pole magnetyczne (prawo Ampere a). [2] W naszym otoczeniu mamy mnóstwo źródeł pola elektromagnetycznego, o różnych częstotliwościach. Nie ma jednego elementu reagującego na całe widmo, są natomiast elementy reagujące na poszczególne części widma. Są to: 50Hz od sieci (większa jest składowa magnetyczna, niż elektryczna), pole od wszelkich stacji radiowych i telewizyjnych (częstotliwości od 200 khz do 800 MHz), pole od telefonii komórkowej (900 i 1800 Mhz), pole od kuchenek mikrofalowych (2,4 GHz), radary lotnicze i wojskowe, a wreszcie promieniowanie Słońca, które niesie energię miliardy razy większą, niż te wszystkie wymienione poprzednio, bo aż 1,3 kw na metr kwadratowy. (Rys.3) Rys. 3 Przykładowe widma pola elektrycznego z pasma częstotliwości 75 MHz 3 GHz, zarejestrowane na terenie miejskim. Rys. 5 Przykładowe drogi przenikania PEM do budynku Systemy alarmowe, obecnie niezwykle zaawansowane technologicznie, będące również częścią składową systemów nadzoru nad bezpieczeństwem w tzw. inteligentnych budynkach, powinny odznaczać się niezwykłą funkcjonalnością, ale i poprawnością pracy. Z jednej strony wzrasta ilość urządzeń elektrycznych powszechnego użytku poprawiające komfort życia, z drugiej strony powstaje większa ilość wszelkiego rodzaju zakłóceń, których nie można pominąć. Treściwa analiza ich powstania jest celem pracy grupy naukowców z danego 180

181 zakresu wiedzy. Dzięki uzyskanym wnioskom, konstrukcje stają się coraz bardziej odporne na zakłócenia elektromagnetyczne. Literatura [1] Czujki dualne, Strona firmy CTR Partner, [2] Paś J., Oddziaływanie zakłóceń elektromagnetycznych składowej pola elektrycznego na transportowe systemy bezpieczeństwa, Wyd. Logistyka 6/2011, [3] Portal internetowy [4] T.Prauzner, P.Ptak, Programy symulacyjne w inżynierii bezpieczeństwa, [w:] Journal of Technology and Information Education nt.: Strategie technického vzdělávání v reflexi doby, Wyd. Palacký University in Olomouc, Czechy 2011, s [5] Szóstka J., Fale i anteny. Wydawnictwa Komunikacji i Łączności, Warszawa 2001, s [6] Szulc W., Rosinski A., Paś J., Zakłócenia elektromagnetyczne w elektronicznych systemach alarmowych, SYSTEM ZARZĄDZANIA W LABORATORIUM JEDNOSTKI NAUKOWEJ Robert Puta, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii Prowadzenie prac naukowych ma na celu uzyskanie mierzalnych i powtarzalnych wyników w zakresie nowych technologii, na etapie ich zbierania i opracowywania a następnie wdrażania. Wiarygodne dane, szczególnie w trudnej sytuacji ekonomicznej, w jakiej znalazła się polska nauka, mają duże znaczenie dla rozwoju i współpracy pomiędzy instytutowymi laboratoriami a środowiskiem przemysłowym, które może osiągnięcia tych laboratoriów wdrożyć oraz gestorami środków finansowych przeznaczonych na naukę i badania. Analiza osiągnięć oraz prac badawczych prowadzonych przez polskie instytuty naukowe w ostatnich latach jednoznacznie wskazuje, że możliwość realizacji tych prac były związane z posiadaniem wdrożonych systemów zarządzania, właściwych dla laboratoriów badawczych, czyli opartych na międzynarodowej normie PN-EN ISO/IEC 17025; Wymagania dla laboratoriów badawczych i wzorcujących. Laboratoria naukowe, które podjęły się wdrożenia do obecnie obowiązujących w świecie standardów opartych na tej normie mogły uczestniczyć w krajowych i międzynarodowych programach badań i uzyskiwać zlecenia na swoje usługi. Wynikiem wdrożenia systemu zarządzania w krajowym ośrodku akredytującym jest zakres i certyfikat akredytacji. Wdrożenie systemu a akredytacja Należy rozróżnić proces wdrażania systemu od posiadania akredytacji. Wdrożenie systemu polega na podjęciu działań pozwalających na spełnienie wymagań zawartych w normie PN- EN ISO/IEC 17025, natomiast akredytacja jest formalnym uznaniem kompetencji do wykonywania określonych działań. W Polce jednostką upoważnioną do udzielania akredytacji 181

182 jest Polskie Centrum Akredytacji podległe Ministrowi Gospodarki. Certyfikat akredytacji jest ważny 4 lata, a podczas jego trwania przeprowadzane są coroczne oceny w nadzorze, potwierdzające stan wdrożenia systemu zarządzania. Wymagania systemu akredytacji Wymagania zawarte w normie PN-EN ISO/IEC odnoszą się do każdego laboratorium niezależnie od jego wielkości, stosowanych metod i rodzaju wykonywanych usług, a posiadanie akredytacji potwierdza posiadanie kompetencji technicznych do realizacji metod uznanych za standardowe oraz nieznormalizowanych, przy czym posiadanie systemu zarządzania zgodnego z normą ISO 9001: Systemy zarządzania jakością, Wymagania; nie jest potwierdzeniem posiadania kompetencji technicznych do realizacji badań. Wymagania te dotyczą dwóch zasadniczych obszarów: zarządzania laboratorium i jego kompetencji technicznych. Obszar zarządzania dotyczy: organizacji laboratorium; systemu jakości; nadzorowania dokumentacji; przeglądu zamówień, ofert i umów; podzlecania badań; nabywania usług i dostaw; obsługi klienta; skarg; nadzorowania prac nie spełniających wymagań; doskonalenia, działań korygujących i zapobiegawczych; nadzorowania zapisów; auditów oraz przeglądów zarządzania, spełnienie tych wymagań jest potwierdzeniem spełnienia wymagań systemu zarządzania zgodnego z normą ISO Wszystkie te elementy powinny być jednoznacznie zdefiniowane i znane kierownictwu i personelowi laboratorium. Obszar kompetencji technicznych jest specyficzny dla laboratoriów badawczych i dotyczy: personelu; warunków lokalowych i środowiskowych, metod badania oraz ich walidacji; wyposażenia laboratorium; zapewnienia spójności pomiarowej; pobierania próbek; postępowania z próbkami; zapewnienia jakości wyników badania; oraz przedstawiania wyników. Szczególna uwaga została tutaj zwrócona na fakt posiadania kompetentnego i wykwalifikowanego personelu, posługującego się sprawnym i z zapewnioną spójnością pomiarową wyposażenia. Równocześnie duży nacisk kładziony jest na walidację stosowanych metod i zapewnienie jakości wyników badań poprzez udział w krajowych i międzynarodowych badaniach międzylaboratoryjnych. Korzyści związane z akredytacją laboratoriów naukowych Posiadanie akredytacji przez laboratorium instytucji zajmującej się nauką pozwala na świadczenie usług (komercyjnych) w obszarach objętych ograniczeniami wynikającymi z obowiązujących przepisów, wykonywanie badań związanych z certyfikacją wyrobów, prowadzenie badań naukowych dla których wyniki i niezbędne dane są udokumentowane w jednoznaczny sposób, pozwalając na ich powtarzalne odtworzenie i weryfikację w innych ośrodkach naukowych oraz wiarygodną prezentację na potrzeby ośrodków przemysłowych zajmujących się ich wdrożeniem. Fakt posiadania akredytacji znalazł również swoje odbicie w zasadach oceny parametrycznej jednostek naukowych, dając instytutom punkty za akredytację laboratoriów badawczych 182

183 MODELE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE PODUKŁADÓW DO ANALIZY STANÓW DYNAMICZNYCH ZŁOŻONYCH WIELODROŻNYCH UKŁADÓW NAPĘDOWYCH Andrzej Rusek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wstęp Układy napędowe z wielodrożną transmisją ruchu występujące między innymi w samotokowych liniach transportowych oraz w liniach technologicznych przemysłu chemicznego można w znacznej części rozdzielić na podukłady. Dla podukładów tych po sformułowaniu modelu matematycznego umożliwiającego analizę stanów dynamicznych można opracowywać modele symulacyjno-komputerowe dla których w oknach zadawania parametrów można wprowadzać różne wielkości poszczególnych parametrów, co umożliwia prowadzenie szerokiej analizy stanów dynamicznych. Prowadzenie analizy z wykorzystaniem podukładów pozwala na formułowanie założeń projektowych i wytycznych przy opracowywaniu projektów prototypowych układów napędowych z uwzględnieniem warunków eksploatacyjnych. Schematy kinematyczne układów napędowych W artykule zostaną przeanalizowane następujące zespoły układów napędowych umożliwiające konfiguracje złożonych układów zawierających elementy sprężyste i przekładnie zębate. Zespoły układów napędowych przedstawiono odpowiednio na rys. 1, 2, 3. J J 1 1 J k2 c 1, b 1 p 1 M sp1 M s J k1 p 2 c 2, b 2 J 3 3 M o J k3 M sp2 3 Rys. 1. Schemat kinematyczny jednomasowego podukładu mechanicznego z dwoma wałami sprężystymi z oddzielnymi przekładniami zębatymi o wspólnym kole napędowym 183

184 J1 1 1 J k1 l p l p c, b p p 1 M o d g J g J k2 g l t l t c, b t Rys. 2. Przykładowy schemat kinematyczny układu napędowego linii samotokowej z transmisją ruchu zespołami łańcuchowymi oraz przekładnią zębatą o przełożeniu p 1 t l t l t c, b J k2 c, b J 2 2 p 1 1 J g d g J k1 M sp.w g M o p l p l p c, b Rys. 3. Schemat kinematyczny układu napędowego z łańcuchową transmisją ruchu oraz elementem sprężystym napędzanym przekładnią zębatą Modele matematyczne W punkcie tym zostaną przedstawione modele matematyczne do analizy stanów dynamicznych podukładów przedstawionych na rys. 1, 2, 3. Przykładowo podukład z rys. 2 opisany jest układem równań różniczkowych (1). ' d 2 l 2 l J1 1 0,25 1( l p ) d gb p g p 0,25 1( lt ) d gbt g t dt J 2 l 2 l 0,25 1( l p ) d gc p g p 0,25 1( lt ) d gct g t J J p J p J, l 0, 5, l 0, 5 ' 1 1 k1 1 k2 1 g p d g g p t d g 1, if x 0 1 x (1) 0, if x 0 ' gdzie: J 1 - ogólny moment bezwładności tarczy 1 z przekładnią zębatą i kołem łańcuchowym sprowadzony do wału tarczy, l p, lt - wydłużenia części łańcucha w kierunku zgodnym z ruchem wału tarczy i przeciwnym do ruchu tarczy. Modele symulacyjno-komputerowe W punkcie tym zostaną przedstawione modele symulacyjno-komputerowe dla modeli matematycznych podukładów przedstawionych na rys. 1, 2, 3. Przykładowo dla podukładu z rys. 2 model symulacyjno-komputerowy przedstawiono na rys. 4. g t 184

185 1 Ms Mo 1/J 1 s 1 w1 p*d p clt 1 s 2 Msp.t Switch 0 d/4 blt d 2 wt clp 1 s 3 Msp.p Switch 1 0 d/4 blp d 3 wp Rys. 4. Model symulacyjno-komputerowy podukładu kinematycznego z łańcuchową transmisją ruchu oraz przekładnią zębatą z rys. 2 podukład Subsystem Masa-lancuch Dla modelu symulacyjno-komputerowego z rys. 4 oznaczenie podukładu oraz okno zadawania parametrów przedstawiono na rys. 5. Wnioski W artykule zostaną sformułowane wnioski dotyczące konfigurowania modeli symulacyjnokomputerowych złożonych układów napędowych z wielodrożną transmisją ruchu zawierających wirujące masy połączone długimi elementami sprężystymi. Zostaną również przedstawione w formie tabel zestawienia parametrów układów napędowych w zakresie których można wprowadzać ich zmiany w celu prowadzenia analizy obliczeniowej stanów dynamicznych dla różnych stanów pracy układów. Ms w1 wt Msp.t wp Msp.p a) Subsystem Masa _lancuch b) Rys. 5. Oznaczenie podukładu Subsystem Masa-łańcuch (a) z rys. 4 oraz okno zadawania parametrów (b) 185

186 MODEL SYMULACYJNO-KOMPUTEROWY UKŁADU NAPĘDOWEGO ZESPOŁU SAMOTOKOWEGO Z TRANSMISJĄ RUCHU PRZEKŁADNIAMI ŁAŃCUCHOWYMI Andrzej Rusek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Wstęp Układy napędowe samotoków transportowych z transmisją obrotu rolek za pomocą przekładni łańcuchowych należą do rozwiązań projektowo-konstrukcyjnych często spotykanych w przemysłowych liniach przemysłowych. Sformułowanie modelu symulacyjnokomputerowego pełnego układu napędowego zawierającego część mechaniczną oraz silnik w układzie rozwiniętym tworzyłoby układ bardzo rozbudowany graficznie. Dla sformułowania modelu symulacyjno-komputerowego układu napędowego zespołu samotokowego z transmisją obrotu rolek przekładniami łańcuchowymi korzystnym rozwiązaniem jest opracowanie wstępnego schematu ideowego do opracowania modelu symulacyjnokomputerowego złożonych układów napędowych. Na rys. 1 przedstawiono schemat ideowy modelu symulacyjno-komputerowego wycinka samotokowej linii transportowej obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe wykorzystując podukłady mechaniczne Silnik Przekładnia zębata Transmisja łańcuchowa Rys. 1. Schemat ideowy modelu symulacyjno-komputerowego wycinka samotokowej linii transportowej obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe Model symulacyjno-komputerowy W oparciu o schemat ideowy przedstawiony na rys. 1 na rys. 2 przedstawiono model symulacyjno-komputerowy układu napędowego trzyrolkowej sekcji transportowej linii samotokowej z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe. Na rys. 2 podukłady mechaniczne przedstawiają odpowiednio następujące części wycinka samotokowej linii transportowej obejmującego trzy rolki samotokowe z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe przedstawionej schematycznie na rys. 1: podukład Motor Subsystem asynchroniczny silnik indukcyjny specjalnego wykonania w wersji samotokowej, Rolki 186

187 podukład 1 Subsystem Masa-1sp-wal wirnik silnika indukcyjnego oraz sprzęgło łączące silnika z dwustopniową przekładnią łańcuchową, podukład 2 Subsystem Masa-1sp-wal dwustopniowa przekładnia łańcuchowa redukująca obroty silnika, podukład 1 Subsystem Masa_lancuch, podukład 1 Subsystem Masa-lancuch-w, podukład 2 Subsystem Masa-lancuch-w, podukład 3 Subsystem Masa-lancuch-w transmisja ruchu obrotowego przenoszona z silnikowej przekładni łańcuchowej na sekcję saomotokową trzech rolek poprzez wały transmisyjne z indywidualnymi przekładniami łańcuchowymi poszczególnych rolek sekcji samotoku, podukład 5 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 6 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 7 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 8 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 9 Subsystem Masa-1sp-wal, podukład 10 Subsystem Masa-1sp-wal, sekcja samotokowa linii transportowej składająca się z trzech rolek. Ms w1 wt Msp.t wp Msp.p Ms w1 Ms w1 w2 Msp.w 1 Subsystem Masa_lancuch _w w2 Msp 5 Subsystem Masa-1sp_wal w2 Msp 6 Subsystem Masa-1sp_wal 1/p ws Ms Ms w1 Ms w1 Ms w1 Ms w1 Motor Subsystem w2 Msp 1 Subsystem Masa-1sp_wal 1/p w2 Msp 2 Subsystem Masa -1sp_wal wt wp Msp.t Msp.p Subsystem Masa_lancuch wt wp w2 Msp.t Msp.p Msp.w 2 Subsystem Masa_lancuch _w Ms w2 w1 Msp 7 Subsystem Masa-1sp_wal Ms w2 w1 Msp 8 Subsystem Masa-1sp_wal Ms w1 wt wp w2 Msp.t Msp.p Msp.w 3 Subsystem Masa_lancuch _w Ms w2 w1 Msp 9 Subsystem Masa-1sp_wal Ms w2 w1 Msp 10 Subsystem Masa -1sp_wal Rys. 2. Model symulacyjno-komputerowy układu napędowego trzyrolkowej sekcji samotokowej z transmisją ruchu poprzez przekładnie łańcuchowe z rys. 1 transportowej linii Analiza obliczeniowa Przykładową analizę obliczeniową przeprowadzono dla przypadku przy następujących założeniach ogólnych: układ grupowego napędu elektrycznego trzech rolek samotoku transportowego z transmisją zębatą ruchu na poszczególne rolki według schematu kinematycznego z rys. 1 oraz uproszczonego obliczeniowego schematu kinematycznego, silnik układu napędowego Skg-132M-6B-S, 5,5 kw, 1000 obr/min, model matematyczny silnika asynchronicznego z uwzględnieniem zjawiska nasycenia, zasilanie silnika bezpośrednio z sieci 3x400V AC, 50 Hz. Przykładowe przebiegi symulacyjne obliczeń stanów dynamicznych przedstawiono odpowiednio na rys. 3 i

188 Msp.c2, Nm ns, obr/min XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz Ms, Nm 5000 Rys. 3. Zależność n f M ) dla rozruchu bez obciążenia s ( s t, s Rys. 4. Przebieg czasowy momentu sprężystego na wale wyjściowym reduktora zębatego dla rozruchu bez obciążenia Wnioski W artykule zostaną sformułowane wnioski dotyczące zakresu prowadzenia analizy stanów dynamicznych układu napędowego z transmisją ruchu obrotu rolek przekładniami łańcuchowymi z uwzględnieniem długości elementu transportowanego oraz wpływu położenia elementu transportowanego w stosunku do osi rolki na wielkość nacisków w podporach rolki. 188

189 SYMULACJA PROCESU UTRATY NADPRZEWODNICTWA W TRÓJWYMIAROWYM MODELU POŁĄCZENIA METAL-NADPRZEWODNIK Jacek Rymaszewski, Marcin Lebioda, Ewa Korzeniewska Politechnika Łódzka, Instytut Systemów Inżynierii Elektrycznej Wstęp Połączenie metal-nadprzewodnik stanowi newralgiczny punkt obwodów zawierających elementy nadprzewodnikowe Problem łączenia elektrycznego obwodu normalnego z elementami nadprzewodnikowymi pojawia się zatem w większości aplikacji materiałów nadprzewodnikowych, szczególnie w aplikacjach silnoprądowych. Połączenie o niskiej jakości (przede wszystkim o dużej rezystancji) może w znacznym stopniu ograniczyć dopuszczalną wartość prądu transportu w takim obwodzie, pomimo zastosowania materiałów nadprzewodnikowych charakteryzujących dużą wartością prądu krytycznego. Ciepło generowane w połączeniu oraz w samej elektrodzie może spowodować lokalny wzrost temperatury nadprzewodnika, powodując początkowo zwiększenie prawdopodobieństwa pełzania strumienia magnetycznego, a przy znacznym wzroście nawet przekroczenie temperatury krytycznej i tym samym cieplną utratę nadprzewodnictwa. Opisany proces może rozprzestrzenić się w nadprzewodniku i spowodować termiczne zniszczenie materiału [1-2]. Najczęściej używaną postacią materiałów nadprzewodnikowych w aplikacjach silnoprądowych są druty i taśmy nadprzewodnikowe, w których materiał nadprzewodnikowy wypełnia tylko część przekroju, a zatem stanowi rdzeń, zaś rolę matrycy pełni metal o dobrych właściwościach elektrycznych, zapewniając stabilizację mechaniczną, elektryczną i cieplną. Powszechnie stosowane taśmy nadprzewodnikowe BSCCO wytwarzane są najczęściej w postaci wielordzeniowej (multifilamentowej) taśmy srebrnej. W przypadku takich materiałów pojawienie się stanu rezystywnego nadprzewodnika wynika przede wszystkim z procesów związanych z ruchem strumienia magnetycznego, jednakże w specyficznej konfiguracji układu elektroda-nadprzewodnik procesy cieplne mogą stać się dominujące [1-2]. Celem prezentowanej pracy było potwierdzenie, poprzez badania symulacyjne, możliwości zaistnienia cieplnego mechanizmu utraty nadprzewodnictwa w taśmie srebrnej z rdzeniem BSCCO, inicjowanego w obszarze połączenia, przy całkowitym pominięciu założeń dotyczących ruchu strumienia magnetycznego w nadprzewodniku oraz przy uwzględnieniu pełnego modelu odbierania ciepła przez wrzącą ciecz (ciekły azot LN 2 ). W artykule przedstawiono założenia i wyniki symulacji uzyskane dla trójwymiarowego modelu połączenia drut-taśma nadprzewodnikowa, w którym celowo przyjęto specyficzną geometrię połączenia z dużą dysproporcją zdolności transportowych elementów łączonych (rys.1). Jako metodę łączenia metalowej elektrody z taśmą przyjęto najczęściej stosowane w takich rozwiązaniach lutowanie miękkie. Przyjęto również, że pole powierzchni przekroju poprzecznego drutu jest zdecydowanie mniejsze od pola powierzchni przekroju poprzecznego taśmy. Taka dysproporcja umożliwia obserwację i analizę procesu utraty stabilności cieplnej układu, inicjowanej w obszarze połączenia obwodu normalnego z taśmą nadprzewodnikową. 189

190 Rys. 1. Geometria układu drut-taśma (rysunek poglądowy). Założenia modelu Prezentowany model jest trójwymiarowym, nieliniowym modelem sprzężonym. Do opisu przejścia do stanu normalnego (restryktywnego) stosuje się zasadniczo dwa rodzaje modeli: model niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności i model nietermiczny. W modelu niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności główną przyczyną wyjścia ze stanu nadprzewodnictwa jest ruch strumienia magnetycznego - płynięcie strumienia (ang. flux flow) w objętości nadprzewodnika i związane z tym straty, których wskaźnikiem ilościowym jest rezystywność (ang. flux flow resistivity). Wzrost temperatury potęguje efekt płynięcia strumienia magnetycznego, co na zasadzie dodatniego sprzężenia zwrotnego prowadzi do niestabilności termicznej i przejścia nadprzewodnika do stanu normalnego. W modelu nietermicznym wyjście ze stanu nadprzewodnictwa ma silnie dynamiczny charakter i występuje poniżej temperatury krytycznej. Przyczyną jest tutaj najczęściej niestabilność sieci wirów przy dużych gęstościach prądu. W typowym modelu niekontrolowanej cieplnej utraty stabilności głównymi czynnikami inicjującymi proces są lokalne fluktuacje temperatury oraz pola magnetycznego. W założeniach analizowanego modelu przyjęto dominujący charakter zjawisk cieplnych związanych z transportem prądu elektrycznego przez rezystywną elektrodę drutową. Przy takim założeniu obszar połączenia i elektrody może stać się głównym źródłem objętościowym ciepła inicjującym proces propagacji strefy rezystywnej na całą objętość taśmy nadprzewodnikowej. Do opisu modelu zastosowano równania stałoprądowego przewodnictwa elektrycznego (1) i transportu ciepła (2) [1-3]: 1 V 0 (1) gdzie: ρ rezystywność, V potencjał elektryczny; T gc ( T ) Q (2) t gdzie: g gęstość materiału; C pojemność cieplna; T - temperatura, λ przewodność cieplna, Q objętościowa gęstość mocy źródeł ciepła. Zależność rezystywności nadprzewodnika od temperatury ρ S (T) opisano ciągłą funkcją (3), umożliwiającą modelowanie zjawisk cieplnych w nadprzewodniku w szerokim zakresie temperatur, uwzględniającym również temperatury powyżej temperatury krytycznej [1-3]. Jest to istotne, ponieważ umożliwia analizę zjawisk cieplnych i elektrycznych po utracie stabilności cieplnej, czyli w stanie normalnym układu T T 1b tanh at T / 2 (3) S SN 1 S C C 190

191 gdzie: ρ SN rezystywność nadprzewodnika w stanie normalnym (dla temperatur wyższych od temperatury krytycznej T C ), α S temperaturowy współczynnik rezystancji dla nadprzewodnika w stanie normalnym, a oraz b współczynniki korekcyjne. W modelu przyjęto konwekcyjną wymianę ciepła z otoczeniem (ciekłym azotem). Warunki brzegowe zdefiniowano zgodnie z prawem Newtona (4): q h( T Ts) (4) gdzie: q gęstość strumienia ciepła, h współczynnik przejmowania ciepła, T s temperatura czynnika chłodzącego. Chłodzenie cieczą wrzącą jest najefektywniejszą metodą chłodzenia, jednak wartość współczynnika przejmowania ciepła jest silnie zależna od temperatury i może zmienia się w przypadku cieczy w zakresie W/(m 2 K). W tych warunkach przyjęcie stałej wartości współczynnika wprowadza dodatkowy błąd. Cechą szczególną prezentowanego modelu, różniącą go wśród wcześniejszych modeli, jest uwzględnienie empirycznej zależności współczynnika h od temperatury, uzyskanej na podstawie zależności strumienia ciepła od temperatury (rys. 2) [3-6]. Wszystkie obliczenia zostały wykonane w pakiecie symulacyjnym COMSOL Multiphysics [7]. Rys. 2. Zależność strumienia ciepła q od temperatury dla ciekłego azotu [4]. Wyniki i podsumowanie Na rysunkach 3 przedstawiono typowy rozkład temperatury i wektora gęstości prądu dla taśmy w stanie nadprzewodnictwa (a) (I < I TC ) (I TC graniczny prąd utraty stabilności cieplnej) oraz po utracie stabilności cieplnej (b) (I > I TC ). Widoczna na rysunku 3a koncentracja linii prądowych w środku taśmy dowodzi, że prąd płynie jedynie rdzeniem nadprzewodnikowym. Na rysunku 3b linie prądowe przenoszą się do metalowej matrycy, tym samym rezystywność nadprzewodnika staje się większa od rezystywności matrycy. Otrzymane rezultaty potwierdzają możliwość cieplnej utraty nadprzewodnictwa dla układu elektroda taśma nadprzewodnikowa, jednakże uzyskane wartości prądu utraty stabilności cieplnej dla zaprezentowanej konfiguracji osiągają wartości rzędu 300A. Jest to wynik znacznie przewyższający prąd krytyczny typowych taśm nadprzewodnikowych BSCCO, którego wartość zwykle nie przekracza A. Użycie prezentowanego modelu, 191

192 pomijającego zjawiska magnetyczne w nadprzewodniku, może być zatem uzasadnione dla taśm charakteryzujących się wartościami prądu krytycznego, przekraczającymi A. a) b) Literatura Rys. 3. Rozkład temperatury i wektora gęstości prądu dla: a) I=280A (przed utratą stabilności cieplnej); b) I=341A (po utracie stabilności) [1] Rymaszewski, J., Lebioda, M., Korzeniewska, E.: Propagation of normal zone in superconducting tapes due to heating in near-electrode area. Materials Science and Engineering B: Solid-State Materials for Advanced Technology, vol.176 (4), 2011, pp [2] Rymaszewski, J.: Zastosowanie programu FEMLAB w badaniach zjawisk kontaktowych w nadprzewodnikach wysokotemperaturowych, Przegląd Elektrotechniczny, 09/2003, s [3] Marcin Lebioda, Jacek Rymaszewski: Implementacja modeli nadprzewodników w środowisku Comsol, Electrical Engineering, Poznan University of Technology Academic Journals, Issue 71, Poznań 2012, str , ISSN [4] Frost, W.: Heat transfer at low temperatures. Plenum Press, New York, [5] Roy, F., Dutoit, B., Grilli, F., Sirois, F.: Magneto-thermal modeling of second-generation HTS for resistive fault current limiter design purposes. IEEE Transactions on Applied Superconductivity 18 (1), art. no , 2008, pp [6] Rettelbach, T., Schmitz, G.J.: 3D simulation of temperature, electric field and current density evolution in superconducting components. Superconductor Science and Technology 16 (5), 2003, pp [7] COMSOL Multiphysics, MODELOWANIE SYMULACYJNO-KOMPUTEROWE MASZYNY SYNCHRONICZNEJ Z MAGNESAMI TRWAŁYMI Z UWZGLĘDNIENIEM NASYCENIA MAGNETYCZNEGO Ihor Shchur 1, Andrzej Rusek 2, Oleksandr Makarchuk 1 1 Politechnika Lwowska, 2 Politechnika Częstochowska W artykule przedstawiono model matematyczny maszyny synchronicznej z magnesami trwałymi (PMSM) w prostokątnym układzie współrzędnych d-q związanym z wirnikiem dla położenia wektora strumienia magnesów trwałych w osi d. W analizie przyjęto sterowanie 192

193 wektorowe dla konstrukcji silnika z powierzchniowo montowanymi magnesami trwałymi dla warunku zerowej wartości prądu w osi d. W analizie uwzględniono nasycenie magnetyczne określając indukcyjność dynamiczną. W oparciu o układ równań różniczkowych równowagi elektrycznej wyznaczono moment elektromagnetyczny. Przedstawiono metodykę prowadzenia analizy a otrzymane wyniki zweryfikowano dla silnika PMSM o danych P = 4 kw, U = 400 V, n = 1500 obr/min. Wstęp W obecnie projektowanych układach napędowych stosowane są często maszyny synchroniczne z magnesami trwałymi z wirnikami wykonanymi z powierzchniowo montowanymi magnesami trwałymi (SPMSM) oraz z magnesami trwałymi wbudowanymi w konstrukcję wirnika (IPMSM). W silnikach tych zachodzi konieczność prowadzenia analizy z uwzględnieniem nasycenia, oddzielnie w osi d i w osi q. Zależność pomiędzy strumieniem skojarzonym oraz prądami jest różna dla osi d i osi q z uwagi na specyficzną konstrukcję wirnika silnika. Analiza układów napędowych w zakresie stanów dynamicznych wymaga sformułowania modelu matematycznego maszyny synchronicznej z magnesami trwałymi, który w raz z modelem matematycznym układu mechanicznego transmisji ruchu oraz modelem obciążenia pozwala na wykonanie obliczeń symulacyjnych stanów dynamicznych. Model matematyczny silnika PMSM W prostokątnym układzie współrzędnym d-q związanym z wirnikiem silnika dla położenia wektora strumienia magnesów trwałych w osi d model matematyczny silnika PMSM przedstawia układ równań (1): d ud Rsid d q, d Ldid m dt d u R i L i (1) q s q q d, q q q dt gdzie: u, i, ψ napięcie, prąd oraz strumienie skojarzone; fazowego stojana; pbr pulsacja SEM; b p liczba par biegunów; obrotowa PMSM, strumienie skojarzone od magnesów trwałych. m R s rezystancja uzwojenia r prędkość Zakładając brak wpływu nasycenia magnetycznego w osi d dla analizy w osi q pochodna zależności strumienia skojarzonego od prądu w tej osi określona jest zależnością (2): gdzie: L q i q d dt i d i di i d q q q q q Lq q iq, (2) diq dt dt indukcyjność dynamiczna. Uwzględniając zależności (1) i (2) równania równowagi elektrycznej w osi d i w osi q określa zależność (3): d d ud Rsid Ld id q i q, uq Rsiq Lq i q iq Ld id m (3) dt dt Dla przykładowego układu napędowego z całkowitym momentem bezwładności sprowadzonym do wału silnika model matematyczny części transmisji ruchu przedstawia układ równań (4): 193

194 J d dt b M M, r r e o 3 i i p i L i i 3 M e pb d q q d b m q d q q q id (4) 2 2 gdzie: J całkowity moment bezwładności układu napędowego sprowadzony do wału silnika, b współczynnik tłumienia, M moment obciążenia, M moment elektromagnetyczny. o e Analiza obliczeniowa W celu przeprowadzenia analizy obliczeniowej przyjęto następującą metodykę: dla zerowych prądów stojana oblicza się składowe wektora strumienia skojarzonego ψ w zależności od kąta położenia wirnika stojana mabc ma mb mc. Dla jednej ze składowych ma т ψ wyznaczane są harmoniczne przestrzenne nieparzyste, które wykorzystuje się przy modelowaniu SEM maszyny w układzie abc. dla kolejnych amplitud prądu wirnika obliczane są składowe wektorów strumienia skojarzonego stojana ψ i, w zależności od kąta położenia wirnika. abc j abc j Wartości składowych wektorów prądu wirnika w pierwszym przybliżeniu można przedstawić jako różnicę pomiędzy wartościami odpowiednich składowych wektorów strumienia skojarzonego stojana i wektora strumienia skojarzonego od magnesów trwałych ψ i, ψ i, ψ Otrzymane wektory oraz abc j odpowiednie wektory abc j abc j abc j abc j m abc i transformowane się do układu współrzędnych d-q według zależności i i i dq j dq j d j d j q j q j т ψ. z wektorów strumieni dla najmniejszej wartości prądu ψ i, i ψ i abc1 abc1 dq1 dq1 określane są indukcyjności rozproszenia L, magnesowania w osi d, L d oraz wartość początkowa bez uwzględnienia nasycenia w osi q, L q pocz. q j i q j aproksymowana jest funkcją q a1 arctan a2i q a3iq, gdzie a 1, a2, a3 współczynniki aproksymacji, a indukcyjność dynamiczną określa zależność a1 a2 Lq i q a (5) 1 a i otrzymana zależność Weryfikacja pomiarowa 2 q Otrzymane wyniki obliczeniowe zweryfikowane wykonując pomiary na stanowisku laboratoryjnym układu napędowego z silnikiem synchronicznym z magnesami trwałymi PMSM o danych znamionowych P = 4 kw, U = 400 V, n = 1500 obr/min. 194

195 ANALIZA NUMERYCZNA KONSTRUKCJI BADAWCZEJ Z WYKORZYSTANIEM FANTOMU DO OKREŚLANIA TŁUMIENIA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO KOMPLETNEGO UBIORU OCHRONNEGO Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Robert Puta, Wanda Stankiewicz Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa Wstęp Zadaniem ubiorów ochronnych jest zmniejszenie poziomów pola elektromagnetycznego, na jakie narażony jest pracownik, do wartości dopuszczalnych. Stosuje się je wszędzie tam, gdzie zachodzi konieczność przebywania pracownika w obszarze strefy niebezpiecznej. W niektórych wypadkach odzież taką stosuje się również w obszarze strefy zagrożenia, jeżeli czas pracy w obszarze strefy jest dłuższy od dopuszczalnego, określonego z przepisów [1]. Spełnienie powyższych wymagań wiąże się z zapewnieniem przez ubiór ochronny określonej wartości tłumienia pola elektromagnetycznego, a minimalna wartość tłumienia nie powinna być gorsza jak db [4, 5]. W celu potwierdzenia właściwości ochronnych wykonuje się pomiary tłumenności gotowego kombinezonu, które można wykonywać np. wg. standardu [6]. Stosowane procedury wymagają, by wewnątrz ubioru ochronnego umieścić fantom w kształcie przodu ciała człowieka wypełniony cieczą pozorującą tkankę mięśniową. Wewnątrz fantomu wykonuje się co określony krok przestrzeni pomiary pola elektrycznego lub SAR, a następnie porównuje z analogicznymi pomiarami w układzie bez kombinezonu. Rys. 1. Kombinezony ochronne do pracy w polu elektromagnetycznym (od prawej kombinezon ESO3 [2], kombinezon wykorzystywany w Deutsche Telekom [3], kombinezon zaprojektowany przez CIOP [fot. WIHiE]) W metodzie punktu środkowego przestrzeni natomiast model ciała składa się z nieprzewodzącego rusztowania, np. suchego drewna. Wnętrze modelu wypełnione jest 195

196 zamkniętym ze wszystkich stron, zapewniającym straty medium, z pustą przestrzenią w osi ciała do zamontowania sondy pomiarowej. Medium zapewniające straty składa się z nasyconego grafitem tworzywa piankowego, które podlega rezonansowi w modelu ciała w zakresie częstotliwości stosowania ubioru ochronnego. Sondy pola elektrycznego, czasem i magnetycznego, umieszcza się w osi ciała na wysokości głowy oraz w punkcie środkowym modelu. Pomiar natężenia pola elektromagnetycznego wykonuje się w układzie z kombinezonem oraz bez kombinezonu obracając fantom wzdłuż jego osi, tak by ocenić cechy ubioru przy różnych kierunkach padającej fali. Porównanie zmierzonych wartości prowadzi do wyznaczenia tłumienia ubioru ochronnego. Budowę takiego fantomu i sposób pomiaru ilustruje rysunek 2. Rys. 2 Budowa fantomu i badanie kombinezonu metodą punktu środkowego przestrzeni [7] Praktyka pokazuje, że niezależnie od jakości użytych materiałów, duży wpływ na tłumienie pola elektromagnetycznego mają wszelkiego rodzaju połączenia, takie jak szwy i zapięcia. Dlatego pełniejszą informację o właściwościach ochronnych ubioru daje metoda z wykorzystaniem fantomu wypełnionego płynem. Jest to jednak metoda bardzo pracochłonna i uciążliwa do stosowania. Spełnienie wymagań normy [6] wiąże się z przygotowywaniem mieszaniny płynu fantomowego, którą stosuje się jedynie w wąskim paśmie częstotliwości i wymaga potwierdzenia pomiarami swoich właściwości elektrycznych, płyn z uwagi na jego składniki często nie nadaje się po kilku dnach do ponownego wykorzystania, wymagane uziemienie układu w górnym zakresie częstotliwości stosowania normy jest również kłopotliwe. Wad tych pozbawiona jest druga metoda metoda punktu środkowego przestrzeni. Podstawowe zalety tej metody to prostota wykonania pomiarów oraz możliwość wielokrotnego wykorzystywania fantomu. Niestety nie daje ona pełnej informacji o właściwościach ubioru ochronnego, gdyż w skrajnym przypadku informacja o tłumieniu zbierana jest jedynie z dwóch punktów wewnątrz kombinezonu. Dodatkową trudność stwarza dobór medium zapewniającego straty, które składa się z nasyconego grafitem tworzywa piankowego. Pożądana jest również taka modyfikacja budowy fantomu, by informacje o tłumieniu pola elektromagnetycznego można było zbierać z większej ilości punktów wewnątrz ubioru ochronnego. Metoda Niniejsza praca poświęcona jest analizie stosowalności medium o różnych parametrach elektrycznych w konstruowaniu fantomów wykorzystywanych w metodzie punktu środkowego przestrzeni. W analizie wykorzystano algorytm FDTD. Dobór parametrów 196

197 elektrycznych oparto na danych materiałowych typowych materiałów barierowych. Obliczano i analizowano rozkład pola elektrycznego wewnątrz fantomu zamodelowanego według [6] zamkniętego wewnątrz ubioru ochronnego wykonanego z materiału z dodatkiem nici przewodzących o zadanym rozmiarze oczek oraz przewodności. Wyniki wstępnych obliczeń ilustruje rysunek 3. Przedstawia on rozkład pola elektrycznego wewnątrz i w otoczeniu prostopadłościennego fantomu z wnęką (takiego, jaki w [6] służy do modelowania tułowia). Fantom ten umieszczono w modelu kombinezonu, którego jedna ścianka odpowiadała materiałowi z dodatkiem nici przewodzących, pozostałe zaś wykonano z idealnego przewodnika. Na układ kierowano falę płaską od strony materiału z dodatkiem nici przewodzących. W kolejnych krokach symulacji zmieniano przewodność elektryczną fantomu, co odpowiada zmianom zawartości grafitu w tworzywie piankowym. Sąsiadujące rozkłady pola elektrycznego na rysunku 3 dotyczą fantomów różniących się przenikalnością o rząd wielkości. Przewodność fantomów rośnie od lewej do prawej. Rys. 3. Rozkład pola elektrycznego wewnątrz i w otoczeniu prostopadłościennego fantomu z wnęką otoczonego modelem kombinezonu Wnioski Obserwacja rozkładu pola elektromagnetycznego wewnątrz fantomu zamkniętego w kombinezonie ochronnym prowadzi do optymalizacji kształtu i prawidłowego doboru jego właściwości elektrycznych, co pozwala uniknąć fałszywych wyników pomiarów związanych np. z gorącymi punktami powstającymi w źle dobranym do częstotliwości fantomie. Jednocześnie otwiera drogę w kierunku stosowalności metody punktu środkowego przestrzeni w zakresy częstotliwości dotychczas nie brane pod uwagę w analizowanym standardzie [6]. Literatura [1] Rozporządzenie Ministra Pracy i Polityki Społecznej z dnia 29 listopada 2002 r. w sprawie najwyższych dopuszczalnych stężeń i natężeń czynników szkodliwych dla zdrowia w środowisku pracy [2] Materiały reklamowe PHU ESO [3] [4] Odzież chroniąca przed oddziaływaniem pól elektromagnetycznych, materiały CIOP, [5] Decyzja Ministra Obrony Narodowej Nr 98/MON z dnia 31 marca 2006 r. w sprawie przestrzegania w resorcie obrony narodowej zasad bezpieczeństwa i higieny pracy przy stosowaniu urządzeń wytwarzających promieniowanie elektromagnetyczne [6] DIN Protective clothing - Part 100: Protection against electromagnetic fields in the frequency range from 80 MHz To 1 GHz - Requirements and test methods [7] Koch M., Personal safety in high frequency electromagnetic fields. Protective clothing, standards and measurement procedures, materiały konferencyjne EMC York 2004 International Conference and Exhibition 197

198 WYBRANE ZAGADNIENIA BADAŃ ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH GENEROWANYCH PRZEZ REAKTORY NIETERMICZNEJ PLAZMY Henryka D. Stryczewska, Paweł A. Mazurek, Grzegorz Komarzyniec Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska Reaktor plazmowy typu GlidArc jest urządzeniem wytwarzającym nierównowagową plazmę niskotemperaturową. Do jej wytworzenia wykorzystywane jest quasi-łukowe wyładowanie elektryczne (łukowe). Generowane w układzie trójfazowym wyładowanie stanowi dla układu zasilania nieliniowe i niesymetryczne obciążenie [5,6]. Jednocześnie dynamicznie zmieniające się zjawiska przejściowe i zwarciowe wyładowania wytwarzającego plazmę są źródłem silnych zaburzeń elektromagnetycznych. Zaburzenia, zgodnie z teorią jak i przeprowadzonymi badaniami własnymi [2,3,4], propagują zarówno w postaci pola elektromagnetycznego rozłożonego przestrzennie wokół komory wyładowczej jak i oddziaływają w sposób przewodzony poprzez tor zasilania na lokalny system energetyczny. Występujące niezaekranowane wyładowanie wysokiego napięcia w lokalnej przestrzeni oddziałuje na pracujące w otoczeniu inne urządzenia. Sytuacja ta wymusza wzrost zainteresowania problematyką harmonijnej pracy reaktora w środowisku innych urządzeń i systemów elektro-energetycznych [1]. W celu zweryfikowania jakości reaktora jako obiektu elektrycznego, konieczne jest przeprowadzanie testów zgodnych z regulacjami w zakresie kompatybilności elektromagnetycznej. Analizie należy poddać zaburzenia promieniowane i przewodzone. Pełna analiza emisji promieniowanej reaktora wymaga zbadania przestrzeni wokół plazmotronu pod względem składowej H i E w zakresie częstotliwości roboczych i określenia wartości pola elektromagnetycznego w wyższych częstotliwościach [2,3,4]. Artykuł dotyczy metod i wyników pomiarów zaburzeń przewodzonych zmierzonych w torze zasilania reaktora plazmowego. Analizę zaburzeń przeprowadzono w zakresie 9kHz-30MHz, dodatkowo w zakresie MHz wykonano pomiary mocy zaburzeń. Laboratoryjne reaktory plazmowe badane w instytucie są urządzeniami wieloelektrodowymi zasilanymi z sieci trójfazowej. Do analizy wybrany został reaktor o konstrukcji złożonej z trzech elektrod roboczych i dwóch zapłonowych. Trzy stalowe, płaskie elektrody robocze rozmieszczone są symetrycznie co 120 stopni wewnątrz rurowej szklanej komory wyładowczej. Centralnie, na wysokości podstawy elektrod roboczych umieszczone są dwie cienkie elektrody zapłonowe. Ich zadaniem jest wstępna jonizacja przestrzeni międzyelektrodowej i inicjowanie właściwego wyładowania między elektrodami roboczymi. Cykl pracy reaktora plazmowego odbywa się przy napięciach rzędu 1-2 kv. Do zasilania plazmotronu typu GlidArc stosuje się specjalne i zintegrowane układy zasilania [5,6]. 198

199 autotransformator Powietrze Argon XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 L1 N Tor zasilania elektrod zapłonowych Reaktor plazmowy Układ podawania i regulacji gazów plazmotwórczych L1 L2 L3 N Tor zasilania elektrod roboczych Układ regulacji gazów Azot ZASILANIE Rys. 1. Schemat blokowy instalacji reaktora plazmowego oraz widok komory wyładowczej Układ zasilania reaktora plazmowego, tor roboczy i zapłonowy, wraz z elementami sterowania i kontroli stanowi przykład instalacji stacjonarnej, którą należy poddać badaniom związanym z kompatybilnością elektromagnetyczną według obowiązujących regulacji i mając na względzie zapewnienie jej poprawnego funkcjonowania na europejskim rynku. Wymagania dla instalacji stacjonarnych nie obejmują oznakowania CE i konieczności sporządzania deklaracji zgodności UE; instalacje takie muszą jednak spełniać wymagania w zakresie ochrony [1]. Zastosowanie norm zharmonizowanych jest tu najłatwiejszym sposobem wykazania zgodności z wymaganiami dyrektywy EMC. W zakresie częstotliwości do 30 MHz, przewody są podstawowym torem propagacji zaburzeń do lokalnego środowiska. Do badań emisji instalacji reaktora możliwe jest wykorzystanie układu pomiarowego z siecią sztuczną, z sondą napięciową lub z sondą prądową. W zakresie wyższych częstotliwości (do 300MHz) określenie zaburzeń uzyskuje się poprzez pomiar mocy promieniowanej, a jako dodatkowe urządzenie pomocnicze stosowane są cęgi absorpcyjne. Każde z tych urządzeń pomocniczych cechuje się specjalną funkcją przejścia, która, pod postacią współczynników wprowadzonych do programu sterującego odbiornikiem, wiąże mierzoną wartość na wejściu miernika zakłóceń z odpowiednim poziomem zaburzenia. Na poniższych wykresach zaprezentowano, wybrane wartości pomiarowe zmierzone przy użyciu odbiornika ESCI3. a) b) Rys.2. Zaburzenia w torze elektrod roboczych, faza L1, prąd roboczy 20A (a), oraz moc promieniowanych zaburzeń w torze zasilania reaktora plazmowego, faza L3, prąd roboczy 15A (b) Ze względów ekonomiczno-prawnych konieczna jest analiza kompatybilności elektromagnetycznej reaktorów plazmowych. Procedury uzyskiwania zgodności instalacji reaktorów plazmowych z wymaganiami EMC są trudne i wymagają odpowiedniego zaplecza pomiarowego. Przykładowo, limity napięcia zaburzeń dla detektora AV, dla urządzeń pracujących w środowisku przemysłowym w zakresie częstotliwości od 0,15 do 0,5 MHz wynoszą 66 dbμv/m, a w zakresie od 0,5 do 30 MHz wynoszą 60 dbμv/m. Uzyskane wyniki 199

200 pomiarowe wykazują znaczne przekroczenia dopuszczalnych poziomów, co przekłada się na konieczność prowadzenia dalszych badań nad reaktorami i ograniczania ich emisji. Literatura [1] Dyrektywa unijna 2004/108/EC oraz przewodnik do dyrektywy [2] Mazurek P.A., Raport grantu badawczego NN , Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska [3] Mazurek P.A., Wprowadzenie do badań zaburzeń przewodzonych w instalacji reaktora plazmowego, Elektro.info, ISSN , 12/2010, str [4] Mazurek P.A., Zaburzenia promieniowane reaktora plazmowego typu GlidArc, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN , R. 87 NR 12b/2011, str [5] Stryczewska H. D., Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska. Wydawnictwo Politechniki Lubelskiej, Lublin [6] Stryczewska H. D., Janowski T., Komarzyniec G.: Gliding arc discharge in the triple-electrode system, Chemia plazmy 2002, VII Ogólnopolskie Sympozjum, 2002, s. 29. DESIGN OF SYNCHRONOUS RELUCTANCE GENERATOR WITH DUAL STATOR WINDINGS AND ANISOTROPIC ROTOR WITH FLUX BARRIERS Bojan Štumberger 1,2, Dalibor Igrec 3, Amor Chowdhury 3, Miralem Hadžiselimović 1,2 1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia, 2 University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia 3 Margento R&D d.o.o., Slovenia Introduction In wind-power generation different variable-speed generator types can be found. Rotors of electric generators are usually mechanically coupled to the wind turbines through a gearbox in order to maintain small machine diameter, while the use of large-diameter low-speed directdrive generators is less frequent. The use of doubly-fed wound-rotor induction generators (DFIGs) in wind-power generation is dominant, although dual-winding induction generators (DWIGs) with special nested-loop rotors can be found as well [1-4]. The main drawback of the most frequently used DFIGs is the presence of slip rings which can be problematic from the aspect of reliability and generator maintenance costs. Due to the absence of the slip rings the brushless doubly-fed reluctance machine (BDFRM) can be a realistic alternative to the DFIG. Similarly to the DFIG, the BDFRM has a primary winding (normally called power winding or main winding) and a secondary winding (normally called excitation winding or control winding). Contrary to the DFIG the excitation winding of BDFRM is placed in the stator. Because of this special feature the BDFRG can be called dual stator winding reluctance generator (DSWRG) as well. 200

201 The main and the excitation winding of DSWRG have different number of poles and are manufactured in distributed winding technology [5-12]. The rotor of the DSWRG has to provide efficient magnetic coupling between the excitation and the main winding. The most efficient rotor structure of DSWRG is similar to the rotor structure of an ordinary multiplebarrier synchronous reluctance machine [5-12], [13-15]. For the successful magnetic coupling and good machine performance the correct correlation between the number of rotor poles p r and number of pole pairs of the excitation winding p s and the number of pole pairs of the main winding p p have to be taken into account: p r =0.5(p s +p p ). In the steady-state conditions the frequency of the induced voltage in the main winding f p (Hz) is connected with the rotor rotational speed n r (rev/min) and frequency of the excitation current in the excitation winding f s by: f p =(n r p r /60)-f s. Due to the many different possible combinations of pole pair number of main and excitation winding in connection with the number of stator slots and the number of flux barriers per rotor pole, different structures of DSWRG have been investigated by using finite element method in order to determine best possible DSWRG construction. The comparison of the DSWRG characteristic for the four-pole and six-pole conventionally laminated rotor construction and different number of rotor flux barriers per pole will be presented in the full paper version for the stator with 48 stator slots. References [1] E. Spooner, A.C. Williamson,»Mixed Pole Windings And Some Applications«, IEE Proceedings, Vol. 137, No. 2, pp , March, 1990 [2] S. WiIliamson, A. C. Ferreira, A. K. Wallace,»Generalised Theory Of The Brushless Doubly-Fed Machine. Part I : Analysis«, IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol. 144, No. 2, pp , March, 1997 [3] S. Williamson, A. C. Ferreira,»Generalised Theory Of The Brushless Doubly-Fed Machine. Part 2: Model Verification And Performance«, IEE Proceedings-Electric Power Applications, Vol. 144, No. 2, pp , March, 1997 [4] F. Barati, S. Shao, E. Abdi, H. Oraee, R. McMahon,»Generalized Vector Model for the Brushless Doubly- Fed Machine With a Nested-Loop Rotor«, IEEE Transactions On Industrial Electronics, Vol. 58, No. 6, June, 2011 [5] T. Fukami, M. Momiyama, K, Shima,»Steady-State Analysis of a Dual-Winding Reluctance Generator With a Multiple-Barrier Rotor«, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 23, No. 2, pp , June, 2008 [6] R. E. Betz, M. G. Jovanović,»The Brushless Doubly Fed Reluctance Machine and the Synchronous Reluctance Machine - A Comparison«, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 36, No. 4, pp , July/August, 2000 [7] F. Valenciaga, P. F. Puleston,»Variable Structure Control of a Wind Energy Conversion System Based on a Brushless Doubly Fed Reluctance Generator«, IEEE Transactions on Energy Conversion, Vol. 22, No. 2, pp , June, 2007 [8] D. G. Dorrell, M. Jovanović,»On the Possibilities of Using a Brushless Doubly-Fed Reluctance Generator in a 2 MW Wind Turbine«, Industry Applications Society Annual Meeting, IAS '08. IEEE, pp. 1-8, October, 2008 [9] Q. Zhang, H. Liu,»Comparative Study of Brushless Doubly Fed Machine with Different Rotor Structures Used in Wind Power Generation System«, Power and Energy Engineering Conference (APPEEC), 2010 Asia-Pacific, pp. 1-4, March, 2010 [10] D. G. Dorrell, A. M. Knight, R. E. Betz,»Issues with the Design of Brushless Doubly-Fed Reluctance Machines: Unbalanced Magnetic Pull, Skew and Iron Losses«, Electric Machines & Drives Conference (IEMDC), 2011 IEEE International, pp , May, 2011 [11] D. G. Dorrell, A. M. Knight, R. E. Betz,»Improvements in Brushless Doubly Fed Reluctance Generators Using High-Flux-Density Steels and Selection of the Correct Pole Numbers«, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 47, No. 10, pp , October, 2011 [12] A. M. Knight, R. E. Betz, D. Dorrell,»Design And Analysis Of Brushless Doubly Fed Reluctance Machines«, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2011 IEEE, pp , September,

202 [13] B. Štumberger, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, T. Marčič, P. Virtič, M. Trlep, V. Goričan,»Design and finite-element analysis of interior permanent magnet synchronous motor with flux barriers«, IEEE trans. magn., Vol. 44, No. 11, pp , November, 2008 [14] B. Štumberger, V. Goričan, G. Štumberger, M. Hadžiselimović, T. Marčič, M. Trlep,»Performance evaluation of synchronous reluctance motor in BLDC drive«, Prz. Elektrotech., pp , 2009 [15] B. Štumberger, R. Pulko, V. Goričan, M. Hadžiselimović,»Influence of permanent magnet material on characteristics of permanent magnet assisted reluctance motor«, Prz. Elektrotech., Vol. 85, Iss. 12, 2010 WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM YBCO Paweł Surdacki Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Przewody warstwowe II generacji YBCO (YBa 2 Cu 3 O x ), weszły w fazę produkcji przemysłowej i stają się bardzo obiecującym składnikiem nadprzewodnikowych urządzeń elektroenergetycznych. Przewody te wykazują znaczne wartości gęstości prądu w obecności silnych pól magnetycznych przy wysokim poziomie temperatur ok. 77 K, które zapewnione są poprzez chłodzenie ciekłym azotem lub kriochłodziarką mechaniczną. W zakresie temperatur K właściwości cieplne taśm YBCO powodują jednak bardzo powolną dyfuzję ciepła wzdłuż przewodu [1,2]. Prowadzi to do nadmiernego lokalnego nagrzewania się przewodu w przypadku wystąpienia zaburzenia nadprzewodzenia. W rezultacie zarówno prędkość propagacji strefy rezystywnej w przewodzie jak i przyrost napięcia są niewielkie, co utrudnia działanie układu zabezpieczającego przed niekontrolowaną utratą nadprzewodzenia i wymaga modelowania matematycznego występujących zjawisk. W niniejszej pracy do badania procesu zanikania nadprzewodzenia w taśmie warstwowej YBCO przyjęto makroskopowy model matematyczny [3], który uwzględnia silnie nieliniową zależność temperaturową pojemności i przewodności cieplnej oraz rezystywności taśmy. Korzystając z opracowanego modelu komputerowego dokonano określenia wpływu temperatury T 0 przewodu oraz prądu roboczego I r na wybrane parametry dynamicznego procesu zanikania nadprzewodzenia w taśmie warstwowej YBCO. Do analizy stanów dynamicznych zanikania nadprzewodzenia przyjęto cienką taśmę YBCO II generacji (rys. 1) [1]. Taśma ma szerokość 4 mm i grubość zaledwie 130,8 µm, na którą składa się pięć warstw: niklu (grubość 75 µm), buforową (0,3 µm), YBCO (5 µm), srebra (0,5 µm) i miedzi (50 µm), pełniącej funkcję stabilizatora cieplnego i elektrycznego. Przewód jest poddany zaburzeniu cieplnemu o energii E z działającemu w czasie t z na długości x z odcinka przewodu. Niestacjonarne procesy termiczne wywołane zaburzeniem energetycznym, powiązane z modelem podziału prądu, uwzględniające zmienność temperaturową pojemności i przewodności cieplnej, rezystywności oraz gęstości mocy cieplnej stanowiącej wymuszenie zmieniające się w czasie i wzdłuż przewodu opisane zostały modelem matematycznym [3] opartym na jednowymiarowym niestacjonarnym równaniu 202

203 różniczkowym cząstkowym przewodnictwa cieplnego. W modelu założono liniowość charakterystyki prądu krytycznego I c (T) taśmy nadprzewodnikowej YBCO przy braku zewnętrznego pola magnetycznego. Model ten umożliwia analizę termiczno-elektrycznych procesów zanikania nadprzewodzenia. Na podstawie przebiegów czasowych temperatury w obszarze zaburzenia cieplnego w taśmie nadprzewodnikowej można wyznaczyć podstawowe parametry określające dynamikę procesu utraty nadprzewodzenia. Do analizy przyjęto odcinek taśmy YBCO o długości l = 200 mm, której temperatura robocza T 0 = 77 K (ciekłego azotu) i prąd roboczy I r = 90 A. Parametry zaburzenia cieplnego: x z = 4 mm, t z =10 ms. Rys. 1. Przekrój taśmy nadprzewodnikowej YBCO II generacji [1] Rys. 2. Zależność minimalnej energii utraty nadprzewodzenia E q (T 0, I r ) od temperatury T 0 i prądu roboczego I r taśmy YBCO Rys. 3. Zależność temperatury zaburzenia T z =f(i r,t 0 ) od prądu I r i temperatury T 0 Rys. 4. Zależność temperatury utraty nadprzewodzenia od prądu T q =f(i r ) dla różnych wartości temperatury pracy T 0 Obliczenia stanów dynamicznych umożliwiające wyznaczenie minimalnej energii utraty nadprzewodzenia E q =f(t 0,I r ) taśmy warstwowej YBCO przeprowadzono dla wartości temperatur roboczych T 0 <71; 86> K oraz dla wartości prądu roboczego I r <16; 126> A i odpowiadających im wartości względnych prądu roboczego odniesionego do prądu krytycznego w danej temperaturze (rys. 2). Minimalna energia utraty nadprzewodzenia E q rośnie wraz ze spadkiem wartości prądu roboczego I r w przewodzie, natomiast maleje wraz ze wzrostem temperatury pracy T 0. Zatem wraz ze zmniejszaniem się marginesu temperatury zmniejsza się minimalna energia utraty nadprzewodzenia E q, pogarszając stabilność nadprzewodzenia taśmy YBCO. Z zależności E q =f(i r,t z ) (rys. 3) wynika, że im niższa jest wartość prądu roboczego w przewodzie, tym większy musi być lokalny wzrost temperatury, aby wystąpiła nieodwracalna utrata stanu nadprzewodzenia. Jednocześnie przy dużych wartościach prądu roboczego temperatury zaburzenia przyjmują wartości znacznie mniej zbliżone do siebie, niż ma to miejsce w przypadku małych wartości prądu roboczego. Wskazuje to na znacznie większą dynamikę procesu utraty nadprzewodzenia przy prądach bliższych prądowi krytycznemu. Z zależności T q = f(i r,t 0 ) (rys. 4) uzyskanej z obliczeń stanów dynamicznych wynika, że wartość tej temperatury wzrasta wraz ze spadkiem wartości prądu roboczego 203

204 w przewodzie oraz że temperatury utraty nadprzewodzenia dla różnych temperatur pracy zbliżają się do siebie. Przy dużym prądzie roboczym gwałtowny wzrost temperatury przewodu rozpoczyna się od znacznie niższych wartości niż przy małym prądzie I r. Opracowana metoda analizy umożliwia dobranie temperatury pracy i prądu roboczego warstwowej taśmy nadprzewodnikowej YBCO w celu uzyskania pożądanych wartości parametrów procesu przejściowego zanikania nadprzewodzenia oraz zapewnienia stabilnej pracy nadprzewodnika. Literatura [1] Masson P.J., Rouault V.R., Hoffmann G., Luongo C.A., Development of quench propagation models for coated conductors, IEEE Trans. Appl. Supercond., 18 (2008) (2), [2] Wang X, Caruso AR, Breschi M, et al., Normal zone initiation and propagation in Y-Ba-Cu-O coated conductors with Cu stabilizer, IEEE Trans. Appl. Supercond., 15 (2005), 2, part 3, [3] Surdacki P., Termiczne stany dynamiczne wysokotemperaturowych przewodów nadprzewodnikowych z dwuborku magnezu, Przegląd Elektrotechniczny 86 (2010) no. 12, OCENA WPŁYWU POŁOŻENIA APLIKATORA NA JAKOŚĆ MAGNETOTERAPII Przemysław Syrek, Antoni Cieśla AGH Akademia Górniczo-Hutnicza w Krakowie Magnetoterapia została włączona i znalazła uznanie jako jeden z wielu sposobów leczenia szerokiej gamy schorzeń. Choć odkryta została wiele lat temu [1], zainteresowanie świata nauki zawdzięcza między innymi znalezieniu się farmakologii na granicy możliwości uzyskiwania znaczącego postępu. W indywidualnych przypadkach magnetoterapia jest jedynym remedium możliwym do zastosowania, np. gdy stan pacjenta nie pozwala na aplikowanie dodatkowych dawek leków. Nie ulega wątpliwości, że postęp w tej gałęzi medycyny możliwy jest dzięki technice. Dostarczanie odpowiednio przygotowanych urządzeń i prawidłowe, a zarazem bezpieczne ich stosowanie wymaga także obliczeń numerycznych, które obrazują wielkości fizyczne, istotne z terapeutycznego punktu widzenia, z których najważniejszym jest natężenie pola magnetycznego oraz moduł gęstości prądów indukowanych w leczonych strukturach anatomicznych. Dobór odpowiednich parametrów aplikatorów zapewniający odpowiednie wartości pola magnetycznego jest istotny w przypadku wielu schorzeń, w tym złamań [2]. Jednak szczególnie istotne jest zapewnienie korzystnych wartości prądów wirowych w leczonych miejscach. Jest to zagadnienie skomplikowane, wymagające numerycznego rozwiązywania równań różniczkowych cząstkowych. Dotyczy to szczególnie schorzeń ortopedycznych, gdyż przy leczeniu złamań, prądy decydują o przyspieszeniu zrastania kości. W pracy przedstawiono obliczenia dla tzw. aplikatora eliptycznego (rys.1). Do analizy wpływu kształtu i położenia aplikatora względem wybranego do leczenia fragmentu ciała, jako przykład, wybrano głowę kości ramiennej. Na końcu 204

205 bliższym kości ramiennej (łac. humerus) znajduje się głowa kości ramiennej (łac. caput humeri), w której również wyróżnia się kilka części składowych, m.in. tzw. szyjkę chirurgiczną (łac. collum chirurgicum) nazwaną tak, gdyż jest to miejsce częstych złamań [3]. Widok kości ramiennej i jej elementy pokazuje rys.2. Rys.1. Aplikator eliptyczny Rys.2. Składowe kończyny górnej Założono, że aplikator jest usytuowany w następujący sposób: oś symetrii aplikatora jest prostopadła do osi ręki, a styczna do powierzchni bocznej walca, którego promień podstawy wynosi ρ. Przesunięcie równolegle do osi ręki oznaczone jest jako x. Obszar poddany analizie zawarty jest w walcu o długości 0,2 m i średnicy 0,08 m (w przybliżeniu średnica ręki w okolicach stawu łokciowego), zawiera trzy kości: dolny fragment kości ramiennej i przylegające końcami kość promieniową i łokciową (rys.2). Całość otoczona jest tkanką tłuszczową zamodelowaną jako walec o średnicy 0,07 m, otoczoną warstwą skóry o średnicy 0,08 m. Przyjęto następujące wartości przewodności elektrycznej, na podstawie [4]: skóra 0,1 S/m, tkanka tłuszczowa 0,04 S/m, kość 0,02 S/m. W pracach dotyczących magnetoterapii i prądów w ciele człowieka, dopuszczalna wartość gęstości prądu jest ustalona na poziomie 100 ma/m 2 [5]. Rys. 3. Wartości modułu prądów wirowych (I maxgkr wartość maksymalna gęstości prądu wewnątrz głowy kości ramiennej, I mingkr wartość minimalna) odniesione do wartości maksymalnej indukowanej w kończynie (I maxk ), w zależności od położenia aplikatora: w funkcji położenia wzdłuż osi kończyny, w odległości aplikatora od osi kończyny (przy x = 0 m) Wyniki przedstawione na rysunku 3, oznaczają, że usytuowanie aplikatora względem leczonego miejsca jest czynnikiem ważnym. W obszarze o przewodności elektrycznej rzędu 0,1 S/m i częstotliwości pola magnetycznego nieprzekraczającej 100 Hz, prądy wirowe (w każdym punkcie przestrzeni) związane są zależnością liniową zarówno z częstotliwością wymuszenia, jak i jego wartością. Zatem jest możliwość techniczna, doboru parametrów terapii tak, aby nie przekroczyć umownej granicy 100 ma/m 2 i jednocześnie zwiększyć 205

206 wartość prądu w określonym obszarze, jak pokazano to w powyższych wynikach. Z rys.3 wynika, że przesunięcie aplikatora o 6 cm, może zwiększyć gęstość prądu w głowie kości ramiennej z 6 ma/m 2 (6% wartości dopuszczalnej) do 12 ma/m 2. Literatura [1] Krawczyk A., Łada-Tondyra E.: Pierwsze próby stymulacji magnetycznej historia odkryć dwóch uczonych, 12/2010, Przegląd Elektrotechniczny. [2] Cieśla A., Kraszewski W., Syrek P.: The shapes s selection of small coil applicator to get magnetic field applied in magnetotherapy, ISEF'2007: International Symposium on Electromagnetic Fields in Mechatronics, Electrical and Electronic Engineering, Prague, Czech Republic, 2007, [3] Reicher M., Bochenek A.: Anatomia człowieka, Wyd. 12, T.I: Anatomia Ogólna, PZWL, Warszawa, [4] [4] Dimbylow P.: Development of the female voxel phantom, NAOMI, and its application tocalculations of induced current densities and electric fields from applied low frequency magnetic and electric fields, Physics in Medicine and Biology, 50, 2005, s [5] Bernhardt J.H.: The establishment of frequency dependent limits for electric and magnetic fields and evaluation of indirect effect, Radiation and Environmental Biophysics, 27(1), 1988, s BADANIA TOPOGRAFII I GRUBOŚCI WARSTW PASYWNYCH NA UTLENIANYM ANODOWO STOPIE Ti6Al4V Janusz Szewczenko 1, Janusz Jaglarz 2, Marcin Basiaga 1, Edyta Skoczek 2 1 Katedra Biomateriałów i Inżynierii Wyrobów Medycznych, Wydział Inżynierii Biomedycznej, Politechnika Śląska 2 Instytut Fizyki, Politechnika Krakowska Wstęp Stop Ti6Al4V jest najczęściej stosowanym biomateriałem metalowym na implanty długoterminowe. Zadecydowały o tym: mały ciężar właściwy, korzystny zespół własności mechanicznych oraz dobra biokompatybilność w środowisku tkanek i płynów ustrojowych. Biokompatybilność biomateriałów metalowych związana jest głównie z dobrą odpornością korozyjną, która uzależniona jest od własności fizykochemicznych powierzchni implantu. Dobra biokompatybilność tytanu i jego stopów związana jest ze zdolnością ich powierzchni do samopasywacji oraz repasywacji. Własności te determinowane są przez strukturę i grubość wytworzonej warstwy powierzchniowej. Jednakże wieloletnie doświadczenia kliniczne wykazały, iż implanty ze stopu Ti6Al4V mogą powodować alergię lub reakcje okołowszczepowe w międzywarstwie implant tkanka. Spowodowało to rozwój różnych metod modyfikacji powierzchni, których głównym celem było wytworzenie na powierzchni implantów warstwy pasywnej składającej się głównie z TiO

207 Najczęstszym zabiegiem obróbki powierzchniowej stosowanym dla stopów tytanu jest utlenianie anodowe. W wyniku tego zabiegu uzyskuje się na powierzchni warstwę pasywną, której grubość i topografia uzależnione są od wstępnego (poprzedzającego proces utleniania anodowego) sposobu przygotowania powierzchni oraz parametrów procesu. Ze względu na własności optyczne, pasywne warstwy TiO 2, wytworzone w różnych warunkach charakteryzują się różnym zabarwieniem. Celem pracy było określenie wpływu wstępnych metod modyfikacji powierzchni na topografię i grubość warstwy pasywnej wytworzonej na utlenianym anodowo stopie Ti6Al4V. Do tego celu wykorzystano metody optyczne. Metody optyczne wykorzystujące klasyczne i niestandardowe techniki pomiarowe pozwalają wyznaczyć grubość warstw, chropowatość, długość autokorelacyjną i wiele innych parametrów statystycznych opisujących topografię powierzchni. Ich zaletą jest nieinwazyjność i bezkontaktowość. Jedną z najczęściej stosowanych metod jest elipsometria. Dla badanych warstw pasywnych charakteryzujących się dużą chropowatością nie można jednak było skorzystać z tej metody ze względu na dużą depolaryzację odbitego promieniowania. Duża chropowatość badanych warstw powodowała, iż lustrzane odbicia od próbki zanikało a światło odbite rozprzestrzeniało się w szerokim kącie bryłowym. Dlatego do pomiarów zastosowana została kula integrująca. W celu wyznaczenia parametrów opisujących rozkład nierówności powierzchni, takich jak chropowatość, długość autokorelacyjna zastosowano metodę BRDF. W metodzie tej wyznacza się zależność natężenia promieniowania rozproszonego od kąta rozproszenia. Materiał i metody W badaniach wykorzystano stop Ti6Al4V ELI, w postaci prętów o średnicy d = 14 mm. Skład chemiczny badanego stopu spełniał wymagania zawarte w normie ISO :2007. Modyfikacja powierzchni próbek została przeprowadzona za pomocą zabiegów, którym przyporządkowano następujące oznaczenia: 1 - szlifowanie, 2 - obróbka wibracyjna, 3 - polerowanie mechaniczne, 4 - piaskowanie, 5 - polerowanie elektrolityczne, XV - anodyzację (X oznacza wartość potencjału, przy którym przeprowadzano proces), S - sterylizacja parowa. Szlifowanie mechaniczne prowadzono kolejno na wodnych papierach ściernych o gradacji ziarn/mm 2. Polerowanie mechaniczne przeprowadzono na szlifierce ręcznej z wykorzystaniem szczotek sizalowych i pasty polerskiej. Następnie wybłyszczano na tarczach płóciennych do uzyskania i lustrzanej powierzchni. Piaskowanie przeprowadzono w iniekcyjnej kabinie śrutowniczej, wykorzystując jako medium robocze kulki szklane. Polerowanie elektrolityczne prowadzono w kąpieli na bazie kwasu chromowego (E-395 Firmy POLIGRAT Gmbh). Proces anodyzacji prowadzony był z użyciem elektrolitu na bazie kwasów fosforowego i siarkowego (Titan Color Firmy POLIGRAT GmbH) przy potencjałach 57V, 77V, 87V oraz 97V. Sterylizację parową przeprowadzono w autoklawie Basic Plus firmy Mocom, w temperaturze 134 o C, ciśnieniu 2,1 bar przez 12 minut. Do wyznaczenia współczynników: załamania i ekstynkcji dla polerowanego gładkiego specjalnie polerowanego podłoża Ti6Al7Nb wykorzystano elipsometr spektroskopowy M2000 firmy Wollam. Ze względu na dużą chropowatość badanych warstw do wyznaczenia widm odbicia zastosowano kulę całkującą ISP-REF wraz ze spektrofotometrem PC2000 firmy Avantes. Grubość warstw została wyznaczona z widm całkowitego odbicia od warstw TiO

208 Pomiary BRDF zostały wykonane przy użyciu skaterometru kątowego. Jako źródła światła użyto diody laserowej emitującej promieniowanie o długości fali 650 nm. W pomiarach kąt rozproszenia był zmieniany z krokiem 0,1 0, przy ustalonym kącie padania 60 0 i polaryzacji światła s. Dodatkowo wyznaczone zostały profile optyczne o rozmiarach 1,4cmx1,4cm badanych warstw i ich podłoży przy użyciu profilometru optycznego wykorzystującego sondę odbiciową R2000 firmy Avantes. Krok skanowania wynosił 0,01 mm. Wnioski Na podstawie przeprowadzonych badań można wysunąć następujące wnioski: 1. Występowanie ekstremów interferencyjnych w widmie odbicia całkowitego świadczą o silnym korelacji między górną a dolną powierzchnią powłok TiO Grubości warstw pasywnych wytworzonych w wyniku procesu anodyzacji na stopie Ti6Al4V mieszczą się w przedziale od 90 do 230 nm i ściśle zależą od napięcia anodyzacji. 3. Wzrost wartości napięcia stosowanego w procesie anodyzacji powoduje wzrost chropowatości warstwy pasywnej. 4. Proces anodyzacji wpływa na długość autokorelacyjną powierzchni warstwy pasywnej. Dla wyższych wartości potencjału anodyzacji wyznaczone długości autokorelacyjne były odpowiednio większe. PROBLEMY Z WYLICZANIEM MOMENTU OBROTOWEGO W SZCZELINIE POWIETRZNEJ PRZY WYKORZYSTANIU METODY ELEMENTÓW SKOŃCZONYCH Krzysztof Szewczyk 1, Rafał Golisz 2 1 Politechnika Częstochowska 2 Absolwent Politechniki Częstochowskiej Przy symulacji obiektu typu silnik elektryczny z użyciem metody elementów skończonych, do wyliczenia sił i momentów stosuje się metodę tensora naprężeń Maxwella ( Stress Tensor Maxwell). Na rys. 1 przedstawiono przykładowy obiekt symulacji która polega ona na wyliczeniu sił działających w szczelinie powietrznej, całkowaniu tej siły oraz mnożeniu przez długość promienia na którym siła występuje. (1) Symulację komputerową przeprowadzono w oparciu o Metodę Tensorów dla równania Maxwella [2]. Składowa normalna tej siły działając na promieniu r wytwarza moment elektromagnetyczny F B( B. n) B. ndc C 0 20 (2) 208

209 Wielkości i wartości występujące we wzorach (1) i (2) oznaczają : B- chwilowe wartości obwodowego rozkładu indukcji w szczelinie B [ T ], n jednostkowy wektor składowej normalnej prostopadłej do powierzchni wirnika, μ 0 przenikalność magnetyczna próżni μ 0 = 4π [H/m] K M K M M K M K Rys. 1 Silnik elektryczny brany pod uwagę do obliczeń momentu obrotowego z zaznaczonym szczegółem powiększenia szczeliny powietrznejf- siła [N], T- moment obrotowy [Nm] Wielkość momentu wyliczana jest ze wzoru (1) przy uwzględnieniu promienia badanego wirnika oraz składowej siły działającej na powierzchnię wirnika prostopadłej do jego promienia gdzie siła F wyliczana jest na podstawie (2). Siły ( lub momenty ) składowe całkuje się w obszarze zamkniętym wokół wirnika, ( sferze zamkniętej w przypadku 3D). CAŁKOWANIA Rys.2. Droga całkowania momentu obrotowego ( powiększenie z rys. 1 ) 209

210 Z doświadczeń autorów wynika że droga całkowania nie jest obojętna dla wyliczenia momentu mimo tego że mamy do dyspozycji tylko obszar szczeliny powietrznej silnika. Położenie obszaru całkowania jak na rys. 2 może diametralnie zmienić wyniki symulacji. Do wyliczenia momentu zwykle bierze się średnicę w środku grubości szczeliny. Biorąc jednak pod uwagę niejednoznaczność wyliczeń przy innych średnicach, można sądzić że wynik ten nie jest pewny. Należało by sprawdzić zależność wielkości momentu od położenia drogi całkowania w szczelinie powietrznej silnika elektrycznego. Autorzy dokonali szeregu symulacji biorąc pod uwagę różne krzywe zamknięte obszaru całkowania momentu. Wyniki zależności wyliczonego momentu od położenia drogi całkowania w obszarze szczeliny zamieszczono w artykule. NOWOCZESNE, INTELIGENTNE METODY IDENTYFIKACJI I LOKALIZACJI LUDZI ORAZ MATERIAŁÓW W PODZIEMIACH JASKIŃ, TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH I W KOPALNIACH Zygmunt Szymański Politechnika Śląska Gliwice W referacie przedstawiono opis typowych konfiguracji podziemnych wyrobisk kopalnianych, tuneli komunikacyjnych oraz jaskiń, eksploatowanych i eksplorowanych dla celów przemysłowych, transportowych, i komunikacyjnych. Podczas eksploatacji pomieszczeń znajdujących się pod ziemią mogą pojawić się różne sytuacje awaryjne (zawały, obrywy, wstrząsy górotworu), związane z uszkodzeniem maszyn górniczych, maszyn transportowych oraz wypadki komunikacyjne, lub inne niebezpieczne zdarzenia powodujące zawał, uszkodzenie lub zasypanie całości lub części wyrobiska. Podstawowym zadaniem służb technicznych i służb ratowniczych jest lokalizacja położenia ludzi przebywających w tym wyrobisku, oraz nawiązanie z nimi kontaktu. Ułatwia to podjęcie decyzji o sposobie prowadzenia akcji ratowniczej oraz określenie sił i środków potrzebnych do jej skutecznej realizacji. W artykule przedstawiono przegląd metod oraz spektrum układów oraz urządzeń wykorzystywanych aktualnie do lokalizacji osób przebywających w podziemnych tunelach. W referacie zamieszczono także nowoczesne metody identyfikacji, aparaturę pomiarową, oraz opracowane przy współudziale Autora nowoczesne układy lokalizacji i transmisji sygnałów z podziemiach wyrobisk kopalnianych. Analiza matematyczna rozkładu pola elektromagnetycznego w podziemnych wyrobiskach kopalnianych metodami analitycznymi, dla układów o skomplikowanych kształtach geometrycznych, z dużą nieliniowością ośrodka oraz przy braku symetrii jest w wielu praktycznych przypadkach bardzo ograniczone lub nawet niemożliwe. W referacie ograniczono się do modelowania geometrii układu antenowego czytnika RFID, który umożliwia odczyty danych z transponderów 210

211 umieszczonych w obudowie maszyny lub w hełmie górnika. Do obliczeń numerycznych wykorzystano metody: MES (metoda elementów skończonych), BEM (metoda elementów brzegowych) oraz mieszane. Do analizy rozkładu pola elektromagnetycznego w wyrobiskach zastosowano programy komputerowe: ANSYS, JMAG, oraz COMSOL Multiphysics. Programy te umożliwiają wykonanie złożonych obliczeń inżynierskich i symulacji zjawisk fizycznych w układach 2D oraz 3D, przez rozwiązanie układów nieliniowych równań różniczkowych cząstkowych.[3, 4]. Przykładowe wyniki obliczeń komputerowych przedstawiono na rys.(1,2). Na rys.1 przedstawiono przebieg linii pola magnetycznego oraz rozkład natężenia pola magnetycznego dla cewki RE24 dla obudowy I, natomiast na rys.2 porównanie rozkładów indukcji magnetycznej w środowisku ferromagnetycznym. Rys.1. Przebieg linii pola magnetycznego oraz rozkład natężenia pola magnetycznego dla cewki RE24 dla obudowy I Do modelowania magnetycznych układów antenowych czytnika RFID wykorzystano moduł AC/DC zawierający interfejs użytkownika umożliwiający analizę efektów elektromagnetycznych.[3]. Na rys1 przedstawiono przykładowe wyniki W referacie zamieszczono wybrane modele matematyczne, fizyczne oraz symulacyjne różnych wariantów podziemnych wyrobisk: chodniki w kopalniach, tunele kolei podziemnej, jaskinie. Dla wybranych modeli fizycznych analizowanych obiektów, przeprowadzono obliczenia rozkładu pól elektromagnetycznych w tych wyrobiskach, dla najczęściej występujących stanów awaryjnych: zawał, zasypanie chodnika, zgubienie się w jaskini. Osoba przebywająca w tunelu powinna być wyposażona w specjalny mikro chip (mikro nadajnik), który będzie źródłem sygnału wykrywanego przez anteny urządzenia lokalizacyjnego. Rys.2. Porównanie rozkładów indukcji magnetycznej w środowisku ferromagnetycznym 211

212 W artykule zamieszczono przykładowe wyniki obliczeń rozkładów pola magnetycznego i elektrycznego, przeprowadzone dla wybranych warunków eksploatacyjnych. Opracowane układy były sprawdzane w różnych warunkach terenowych i spełniały skutecznie swoje zadania. Na rys.3 przedstawiono układ diagnostyki w systemie Multi Com lokalizacji osób poszukiwanych W artykule zamieszczono także przykładowe opisy badań przemysłowych układów prototypowych. Wyniki badań laboratoryjnych i przemysłowych potwierdziły przydatność proponowanych metod do identyfikacji maszyn i osób znajdujących się w podziemnych wyrobiskach. Rys. 3. Układ diagnostyki w systemie Multi Com lokalizacji osób poszukiwanych Literatura [1] Ketterling H, P: Introduction to digital Professional Mobile Radio. Artach Mouse, Boston, London [2] Miskiewicz K., Wojaczek A.: Systemy radiokomunikacji z kablem promieniującym w kopalniach. Wydawnictwo Politechniki Śląskiej Gliwice [3] Szczurkowski M., Jankowski H., Worek C., Maksymowicz L. J., Meder A.: Praktyczne doświadczenia wdrożeniowe w zakresie wykorzystania technologii RFID oraz nowoczesnych systemów bazodanowych do ewidencji części maszyn górniczych Szkoła Eksploatacji Podziemnej , Materiały Konferencyjne. [4] Szymański Z. : Metody identyfikacji lokalizacji ludzi w podziemnych wyrobiskach kopalnianych oraz w jaskiniach i tunelach komunikacyjnych. Materiały Konferencyjne PTZE 2011r. Lubliniec, czerwiec,

213 NIENADZOROWANA KLASYFIKACJA WIELOSPEKTRALNYCH OBRAZÓW DNA OKA Adam Świtoński 1,2, Tomasz Błachowicz 2, Aleksander Sieroń 3, Konrad Wojciechowski 1,2 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, Politechnika Śląska 2 Śląski Uniwersytet Medyczny, Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej Wstęp Tradycyjny obraz kolorowy zawiera dane niezbędne do odtworzenia efektu wzrokowego. Ze względu na fakt, że na ludzkiej siatkówce zlokalizowane są trzy różne rodzaje fotoreceptorów, a każdy z nich dokonuje określonej agregacji danych widmowych, przestrzenie barw są trójwymiarowe. Najczęściej stosowanym modelem, przede wszystkim ze względu na ograniczenia sprzętowe, jest model RGB. Nie oddaje jednak on jednak pełnej palety barw rozróżnialnej przez ludzki narząd wzroku i z założenia nie determinuje jednoznacznie postaci widma poszczególnych kolorów. Wad tych pozbawiony jest obraz wielospektralny. Przechowuje on bezpośrednie dane widmowe dla każdego punktu. Jego reprezentacja ma charakter trójwymiarowej kostki, gdzie dwa wymiary, analogicznie do obrazów barwnych, odpowiadają za dziedzinę przestrzenną a trzeci reprezentuje domenę spektralną. Obraz wielospektralny stanowi uporządkowany zbiór obrazów monochromatycznych, zwanych inaczej kanałami spektralnymi, zawierających uśrednione natężenia promieniowania elektromagnetycznego mierzone w ramach kolejnych okien spektralnych. Z każdym pikselem obrazu związany jest wektor, którego składowe odzwierciedlają wynik próbkowania widma. Określany jest on mianem sygnatury spektralnej. Segmentacja obrazu jest kluczowym, elementem większości systemów automatycznego przetwarzania i rozpoznawania obrazów. Zwykle poprzedzona jest jedynie filtracją przetwarzania wstępnego, a bezpośrednio po niej następuje automatyczna klasyfikacja wykrytych regionów na bazie odpowiedniego przygotowanego zestawu cech. Segmentacja ma za zadanie podział powierzchni obrazu na rozłączne spójne regiony, które w zamyśle powinny reprezentować rzeczywiste obiektu obrazu. W literaturze istnieje szereg metod segmentacji. Można je pogrupować w następujące kategorie: 1) bazujące na progowaniu 2) wstępnie wykrytych konturach, 3) algorytmy rozrostu i podziału regionów czy 4) wykorzystujące algorytmy grupowania danych na bazie nienadzorowanego uczenia maszynowego. Dla przykładu w [1] przedstawiono metodę grupowania pikseli w przestrzeni barw RGB z wykorzystaniem rozmytej wersji algorytmu k średnich. Próba segmentacji bazująca jedynie na sygnaturach wybranego modelu barw posiada jednak istotne ograniczenia związane z dyskryminacją obiektów w przestrzeniach barw. W przypadku zastosowania sygnatur spektralnych rozróżnialność obiektów jest znacznie bardziej szczegółowa, stąd grupowanie prowadzone na jej bazie daje większe możliwości. Wybrana klasa obrazów to wielospektralne obrazy dna oka. Prowadzenie badań w tym zakresie ma istotne znaczenie z praktycznego punktu widzenia diagnostyka dna oka pozwala na wczesne wykrycie jaskry czy retinopatii cukrzycowej, a zastosowanie obrazowania wielospektralnego do tej klasy obrazów uzasadnione jest słabym kontrastem wykrywanych struktur anatomicznych i jednostek chorobowych [3]. 213

214 Metoda i wyniki W wielospektralnej akwizycji dna oka wykorzystano prototypowe urządzenie, którego kluczowym komponentem jest sterowany napięciowo filtr ciekłokrystaliczny. W zależności od podanego napięcia tworzy on okno przepuszczalności promieniowania, które dalej rejestrowane jest przez wysokiej czułości kamerę monochromatyczną. Cały proces jest powtarzany niezależnie dla każdego z kanałów obrazu wielospektralnego [3]. Zastosowane rozwiązanie sprzętowe pozwalają na uzyskanie 21 rozłącznych kanałów spektralnych w zakresie światła widzialnego. Przykładowe, wielospektralne zdjęcie dna oka, z wyraźnie widocznym obszarem dysku optycznego i plamki żółtej zaprezentowano na Rys. 1. Obrazom monochromatycznym nadano barwę odpowiadającą reprezentowanej długości fali Rys. 1. Wielospektralne zdjęcie dna oka Segmentację przeprowadzono na podstawie grupowania sygnatur spektralnych pikseli obrazu na bazie nienadzorowanego uczenia maszynowego. Za segmenty przyjmuje się spójne regiony tworzone przez piksele należące do tej samej grupy. Analogicznie jak w [4] i [5] przeprowadzono normalizację N1 i N2 sygnatur spektralnych, celem minimalizacji wpływu nierównomiernego oświetlenia oraz niejednorodnej charakterystyki filtra LCD na uzyskane wyniki segmentacji. Na Rys. 2 przedstawiono jedynie wybrane rezultaty uzyskane z wykorzystaniem algorytmu nienadzorowanej klasyfikacji k-średnich w wersji rozmytej. oraz Excpectation Maximization [2]. Ze względu na szum, widoczny dla przykładu na Rys. 2a w ramach przetwarzania końcowego przeprowadzono wygładzanie. Zastosowano morfologiczny filtr typu otwarciezamknięcie z liniowo rosnącym rozmiarem elementu strukturalnego. KM, G3, N1 KM, G3, N1, OC KM, G3, N2, OC KM, G4, N1, OC KM, G6, OC, N1 KM, G10, OC, N1 EM, G4, N1, OC EM, G4, N2, OC EM, G6, N2, OC EM, G10, N1, OC Rys. 2. Wyniki segmentacji dla obrazu z Rys. 1. Oznaczenia: KM: KMeans, EM Excpetation Maximization, GN liczba grup N, OC wygładzanie końcowe filtrem otwarcie zamknięcie. N1 normalizacja N1, N2 normalizacja N2 214

215 W każdym przypadku poprawnie wykryta została struktura dysku optycznego. Normalizacja N2, poprawia kontrast regionów wokół dysku optycznego, natomiast dla przypadku małej liczby grup, rozmywa obszar plamki żółtej. Dla większej liczby grup we wnętrzu dysku optycznego wydzielony zostaje dodatkowy region, który może odpowiadać wnęce naczyniowej. Wyniki uzyskane przez grupowanie KMeans i Expectation Maximization są zbliżone. Posegmentowane obrazy wymagają dalszej klasyfikacji celem jednoznacznej identyfikacji jej regionów, która może odbywać się już tylko na bazie cech geometrycznych, np. region dysku optycznego zawsze ma kształty eliptyczne. Ze względu na specyfikę klasyfikacji nienadzorowanej przypisane identyfikatory klas są losowe, zależne między innymi od podziału początkowego. Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy Literatura [1] Zhiding Yu a, Oscar C.Au a, RuobingZou b, WeiyuYu b, JingTian, An adaptive unsupervised approach toward pixelc lustering andc olor image segmentation$, Pattern Recognition, 2012 [2] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann, 2005 [3] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Misiuk-Hojło M., Wojciechowski K.: Ophthalmic diagnosis based on multispectral imaging, Electrical Review, 2011 [4] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Josiński H., Dimensionality reduction of multispectral images representing anatomical structures of an eye, Proceeding of the International MultiConference of Engineers and Computer Scientists Vol I, (2012) [5] Świtoński A., Błachowicz T., Wojciechowski K., Redukcja wymiarowości sygnatury spektralnej w problemie klasyfikacji zmian nowotworowych skóry, Sympozjum PZTE, Sandomierz 2012 REDUKCJA WYMIAROWOŚCI SYGNATURY SPEKTRALNEJ W PROBLEMIE KLASYFIKACJI ZMIAN NOWOTWOROWYCH SKÓRY Adam Świtoński 1,2, Tomasz Błachowicz 2, Aleksander Sieroń 3, Konrad Wojciechowski 1,2 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, 2 Politechnika Śląska 3 Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet Medyczny Wstęp Obraz wielospektralny zawiera dane widmowe dotyczące wszystkich jego pikseli w postaci uporządkowanego zestawu kanałów spektralnych [1]. Najprostsza, pełna jego wizualizacja powinna zawierać każdy kanał w postaci oddzielnego obrazu monochromatycznego jak pokazano na Rys. 1. Taki sposób prezentacji jest jednak wysoce niewygodny dla człowieka. 215

216 Manualna, jednoczesna analiza wszystkich kanałów, a tylko taka pozwoli na wychwycenie związków pomiędzy składowymi widma jest praktycznie niemożliwa. Znając widma barw podstawowych RGB lub na bazie zbioru treningowego sygnatur spektralnych [1] można wyznaczyć tradycyjny obraz barwny [3]. Takie podejście całkowicie jednak eliminuje zysk obrazowania wieloskteralnego w porównaniu z tradycyjnym obrazowaniem barwnym i jego stosowanie w praktyce ma sens jedynie dla potrzeb szybkiego podglądu. Poza aspektami manualnej inspekcji obrazów wielospektralnych istotny jest również aspekt związany z opracowaniem metod automatycznego lub półautomatycznego przetwarzania i rozpoznawania, na przykład na bazie technik uczenia maszynowego. Złożoność problemu rośnie wraz ze wzrostem wymiarowości danych. Stąd wyznaczenie bezstratnej transformacji do przestrzeni o mniejszej liczbie wymiarów ma istotne znaczenie z praktycznego punktu widzenia. Istnienie tak zdefiniowanej niskowymiarowej przestrzeni jest możliwe, ze względu na fakt, że niektóre spośród kanałów spektralnych mogą być silnie ze sobą skorelowane, a inne zawierają jedynie nieinformatywny szum. Wybrana klasa obrazów to wielospektralne obrazy endoskopowej diagnostyki zmian nowotworowych [4]. Spodziewany wynik redukcji w szczególności powinien różnicować regiony odpowiadająca obszarom zdrowym i patologicznym. W akwizycji wykorzystano dedykowane urządzenie obrazowania wielospektralnego w zastsosoaniach endoskopowych [4] przy oświetleniu światłem białym oraz analogicznie jak w diagnostyce fotodynamicznej, światłem niebieskim Rys. 1. Wielospektralne zdjęcie tkanki skórnej z widocznym obszarem nowotworowym, światło białe Metoda i wyniki Klasyczną liniową techniką redukcji wymiarowości jest metoda analizy składowych głównych (ang. PCA) [2]. Wyznacza ona nową bazę przestrzeni wektorowej na bazie wektorów własnych macierzy kowariancji uporządkowanych na podstawie odpowiadających wartości własnych. Tak skonstruowana przestrzeń wyznacza kolejne składowe w kierunkach maksymalnej wariancji. Rozszerzeniem metody PCA uwzględniającym nieliniową charakterystykę redukowanej przestrzeni jest analiza składowych głównych w wersji jądrowej (ang. KernelPCA) [5]. Metoda ta składa się z dwóch kroków 1) nieliniowe przekształcenie do przestrzeni, w której problem staje się liniowo separowlany 2) liniowa redukcja wymiarowości PCA. Okazuje się jednak, że nie musimy znać dokładnej postaci przestrzeni wystarczy nam jedynie umiejętność wyznaczenia iloczynów skalarnych w, a te możemy przybliżyć korzystając z funkcji jądrowych. Tak więc redukcja jest prowadzona na bazie wektorów i wartości własnych, macierzy iloczynów skalarnych w. Kluczowym elementem jest tutaj dobór 216

217 funkcji jądrowej i jej parametrów, która to decyduje o postaci przestrzeni w przeprowadzonych eksperymentach wybrano jądrową funkcję Gaussa i wielomianową. Celem minimalizacji wpływu nierównomiernego oświetlenia oraz niejednorodnej charakterystyki zastosowanego urządzenia obrazowania wielospektralanego [4] przeprowadzono normalizację N1 i N2 sygnatur spektralnych, analogicznie jak w [3]:. gdzie and gdzie to przyjęta metryka przestrzeni spektralnej. PCA PCA, N1 PCA, N2 KernelPCA KernelPCA, N2 Rys. 2. Wyniki redukcji wymiarowości sygnatur spektralnych obrazu z Rys. 1. Oznaczenia: Kernel PCA redukcja KernelPCA z wykorzystaniem jądrowej funkcji wielomianowej, N1 normalizacja N1, N2 normalizacja N2 Wyniki redukcji wymiarowości dla obrazu z Rys. 1 przedstawiono na Rys. 2. Obraz kolorowy powstał poprzez wybór trzech pierwszych składowych głównych PCA i KernelPCA, dalej traktowanych jako składowe modelu RGB. Uzyskana kolorystyka nie ma oczywiście bezpośredniego przełożenia na rzeczywiste kolory przy tradycyjnym obrazowaniu barwnym. Dla każdego z obrazów wyraźnie widoczny jest obszar nowotworowy zlokalizowany w centralnym regionie obrazu, przy czym najlepszy kontrast udało się uzyskać przy redukcji KernelPCA. Zachowane również zostały kontury region zainteresowań, reprezentujące zakres obiektywu. Dodatkowo, w szczególności dla KernelPCA i normalizacji N2, uwidocznione zostały wewnętrzne struktury obszarów nowotworowych, normalnie niezauważalne dla oddzielnie analizowanych kanałów spektralnych. Literatura [1] Świtoński A., Błachowicz T., Wojciechowski K., Nienadzorowana klasyfikacja wielospektralnych obrazów dna oka., Sympozjum PZTE, Sandomierz 2012 [2] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann, 2005 [3] Świtoński A., Błachowicz T., Zieliński M., Josiński H., Dimensionality reduction of multispectral images representing anatomical structures of an eye, Proceeding of the International MultiConference of Engineers and Computer Scientists Vol I, (2012) [4] Switonski A., Bieda R., Wojciechowski K, Multispectral imaging for supporting colonoscopy and gastroscopy diagnosis, monograph Human-Computer Systems Interaction. Backgrounds and Applications 2, Spriger-Verlag, 2011 [5] Scholkopf B., Smola A., Müller K., Kernel principal component analysis,, Advances in Kernel Methods Support Vector Learning, 1999 Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy 217

218 SKUTECZNOŚĆ LECZENIA W CHOROBIE PARKINSONA NA BAZIE SELEKCJI CHARAKTERYSTYCZNYCH CECH CHODU Adam Świtoński 1,2, Magdalena Stawarz 2, Aleksander Sieroń 3, Andrzej Polański 1,2, Konrad Wojciechowski 1,2 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych, 2 Politechnika Śląska 3 Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, Śląski Uniwersytet Medyczny Wstęp Choroba Parkinsona to choroba zwyrodnieniowa ośrodkowego układu nerwowego, powodowana przez niedobór dopaminy w tkankach istoty szarej. Skutkuje on między innymi zaburzeniami ruchowymi, jak dla przykładu występowaniem drżenia spoczynkowego, asymetrią ruchu, spowolnieniem wykonywania podstawowych czynności czy pojawianiem się nieprawidłowości chodu. W chorobie Parkinsona stosowane jest zarówno leczenie zachowawcze jak i inwazyjne. Podstawowym lekiem w farmakoterapii jest L-DOPA, specjalny aminokwas, który po dotarciu do mózgu zamieniany jest w dopaminę. W przypadku gdy terapia zachowawcza jest niewystarczająca, stosuję się stymulację prądową jądra niskowzgórzowego, po wcześniejszym wszczepieniu odpowiedniego stymulatora w ramach zabiegu neurochirurgicznego. W podejściu klasycznym skuteczność leczenia oceniana jest przez lekarza specjalistę, który na podstawie określonych czynności ruchowych wystawia notę w skali UPDRS. Rozwój wielomodalnych technik pomiarowych ruchu postaci ludzkiej daje jednak nowe możliwości do takiej oceny. W ramach pracy zaproponowane ocenę zastosowanego rodzaju leczenia w chorobie Parkinsona na wybrane czynności ruchowe pacjenta, mierzone. na bazie nadzorowanej selekcji charakterystycznych cech chodu z odpowiednio skonstruowaną miarą oceny podzbioru cech. Metoda i wyniki W przeprowadzonych badaniach wybrano dwie czynności ruchowe: brany pod uwagę podczas oceny wg skali UPDRS test stabilności postawy (ang. pull test) oraz typowy chód. Pomiar ruchu przeprowadzono w laboratorium HML Polsko-Japońskiej Wyższej Szkoły Technik Komputerowych. W badaniach wzięło udział czterech pacjentów z chorobą Parkinsona z wszczepionym stymulatorem. Dla każdego z nich pomiary powtórzono w trzech wariantach. 1) bez terapii tj. z wyłączonym stymulatorem i bez wcześniej podanych leków, 2) z włączonym stymulatorem, 3) z wcześniej podanymi lekami. Porównywano jednak tylko różnice czynności ruchowych: z włączonym stymulatorem i bez terapii oraz z wcześniej podanymi lekami i bez terapii. Do bezpośredniego oszacowania wpływu zastosowanej terapii na badane czynności ruchowe wyznaczono współczynnik eval średniej odległości pomiędzy wszystkimi danymi pomiarowym do średniej odległości wewnątrz klasowej: 218

219 gdzie C to zbiór rozpatrywanych klas, n to liczba wszystkich elementów zbioru, n c to liczba elementów klasy c, oznaczana iteracje po wszystkich elementach klasy c, natomiast to metryka odległości pomiędzy elementami oraz. W obliczeniach brano pod uwagę jedynie dane kinematyczne z zadanym modelem szkieletowym, analogicznie jak w [1]. Dla sekwencji czasowych przeprowadzono ekstrakcję cech w celu wyznaczenia odległościami pomiędzy sekwencjami pomiarowymi. Biorąc pod uwagę wcześniej uzyskane wyniki w problemie identyfikacji chodu [1] oraz diagnostyki nieprawidłowości chodu dla osób po endoplastyce stawu biodrowego [2] wybrano składowe Fouriera. Ze względu na fakt, że część spośród tych składowych może zawierać jedynie szum, przeprowadzono nadzorowaną, automatyczną selekcję cech. Ma ona za zadanie wyznaczenie podzbioru współczynników Fouriera, który w największym stopniu będzie różnicował zadane klasy czynności ruchowych. W przeszukiwaniu przestrzeni cech zastosowano zachłanny algorytm wspinaczkowy oraz algorytm genetyczny [3]. Uzyskane wyniki zaprezentowano w Tab. 1, gdzie podano wartość współczynnika eval dla optymalnego wyszukanego podzbioru cech. Różnice w rozważanych klasach są znaczące, przy czym wyraźnie większe dla przypadku włączonej stymulacji w porównaniu do sytuacji bez terapii, niż dla przypadku podanych leków. Tab 1. Wpływ stymulacji prądowej I terapii lekowej na wybrane aktywności ruchowe Rodzaj czynności ruchowej Stymulacja włączona Podano leki Typowy chód 9400% 5500% Test stabilności postawy 1300% 850% Przeszukiwanie przestrzeni cech bazujące na całych podzbiorach pozwala jedynie oszacować wpływ cech najbardziej znaczących. Nie ma natomiast możliwości niezależnej oceny ruchu każdego ze stawów osobno, celem wyznaczenia tych, na które zastosowana terapia miała najbardziej istotny wpływ. W takim przypadku można wyznaczyć ranking cech, zagregowany na poziomie współczynników Fouriera opisujących ruch każdego ze stawów. W Tab. 2 przedstawiono zagregowany ranking z oceną cech bazującą na entropii miara InfoGain [3]. Uzyskane wyniki są zgodne z poprzednimi obserwacjami. Ponownie znacznie większe różnice można zaobserwować dla przypadku włączonej stymulacji niż dla przypadku terapii lekowej. Tab 2. Zagregowany ranking współczynników Fouriera z miarą InfoGain Typowy chód Stymulacja włączona Typowy chód Podano leki Test stabilności Stymulacja włączona Test stabilności Podano leki Rfoot 144 Lhand 131 rhumerus 106 lfemur 70 Lhumerus 133 Rfoot 112 lfemur 88 lhumerus 52 Thorax 133 Upperback 112 lhumerus 85 rshoulder 50 Rfemur 132 Rhand 108 lfoot 77 lfoot 42 Lowerback 129 Thorax 108 lhand 75 rfoot 43 Lfoot 126 Rhumerus 104 rhand 74 rhand 42 lhand 120 Lowerback 100 rfoot 74 rfemur 38 Upperback 118 Lfemur 100 lshoulder 55 lshoulder 35 Lfemur 115 Lshoulder 99 rfemur 49 rhumerus 28 Lshoulder 107 Rshoulder 92 rtibia: 43 upperneck 27 Lshoulder 98 Rfemur 89 ltibia 32 head

220 Praca sfinansowana ze środków Narodowego Centrum Nauki jako projekt badawczy o numerze UMO- 2011/01/B/ST6/ Literatura [1] Świtoński A., Mucha R., Danowski D., Mucha M., Polański A., Cieślar G., Wojciechowski K, Sieroń A., Human identification based on a kinematical data of a gait, Electrical Review, 2011 [2] Świtoński A., Mucha R., Danowski D., Mucha M., Polański A., Cieślar G., Wojciechowski K, Sieroń A., Diagnosis of the motion pathologies based on a reduced kinematical data of a gait, Electrical Review, 2011 [3] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann, WPŁYW ODDZIAŁYWANIA WYBRANYCH PÓL ELEKTROMAGNETYCZNYCH NA PARAMETRY OBROTU KOSTNEGO U SZCZURÓW Łukasz Teister, Karolina Sieroń-Stołtny, Grzegorz Cieślar, Maria Teister, Aleksander Sieroń Katedra i Oddział Kliniczny Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej w Bytomiu Śląskiego Uniwersytetu Medycznego w Katowicach W badaniach eksperymentalnych i nielicznych badaniach klinicznych z ostatnich lat wykazano, że pola elektromagnetyczne (o różnej częstotliwości i różnym natężeniu) mogą wpływać na homeostazę tkanki kostnej. Większość dotychczasowych doniesień w tym zakresie dotyczy oddziaływania wolnozmiennych pól elektromagnetycznych o niskich częstotliwościach (5-50 Hz), które manifestuje się głównie stymulowaniem i nasileniem procesu osteogenezy, co przejawia się m.in. przyspieszonym gojeniem się złamań, hamowaniem rozwoju procesu osteoporozy, oraz zwiększeniem liczby włókien kolagenowych w macierzy kostnej. W ciągu ostatnich lat pojawiły się jednak nieliczne doniesienia naukowe, z których wynika, że pola elektromagnetyczne o określonych częstotliwościach mogą modyfikować procesy przebudowy kości, zwłaszcza u młodych osobników, wpływając bezpośrednio hamująco na osteoblastogenezę, a także pobudzać powstawanie zmian osteolitycznych. Celem pracy była ocena wpływu pól: elektromagnetycznego generowanego przez telefon komórkowy (f=900 MHz) i pola elektrycznego o parametrach sieciowych (f=50 Hz, E=10 kv/m) oraz równoczesnego oddziaływania obu tych pól na nasilenie procesu obrotu kostnego u szczurów, poprzez oznaczenie stężenie wapnia, fosforu oraz wskaźników kościotworzenia i kościoresorpcji w surowicy. Badania prowadzono na 40 samcach szczurów szczepu Wistar, w wieku 10-tygodni i początkowej masie ciała wynoszącej 180±7,5 g w momencie rozpoczęcia eksperymentu. W celu oceny wpływu pola elektromagnetycznego o częstotliwości 50 Hz generowanego pomiędzy elektrodami układu zasilanego prądem zmiennym oraz pola elektromagnetycznego o częstotliwości 900 MHz generowanego przez telefon komórkowy (model Nokia 5110) szczury podzielono na 4 równoliczne grupy (po 10 osobników) poddawane długotrwałej 220

221 ekspozycji na oddziaływanie pól elektromagnetycznych różniącej się fizycznymi parametrami stosowanego pola i metodyką prowadzenia ekspozycji. Szczury z grupy badanej B 1 (s) eksponowane były w zmiennym polu elektrycznym o parametrach sieciowych (f=50 Hz, E=10 kv/m), 22 h/dobę (z przerwą pomiędzy 8 00 a ) przez kolejnych 28 dni. Szczury z grupy badanej B 2 (s + m) eksponowane były w zmiennym polu elektrycznym o identycznych jak w poprzedniej grupie parametrach (f=50 Hz, E=10 kv/m) które także było generowane 22h/dobę przez 28 dni, a dodatkowo przez cały okres trwania cyklu ekspozycji (28 dni) w ciągu 8 godzin dziennie co 1/2 h włączany był telefon komórkowy Nokia 5110 pracujący w zakresie częstotliwości f=900 MHz który każdorazowo emitował sygnał przez 15 s. Średnia gęstość mocy pola elektromagnetycznego rejestrowana w czasie nawiązywania połączenia E 1 wynosiła 85,3 µw/m 2, natomiast średnia gęstość mocy pola elektromagnetycznego rejestrowana w czasie nawiązanego połączenia E 2 wynosiła 17,0 µw/m 2. Szczury z grupy badanej grupy B 3 (m) były eksponowane przez okres 28 kolejnych dni jedynie w polu elektromagnetycznym o częstotliwości 900 MHz generowanym przez telefon komórkowy który włączał się podobnie jak w grupie B 2 (s + m) co 1/2 h w ciągu 8 godzin i emitował przez 15 s sygnał o identycznych jak w poprzedniej grupie parametrach fizycznych. Szczury z grypy kontrolnej poddawane były przez okres 28 dni ekspozycji pozorowanej, w trakcie której przebywały w identycznych jak zwierzęta badane warunkach środowiskowych, z wyłączeniem oddziaływania pola elektromagnetycznego. Po okresie 2-dniowej adaptacji szczurom z wszystkich grup pobrano krew z ogona (ok. 0,5 ml). Procedurę tę powtórzono po upływie 1 i 3 tygodni. Z pobranej krwi, po odwirowaniu skrzepu uzyskiwano surowicę, którą zamrażano w temperaturze -20ºC. Po zakończeniu eksperymentu próbki surowicy odmrażano i oznaczano w nich stężenia: wskaźnika kościotworzenia -osteokalcyny (OC), wskaźników kościoresorpcji - N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I (NTx) i pirydynoliny (PYD) oraz stężenie wapnia i fosforu całkowitego. Po 28 dniach ekspozycji w polu elektromagnetycznym o ustalonych dla poszczególnych grup zwierząt parametrach fizycznych (szczury z grupy B 1 (s), B 2 (s + m) i B 3 (m) lub po 28 dniach ekspozycji pozorowanej (szczury z grupy kontrolnej) zwierzęta usypiano za pomocą mieszaniny zawierającej ksylazynę (10 mg/kg ip) z ketaminą (100 mg/kg ip), nastąpnie nakłuwano koniuszek lewej komory serca i pobierano 2 ml krwi. W uzyskanej surowicy oznaczano: stężenie OC, NTx i PYD oraz stężenia wapnia i fosforu całkowitego. Oznaczenia stężenia wapnia i fosforu nieorganicznego w surowicy krwi wykonano za pomocą metody kolorymetrycznej z użyciem testów diagnostycznych firmy BioSystems (Calcium-MTB oraz Phosphorus). Natomiast stężenie osteokalcyny, N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I i pirydynoliny w surowicy krwi oznaczano za pomocą kolorymetrycznej metody immunoenzymatycznej ELISA przy użyciu następujących testów: Rat-MID Osteocalcin EIA (firma Immunodiagnosticsystems), Osteomark NTx Serum ELISA (firma Osteomark) oraz MicroVue Serum PYD EIA Kit (firma Quidel). W żadnej z grup szczurów eksponowanych w polu elektromagnetycznym nie wykazano znamiennych różnic stężenia wapnia w surowicy krwi w porównaniu z grupą kontrolną. Stężenie OC we wszystkich grupach szczurów ulegało zmniejszeniu w kolejnych tygodniach cyklu ekspozycji w porównaniu do wartości wyjściowych. W surowicy krwi szczurów z grup B 1(s) i B 2(s+m) wykazano znamiennie wyższe stężenia osteokalcyny, średnio odpowiednio: o 28,31% dla grupy B 1(s) i 33,13 % dla grupy B 2(s+m) po 1 tygodniu cyklu ekspozycji, o 21,63 % dla grupy B 1(s) i 8,48 % dla grupy B 2(s+m) po 3 tygodniu cyklu ekspozycji oraz o 66,05 % dla grupy B 1(s) i 21,87 % dla grupy B 2(s+m) po 4 tygodniu cyklu ekspozycji w porównaniu do szczurów z grupy kontrolnej. U szczurów z grupy B 3(m) eksponowanych w polu elektromagnetycznym emitowanym przez telefon komórkowy znamiennie wyższe stężenie 221

222 osteokalcyny w surowicy krwi - średnio o 27,39% w porównaniu z grupą kontrolną, obserwowano jedynie po 1 tygodniu cyklu ekspozycji. Stężenie NTx w grupie B 3(m) i grupie kontrolnej uległo zmniejszeniu w 3 tygodniu cyklu ekspozycji, natomiast w grupach B 1(s) i B 2(s+m) wyraźnemu wzrostowi w porównaniu do wartości wyjściowych. Po 1 tygodniu cyklu ekspozycji wykazano znamiennie wyższe stężenie NTx w surowicy szczurów grupy B 3(m) - średnio o 13,00 % w porównaniu do grupy kontrolnej, natomiast po 3 i 4 tygodniu cyklu ekspozycji znamiennie wyższe stężenia tego markera stwierdzono we wszystkich grupach zwierząt eksponowanych w polu, przy czym po 3 tygodniu cyklu wynosiły one odpowiednio 38,43 %, 43,41 % i 15,65 %, a po 4 tygodniach średnio 24,29% w porównaniu do grupy kontrolnej. Z kolei stężenie pirydynoliny oznaczone w surowicy krwi po 4 tygodniach cyklu ekspozycji w polu elektromagnetycznym było we wszystkich eksponowanych grupach szczurów (B 1(s), B 2(s+m) i B 3(m) ) znamiennie wyższe odpowiednio o 17,08%, 29,20% i 26,75% w porównaniu do grupy kontrolnej. Na podstawie wykonanych badań wykazano, że 4-tygodniowa ekspozycja szczurów w polu elektrycznym o parametrach sieciowych i polu elektromagnetycznym generowanym przez telefon komórkowy oraz równoczesna ekspozycja w obu tych polach elektromagnetycznych powoduje zwiększenie obrotu kostnego ocenianego poprzez wzrost stężenia osteokalcyny oraz stężenia pirydynoliny i N-końcowego usieciowanego telopeptydu łańcucha alfa kolagenu typu I w surowicy krwi tych zwierząt w warunkach oddziaływania pól elektromagnetycznych. Stwierdzono także, że nasilenie procesów przebudowy kości zależne jest od parametrów fizycznych pola elektromagnetycznego: częstotliwości (f) oraz gęstości mocy pola elektromagnetycznego (E). CONTACT PROBLEM OF DISK ON SHAFT FIXED BY INDUCTION SHRINK FIT Bohuš Ulrych 1, Václav Kotlan 1, Ivo Doležel 2 1 University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering Czech Republic 2 Czech Technical University, Faculty of Electrical Engineering Czech Republic The paper deals with the contact problem of the disk on a shaft fixed by the induction shrink fit. The shaft of external radius r A2 is manufactured with an interference rab with respect to the internal radius r B1 of the disk (see Fig. 1). The radial pressure fr existing at the place of the contact allows transferring T r r h f f, where h denotes the width of the disk mechanical torque A2 B1 r f and f f is the coefficient of the dry friction steel steel and (provided that the system rotates) power P T, where stands for the angular velocity of rotation. Pressing of the disk on the shaft is considered thermoelastic. In other words, the disk is 222

223 inductively heated as long as its internal radius r B1 dilates thermoelastically by a value r r, then it is pushed on the shaft and cooled to its initial temperature. B1, T AB before pressing h disk after pressing radial pressure at the place of contact ra2 A rab B rb1 rb2 rb1 ra2 B A f r f r shaft Fig. 1. Production of the shrink fit and overall situation in it The aim of the paper is to present a complete numerical algorithm for solution of such a contact problem respecting the deformations of both disk and shaft. The solution is carried out in three following steps: 1. Mapping of the process of the thermoelastic dilatation of the disk by induction heating (see Fig. 2). This task represents a triply coupled problem [1] characterized by an interaction of periodical electromagnetic field, nonstationary temperature field and field of thermoelastic displacements of the disk. As the physical parameters of both disk and shaft are dependent on temperature, this interaction is nonlinear. The goal of this mapping is to propose the parameters of the field current in the inductor such that the required dilatation of the internal bore of the disk reaches a value rb1, T rab. This part of the solution will be realized by own codes Agros2D and Hermes (based on the higher-order finite element method) in the monolithic formulation. The implemented method is, moreover, fully adaptive and the convergence of results is very fast. 2. Computation of the radial pressure f r for pressing the shaft and disk with interference rab. Here, first we have to determine the elastic dilatation ra2 of the radius r A2 of the shaft and, similarly, the elastic dilatation rb1 of the internal radius r B1 of the disk. These dilatations are produced by the radial pressures fr at the place of contact of the disk and shaft and generally are functions of revolutions n producing the centrifugal forces. The computations are performed using method regula falsi and the result is the value of f r, for which ra2 rb1 rab. 3. Check of the mechanical stress of the disk after its pressing on the shaft and cooling. First, it is necessary to determine (using the algorithm described in the previous step) the radial pressure f at rest (no revolutions). This value then serves for computing the r reduced stress red (for example, red,m by the von Mises hypothesis). For growing revolutions, the effect of the centrifugal forces acting mainly in the disk, reduces the danger of exceeding the maximum acceptable reduced stress. The full version of the paper will contain the complete mathematical model and methodology of its numerical solution. We calculated several examples, and the parameters of one of them follow: Geometrical dimensions of the shaft and disk: ra m, h 0.1m, rb m, 223

224 u r (10 4 m) XXII Sympozjum PTZE, Sandomierz 2012 r m, rab m. B Selected material parameters: kg/m, E N/m, 0.3. Other parameters and their temperature dependences like, for example, electric conductivity, thermal conductivity, specific heat capacity c and also magnetization characteristic can be found in [1]. The distributions of the van Mises stress red,m and radial displacement u r along the radius r are depicted in Fig. 3. These results are also in a good agreement with a simplified analytical solution. p inductors disk red,m (10 8 N/m 2 ) I. II r (m) Fig. 2. Induction heating of the disk Fig. 3. Resultant dependence of the van Mises stress red,m (graph I) and radial displacement u r (graph II) on the radius for the given parameters of computation Acknowledgment This work was financially supported by the Grant project GACR P102/11/0498 and project SGS (University of West Bohemia). References [1] V. Kotlan, P. Karban, B. Ulrych, I. Doležel, P. Kůs: Hard-Coupled Modeling of Induction Shrink Fit of Gas-Turbine Active Wheel. Proc. ISTET'11, Klagenfurt, Austria, July 2011, pp ANALYSIS OF ROTOR DISC THICKNESS IN CORELESS STATOR AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINES Peter Virtič 1 1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia, Nowadays, the use of coreless stator axial flux permanent magnet synchronous machines (AFPMSM) is increasing. Due to the relatively large weights of these generators there is a 224

225 tendency towards the implementation of generators as lightweight as possible. In this work, the influence of rotor disk thickness on double rotor AFPMSM characteristics is investigated. For the analysis the existing prototype AFPMSM was chosen. 3D numerical model of AFPMSM was built and magnetic field distribution was calculated by using finite element method with Ansys software package. In order to select as thin as possible but still appropriate thickness of rotor disks the AFPMSM characteristics based on magnetic field distributions were calculated. Fig. 1 presents the topology of double sided coreless stator AFPMSM. d s d m d m p t t m ROTOR STATOR ROTOR r o r i 2 t d ag d Fe d ag d Fe Fig. 1. Topology of double sided coreless stator AFPMSM. Influence of rotor thickness on static characteristics of AFPMSM An important advantage of AFPMSM with external rotor topology and surface mounted permanent magnets (PMs) is that magnetic flux density variations in iron rotor discs can be assumed as negligible and therefore eddy currents and rotor losses can be neglected. For this reason ordinary structural steel formed into disc shape instead of ferrites, metallic powder or laminated steel can be used. Fig. 2 presents the electromotive force (EMF) according to displacement and rotor thickness. Fig. 3 shows the distribution of the normal component of magnetic flux density due to the PMs along half the length of the circle corresponding to the middle radius of PMs and to the position, which is one quarter of the stator thickness away from the air gap edge. The comparisons between EMF waveforms in Fig. 2 show the maximum magnitude at rotor disc thickness of 11,6 mm, which is a maximum rotor disc thickness in the proposed analysis. Moreover, the minimum thickness of the rotor disc, which is still suitable to avoid the sharp deterioration of AFPMSM characteristics, is determined as well. From the results in Fig. 2 it can be seen that between 5 mm and 7 mm thick rotor disc a small difference in EMF waveform magnitude exists. On the other hand, there is practically no difference in the EMF waveform magnitude when using the rotor disc thickness of 7 mm or 11,6 mm. On the basis of EMF waveform magnitude for the rotor disc thickness of 3 mm it can be concluded that from the magnetic point of view rotor disc should not be thinner than 5 mm, but it is preferred to be 7 mm. From the mechanical point of view a new problem arises due to the large attractive forces between both rotor discs. These forces deform rotor disc. In the future work it should be verified the bending of the rotor discs at different rotor disc thicknesses. Normal component of magnetic flux density (Fig. 3) confirms the conclusions based on the results in Fig. 2, because there is practically no difference between magnetic flux density magnitudes calculated at 7 mm and 11,6 mm of rotor disc thickness. 225

226 Bz (T) EMF (V) Phase 1 (d Fe =1mm) Phase 2 (d Fe =1mm) Phase 3 (d Fe =1mm) Phase 1 (d Fe =3mm) Phase 2 (d Fe =3mm) Phase 3 (d Fe =3mm) Phase 1 (d Fe =5mm) Phase 2 (d Fe =5mm) Phase 3 (d Fe =5mm) Phase 1 (d Fe =7mm) Phase 2 (d Fe =7mm) Phase 3 (d Fe =7mm) Phase 1 (d Fe =11,6mm) Phase 2 (d Fe =11,6mm) Phase 3 (d Fe =11,6mm) Winding: N=2x50 I=0A S wire =1,23mm wire =1,25mm d s =15mm d t =20mm t =30 Permanent magnets: B r =1,22T r i =80mm r o =150mm d m =5mm p=5-50 Displacement ( ) Fig. 2. Electromotive force according to displacement and rotor disc thickness d Fe =3 mm 0,5 0,4 0,3 0,2 0,1 0-0,1-0,2-0,3-0,4-0,5 d Fe =5 mm d Fe =7 mm d Fe =11,6 mm Winding: N=2x50 I=0A S wire =1,23mm wire =1,25mm d s =15mm Circumferential coordinate ( ) d t =20mm t =30 Permanent magnets: B r =1,22T r i =80mm r o =150mm d m =5mm p=5 Fig. 3. Normal flux density distribution due to the PMs according to circumferential coordinate MONITORING WIDMA RADIOWEGO ZA POMOCĄ URZĄDZEŃ PRZEWOŹNYCH Andrzej Wac-Włodarczyk 1, Andrzej Kaczor 2, Radosław Michałek 2 1 Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii 2 Urząd Komunikacji Elektronicznej Delegatura w Lublinie, Wstęp Współczesny rozwój elektroniki, a w szczególności systemów telekomunikacyjnych wymusza zwiększone zapotrzebowanie na widmo radiowe. Nie sposób sobie dzisiaj 226

227 wyobrazić urządzenia bez połączenia radiowego, a każdy z nas korzysta z takich urządzeń rozmawiając przez telefon komórkowy, używając Internetu, oglądając telewizję, słuchając radia czy nawet otwierając samochód za pomocą pilota. Widmo radiowe jest zasobem skończonym, zatem większa liczba urządzeń radiowych wymusza stosowanie technologii, które bardziej ekonomicznie wykorzystują zasoby radiowe. Jednocześnie zwiększa się również prawdopodobieństwo, że urządzenia te będą zakłócały wzajemnie swoją pracę. W Polsce organem odpowiedzialnym za gospodarkę zasobami częstotliwości jest m.in. Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej UKE [1]. On wydaje pozwolenia na używanie urządzeń radiowych, monitoruje podstawowe parametry tych urządzeń i sygnałów przez nie nadawanych, sprawdza zajętość kanałów radiowych, umiejscawia urządzenia pracujące bez wymaganego prawem pozwolenia oraz lokalizuje szkodliwe zaburzenia elektromagnetyczne. Do zadań tych wykorzystuje specjalistyczny i nowoczesny sprzęt pomiarowy taki jak Ruchoma Stacja Pomiarowa RSP. Wyposażenie Ruchomej Stacji Pomiarowej Ruchoma Stacja Pomiarowa wykonana jest na bazie samochodu Mercedes Benz Sprinter C316 (istnieją 3 wersje RSP nieznacznie różniące się). Kabina samochodu jest podwyższona aby osoba mogła stać wewnątrz samochodu. Samochód posiada napęd na cztery koła wraz z blokadą mechanizmu różnicowego oraz wyciągarkę elektryczną montowaną z przodu pojazdu. W jego kabinie zamontowane jest ogrzewanie postojowe oraz dodatkowy klimatyzator elektryczny, który znajduje się na dachu samochodu. Zasilanie elektryczne urządzeń realizowane jest przez dwa zestawy akumulatorów. Pierwszy o napięciu 12 V znajdujący się w standardowym wyposażeniu samochodu zasila dodatkowo klimatyzator oraz układ rozruchowy agregatu. Zestaw drugi 24 V (akumulatory żelowe) służy do bezpośredniego zasilania urządzeń typu GPS, napędu masztu, lub poprzez przetwornicę napięcia =24 V/~230 V dla pozostałych urządzeń. Przetwornica napięcia służy jednocześnie do ładowania akumulatorów 24 V z zewnętrznych źródeł zasilania 230 V (agregat, sieć energetyczna). Akumulatory 24 V są również doładowywane z alternatora dodatkowego zamontowanego przy silniku samochodu. W celu bezprzerwowego zasilania urządzeń z przetwornicy 24 V/230 V zamontowano dodatkowy UPS. Proces pracy akumulatorów 24 V nadzorowany jest przez elektroniczny sterownik i wystarcza na kilka godzin pracy urządzeń. Stacja pomiarowa wyposażona jest w maszt rozkładany elektrycznie oraz montowany na nim system rotatorów (azymutu i polaryzacji). Całość pozwala na zainstalowanie anten pomiarowych i podniesienie ich do poziomu określonego przez normy 10 m n.p.t. Antena służąca do namierzania sygnałów przez radionamiernik w zakresie od 20 MHz do 1300 MHz zainstalowana jest na stałe (jako jedyna) na dachu samochodu. Sygnał z toru antenowego komutowany jest do odbiornika pomiarowego, dodatkowego gniazda lub tunera TV. Większość urządzeń pomiarowych zlokalizowano w przedniej części samochodu w szafie typu RACK. Stacja posiada odbiornik pomiarowy ESMB wraz ze skanerem częstotliwości ESMBDS firmy Rohde&Schwarz. Do pomiaru można używać jedną z anten: bikonalno-logoperiodyczną VULB9165 SCHWARZBECK (20 MHz 1500 MHz), logoperiodyczną HL033 R&S (80 MHz 1300 MHz) lub logoperiodyczną HL040 R&S (400 MHz 3000 MHz). W celu namierzania sygnałów radiowych wykorzystywany jest procesor radionamiernika EBD195 R&S wraz z antenami ADD195 R&S (20 MHz 1300 MHz) oraz ADD071 R&S (1300 MHz 3000 MHz). 227

228 Rys. 1. Ruchoma Stacja Pomiarowa UKE oraz urządzenia w niej zainstalowane System pomiarowy sterowany jest przez komputer stacjonarny oraz specjalistyczne oprogramowanie utworzone na potrzeby UKE przez firmę KenBIT. Z większości urządzeń można również korzystać bez włączonego komputera jednak ich funkcjonalność jest ograniczona. Parametry monitoringu widma radiowego Urządzenia znajdujące się w standardowym wyposażeniu RSP pozwalają wykonywać pomiary w zakresie częstotliwości od 20 MHz do 3000 MHz. Podstawową funkcją RSP jest pomiar natężenia pól elektromagnetycznych wraz z pomiarem dewiacji sygnałów zmodulowanych FM i głębokości modulacji sygnałów AM. Pomiary te można wykonywać w sposób zorganizowany, wcześniej zdefiniowany lub doraźny. Oprogramowanie automatycznie ustawia parametry odbiornika, ustawi azymut i polaryzację anten, a dane zapisuje w bazie. Dane można wydrukować w formie raportu/protokołu. Przekroczenia zadanych wartości automatycznie zostaną zasygnalizowane. Pomiary mogą być wykonywane zgodnie z zaleceniami ITU-R [2]. Drugą funkcją RSP jest monitoring zajętości kanałów/częstotliwości i ich skanowanie w poszukiwaniu emisji. Zainstalowany moduł skanera w odbiorniku umożliwia szybkie skanowanie częstotliwości, a oprogramowanie pozwala raportować dane i rejestrować dźwięk. Skanowanie częstotliwości może być wcześniej zdefiniowane lub doraźne. Trzecią ważną funkcją jest namierzanie sygnałów radiowych. Można je realizować w trzech trybach: stacjonarnym pomiary wykonywane są podczas postoju w kilku punktach a następnie obliczana jest lokalizacja źródła sygnału radiowego; synchronicznym kilka stacji w różnych lokalizacjach połączonych jest w sieć poprzez modem, a następnie wykonywane są pomiary w tym samym czasie. Lokalizacja jest obliczana na podstawie danych z kilku stacji RSP; w ruchu (tylko do częstotliwości 1300 MHz) samochód jadąc cały czas wykonuje namiary źródła sygnału radiowego, a następnie korzystając z zaszytych w oprogramowaniu algorytmów oblicza przybliżoną jego lokalizację [3]. Tryb namierzania z dużym powodzeniem stosuje się do namierzania nielegalnych emisji radiowych oraz lokalizowania źródeł szkodliwych zaburzeń elektromagnetycznych pochodzących również od urządzeń innych niż radiowe nadawcze. Wnioski W celu prowadzenia poprawnej gospodarki zasobami częstotliwości wymagany jest ciągły ich monitoring. Współczesne systemy łączności wymuszają stosowanie nowoczesnych technik monitoringu i pomiarów. Zaprezentowana RSP do takich urządzeń należy, jednak UKE w chwili obecnej realizuje montaż kilkunastu stacjonarnych stacji monitoringu sygnałów 228

229 radiowych i ich namierzania. Docelowo przedstawiony system RSP oraz urządzenia stacjonarne będą pracowały w jednej sieci współpracując ze sobą. Literatura [1] Rozporządzenie Rady Ministrów z dnia 29 czerwca 2005 r. w sprawie Krajowej Tablicy Przeznaczeń Częstotliwości (Dz. U. z 2005 r. Nr 134, poz z późn. zm.); [2] Spectrum Monitoring Handbook Edition 2002; [3] Woźniak M., Wykorzystanie Ruchomych Stacji Pomiarowych w procesie monitorowania i lokalizacji sygnałów radiowych, Pomiary Automatyka Kontrola, Nr 07/2009, s OCENA PRZEWODZONYCH ZAGROŻEŃ ELEKTROMAGNETYCZNYCH SPAWARKI INWERTOROWEJ Andrzej Wac-Włodarczyk 1, Paweł A. Mazurek 1, 2 Piotr Filipek, 2 Sebastian Serwin, 3 Konrad Zygmunt, 3 Rafał Włosek, 3 Andrzej Mazur, Kamil Wrótniak, Katarzyna Przytuła 3, Grzegorz Masłowski 3 1 Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Politechnika Lubelska Katedra Napędów i Maszyn Elektrycznych, Politechnika Lubelska 3 Koło Naukowe Elmecol, Politechnika Lubelska Z roku na rok wzrasta liczba urządzeń emitujących fale elektromagnetyczne. Ich promieniowanie powstaje w trakcie pracy każdego urządzenia elektrycznego lub elektronicznego. Najczęściej emisja identyfikowana jest z urządzeniami i technologiami powiązanymi z telekomunikacją, radiem i telewizją, systemami łączności teleinformatycznej i energetyką. Osoby które obsługują urządzenia elektryczne nie zawsze są świadome generowania przez nie fal EM, a najczęściej nie zdają sobie nawet sprawy z zakłóceniowych skutków oddziaływania na środowisko. Przykładowo, do niezamierzonej emisji zaburzeń elektromagnetycznych dochodzi podczas spawania elektrycznego lub pracy innych urządzeń wyładowczych, np. reaktorów plazmowych [2,3,5]. Generowane zaburzenia elektromagnetyczne propagują do lokalnego środowiska lub do zakłócanych obiektów poprzez przewodzenie lub/i promieniowanie. Umownie przyjęto, że granicą częstotliwości jest 30MHz, poniżej której zaburzenia propagują w sposób przewodzony, zaś powyżej dominuje emisja promieniowana [2,3]. Artykuł dotyczy analizy zaburzeń elektromagnetycznych generowanych poprzez przewody zasilające spawarkę inwertorową. Spawarka została zbudowana samodzielnie jako część praktyczna magisterskiej pracy dyplomowej obronionej na Politechnice Lubelskiej w 2011 r. [4]. Spawarki inwertorowe są produktami technologicznie zaawansowanymi przeznaczonymi do spawania łukowego elektrodą otuloną (metoda MMA Manual Metal Arc). Są one nową generacją spawarek beztransformatorowych, generujących niezbędne wartości prądowe za pomocą układów energoelektronicznych. Cechują je niewielkie gabaryty, mała waga, oszczędność poboru energii, znaczna sprawność energetyczna, szeroki zakres zastosowania, 229

230 bardzo dobre efekty spawania i znaczna mobilność transportowa. Zdjęcia testowanej spawarki oraz jej schemat blokowy prezentują poniższe rysunki i fotografie. Rys. 1. Badana spawarka inwertorowa Rys. 2. Schemat blokowy spawarki [4] oraz widok stanowiska pomiarowego z siecią sztuczną Metoda spawania MMA, charakteryzuje się tym, że wykorzystuje elektrodę otuloną, składającą się z metalowego rdzenia oraz sprasowanej osłony - otuliny, pokrywającej rdzeń. Istotą spawania metodą MMA jest wytworzenie łuku elektrycznego między końcem elektrody, a materiałem spawanym. Elektroda topi się i krople stopionego metalu elektrody przenoszone są poprzez łuk do płynnego jeziorka spawanego metalu, tworząc po ostygnięciu spoinę. Podstawową różnicą w stosunku do innych metod spawania jest to, że w metodzie MMA elektroda ulega skróceniu. W metodzie TIG oraz MIG/MAG długość elektrody pozostaje przez cały czas niezmieniona i odległość pomiędzy uchwytem a elementem spawanym jest stała. W metodzie MMA, aby utrzymać stałą odległość pomiędzy elektrodą a jeziorkiem spawalniczym, uchwyt elektrody musi być przez cały czas przesuwany w kierunku spawanego elementu co powoduje, że umiejętności spawacza odgrywają szczególną rolę. Jeśli ich brakuje, wówczas łuk jest niestabilny, impedancja łuku elektrycznego jest silnie nieliniowa, niejednorodnie jonizuje się przestrzeń międzyelektrodowa, a propagacja zaburzeń ma charakter niezdeterminowany. Ponieważ analiza wpływu miejsca spawania, jego parametrów elektrycznych i geometrii na propagację zaburzeń jest skomplikowana, miejsce rozważań teoretycznych zajmują przeważnie badania doświadczalne. Pomiar emitowanych zaburzeń przez spawarkę musi być wykonywany zgodnie z wymaganiami dyrektywy EMC [1] oraz normami technicznymi. W tym celu złożono dwa układy pomiarowe, w każdym przeprowadzając dwa testy. Jeden realizowano w trakcie spawania (stan pracy), a drugi test dotyczył stanu jałowego (stan czuwania). W celu odniesienia, zaprezentowano dodatkowo na wspólnym rysunku wartość tła elektromagnetycznego przy odłączonej spawarce. W pierwszym układzie pomiarowym, wykorzystującym jednofazową sieć sztuczna Schaffner NNB 41C oraz odbiornik pomiarowy 230

231 ESCI3 firmy Rodhe Schwarz określono przewodzone zaburzenia w przewodach w zakresie 9kHz 30MHz. Uzyskane wartości dla przewodu fazowego L zaprezentowano na rys. 3. Pomiar zaburzenia na L1 Tło - stan jałowy - spawanie Rys.3. Zaburzenia elektromagnetyczne generowane przez testowaną spawarkę w zakresie 9kHz-30MHz, pomiary realizowane detektorem wartości średniej AV W drugim układzie zastosowano cęgi absorpcyjne AMZ 41C firmy Schaffner z odbiornikiem pomiarowym ESCI3, dzięki czemu możliwe było określenie mocy zaburzeń wypromieniowywanych przez przewody zasilające spawarkę w zakresie MHz. Uzyskane wyniki zaprezentowano na poniższym rysunku czwartym. Rys.4. Moc zaburzeń elektromagnetycznych generowanych przez spawarkę w zakresie MHz, pomiary realizowane detektorem wartości średniej AV Uzyskane wyniki są jednoznaczne. Badana spawarka inwertorowa generuje bardzo duże zaburzenia elektromagnetyczne w obydwu wspomnianych zakresach częstotliwości. Normy przekroczone zostały nawet w stanie jałowym obiektu. Wykazane wartości poziomów zaburzeń stwarzają problemy, które przed praktycznym wykorzystywaniem spawarki powinny być rozwiązane poprzez dalszą modernizację badanego obiektu, np. poprzez zastosowanie lepszego filtra EMC jak również ekranowania urządzenia. Tym bardziej, że przeprowadzone analizy zaburzeń promieniowanych w zakresie 30MHz-1GHz tej samej spawarki [6] również wykazały przekroczenia dopuszczalnych limitów. W zakresie badań 231