ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE

Transkrypt

1 POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU Współorganizatorzy: POLITECHNIKA CZĘSTOCHOWSKA, WYDZIAŁ ELEKTRYCZNY POLSKO-JAPOŃSKA WYŻSZA SZKOŁA TECHNIK KOMPUTEROWYCH ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE ZAMEK LUBLINIEC, 5-8 czerwca 011 Patronat Honorowy Konferencji: Pani Anna Streżyńska Prezes Urzędu Komunikacji Elektronicznej Pan Edward Maniura Burmistrz Lublińca Patronat medialny: proatom Magazyn Energetyki Jądrowej Warszawa 011 1

2 Sympozjum zorganizowano przy finansowej pomocy Ministerstwa Nauki i Szkolnictwa Wyższego Sponsorem Sympozjum jest operator sieci komórkowej PLUS ERA Copyright by Polskie Towarzystwo Zastosowań Elektromagnetyzmu Warszawa 011 ISBN POLSKIE TOWARZYSTWO ZASTOSOWAŃ ELEKTROMAGNETYZMU

3 XXI SYMPOZJUM ŚRODOWISKOWE ZASTOSOWANIA ELEKTROMAGNETYZMU W NOWOCZESNYCH TECHNIKACH I INFORMATYCE ZAMEK LUBLINIEC, 5-8 czerwca 011 Komitet naukowy Przewodniczący Andrzej Rusek Członkowie Liliana Byczkowska-Lipińska Katarzyna Ciosk Aleksander Dackiewicz Krzysztof Kluszczyński Romuald Kotowski Andrzej Krawczyk Roman Kubacki Jerzy Paweł Nowacki Anna Pławiak-Mowna Andrzej Wac-Włodarczyk Komitet organizacyjny Ewa Łada-Tondyra przewodnicząca Agnieszka Byliniak Barbara Grochowicz 3

4 PROGRAM XXI SYMPOZJUM PTZE Lubliniec 011 PROGRAMME OF 1 st SYMPOSIUM PSAE Lubliniec :00 Rejestracja uczestników / Registration 19:00 Kolacja / Dinner NIEDZIELA / SUNDAY ( ) 9:00 Otwarcie Sympozjum / Opening ceremony PONIEDZIAŁEK / MONDAY ( ) 9:15 11:00 S E S J A I SESJA OTWIERAJĄCA / OPENING SESSION (Chairman: Lidija Petkovska, Andrzej Wac-Włodarczyk) Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO ŁADUNKU ELEKTRYCZNEGO PORUSZAJĄCEGO SIĘ ZE STAŁYM PRZYSPIESZENIEM Ivo Dolezel, Petr Kropik, Bohus Ulrych MONOLITHIC MODEL OF INDUCTION HEATING OF A THIN CONDUCTIVE PLATE WITH RESPECTING THERMOELASTICITY Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra THE EVOLUTION OF ELECTROMAGNETIC FIELD LIMITATION IN ICNIRP S STANDARDS Miklós Kuczmann PARALLEL FINITE ELEMENT METHOD Stefan Sieradzki, Damian Kardas NOWOCZESNE TECHNIKI PROJEKTOWANIA I WYTWARZANIA MASZYN ELEKTRYCZNYCH I TRANSFORMATORÓW Mitsuhiko Toho DAMAGES OF ELECTRIC POWER FACILITIES CAUSED BY THE 011 EASTERN JAPAN GREAT EARTHQUAKE AND TSUNAMI A BRIEF SURVEY 11:00 11:30 Przerwa na kawę / Coffee break 11:30 13:30 S E S J A II ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE I / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF I (Chairman: Eugeniusz Kurgan, Liliana Byczkowska-Lipińska) 4

5 Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk MAGNETIC FLUID HYPERTHERMIA FOR CANCER THERAPY Remigiusz Rydz ZASTOSOWANIA TELEMEDYCYNY *) Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Wanda Stankiewicz ODWZOROWANIE STANOWISKA PRACY W NUMERYCZNEJ OCENIE NARAŻENIA NA POLE ELEKTROMAGNETYCZNE NA PRZYKŁADZIE OPERATORÓW RADIOSTACJI PLECAKOWYCH Wanda Stankiewicz, Marek J. Dąbrowski, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Paweł Bodera, Andrzej Krawczyk, Maciej P. Dąbrowski IMMUNOMODULACYJNE DZIAŁANIE POLA 900MHZ Adam Świtoński, Romualda Mucha, Dariusz Danowski, Monika Mucha, Grzegorz Cieślar Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski, Aleksander Sieroń DIAGNOSTYKA PATOLOGII RUCHU NA PODSTAWIE ZREDUKOWANYCH DANYCH KINEMATYCZNYCH Adam Świtoński, Romualda Mucha, Dariusz Danowski, Grzegorz Cieślar, Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski, Aleksander Sieroń IDENTYFIKACJA OSOBY NA PODSTAWIE KINEMATYKI JEJ CHODU 13:30 Obiad / Lunch 14:30 18:30 S E S J A III SESJA PLAKATOWA / POSTER SESSION (Chairman: Miralem Hadziselimovic, Katarzyna Ciosk) Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako O WŁASNOŚCIACH I ZASTOSOWANIU W ELEKTRODYNAMICE FUNKCJI DELTA DIRACA O ZESPOLONYM ARGUMENCIE Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ROZPRASZANIE FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ WYSOKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI NA TRÓJŚCIENNYM NAROŻU PRZEWODZĄCYM Krzysztof Bareła, Liliana Byczkowska-Lipińska, Henryk Małecki GŁĘBOKOŚĆ WNIKANIA PROMIENIOWANIA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OBIEKTY BIOLOGICZNE Marcin Basiaga, Zbigniew Paszenda, Witold Walke BADANIA WŁASNOŚCI ELEKTROCHEMICZNYCH WARSTW WĘGLOWYCH STOSOWANYCH NA WYROBACH MEDYCZNYCH Karol Bednarek BADANIA ELEKTROMAGNETYCZNYCH ODDZIAŁYWAŃ URZĄDZEŃ SILNOPRĄDOWYCH Borys Borowik ODKSZTAŁCENIE WSADÓW RUROWYCH WYBRANYCH MATERIAŁÓW W PROCESIE ELEKTRODYNAMICZNEGO FORMOWANIA METALI 5

6 Katarzyna Ciosk SEPARACJA CZĄSTEK METODĄ DIELEKTROFOREZY Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk DOBÓR MIAR ODLEGŁOŚCI W HIERARCHICZNYCH METODACH WYKRYWANIA WYJĄTKÓW Piotr Gas THE HISTORY OF HYPERTHERMIA AND THE ATTEMPTS OF UTILIZING IT IN ELECTROTHERAPY Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek TRANSMISYJNA SYMETRYCZNA LINIA PASKOWA JAKO UKŁAD WYMUSZAJĄCY JEDNORODNE POLE ELEKTRYCZNE W ZAKRESIE CZĘSTOTLIWOŚCI RADIOWYCH Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadņiselimović, Bojan Ńtumberger ENVIRONMENTAL VALUES DETECTION MEASURING CELL FOR EXPLOITATION OF WIND AND SOLAR RENEWABLE ENERGY Andrzej Jąderko STANOWISKO Z SILNIKIEM SYNCHRONICZNYM Z MAGNESAMI TRWAŁYMI PMSM DO BADANIA UKŁADÓW NAPĘDOWYCH Z ELEMENTEM SPRĘŻYSTYM Marcin Kaczmarek, Witold Walke, Zbigniew Paszenda ZASTOSOWANIE ELEKTROCHEMICZNEJ SPEKTROSKOPII IMPEDANCYJNEJ DO OCENY ODPORNOŚCI KOROZYJNEJ STOPU Ni-Ti Pavel Karban, Frantińek Mach, Ivo Dolezel MONOLITHIC MODEL OF INDUCTION HEATING OF CYLINDRICAL NONMAGNETIC BILLETS ROTATING IN A SYSTEM OF PERMANENT MAGNETS Wojciech Kołton, Tomasz Trawiński BADANIA DRGAŃ SILNIKÓW WRZECIONOWYCH PAMIĘCI MASOWYCH Lucjan Kurzak ŚWIATOWE TENDENCJE WYKORZYSTANIA ENERGII FOTOWOLTAICZNEJ Arkadiusz Miaskowski, Sławomir Cięszczyk TWO-STEP INVERSE PROBLEM ALGORITHM FOR GROUND PENETRATING RADAR TECHNIQUE Andrzej Popenda ANALYSIS AND INVESTGATIONS INTO SENSORLESS CONTROL SYSTEM BASED ON DOUBLY FED MACHINE WORKING AS A GENERATOR Andrzej Rusek A GENERAL MATHEMATICAL MODEL OF DRIVE SYSTEM FOR POLYMERIZATION REACTOR BASED ON ASYNCHRONOUS INDUCTION MOTOR WITH PIPE BODY Andrzej Rusek DETERMINATION OF PARAMETERS TO DEFINE A RESULTANT INERTIAL MOMENT OF THE DRIVE SYSTEM FOR POLYMERIZATION REACTOR BASED ON ASYNCHRONOUS INDUCTION MOTOR WITH A PIPE BODY 6

7 Joanna Michałowska, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk METODY WSPOMAGAJĄCE I UZUPEŁNIAJĄCE DETEKCJĘ RAKA GRUCZOŁU PIERSIOWEGO Bojan Ńtumberger, Miralem Hadņiselimović FLUX-WEAKENING PERFORMANCE OF FRACTIONAL-SLOT PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTORS WITH CONCENTRATED WINDINGS Janusz Szewczenko, Magdalena Pochrząst, Witold Walke OCENA WŁASNOŚCI ELEKTROCHEMICZNYCH ZMODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI Krzysztof Szewczyk, Rafał Golisz, Tomasz Walasek, Zygmunt Kucharczyk WPŁYW SZCZELINY POWIETRZNEJ WOKÓŁ MAGNESU STAŁEGO NA PRACĘ KONCENTRATORA STRUMIENIA NABIEGUNNIKA W WIRNIKU SILNIKA SYNCHRONICZNEGO Z MAGNESAMI STAŁYMI Z WEWNĘTRZNYM OBWODEM MAGNETYCZNYM Zygmunt Szymański NOWOCZESNE METODY IDENTYFIKACJI LOKALIZACJI LUDZI W PODZIEMNYCH WYROBISKACH KOPALNIANYCH ORAZ W JASKINIACH I TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH Janusz Tykocki WPŁYW PRZEWODNOŚCI CIEPLNEJ GRUNTU NA ROZKŁAD POLA TEMPERATURY W UKŁADACH KABLOWYCH 110 kv Agnieszka Wantuch OCHRONA KATODOWA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW Bogusław Wisz POJEMNOŚCI SPRZĘGAJĄCE W DWUSTRONNYCH STRUKTURACH MIKROUKŁADU Z WARSTWĄ DIELEKTRYKA Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, I. Alieksieieva ENHANCEMENT OF INSTANTANEOUS POWER METHOD IN THE PROBLEMS OF ESTIMATION OF ELECTROMECHANICAL COMPLEXES POWER CONTROLLABILITY Wojciech Zając WYDAJNA TRANSMISJA DANYCH WIZYJNYCH PRZEZ ŁĄCZA RADIOWE O MAŁEJ PRZEPUSTOWOŚCI 15:30 Walne Zgromadzenia Członków PTZE / General Assembly of the PTZE Members 19:30 kolacja grillowa / barbecue dinner WTOREK / TUESDAY ( ) 9:00 10:30 S E S J A IV ZASTOSOWANIA PEM W MEDYCYNIE II / MEDICAL APPLICATIONS OF EMF II (Chairman: Ivo Dolezel, Karol Bednarek) Paweł Bodera, Bożena Antkowiak, Wanda Stankiewicz, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Andrzej Krawczyk, Andrzej Wojdas THE INDIRECT SUPPRESSIVE EFFECT OF THE 7

8 ELECTROMAGNETIC FIELD (EMF) ON ANALGESIC EFFECT OF THE OPIOID DRUG (TRAMADOL) Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak ANALIZA METADANYCH OBRAZÓW MEDYCZNYCH W DIAGNOSTYCZNYCH SYSTEMACH KOMPUTEROWYCH Eugeniusz Kurgan NUMERICAL STUDY OF NANOPARTICLE HYPERTHERMIA Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas USE OF RF HYPERTHERMIA FOR TREATMENT OF TUMORS LOCATED IN THE HUMAN THIGH Maciej Łopucki, A. Nowakowski, W. Rogowska, Stanisław Pietruszewski THE IMPACT OF 50HZ OSCILLATING ELECTROMAGNETIC FIELD ON HSP90 EXPRESSION IN HUMAN PLACENTA COTYLEDON PERFUSED IN VITRO Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk REMOTE TRANSMISSION OF CARDIAC IMPLANT PATIENTS DATA 10:30-11:00 Przerwa na kawę / Coffee break 11:00 13:00 S E S J A V MASZYNY I URZĄDZENIA ELEKTRYCZNE / ELECTRICAL MACHINES AND DEVICES (Chairman: Mykhaylo Zagirnyak, Roman Kubacki) Goga Cvetkovkski, Paul Lefley, Lidija Petkovska, Saeed Ahmed A NEW DESIGN OF LOW COST ENERGY EFFICIENT SINGLE PHASE BRUSHLESS DC MOTOR Mihail Digalovski, Lidija Petkovska IMPACT OF THE THREE-PHASE TRANSFORMER TOPOLOGY ON THE LEAKAGE INDUCTANCE Miralem Hadņiselimović, Matic Blaznik, Bojan Ńtumberger MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF A SERIES WOUND DC MOTOR Marek Lis A COMPARISON OF MAGNETO-MECHANICAL DEPENDENCIES OF A BRUSHLEES MOTOR WITH PERMANENT MAGNET EXCITATION IN BLDC AND PMSM MODES Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski ASSESSMENT OF TORQUES FOR A PERMANENT MAGNET BRUSHLESS MOTOR USING FEA Bojan Ńtumberger, Miralem Hadņiselimović DESIGN OF PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE FOR MICRO-HYBRID ELECTRIC VEHICLE OPERATION Tomasz Trawiński, Krzysztof Kluszczyński MODEL OBWODOWY DWUUZWOJENIOWEGO SILNIKA VCM DLA SYSTEMÓW POZYCJONOWANIA GŁOWIC DYSKÓW TWARDYCH 8

9 Peter Virtiĉ VARIATIONS OF PERMANENT MAGNETS DIMENSIONS IN AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE 13:00 Obiad / Lunch 14:30 16:00 S E S J A VI POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU / ELECTROMAGNETIC FIELD IN ENVIRONMENT (Chairman: Mitsuhiko Toho, Krzysztof Kluszczyński) Barbara Atamaniuk, Hanna Rothkaehl ELECTROMAGNETIC AND PLASMA ENVIRONMENT IN THE MOON SPACE Paweł Bieńkowski, Hubert Trzaska AN INTEGRATED EXPOSURE SYSTEM Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak ŹRÓDŁA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W ŻYCIU CODZIENNYM CZŁOWIEKA Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek IDENTYFIKACJA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W PRZESTRZENI POMIAROWEJ KOMORY GTEM Zygmunt J. Grabarczyk UKŁAD DO POMIARU WARTOŚCI ŁADUNKU ELEKTRYCZNEGO TRANSFEROWANEGO W CZASIE WYŁADOWAŃ ELEKTROSTATYCZNYCH, DLA POTRZEB OCHRONY PRZECIWWYBUCHOWEJ Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz NOWY KIERUNEK W OCENIE NARAŻENIA NA POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU PRACY. PROJEKT DOZYMETRU MIKROFALOWEGO Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Angelika Błażejewska, Grzegorz Masłowski, Tobiasz Parys, Katarzyna Przytuła, Łukasz Ziętek POMIARY EMISJI ELEKTROMAGNETYCZNEJ W.CZ. W BUDYNKACH KAMPUSU POLITECHNIKI LUBELSKIEJ Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz POLE ELEKTROMAGNETYCZNE ATRAKTANT CZY REPELENT DLA OWADÓW? 16:00 16:30 Przerwa na kawę / Coffee break 16:30 18:00 S E S J A VII ELEKTROMAGNETYZM I MATERIAŁY / ELECTROMAGNETICS AND MATERIALS (Chairman: Miklos Kuczman, Wanda Stankiewicz) Antoni Cieśla WYSOKOGRADIENTOWY SEPARATOR MAGNETYCZNY W ZASTOSOWANIU DO ROZDZIELANIA I WZBOGACANIA GAZÓW 9

10 Roman Kubacki, Jarosław Ferenc, R. Przesmycki SKUTECZNOŚĆ EKRANOWANIA NANOKRYSTALICZNEGO PROSZKU STOPU FE SI B CU NB W ZAKRESIE MIKROFALOWYM Marek Kuchta, Marek Szulim ELEKTRONICZNY ZESTAW POMIAROWY DO BADAŃ DIAGNOSTYCZNYCH PROTEZ ZĘBOWYCH PRZY WYMUSZENIACH DYNAMICZNYCH Eugeniusz Kurgan FORCE CALCULATION IN AC DIELECTROPHORESIS Paweł A. Mazurek ANALIZA ZABURZEŃ PROMIENIOWANYCH REAKTORA PLAZMOWEGO TYPU GLIDARC Mariusz Najgebauer ZJAWISKO GIGANTYCZNEJ MAGNETOIMPEDANCJI W ZASTOSOWANIACH PRAKTYCZNYCH Paweł Surdacki WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM MgB/Cu Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor WPŁYW PODSTAWOWYCH PARAMETRÓW PRACY REAKTORA PLAZMOWEGO TYPU GLIDARC NA WARTOŚCI ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH 19:30 Obiad konferencyjny / Conference dinner ŚRODA / WEDNESDAY ( ) 9:00 10:30 S E S J A VIII SYMULACJE KOMPUTEROWE I / COMPUTER SIMULATIONS I (Chairman: Barbara Atamaniuk, Konrad Wojciechowski) Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk, Andrzej Tomczewski APLIKACJE WIELOWĄTKOWE W OBLICZENIACH ELEKTROMAGNETYCZNYCH I OPTYMALIZACYJNYCH UKŁADÓW ELEKTRYCZNYCH Barbara Grochowicz, Witold Kosiński LAGRANGE'S METHOD FOR DERIVATION AND SOLVING LONG LINE EQUATIONS Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak WPŁYW ODLEGŁOŚCI MIĘDZY PRZEDOWODAMI A EKRANEM NA POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO DWUPRZEWODOWEGO BIFILARNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz SOLVING INVERSE PROBLEM IN EIT BY LEVENBERG MARQUARDT LEVEL SET METHOD 10

11 Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Marcin Zieliński, Marta Misiuk-Hojto, Konrad Wojciechowski DIAGNOSTYKA PRZEDNIEGO I TYLNEGO ODCINKA GAŁKI OCZNEJ Z WYKORZYSTANIEM OBRAZOWANIA WIELOSPEKTRALNEGO Mykhaylo Zagirnyak, A. Kalinov, M. Maliakova AN ALGORITHM FOR THE ELECTRIC CIRCUITS CALCULATION ON THE BASIS OF INSTANTANEOUS POWER COMPONENTS BALANCE 10:30 11:00 Przerwa na kawę / Coffee break 11:00 1:30 S E S J A IX SYMULACJE KOMPUTEROWE II / COMPUTER SIMULATIONS II (Chairman: Anna Pławiak-Mowna, Romuald Kotowski) Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak OPTYMALIZACJA ALGORYTMÓW WYZNACZANIA CHARAKTERYSTYK METROLOGICZNYCH CZUJNIKÓW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO Konstanty M. Gawrylczyk INVERSE TASKS OF ELECTROMAGNETIC FIELD UTILIZING SENSITIVITY ANALYSIS IN THE TIME DOMAIN Paweł Jabłoński APPROXIMATE BEM ANALYSIS OF THIN MAGNETIC SHIELD OF VARIABLE THICKNESS Eugeniusz Kurgan, Agnieszka Wantuch MODELLING OF THE CURRENT AND POTENTIAL DISTRIBUTION IN CAVITY CORROSION Michał Łanczont APROKSYMACYJNY MODEL PĘTLI HISTEREZY DLA MODELI NUMERYCZNYCH OBWODÓW NIELINIOWYCH 1:30 Zakończenie konferencji / Closing Cremony 13:00 Obiad / Lunch 11

12 SPIS REFERATÓW Wprowadzenie Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO ŁADUNKU ELEKTRYCZNEGO PORUSZAJĄCEGO SIĘ ZE STAŁYM PRZYSPIESZENIEM Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako WŁASNOŚCIACH I ZASTOSOWANIU W ELEKTRODYNAMICE FUNKCJI DELTA DIRACA O ZESPOLONYM ARGUMENCIE Stanisław Apanasewicz, Stanisław Pawłowski, Jolanta Plewako ROZPRASZANIE FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ WYSOKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI NA TRÓJŚCIENNYM NAROŻU PRZEWODZĄCYM Barbara Atamaniuk, Hanna Rothkaehl ELECTROMAGNETIC AND PLASMA ENVIRONMENT IN THE MOON SPACE Krzysztof Bareła, Liliana Byczkowska-Lipińska, Henryk Małecki GŁĘBOKOŚĆ WNIKANIA PROMIENIOWANIA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OBIEKTY BIOLOGICZNE Krzysztof Bareła, Liliana Byczkowska-Lipińska, Henryk Małecki Marcin Basiaga, Zbigniew Paszenda, Witold Walke BADANIA WŁASNOŚCI ELEKTROCHEMICZNYCH WARSTW WĘGLOWYCH STOSOWANYCH NA WYROBACH MEDYCZNYCH Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk, Andrzej Tomczewski APLIKACJE WIELOWĄTKOWE W OBLICZENIACH ELEKTROMAGNETYCZNYCH I OPTYMALIZACYJNYCH UKŁADÓW ELEKTRYCZNYCH Karol Bednarek BADANIA ELEKTROMAGNETYCZNYCH ODDZIAŁYWAŃ URZĄDZEŃ SILNOPRĄDOWYCH Paweł Bieńkowski, Hubert Trzaska AN INTEGRATED EXPOSURE SYSTEM Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak OPTYMALIZACJA ALGORYTMÓW WYZNACZANIA CHARAKTERYSTYK METROLOGICZNYCH CZUJNIKÓW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak ŹRÓDŁA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W ŻYCIU CODZIENNYM CZŁOWIEKA Paweł Bodera, Bożena Antkowiak, Wanda Stankiewicz, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Andrzej Krawczyk, Andrzej Wojdas THE INDIRECT SUPPRESSIVE EFFECT OF THE ELECTROMAGNETIC FIELD (EMF) ON ANALGESIC EFFECT OF THE OPIOID DRUG (TRAMADOL) Borys Borowik ODKSZTAŁCENIE WSADÓW RUROWYCH WYBRANYCH MATERIAŁÓW W PROCESIE ELEKTRODYNAMICZNEGO FORMOWANIA METALI Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak ANALIZA METADANYCH OBRAZÓW MEDYCZNYCH W DIAGNOSTYCZNYCH SYSTEMACH KOMPUTEROWYCH Antoni Cieśla WYSOKOGRADIENTOWY SEPARATOR MAGNETYCZNY W ZASTOSOWANIU DO ROZDZIELANIA I WZBOGACANIA GAZÓW

13 16. Katarzyna Ciosk SEPARACJA CZĄSTEK METODĄ DIELEKTROFOREZY Goga Cvetkovkski, Paul Lefley, Lidija Petkovska, Saeed Ahmed A NEW DESIGN OF LOW COST ENERGY EFFICIENT SINGLE PHASE BRUSHLESS DC MOTOR Venco Ĉorluka, Ņeljko Hederić, Miralem Hadņiselimović MOISTURE MEASUREMENT IN SOLID SAMPLES USING RAMAN SPECTROSCOPY Mihail Digalovski, Lidija Petkovska IMPACT OF THE THREE-PHASE TRANSFORMER TOPOLOGY ON THE LEAKAGE INDUCTANCE Ivo Dolezel, Petr Kropik, Bohus Ulrych MONOLITHIC MODEL OF INDUCTION HEATING OF A THIN CONDUCTIVE PLATE WITH RESPECTING THERMOELASTICITY Agnieszka Duraj, Andrzej Krawczyk DOBÓR MIAR ODLEGŁOŚCI W HIERARCHICZNYCH METODACH WYKRYWANIA WYJĄTKÓW Piotr Gas THE HISTORY OF HYPERTHERMIA AND THE ATTEMPTS OF UTILIZING IT IN ELECTROTHERAPY K.M. Gawrylczyk INVERSE TASKS OF ELECTROMAGNETIC FIELD UTILIZING SENSITIVITY ANALYSIS IN THE TIME DOMAIN Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek IDENTYFIKACJA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W PRZESTRZENI POMIAROWEJ KOMORY GTEM Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek TRANSMISYJNA SYMETRYCZNA LINIA PASKOWA JAKO UKŁAD WYMUSZAJĄCY JEDNORODNE POLE ELEKTRYCZNE W ZAKRESIE CZĘSTOTLIWOŚCI RADIOWYCH Zygmunt J. Grabarczyk UKŁAD DO POMIARU WARTOŚCI ŁADUNKU ELEKTRYCZNEGO TRANSFEROWANEGO W CZASIE WYŁADOWAŃ ELEKTROSTATYCZNYCH, DLA POTRZEB OCHRONY PRZECIWWYBUCHOWEJ Barbara Grochowicz, Witold Kosiński LAGRANGE'S METHOD FOR DERIVATION AND SOLVING LONG LINE EQUATIONS Miralem Hadņiselimović, Matic Blaznik, Bojan Ńtumberger MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF A SERIES WOUND DC MOTOR Dalibor Igrec, Amor Chowdhury, Miralem Hadņiselimović, Bojan Ńtumberger ENVIRONMENTAL VALUES DETECTION MEASURING CELL FOR EXPLOITATION OF WIND AND SOLAR RENEWABLE ENERGY Paweł Jabłoński APPROXIMATE BEM ANALYSIS OF THIN MAGNETIC SHIELD OF VARIABLE THICKNESS Andrzej Jąderko STANOWISKO Z SILNIKIEM SYNCHRONICZNYM Z MAGNESAMI TRWAŁYMI PMSM DO BADANIA UKŁADÓW NAPĘDOWYCH Z ELEMENTEM SPRĘŻYSTYM

14 3. Marcin Kaczmarek, Witold Walke, Zbigniew Paszenda ZASTOSOWANIE ELEKTROCHEMICZNEJ SPEKTROSKOPII IMPEDANCYJNEJ DO OCENY ODPORNOŚCI KOROZYJNEJ STOPU NI-TI Pavel Karban, Frantińek Mach, Ivo Dolezel MONOLITHIC MODEL OF INDUCTION HEATING OF CYLINDRICAL NONMAGNETIC BILLETS ROTATING IN A SYSTEM OF PERMANENT MAGNETS Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz NOWY KIERUNEK W OCENIE NARAŻENIA NA POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU PRACY. PROJEKT DOZYMETRU MIKROFALOWEGO Wojciech Kołton, Tomasz Trawiński BADANIA DRGAŃ SILNIKÓW WRZECIONOWYCH PAMIĘCI MASOWYCH Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra THE EVOLUTION OF ELECTROMAGNETIC FIELD LIMITATION IN ICNIRP S STANDARDS Roman Kubacki, Jarosław Ferenc, R. Przesmycki SKUTECZNOŚĆ EKRANOWANIA NANOKRYSTALICZNEGO PROSZKU STOPU FE SI B CU NB W ZAKRESIE MIKROFALOWYM Marek Kuchta, Marek Szulim ELEKTRONICZNY ZESTAW POMIAROWY DO BADAŃ DIAGNOSTYCZNYCH PROTEZ ZĘBOWYCH PRZY WYMUSZENIACH DYNAMICZNYCH Miklós Kuczmann PARALLEL FINITE ELEMENT METHOD Eugeniusz Kurgan FORCE CALCULATION IN AC DIELECTROPHORESIS Eugeniusz Kurgan, Agnieszka Wantuch MODELLING OF THE CURRENT AND POTENTIAL DISTRIBUTION IN CAVITY CORROSION Eugeniusz Kurgan NUMERICAL STUDY OF NANOPARTICLE HYPERTHERMIA Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas USE OF RF HYPERTHERMIA FOR TREATMENT OF TUMORS LOCATED IN THE HUMAN THIGH Lucjan Kurzak ŚWIATOWE TENDENCJE WYKORZYSTANIA ENERGII FOTOWOLTAICZNEJ WPŁYW ODLEGŁOŚCI MIĘDZY PRZEDOWODAMI A EKRANEM NA POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO DWUPRZEWODOWEGO BIFILARNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO Dariusz Kusiak, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak Marek Lis A COMPARISON OF MAGNETO-MECHANICAL DEPENDENCIES OF A BRUSHLEES MOTOR WITH PERMANENT MAGNET EXCITATION IN BLDC AND PMSM MODES Michał Łanczont APROKSYMACYJNY MODEL PĘTLI HISTEREZY DLA MODELI NUMERYCZNYCH OBWODÓW NIELINIOWYCH Maciej Łopucki, A. Nowakowski, W. Rogowska, Stanisław Pietruszewski THE IMPACT OF 50HZ OSCILLATING ELECTROMAGNETIC FIELD ON HSP90 EXPRESSION IN HUMAN PLACENTA COTYLEDON PERFUSED IN VITRO

15 49. Paweł A. Mazurek ANALIZA ZABURZEŃ PROMIENIOWANYCH REAKTORA PLAZMOWEGO TYPU GLIDARC Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Krawczyk MAGNETIC FLUID HYPERTHERMIA FOR CANCER THERAPY Arkadiusz Miaskowski, Sławomir Cięszczyk TWO-STEP INVERSE PROBLEM ALGORITHM FOR GROUND PENETRATING RADAR TECHNIQUE Joanna Michałowska, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk METODY WSPOMAGAJĄCE I UZUPEŁNIAJĄCE DETEKCJĘ RAKA GRUCZOŁU PIERSIOWEGO Mariusz Najgebauer ZJAWISKO GIGANTYCZNEJ MAGNETOIMPEDANCJI W ZASTOSOWANIACH PRAKTYCZNYCH Lidija Petkovska, Goga Cvetkovski ASSESSMENT OF TORQUES FOR A PERMANENT MAGNET BRUSHLESS MOTOR USING FEA Anna Pławiak-Mowna, Andrzej Krawczyk REMOTE TRANSMISSION OF CARDIAC IMPLANT PATIENTS DATA Andrzej Popenda ANALYSIS AND INVESTGATIONS INTO SENSORLESS CONTROL SYSTEM BASED ON DOUBLY FED MACHINE WORKING AS A GENERATOR Andrzej Rusek A GENERAL MATHEMATICAL MODEL OF DRIVE SYSTEM FOR POLYMERIZATION REACTOR BASED ON ASYNCHRONOUS INDUCTION MOTOR WITH PIPE BODY Andrzej Rusek DETERMINATION OF PARAMETERS TO DEFINE A RESULTANT INERTIAL MOMENT OF THE DRIVE SYSTEM FOR POLYMERIZATION REACTOR BASED ON ASYNCHRONOUS INDUCTION MOTOR WITH A PIPE BODY ZASTOSOWANIE TELEMEDYCYNY Remigiusz Rydz Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz SOLVING INVERSE PROBLEM IN EIT BY LEVENBERG MARQUARDT LEVEL SET METHOD Stefan Sieradzki, Damian Kardas NOWOCZESNE TECHNIKI PROJEKTOWANIA I WYTWARZANIA MASZYN ELEKTRYCZNYCH I TRANSFORMATORÓW Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Wanda Stankiewicz ODWZOROWANIE STANOWISKA PRACY W NUMERYCZNEJ OCENIE NARAŻENIA NA POLE ELEKTOMAGNETYCZNE NA PRZYKŁADZIE OPERATORÓW RADIOSTACJI PLECAKOWYCH Wanda Stankiewicz, Marek J. Dąbrowski, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Paweł Bodera, Andrzej Krawczyk, Maciej P. Dąbrowski IMMUNOMODULACYJNE DZIAŁANIE POLA 900MHZ Bojan Ńtumberger, Miralem Hadņiselimović DESIGN OF PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE FOR MICRO-HYBRID ELECTRIC VEHICLE OPERATION

16 65. Bojan Ńtumberger, Miralem Hadņiselimović FLUX-WEAKENING PERFORMANCE OF FRACTIONAL-SLOT PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTORS WITH CONCENTRATED WINDINGS Paweł Surdacki WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM MgB/Cu Adam Świtoński, Romualda Mucha, Dariusz Danowski, Monika Mucha, Grzegorz Cieślar, Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski, Aleksander Sieroń DIAGNOSTYKA PATOLOGII RUCHU NA PODSTAWIE ZREDUKOWANYCH DANYCH KINEMATYCZNYCH Adam Świtoński, Tomasz Błachowicz, Marcin Zieliński, Marta Misiuk-Hojto, Konrad Wojciechowski DIAGNOSTYKA PRZEDNIEGO I TYLNEGO ODCINKA GAŁKI OCZNEJ Z WYKORZYSTANIEM OBRAZOWANIA WIELOSPEKTRALNEGO Adam Świtoński, Romualda Mucha, Dariusz Danowski, Grzegorz Cieślar, Andrzej Polański, Konrad Wojciechowski, Aleksander Sieroń IDENTYFIKACJA OSOBY NA PODSTAWIE KINEMATYKI JEJ CHODU Janusz Szewczenko, Magdalena Pochrząst, Witold Walke OCENA WŁASNOŚCI ELEKTROCHEMICZNYCH ZMODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI Krzysztof Szewczyk, Rafał Golisz, Tomasz Walasek, Zygmunt Kucharczyk WPŁYW SZCZELINY POWIETRZNEJ WOKÓŁ MAGNESU STAŁEGO NA PRACĘ KONCENTRATORA STRUMIENIA NABIEGUNNIKA W WIRNIKU SILNIKA SYNCHRONICZNEGO Z MAGNESAMI STAŁYMI Z WEWNĘTRZNYM OBWODEM MAGNETYCZNYM Zygmunt Szymański NOWOCZESNE METODY IDENTYFIKACJI LOKALIZACJI LUDZI W PODZIEMNYCH WYROBISKACH KOPALNIANYCH ORAZ W JASKINIACH I TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH Mitsuhiko Toho DAMAGES OF ELECTRIC POWER FACILITIES CAUSED BY THE 011 EASTERN JAPAN GREAT EARTHQUAKE AND TSUNAMI A BRIEF SURVEY Tomasz Trawiński, Krzysztof Kluszczyński MODEL OBWODOWY DWUUZWOJENIOWEGO SILNIKA VCM DLA SYSTEMÓW POZYCJONOWANIA GŁOWIC DYSKÓW TWARDYCH Janusz Tykocki WPŁYW PRZEWODNOŚCI CIEPLNEJ GRUNTU NA ROZKŁAD POLA TEMPERATURY W UKŁADACH KABLOWYCH 110 kv Peter Virtiĉ VARIATIONS OF PERMANENT MAGNETS DIMENSIONS IN AXIAL FLUX PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE Andrzej Wac-Włodarczyk, Paweł A. Mazurek, Angelika Błażejewska, Grzegorz Masłowski, Tobiasz Parys, Katarzyna Przytuła, Łukasz Ziętek POMIARY EMISJI ELEKTROMAGNETYCZNEJ W.CZ. W BUDYNKACH KAMPUSU POLITECHNIKI LUBELSKIEJ Andrzej Wac-Włodarczyk, Andrzej Kaczor WPŁYW PODSTAWOWYCH PARAMETRÓW PRACY REAKTORA PLAZMOWEGO TYPU GLIDARC NA WARTOŚCI ZABURZEŃ PRZEWODZONYCH

17 79. Agnieszka Wantuch OCHRONA KATODOWA PODZIEMNYCH ZBIORNIKÓW Bogusław Wisz POJEMNOŚCI SPRZĘGAJĄCE W DWUSTRONNYCH STRUKTURACH MIKROUKŁADU Z WARSTWĄ DIELEKTRYKA Joanna Wyszkowska, Maria Stankiewicz POLE ELEKTROMAGNETYCZNE ATRAKTANT CZY REPELENT DLA OWADÓW? Mykhaylo Zagirnyak, A. Kalinov, M. Maliakova AN ALGORITHM FOR THE ELECTRIC CIRCUITS CALCULATION ON THE BASIS OF INSTANTANEOUS POWER COMPONENTS BALANCE Mykhaylo Zagirnyak, T. Korenkova, I. Alieksieieva ENHANCEMENT OF INSTANTANEOUS POWER METHOD IN THE PROBLEMS OF ESTIMATION OF ELECTROMECHANICAL COMPLEXES POWER CONTROLLABILITY Wojciech Zając WYDAJNA TRANSMISJA DANYCH WIZYJNYCH PRZEZ ŁĄCZA RADIOWE O MAŁEJ PRZEPUSTOWOŚCI

18 WPROWADZENIE Tegoroczne XXI Sympozjum PTZE odbywa się w Lublińcu, mieście leżącym onegdaj na granicy polsko-pruskiej czy w XX wieku polsko-niemieckiej. Tradycją spotkań PTZE jest to, że organizowane są w różnych ciekawych miejscach Polski mamy nadzieję, że takim ciekawym miejscem okaże się dla uczestników Lubliniec. Miasto sięga czasów kiedy władali nim książęta opolscy i istnieją budowle i miejsca przypominające jego historię. Ale Lubliniec jest miastem, z którym związana jest mocno kultura i nauka europejska. Jest sprawą dla miasta bardzo ważną, że upodobała je sobie na wakacyjne wypady do dziadków Edyta Stein, wielka filozofka, święta Kościoła Katolickiego, ofiara Holokaustu. Samuel Courant, lubliniecki handlowiec i jego żona Adelajda byli dziadkami Edyty i to do nich właśnie przyjeżdżała z rodzinnego Wrocławia (Breslau) Edyta. Doceniając i dziadków Courantów i upodobania Edyty do ich odwiedzania mieszkańcy Lublińca uczynili ją w 008 roku Patronką Miasta. Dom Courantów stoi na tym samym miejscu, a zatem można go zobaczyć, a od kilku lat również obejrzeć w nim muzeum poświęcone Edycie Stein. Ale Courantowie i Lubliniec mogą się szczycić również drugim wielkim wnukiem i obywatelem, a mianowicie Richardem Courantem, wielkim matematykiem, kuzynem Edyty, który przyszedł tamże na świat w 1888 roku i przez 3 lata był mieszkańcem Lublińca. Potem rodzice Richarda przenieśli się do Kłodzka (Glatzu), a potem do Wrocławia, gdzie Richard podjął studia matematyczne. Zachęcony opiniami o działalności Davida Hilberta w Getyndze przeniósł się tam i dalsze jego losy jako matematyka w dużej mierze związały się z Hilbertem. W 1933 roku w obliczu zbliżającego się szaleństwa nazistowskiego Courant udał się do Stanów Zjednoczonych Ameryki Północnej gdzie kontynuował swoją karierę matematyka. Pracował na uniwersytecie w Nowym Jorku gdzie stworzył silny ośrodek badawczy w matematyce stosowanej. Zmarł w 197 roku. Najciekawszym dla uczestników XXI Sympozjum PTZE jest nie tylko życiorys Richarda Couranta, ale to, że część jego twórczości matematycznej ściśle wiąże się z obszarem naszej działalności. Otóż, Richard Courant był twórcą, tak przynajmniej uważa wielu historyków nauki, metody elementów skończonych. Każdy, kto zetknął się z symulacjami komputerowymi, wie jaką rolę w elektromagnetyzmie obliczeniowym odegrała ta metoda analizy numerycznej, i nadal odgrywa. Richard Courant zastosował do rozwiązania zagadnienia brzegowego metodę wariacyjną, którą zalgorytmizował poprzez wprowadzenie podziału obszaru na elementy trójkątne. Ale żeby jeszcze bardziej Couranta wpleść w nasze Sympozjum to podajmy jeszcze, ze ojcem drugiej żony Couranta, Neriny, był Carl Runge, słynny matematyk od metody Rungego-Kutty, metody iteracyjnego rozwiązywania układów równań różniczkowych. Ale żeby zadowolić też tych uczestników sympozjum, którzy nie prowadzą symulacji komputerowych a badają procesy elektromagnetyczne i biologiczne trzeba dodać, że dziadkiem Nelly, teściem Carla, był słynny fizjolog Emil Du Bois- Reymond, niemiecki lekarz i zoolog, prekursor eksperymentalnej elektrofizjologii, badacz elektryczności zwierząt. Może z tego właśnie powodu XXI Sympozjum PTZE przyciągnęło uwagę wielu badaczy, zgłoszono bowiem nadzwyczajnie dużą liczbę uczestników, chyba rekordową w historii naszych spotkań. Jak zwykle referaty dotyczą wielu dziedzin zastosowań elektromagnetyzmu, a wyróżniające się grupy tematyczne to elektromagnetyzm w inżynierii elektrycznej, elektromagnetyzm w środowisku bioelektromagnetyzm) i elektromagnetyzm obliczeniowy. Cechą spotkań PTZE jest właśnie owa różnorodność tematyczna, co czyni te spotkania zupełnie wyjątkowymi na mapie konferencyjnej kraju, i nie tylko; gromadzą one badaczy z rozmaitych obszarów, od inżynierii elektrycznej poprzez fizykę do biologii i medycyny. Drugą cechą spotkań PTZE jest prawie równoliczny udział młodych badaczy oraz kadry profesorskiej. Przynosi to korzyści zarówno tym młodym mogą korzystać z doświadczenia i wiedzy profesorskiej, jak i tym starszym uzyskują ciekawe i twórcze inspiracje ze strony młodzieży naukowej. Obecne sympozjum jest doskonałą ilustracją obu tych cech. 18

19 Sympozjum współorganizowane jest przez Wydział Elektryczny Politechniki Częstochowskiej oraz Polsko-Japońską Wyższą Szkołę Technik Komputerowych. W tym miejscu chciałbym podziękować Władzom obydwu instytucji, Panu Dziekanowi Andrzejowi Ruskowi i Panu Rektorowi Jerzemu Pawłowi Nowackiemu za ich wkład w zorganizowanie konferencji. Materiały po-konferencyjne zostaną wydane w Przeglądzie Elektrotechnicznym oraz Acta Technica CSAV w normalnej procedurze wydawniczej. Tutaj też chcę podziękować wydawcom tych pism, Panu Profesorowi Sławomirowi Tumańskiemu i Panu Profesorowi Ivo Dolezelovi za ich pomoc w realizacji materiałów po-konferencyjnych. W imieniu organizatorów XXI Sympozjum PTZE życzę wszystkim jego uczestnikom owocnych obrad, budowania twórczych kontaktów interdyscyplinarnych i między instytucjami, ale też życzę twórczego wykorzystania atmosfery Lublińca, miasta Edyty Stein i Richarda Couranta. Andrzej Krawczyk, Prezes PTZE 19

20 ANALIZA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO ŁADUNKU ELEKTRYCZNEGO PORUSZAJĄCEGO SIĘ ZE STAŁYM PRZYSPIESZENIEM Stanisław Apanasewicz 1, Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki W pracy wykorzystano wzory Liénarda-Wiecherta do obliczenia pola elektromagnetycznego ładunku elektrycznego poruszającego się ze stałym przyspieszeniem a. Zakłada się, że ruch ładunku odbywa się pod wpływem stałej siły, tzn. jest opisywany w przybliżeniu nierelatywistycznym. Przedstawiono pełny opis pola elektromagnetycznego zarówno w strefie bliskiej jak i dalekiej. Istotnym osiągnięciem pracy jest otrzymanie uogólnionych transformat Lorentza, czasowo-przestrzennych, wiążących współrzędne (x, t) w układzie inercjalnym ze współrzędnymi (x, t ) w układzie poruszającym się ze stałym przyspieszeniem. Przekształcenia te mają postać: a c a x' t a c 1 c a x t' 1 a c c xa t' 1 t a c c x' a t 1 t a c a 1 x' ct'. c gdzie: 1 x ct, c Innym ważnym wynikiem pracy jest wykazanie, że prędkość światła w układzie przyspieszonym jest mniejsza od prędkości światła w układach inercjalnych c. Problem prędkości światła w układach nieinercjalnych jest dotychczas mało zbadany. Przedstawione uogólnione przekształcenia Lorentza dla układu przyspieszonego wiążą tylko współrzędne czasoprzestrzenne (x, t) z (x, t ), natomiast nie udało się dotychczas otrzymać przekształceń wiążących składowe pola elektromagnetycznego. W przypadku przejścia między układami inercjalnymi przekształcenia takie (transformacje Lorentza dla pól) otrzymuje się korzystając z zasady równoważności, tj. z faktu, że równania Maxwella w każdym układzie inercjalnym mają taką samą postać. Przy przechodzeniu do układu nieinercjalnego zasada ta nie obowiązuje i stąd pojawiają się trudności w znalezieniu analogicznych wzorów transformacyjnych. (1) () 0

21 O WŁASNOŚCIACH I ZASTOSOWANIU W ELEKTRODYNAMICE FUNKCJI DELTA DIRACA O ZESPOLONYM ARGUMENCIE Stanisław Apanasewicz 1, Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki Zagadnienie dyfrakcji fali elektromagnetycznej na narożu przewodzącym (rys. 1). można rozwiązać stosując transformaty Liebiediewa-Kontorowicza (z jądrem w postaci funkcji Bessela z urojonym wskaźnikiem) [1]. W trakcie obliczeń pojawia się problem wyznaczania wartości całek postaci: shst cos tdt shs t 0 0, gdzie: S, S 0, wielkości niezależne od zmiennej całkowania t. Dla S < S 0 całka ta jest zbieżna w normalnym sensie (Riemanna) [], dla S = S 0 mamy: cos t d, natomiast dla S > S 0 jest ona rozbieżna. Jak się okazuje, ten ostatni 0 przypadek odpowiada opisowi pola fali ugiętej w obszarze cienia (por. rys. 1), stanowi więc istotny i trudny problem obliczeniowy. Autorzy znaleźli sposób jego rozwiązania na drodze uogólnienia funkcji delta Diraca na dziedzinę liczb zespolonych, tzn.: x jy, j 1. Pozwala to na nadanie poprawnego sensu całkom rozbieżnym typu: cieo 0 e t cos t dt, 0 ch t cos t dt, sh tsint dt i podobnym. Otrzymujemy na przykład: 0, fala padająca 0 sh tsint dt j j j. W pracy przedstawiono szereg własności uogólnionej w ten sposób funkcji delta Diraca i podano przykładowe jej zastosowania w teorii pola elektromagnetycznego. Rys. 1. Dyfrakcja płaskiej fali elektromagnetycznej na narożu przewodzącym Literatura [1] S. Apanasewicz, S. Pawłowski, J. Plewako,: The study of the flat waves diffraction on the sharp corner, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), str , 5/010 [] J. S. Gradstein, J. M. Rizhikh, Tables of Integrals, Series, Sums and Products, Moscov, 196, str

22 ROZPRASZANIE FALI ELEKTROMAGNETYCZNEJ WYSOKIEJ CZĘSTOTLIWOŚCI NA TRÓJŚCIENNYM NAROŻU PRZEWODZĄCYM Stanisław Apanasewicz 1, Stanisław Pawłowski 1, Jolanta Plewako Politechnika Rzeszowska 1 Katedra Elektrodynamiki i Układów Elektromaszynowych Katedra Energoelektroniki i Elektroenergetyki Wstęp Wyznaczanie rozkładów pól elektromagnetycznych w układach zawierających ciała przewodzące z krawędziami i narożami o małym promieniu krzywizny stwarza szereg rożnego rodzaju trudności obliczeniowych. Wiążą się one głównie z tym, iż w pobliżu krawędzi i naroży pole doznaje gwałtownych zmian na małych odległościach, czyli funkcje pola stają się mało regularne. W przypadku stosowania typowych numerycznych metod obliczeniowych, jak MES, czy MRS, szczegółowe uwzględnienie tych zmian wymaga zastosowania bardzo gęstej dyskretyzacji obszarów w pobliżu takich powierzchni, co prowadzi do znacznego powiększenia numerycznego modelu zagadnienia. Dodatkowe trudności pojawiają się w przypadkach gdy obszar stanowiący otoczenie ciała przewodzącego jest nieograniczony, jak np. w zagadnieniach rozpraszania fali elektromagnetycznej na ciele przewodzącym. Problemy te stają się szczególnie uciążliwe w przypadku zagadnień trójwymiarowych. W tej sytuacji dość powszechną praktyką jest ignorowanie efektów występujących w sąsiedztwie krawędzi i naroży wskutek niedostosowania siatki dyskretyzacyjnej do zmienności funkcji pola. Rozwiązania takie obarczone są dużymi błędami lokalnymi; trudno też ocenić w jakim stopniu te błędy mogą wpływać na poprawność określenia rozkładu pola w pozostałej części rozpatrywanego obszaru. Nadrzędnym przedsięwzięciem autorów niniejszej pracy jest, z jednej strony, zbadanie na drodze symulacji numerycznych efektów fizycznych w bliskim sąsiedztwie krawędzi i naroży ciał przewodzących oraz z drugiej, dokonanie oceny w jakim stopniu ignorowanie tych efektów może wpływać na dokładność obliczeń rozkładu pola w pozostałej części obszaru. Celem niniejszej pracy jest analiza zagadnienia rozproszenia fali elektromagnetycznej wysokiej częstotliwości na typowych narożach występujących w miejscu styku trzech wzajemnie prostopadłych ścian (rys.1) jednorodnego i izotropowego ciała przewodzącego o stałych parametrach materiałowych. W celu uniknięcia trudności związanych z nieograniczonością powierzchni granicznych do analizy przyjęto obszar przewodzący mający kształt sześcianu z zaokrąglonymi krawędziami i wierzchołkami (rys. ) o boku kilkukrotnie większym od długości fali. Parametry materiałowe obszaru przewodzącego Rys. 1. Naroże trójścienne przyjęto jak dla aluminium oraz typowej stali konstrukcyjnej (w liniowym zakresie krzywej

23 magnesowania). Jako pole wzbudzające przyjęto płaską falę elektromagnetyczną o częstotliwości 10 GHz i polaryzacji równoległej do jednej z krawędzi naroża. Sformułowanie zagadnienia Rozpatrywane zagadnienie dotyczy więc analizy rozkładu harmonicznego pola elektromagnetycznego wewnątrz i w otoczeniu ciała przewodzącego o kształcie sześcianu z zaokrąglonymi krawędziami i wierzchołkami, oddziaływującego z zewnętrznym polem płaskiej fali elektromagnetycznej. Geometrię układu wraz z przyjętym układem współrzędnych kartezjańskich ilustruje rys.. Początek O układu współrzędnych przyjęto w geometrycznym środku sześcianu, zaś orientację osi równolegle do jego krawędzi. Pole wzbudzające jest falą płaską rozchodzącą się w kierunku równoległym do osi OX spolaryzowaną równolegle do osi OY Rys.. Analizowany układ Przy poczynionych założeniach, zespolone amplitudy E i H wektorów natężeń pól elektrycznego i magnetycznego spełniają równania: roth E n rote H n divh 0 dive 0 gdzie: n n jn, n jn, n 1,, - przewodność elektryczna, - przenikalność elektryczna, µ - przenikalność magnetyczna, n numer ośrodka. Składowe pola elektromagnetycznego muszą ponadto spełniać klasyczne warunki brzegowe na powierzchni granicznej: H I II I II H, E E, 1 I II I II, 1E E H H, gdzie symbole i oznaczają styczną i normalną (odpowiednio) składową pola do powierzchni brzegowej, górny indeks I dotyczy składowych pola od strony otoczenia sześcianu, zaś II od strony jego wnętrza. Metoda rozwiązania W celu rozwiązania sformułowanego zagadnienia zastosowano iteracyjno-brzegową metodę numeryczną szczegółowo opisaną w [1]. Jej główna idea polega na aproksymacji poszukiwanych funkcji pola indukowanego za pomocą kombinacji liniowej rozwiązań fundamentalnych układu zespolonych równań Maxwella. Rozwiązania te można interpretować jako superpozycję pola emitowanego przez nieskończenie krótką antenę dipolową oraz pola emitowanego przez nieskończenie małą antenę pętlową. Współczynniki sumy aproksymacyjnej obliczane są w taki sposób, aby w każdym kroku iteracyjnym zminimalizować funkcjonał błędu brzegowego rozwiązania. Iteracyjno-brzegowy charakter metody pozwala radykalnie ograniczyć wielkość modelu numerycznego i czas obliczeń oraz 3

24 pozwala uniknąć konieczności sztucznego ograniczania obszarów otwartych występujących w analizowanym układzie (tutaj przestrzeni otaczającej sześcian). Literatura [1] Pawłowski S.: Iteracyjno-brzegowa metoda analizy trójwymiarowych zagadnień quasi-stacjonarnych zagadnień elektrodynamiki, Oficyna Wydawnicza Politechniki Rzeszowskiej, Rzeszów, (009) [] Pawłowski S., Plewako J.: Application of iterative boundary method in determination of 3D harmonic electromagnetic field induced by current ducts. Przegląd Elektrotechniczny, 86 (010), No 1,

25 ELECTROMAGNETIC AND PLASMA ENVIRONMENT IN THE MOON SPACE Barbara Atamaniuk, Hanna Rothkaehl Space Research Centre of the Polish Academy of Sciences, Warsaw Investigation of electromagnetic and plasma environment around the lunar surface and the near-moon space is of great importance from the viewpoints of science, technology, and manned explorations in the near future. One of the remarkable features of the lunar environment is charging up of the surface of the moon; above all, the lunar surface on the night side occasionally charges strongly negative, and upward-accelerated electrons by a large potential difference between the surface and the spacecraft can be measured in the near-moon space. However, accurate estimation of the lunar surface potential has been difficult, because the spacecraft itself should have an unknown electrostatic potential relative to the ambient plasma. Plasma, photons, micrometeorites and energetic particles constantly bombard the lunar surface, producing a tenuous exosphere and a dynamic wake region, and charging the surface to electrostatic potentials reaching kilovolts, producing surface electric fields large enough to affect lunar ions and dust. Meanwhile, plasma interacts directly with crustal magnetic fields, producing perhaps the smallest magnetospheres in the solar system. Lunar dust can exhibit unusual behavior {due to electron photoemission via solar-uv radiation the lunar surface represents a complex plasma { dusty plasma"). The dust grains and lunar surface are electrostatically charged by the Moon's interaction with the local plasma environment and the photoemission of electrons due to solar UV and X-rays. This e_ect causes the like-charged surface and dust particles to repel each other, and creates a nearsurface electric_field. Lunar dust must be treated as a dusty plasma. Using analytic (kinetic (Vlasov) and magnetohydrodynamic theory) and numerical modeling we show physical processes related to levitation and transport dusty plasma on the Moon. These dust grains could a_ect the lunar environment for radio wave and plasma diagnostics and interfere with exploration activities. This research is supported by grant O N

26 GŁĘBOKOŚĆ WNIKANIA PROMIENIOWANIA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W OBIEKTY BIOLOGICZNE Krzysztof Bareła, Liliana Byczkowska-Lipińska, Henryk Małecki Wyższa Szkoła Informatyki, Łódź W pracy rozpatrzono oddziaływanie niejonizującego pola elektromagnetycznego PEM na organizmy biologiczne. W wyniku oddziaływania pola część mocy padającego strumienia ulega odbiciu od powierzchni a część wchodząca do ośrodka ulega absorpcji. W wyniku absorpcji natężenie wiązki pola PEM w ośrodku maleje wykładniczo. W tabeli 1 i podano wartości współczynnika odbicia dla skóry, tłuszczu i mięśni w funkcji częstotliwości. Dla wszystkich analizowanych tkanek wartość współczynnika odbicia maleje ze wzrostem częstotliwości osiągając wartość maksymalną w ośrodku powietrze-skóra. W tabeli 3 i 4 podano głębokości wnikania pola PEM w tkanki biologiczne. Głębokość wnikania dla rozpatrywanego zakresu częstotliwości maleje z jej wzrostem. Dla częstotliwości 100 MHz głębokość wnikania PEM w skórę wynosi 3,8 cm, a dla 1, Hz głębokość wnikania wynosi 0,06 mm. Ze wzrostem częstotliwości energia fotonów wzrasta co powoduje zwiększenie prawdopodobieństwa oddziaływania fotonu. Z tego powodu promieniowanie podczerwone stosunkowo głęboko penetruje poszczególne tkanki biologiczne, co pozwala stosować je w fotolecznictwie. Intensywne badania efektów biologicznych ekspozycji pola elektromagnetycznego PEM na organizmy żywe trwają już kilkadziesiąt lat. Istnieje bardzo wiele, zarówno udowodnionych, jak i przypuszczalnych mechanizmów działania pola PEM na obiekty biologiczne. Mechanizmy tych oddziaływań są ciągle nieznane. Przedstawiono na ten temat szereg hipotez, lecz wymagają one dalszego badania. Próby wytłumaczenia fizycznych mechanizmów biologicznego oddziaływania PEM i wyznaczenia minimalnych natężeń, przy których PEM może działać na obiekty biologiczne zwykle oceniane są na podstawie analizy wzajemnych energetycznych oddziaływań pola PEM z tymi obiektami. Szeroko zakrojone badania dotyczyły fizyczno - chemicznych procesów zachodzących w żywych tkankach pod działaniem pola PEM oraz zależności tego oddziaływania od makroskopowych parametrów obiektów biologicznych W pewnych zakresach częstotliwości tkanki biologiczne, dla których wymiary liniowe R (ciała człowieka i dużych, a tym bardziej małych zwierząt) są małe w porównaniu z długością fali (=30m), można traktować jak ośrodek przewodzący. Do tych zakresów częstotliwości można zaliczyć częstotliwości PEM poniżej 10MHz. Dla zakresu częstotliwości większych od 100MHz (=3m) wymiary liniowe R ciała ludzkiego i większych zwierząt są porównywalne z długością fali lub też większe (R >). W tym zakresie częstotliwości tkanki biologiczne nie mogą być traktowane jako. ośrodek przewodzący jednorodny pod względem własności elektrycznych. Oznacza to, że warunek quazistacjonarności R<< nie jest spełniony i pole elektromagnetyczne należy rozpatrywać, jako strumień promieni, których część odbija się od powierzchni ciała, a reszta stopniowo jest pochłaniana przez niejednorodne elektrycznie tkanki. 6

27 Po uwzględnieniu współczynnika odbicia, moc PEM pochłaniana przez powierzchnię obiektu (moc efektywna P e ) wynosi P e = P 0 (1 - ), (1) gdzie: P 0 gęstość strumienia mocy padającego na powierzchnię ciała, współczynnik odbicia. Na podstawie danych z literatury [, 3, 6, 7] przedstawiono, wartości współczynnika odbicia i głębokość wnikania pola PEM w głąb, dla różnych tkanek biologicznych (tabele 1,,3,4). Promieniowanie elektromagnetyczne przechodząc przez ośrodek materialny ulega osłabieniu. Strumień promieniowania w takiej wiązce, przechodząc przez warstwę pochłaniającą w kierunku osi x ulega osłabieniu według wzoru: Φ Φ 0 exp[( ( ) x)], () gdzie: 0 jest strumieniem promieniowania elektromagnetycznego dla x = 0. () jest współczynnikiem osłabienia, przyjmuje wartości nieujemne i ma wymiar odwrotności długości. Jego wartość określa stopień osłabienia wiązki promieniowania w miarę przesuwania się w głąb ośrodka. Współczynnik osłabienia podobnie jak współczynnik załamania, zależy od długości fali elektromagnetycznej. Współczynnik osłabienia () zależy od rodzaju ośrodka, przez który przechodzi promieniowanie. Osłabienie wiązki promieniowania elektromagnetycznego niejonizującego przechodzącego przez warstwę pochłaniającą wywołane jest przez dwa zjawiska [1]: właściwe pochłanianie (absorpcję) (), rozpraszanie (odbicie dyfuzyjne) (). Łączne działanie obu tych zjawisk wywołuje ekstynkcję (osłabienie promieniowania): ( ) ( ) ( ). (3) Oba te współczynniki określają zmianę strumienia lub natężenia promieniowania I, po przebyciu pewnej odległości x w ośrodku, spowodowaną absorpcją i rozpraszaniem, zgodnie z zależnością wynikającą z równania (): I ( ) x I0 e. (4) W sposób ścisły współczynniki te definiuje się, jako: di, ( ), ( ), (5) Id x gdzie: I, zmiana natężenia promieniowania na drodze dx, spowodowana absorpcją lub rozpraszaniem [1, ]. Na podstawie zależności (4) określa się średnią głębokość wnikania promieniowania do ośrodka, jako głębokość, na której natężenie promieniowania maleje e-krotnie i stanowi miarę głębokości wnikania promieniowania w ośrodek. Pomiędzy współczynnikiem pochłaniania () a współczynnikiem ekstynkcji (osłabienie promieniowania) ( ) istnieje ścisła zależność [3]: λ α(λ) μ(λ), (6) 4π gdzie: długość fali w próżni. Jeżeli przez λ1 oznaczy się długość fali w ośrodku, to współczynnik ekstynkcji dla tego ośrodka można określić zależnością: λ α (λ 1 1 ) μ(λ1 ). (7) 4π 7

28 Z zależności (6) i (7) otrzymuje związek między współczynnikami załamania a ekstynkcją: ( λ ) n. 1( λ 1 ) (8) Po przekształceniu równania (4) otrzymuje się zależność: 1 I x ln. (9) ( ) Znając ( ) dla określonej długości fali można doświadczalnie wyznaczyć natężenie promieniowania I oraz I 0 i obliczyć głębokość wnikania promieniowania elektromagnetycznego. Dla ośrodków takich jak: woda, szkło, złoto i tym podobne, stosunkowo prosto można wyznaczyć parametry charakteryzujące ekstynkcję promieniowania elektromagnetycznego i głębokość wnikania promieniowania w ośrodek [3]. Inaczej wygląda problem dla ośrodka zawierającego różne substancje. Dla takiego ośrodka równanie (4) można zapisać następująco: gdzie: (λ ) α ( ). n i i1 I 0 ( ( ) ( )...) x ( ) x I I0 e 1 I0 e, (10) Najbardziej złożonymi obiektami są organizmy biologiczne. Zagadnieniem odbicia i wnikania fali elektromagnetycznej w różne tkanki poświęcono wiele prac teoretycznych i doświadczalnych. Wartości współczynnika () odbicia PEM od różnych tkanek przy różnych częstotliwościach przedstawiono w tabeli 1 [3]. Tabela. 1. Współczynniki odbicia PEM od różnych tkanek przy różnych częstotliwościach. Granica rozdziału 100 MHz 00 MHz 400 MHz MHz MHz MHz MHz Powietrze skóra Skóra tłuszcz Tłuszcz mięśnie 0,758 0,684 0,63 0,570 0,550 0,530 0,470 0,340 0,7-0,31 0,190 0,30 0,30 0,355 0,35 0,300 0, Należy zwrócić uwagę, że przy przejściu PEM z powietrza (próżnia) do skóry współczynnik odbicia () w porównaniu z innymi tkankami (np. skóra tłuszcz) jest dwukrotnie większy dla każdego zakresu częstotliwości PEM. Jak wynika z danych zawartych w tabeli 1 wartość współczynników odbicia () na granicy dwóch ośrodków maleje ze wzrostem częstotliwości pola PEM. Dla ośrodka powietrze skóra wynosi on 0,758 (dla 100MHz) i 0,470 (dla częstotliwości 4 GHz). Ta tendencja zmniejszania się współczynnika () odbicia pola PEM od powierzchni skóry przejawia się także dla PEM w obszarze UV (tabela ) [7]. 8

29 Przeciętną zdolność skóry ludzkiej do odbijania promieniowania UV dla różnych częstotliwości zestawiono w tabeli. Tabela. Współczynnik () odbicia promieniowania UV od powierzchni skóry w zależności od częstotliwości [7] f Hz 0,75 0,79 0,83 0,88 0,94 1,00 1,10 () 0,154 0,10 0,058 0,045 0,038 0,07 0,01 Jak wynika ze wzoru (1) im mniejszy jest współczynnik odbicia () tym większy jest strumień mocy przenikający w głąb tkanek. Głębokość wnikania energii PEM w głąb tkanek (głębokość, na której natężenie PEM jest mniejsze e razy) zestawiono w tabeli 3 dla różnych tkanek w funkcji częstotliwości [3]. Tabela 3. Głębokość wnikania fal elekromagnetycznych w różne tkanki, cm Tkanka 100 MHz 00 MHz 400 MHz 1000 MHz 3000 MHz MHz MHz MHz Szpik kostny,9 0,66 18,73 11,9 9,94 0,34 0,145 0,073 Mózgowie 3,56 4,13,07 1,933 0,476 0,168 0,075 0,0378 Soczewka oczna 9,4 4,39 4,3,915 0,500 0,179 0,0706 0,0378 Ciało szkliste,17 1,69 1,41 1,3 0,535 0,195 0,045 0,0314 Tłuszcz 0,45 1,53 8,5 6,4,45 1,1 0,34 - Mięśnie 3,451,3 1,84 1,456-0, Krew,86,15 1,787 1,40 0,78 0,148 0,0598 0,07 Skóra 3,765,78,18 1,638 0,646 0,189 0,07 - Głębokość przenikania promieniowania UV w funkcji częstotliwości podana jest w tabeli 4 [7]. Tabela 4. Średnia głębokość wnikania promieniowania UV o różnej częstotliwości w skórę człowieka Częstotliwość f 0,75 0,79 0,83 0,88 0,94 1,00 1, Hz x [mm] 0,7 0,5 0, 0,18 0,1 0,08 0,06 Z danych zawartych w tabeli 3 i 4 wynika, że wzrostem częstotliwości fali czyli ze wzrostem energii fotonów promieniowania elektromagnetycznego głębokość wnikania pola PEM maleje. Energię fotonów promieniowania elektromagnetycznego łatwo można obliczyć ze wzoru: E = h f, (11) gdzie: h = 6, Js jest stałą Plancka, f częstotliwość promieniowania. Wartości energii fotonów dla kilku zakresów częstotliwości podano w tabeli 5. Tabela 5. Energia fotonów dla wybranych częstotliwości PEM Długość fali Częstotliwość f Energia fotonów E ( ) nm (3 0,75)10 15 Hz (1,5 3) ev ( ) nm (0,75 0,4)10 15 Hz (3 16) ev 750 nm 1 mm Hz 300 GHz (1,6 0,001) ev Należy zwrócić uwagę na fakt, że przy częstotliwości około GHz współczynnik odbicia PEM powietrze-skóra wynosi, około 0,56 czyli ponad 50 % padającego promieniowania 9

30 zostaje odbita od powierzchni skóry (tab. 1). Ta część strumienia promieniowania wchodząca do skóry dla wyżej wymienionych częstotliwości zostaje osłabiona e krotnie przy wnikaniu na głębokość około 0,6 cm (tab. 3). Na podstawie danych w tabelach można sądzić, że nadmierne obawy społeczeństwa przed promieniowaniem elektromagnetycznym PEM pochodzącym od telefonii komórkowej nie są w pełni uzasadnione. Literatura [1] J.W. Kane, M.M. Sternheim. Physics, New York 1998 [] A. Cader, J. Jankowski. Zagrożenia fizyczne i biologiczne. ISBN [3] A.S. Presman. Elektromagnitnyje polja i żiwaja priroda. Izdatielstwo, Nauka, Moskwa 1998 [4] M. Villee. Biologia. OW, Warszawa 000 [5] Henry H. Sherk. Lasers in orthopaedics. London 008 [6] G. Straburzyński. Fizjoterapia. ISBN X [7] A. Cader, J. Jankowski. Reflection of UV radiation from different skin types. Health Phys 74, ,

31 BADANIA WŁASNOŚCI ELEKTROCHEMICZNYCH WARSTW WĘGLOWYCH STOSOWANYCH NA WYROBACH MEDYCZNYCH Marcin Basiaga, Zbigniew Paszenda, Witold Walke Politechnika Śląska, Instytut Materiałów Inżynierskich i Biomedycznych, Gliwice Wstęp Warstwy węglowe stosowane są w wielu dziedzinach życia, odznaczając się wieloma interesującymi własnościami, które w sposób bezpośredni wynikają z zastosowanych parametrów procesu oraz metody ich wytwarzania. W zależności od rodzaju wytworzonej warstwy oraz użytego podłoża stosuje się je w tak odmiennych dziedzinach jak obróbka skrawaniem, elektronika czy medycyna. W ostatnich latach pojawiają się coraz częstsze doniesienia o korzystnym wpływie warstw węglowych na własności użytkowe implantów oraz narzędzi chirurgicznych. Wykorzystywanie warstw węglowych w zastosowaniach medycznych jest szczególnie zalecane, ponieważ charakteryzują się one wysoką biotolerancją co czyni je ważnym materiałem na pokrycia implantów. Z kolei duża twardość oraz odporność na ścieranie to cechy wykorzystywane w przypadku narzędzi chirurgicznych. W literaturze obserwuje się ciągły wzrost ilości publikacji dotyczących wykorzystania warstw węglowych jako perspektywicznych materiałów na wyroby medyczne. Jednakże niewiele miejsca poświęca się zagadnieniom elektrochemicznym tych warstw. Dlatego też w pracy przeprowadzono badania potencjodynamiczne oraz impedancyjne w celu określenia własności elektrochemicznych wytworzonych warstw węglowych. Materiał i metody Materiał do badań stanowiły stal austenityczna Cr-Ni-Mo (typu 316 LVM) oraz stal martenzytyczna X39Cr13 w postaci krążków o średnicy d=14 mm i grubości mm. Próbki poddawano obróbce powierzchniowej obejmującej realizację następujących procesów: bębnowania w wodnej zawiesinie zawierającej kształtki ceramiczne, pasywacji chemicznej oraz nanoszenia warstw węglowych. Proces nanoszenia warstw realizowano z wykorzystaniem metod rozkładu węglowodorów w plazmie wzbudzonej w polu wysokiej częstotliwości RF PACVD oraz magnetronowej RMS. Dla oceny własności elektrochemicznych powłok przeprowadzono badania odporności korozyjnej metodą potencjodynamiczną oraz impedancyjną. Badania prowadzono w roztworze fizjologicznym Tyrode'a w temperaturze T = 37 ±1C. Pomiary realizowano z wykorzystaniem systemu pomiarowego AutoLab PGSTAT 30N wyposażonego w moduł FRA (Frequency Response Analyser). Elektrodę odniesienia stanowiła nasycona elektroda kalomelowa NEK typu KP- 113, natomiast jako pomocniczą stosowano elektrodę platynową typu PtP-01. Wyniki Na podstawie przeprowadzonych badań potencjodynamicznych stwierdzono, że potencjał korozyjny dla próbek bębnowanych przyjmował wartości z zakresu E kor = mv (dla stali X39Cr13) i E kor = mv (dla stali Cr-Ni-Mo). Polaryzacja próbek 31

32 spowodowała gwałtowny wzrost natężenia prądu anodowego przy potencjałach z zakresu E np = mv (dla stali X39Cr13) i E np = mv (dla stali Cr-Ni-Mo). Po osiągnięciu wartości prądu anodowego równiej 1 ma/cm zmieniano kierunek polaryzacji próbek, co pozwoliło na zarejestrowanie krzywej powrotnej. Zarejestrowane w ten sposób krzywe polaryzacji anodowej charakteryzowały się obecnością pętli histerezy, świadczącej o przebiegu korozji wżerowej. Dodatkowo na podstawie metody Sterna wyznaczono wartości oporu polaryzacyjnego i gęstości prądu korozyjnego, które wynosiły odpowiednio R p = 9,3 11,8 kcm (dla stali X39Cr13) i R p = kcm (dla stali Cr-Ni-Mo) oraz i kor =,0,79 µa/cm, i kor = 0,03 0,1 µa/cm. Badania przeprowadzone na próbkach z naniesionymi warstwami węglowymi (po procesie bębnowania i pasywacji chemicznej) wykazały, że wartości potencjałów korozyjnych i przebicia były większe w odniesieniu do próbek jedynie bębnowanych. Przykładowo dla stali Cr-Ni-Mo wartości te wynosiły odpowiednio: E kor = mv i E np = mv - metoda magnetronowa; E kor = mv i E np = mv - metoda RF PACVD. Również wartości pozostałych parametrów wskazują na poprawę odporności korozyjnej próbek z naniesioną warstwą węglową. Na podstawie analizy uzyskanych wyników zarówno dla próbek ze stali X39Cr13 jak i Cr-Ni-Mo można stwierdzić, że najkorzystniejszym rozwiązaniem jest wytworzenie na powierzchni próbek bębnowanych i spasywowanych warstwy węglowej z wykorzystaniem metody magnetronowej. W pracy przeprowadzono również badania z wykorzystaniem elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej, które są liniowym pomiarem elektrycznej odpowiedzi badanego materiału metalowego na pobudzenie elektromagnetycznym sygnałem w szerokim paśmie częstotliwości. W ramach badań zarejestrowano wykresy przedstawiające zależności Z =f 1 (ω) i Ф=f (ω) gdzie Z(ω)=Z jф (wykres Nyquista) oraz Z =f(z ), gdzie Z(ω)=Z +jz (wykres Bode'ego). Uzyskane wyniki stanowiły istotną informację o własnościach elektrochemicznych wytworzonych warstw powierzchniowych. Dla próbek bębnowanych nie zależnie od rodzaju materiału najlepsze dopasowanie wyznaczonych eksperymentalnie widm impedancyjnych uzyskuje się stosując elektryczny obwód równoważny z dwiema stałymi czasowymi - R(QR)(QR). Naniesienie warstwy węglowej metodą RF PACVD na próbki ze stali X39Cr13 spowodowało pojawienie się w układzie dodatkowego elementu - impedancji Wartburga - R(QR)(Q[RW]), która odwzorowuje wpływ reagentów na proces korozji. Z kolei w przypadku warstwy węglowej naniesionej metodą magnetronową struktura warstwy powierzchniowej charakteryzowana była tak jak w przypadku próbek bębnowanych elektrycznym obwodem z dwiema stałymi czasowymi - R(QR)(QR). Na podstawie wyznaczonych wartości parametrów elementów elektrycznego obwodu zastępczego, które charakteryzują procesy zachodzące w badanych układach stwierdzono, że najkorzystniejszym wariantem jest naniesienie warstwy węglowej metodą magnetronową na powierzchnię próbek ze stali Cr-Ni-Mo - tab. 1. Tabela 1. Wyniki elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej Sposób przygotowania powierzchni R s, R ct, Ωcm kωcm CPE dl CPE p R p, Y dl, kωcm Y p, Ω -1 cm s n n 1 Ω -1 cm s n n Stal X39Cr13 bębnowanie ,1759e-3 0,81 1 0,177e-1 0, bębnowanie + pasywacja ,1079e-3 0, bębnowanie + pasywacja + warstwa C (met. magnetronowa) ,3816e-6 0, ,3365e-6 0, bębnowanie + pasywacja + warstwa C (met. RF PACVD) ,151e-4 0, ,35e-5 0, Stal Cr-Ni-Mo bębnowanie ,00e-3 0, W, µω C 1, µf 3

33 Sposób przygotowania powierzchni CPE dl CPE p R s, R ct, R p, W, C 1, Ωcm kωcm Y dl, kωcm Y p, µω µf Ω -1 cm s n n 1 Ω -1 cm s n n bębnowanie + pasywacja ,6576e-4 0, bębnowanie + pasywacja + warstwa C (met. magnetronowa) ,5066e-6 0,71 1 0,1406e-6 0, bębnowanie + pasywacja + warstwa C (met. RF PACVD) ,351e-5 0, ,630e-5 0,

34 APLIKACJE WIELOWĄTKOWE W OBLICZENIACH ELEKTROMAGNETYCZNYCH I OPTYMALIZACYJNYCH UKŁADÓW ELEKTRYCZNYCH Karol Bednarek, Leszek Kasprzyk, Andrzej Tomczewski Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej Wprowadzenie W dobie ukształtowanej gospodarki rynkowej wytwarzane produkty muszą spełniać w najlepszy sposób wiele różnego typu kryteriów oraz ograniczeń o charakterze technicznym i ekonomicznym. Z jednej strony bardzo istotnym elementem jest oszczędność surowców oraz energii w procesach produkcji i eksploatacji obiektów, z drugiej natomiast należy wziąć również pod uwagę względy ekologiczne, trwałość, niezawodność oraz bezpieczeństwo użytkowania urządzeń i systemów czy efekty estetyczne, równomierność rozkładu wielkości fizycznych itp. Projektowanie układów elektrycznych przy uwzględnieniu wymienionych wymagań wiąże się z prawidłowością realizacji obliczeń elektromagnetycznych, a w wielu przypadkach również z właściwym przeprowadzeniem procesu wielowymiarowej optymalizacji ich konstrukcji. Aparat matematyczny zarówno w przypadku obliczeń elektromagnetycznych, jak i optymalizacyjnych staje się coraz bardziej rozbudowany i skomplikowany. Wydłuża się przez to czas ich trwania. Pomocnym w takich przypadkach było zastosowanie obliczeń równoległych, a w najnowszych generacjach komputerów osobistych jest wykorzystanie wielordzeniowych jednostek przetwarzających (procesorów) i realizacja obliczeń z zastosowaniem aplikacji wielowątkowych. Wielowątkowość jako element zrównoleglenia obliczeń Podstawowym kierunkiem działań w zakresie podwyższania mocy obliczeniowej współczesnych komputerów jest jednoczesne stosowanie mechanizmu wielowątkowości i wielordzeniowej konstrukcji procesorów. Pełne wykorzystanie możliwości systemów wielordzeniowych klasy PC wymaga zastosowania zaawansowanych technik programowania i związanych z nimi specjalistycznych bibliotek. Jedną z technologii programistycznych udostępniających wymienione elementy jest platforma.net, której integralną częścią jest biblioteka TPL (ang. Task Parallel Library). Zawiera ona rozwiązania umożliwiające wykorzystanie architektury wielordzeniowej procesora w zakresie zrównoleglenia procedur obliczeniowych oraz procedur obsługi baz danych. Z jej zastosowaniem można efektywnie wykorzystać moc współczesnych procesorów posiadających od do 6 rdzeni i obsługujących co najmniej dwa wątki na każdym z nich. Programowa ingerencja w proces rozdzielania zadań obliczeniowych przypisanych poszczególnym rdzeniom i ich wątkom pozwala efektywniej zarządzać wykorzystaniem mocy jednostek przetwarzających, w porównaniu z rozdziałem automatycznym, realizowanym przez system operacyjny. Najpowszechniej stosowaną techniką wykorzystania procesorów wielordzeniowych jest tworzenie i obsługa wielu wątków (klasa Theard) oraz sterowanie ich przebiegiem z zastosowaniem tzw. semaforów (obiekty klasy Semaphor). Poprzez czasowe blokowanie 34

35 dostępu do wybranych obiektów (mechanizmy zamka) możliwa jest realizacja algorytmów z elementami synchronizacji wątków. Obniżenie efektywności wymienionej metody związane jest z narzutami czasowymi wynikającymi z tworzenia wymienionych struktur w pamięci operacyjnej. W przypadku zadań, dla których nie jest istotna kolejność realizacji wątków, klasa Parallel udostępnia wersje zrównoleglonych pętli typu for i foreach prowadzących do równomiernego obciążenia wszystkich rdzeni procesora, bez możliwości sterowania kolejnością wykonywanych iteracji. Obliczenia elektromagnetyczne i optymalizacyjne torów wielkoprądowych Analizy optymalizacyjne torów wielkoprądowych (szynoprzewodów elektroenergetycznych), a szczególnie wyznaczanie wartości wielkości ograniczających (temperatury, siły elektrodynamiczne, naprężenia elektryczne, straty mocy) włączonych do funkcji kryterialnej związane są z realizacją obliczeń elektromagnetycznych. Ponieważ parametrami najintensywniej wpływającymi na kształtowanie konstrukcji szynoprzewodów są straty mocy i czynniki cieplne, zatem podstawą obliczeń elektromagnetycznych jest wyznaczanie rozkładu gęstości prądu w przewodach fazowych i ich osłonie. Wykorzystano w tym celu metodę równań całkowych, a układ równań Fredholma na rozkład gęstości prądu w przewodach ma postać: 3 J(r, ) J(rO, O ) jωoγc 4 J(r', ') O O ' π S S K(r', ',r, ) K(r', ',r, ) dr' d 0 J(r', ')r' dr' d ' I (1) () gdzie: I natężenie prądu w przewodzie fazowym, c konduktywność materiału przewodu, (r o, o ) punkt odniesienia, K(r',',r,) jądro równania całkowego. Analogiczną zależność zapisuje się dla osłony. Po rozwiązaniu tych równań uzyskuje się rozkład gęstości prądu w przewodach i ich osłonie, a na tej podstawie wyznaczane są w dalszych procedurach straty mocy czynnej, temperatury przewodów i osłony oraz siły elektrodynamiczne działające w stanie ustalonym i stanie zwarcia. Realizowane są ponadto analizy wytrzymałości elektrycznej w układzie. Aparat matematyczny tych obliczeń oraz współczynniki występujące w zależnościach przedstawiono w pracach [1,3,4]. Jako metodę optymalizacyjną zastosowano algorytm genetyczny, dzięki czemu w przypadku funkcji wielomodalnych algorytm nie utyka w optimum lokalnym, lecz uzyskuje się optimum w sensie globalnym. Zrównoleglenie obliczeń optymalizacyjnych polega na rozdziale zadań obliczania funkcji przystosowania dla poszczególnych osobników w danym pokoleniu na poszczególne rdzenie procesora i uruchamiane na nich wątki. Obliczenia rozkładu strumienia świetlnego i optymalizacja złożonych systemów oświetleniowych Realizacja zadań obliczeniowych związanych z analizą pola świetlnego w obiektach wnętrzowych wymaga wyznaczenia rozkładu strumienia świetlnego. Do rozwiązania tego typu zadań można wykorzystać metodę równań Fredholma, uwzględniającą zjawisko wielokrotnych odbić. Zakłada się wówczas, że analizowane wnętrze jest fragmentem 35

36 przestrzeni otoczonej powierzchnią S ograniczającą rozchodzenie się strumienia świetlnego. Strumień świetlny padający na powierzchnię bezpośrednio ze źródeł światła ulega wielokrotnemu odbiciu, na skutek czego całkowita jego wartość na dowolnej powierzchni analizowanego obiektu jest równa sumie składowej bezpośredniej i pośredniej. Składową pośrednią wyznaczyć można wykorzystując definicję współczynnika sprzężenia f dla poszczególnych powierzchni elementarnych analizowanego obiektu. Uwzględniając wszystkie elementy dyskretne, zapisać można układ równań liniowych, w którym niewiadomymi są całkowite wartości strumienia świetlnego: 1 ρ f ρ f ρ 1 1N ρ f N ρ f 1 ρ f 1 ρ f 1- ρ N... N ρ ρ N N ' ' f N1 1 Φ1 Φ 1 Φ N ' ' f N 1 Φ Φ Φ N N Φ N Φ src 1- ρ (3) gdzie: i - współczynnik odbicia i-tego elementu powierzchni, f ki - współczynnik wykorzystania i-tego i k-tego elementu powierzchniowego, i składowa bezpośrednia strumienia świetlnego na i-tej powierzchni elementarnej src całkowity strumień świetlny źródeł światła w analizowanym obiekcie. Szczegóły dotyczące powyższego modelu matematycznego przedstawiono w pracach [,3]. Podstawowym celem optymalizacji złożonych systemów oświetleniowych jest wyznaczenie konfiguracji sprzętu oświetleniowego minimalizującej wskaźnik jakości o charakterze ekonomicznym, przy jednoczesnym spełnieniu zbioru ograniczeń o charakterze technicznym (głównie normatywnym). Ze względu na dużą liczbę zmiennych decyzyjnych, występowanie ekstremów lokalnych, rozbudowany zbiór ograniczeń oraz postać funkcji przystosowania o wysokiej złożoności obliczeniowej wymienione zadanie zrealizowano z wykorzystaniem metody algorytmu genetycznego. Najbardziej czasochłonnymi obliczeniami wymienionego zadania optymalizacyjnego jest wyznaczenie wartości przystosowania osobników oraz ustalenie członów kar dla poszczególnych zmiennych decyzyjnych. Z tego powodu wskazane jest wykonanie rozproszenia zadań, przydzielając obliczenia poszczególnych osobników do niezależnych procesów. Wyniki obliczeń Na podstawie analizy przedstawionych w niniejszej pracy zadań obliczeniowych wykorzystujących analizę pola elektromagnetycznego, przygotowano i zaimplementowano przykładowe zadanie testowe obejmujące optymalizację systemu oświetleniowego. Realizacja zadania wymaga przeprowadzenia analizy pola elektromagnetycznego z zakresu widzialnego przy wyznaczaniu wartości przyjętej funkcji celu o charakterze ekonomicznym. Zadanie zrealizowano na czterordzeniowym komputerze klasy PC z procesorem i7 950, 3.06 GHz, 6 GB RAM z zainstalowaną platformą.net w wersji 4.0. Rozproszeniem elementów optymalizacji wykorzystującej algorytm genetyczny objęto wyznaczanie wartości funkcji przystosowania osobników w kolejnych pokoleniach. Dokonano porównania efektywności zrównoleglenia obliczeń zrealizowanych trzema metodami: z zastosowaniem wątków, pętli równoległych Parallel.For lub Parallel.ForEach. Na rysunku 1 przedstawiono zależność uzyskanego przyspieszenia w funkcji wielkości zadania obliczeniowego. 36

37 Rys. 1. Wartość przyspieszenia w funkcji wielkości zadania obliczeniowego Przedstawiono również analizę charakterystyki obciążenia rdzeni i ich wątków w przypadku uruchomienia algorytmu w wersji sekwencyjnej i zrównoleglonej (z zastosowaniem wątków). Uzyskane wyniki przedstawiono na rysunku. Uwagi i wnioski a) obliczenia sekwencyjne b) obliczenia zrównoleglone (wątki) Rys.. Charakterystyka obciążenia procesora Właściwe uwzględnienie oddziaływań elektromagnetycznych w urządzeniach i układach elektrycznych umożliwia prawidłowe określenie zależności w nich występujących i opracowanie systemów optymalnych ze względów technicznych i ekonomicznych. Wykorzystując techniki programowe udostępnione w bibliotece TPL platformy.net możliwe jest skrócenie czasu analizy optymalizacyjnej przy zastosowaniu metody algorytmu genetycznego, realizowanej na komputerach wielordzeniowych klasy PC. Ze względu na udostępnianą w procesorach wielowątkowość rdzeni uzyskiwane przyspieszenia mogą być wyższe od liczby procesorów. Dla zadania testowego zrealizowanego na procesorze czterordzeniowego i7-950, uzyskano przyspieszenie przekraczające wartość 4. Wykazano także, że wartość przyspieszenia obliczeń uzależniona 37

38 jest od wielkości zadania (rys. 1). W zaprezentowanym przykładzie dziesięciokrotny wzrost złożoności obliczeniowej zadania powoduje przyrost przyspieszenia o 4%. Literatura [1] Kasprzyk L., Tomczewski A., Bednarek K., Efektywność oraz aspekty ekonomiczne w obliczeniach elektromagnetycznych i optymalizacyjnych układów elektrycznych, Przegląd Elektrotechniczny, nr 1, 010, s [] L. Kasprzyk, R. Nawrowski, A. Tomczewski, Application of a Parallel Virtual Machine for the Analysis of a Luminous Field, Proc. EuroPVMMPI 00, Vol. 474, Springer-Verlang Berlin Heilderberg New York 00, pp [3] Kasprzyk L., Bednarek K.: Speeding up of electromagnetic and optimization calculations by the use of the parallel algorithms, Electrical Review, No 1, 009, p [4] K. Bednarek, Parametry cieplne w trójfazowych torach wielkoprądowych, Przegląd Elektrotechniczny, nr 1, 005, s

39 BADANIA ELEKTROMAGNETYCZNYCH ODDZIAŁYWAŃ URZĄDZEŃ SILNOPRĄDOWYCH Karol Bednarek Politechnika Poznańska, Instytut Elektrotechniki i Elektroniki Przemysłowej Wprowadzenie Pole elektromagnetyczne (PEM) towarzyszy funkcjonowaniu wszelkich urządzeń elektrycznych, a związane jest z nagromadzeniem bądź ruchem ładunków elektrycznych, czyli występowaniem napięcia oraz przepływem prądu. W części przypadków wytwarzane jest świadomie, w celu uzyskania określonych efektów użytkowych takich jak przesył informacji, radiolokacja, w medycynie działania diagnostyczne bądź terapeutyczne itp. W wielu jednak sytuacjach powstaje niezamierzenie, jako skutek uboczny funkcjonowania urządzeń elektrycznych. Szczególnym, a jednocześnie stosunkowo powszechnie występującym, przypadkiem są PEM generowane przez urządzenia silnoprądowe, związane z wytwarzaniem, przesyłem i przetwarzaniem energii elektrycznej. Są polami wolnozmiennymi, a zatem rozpatruje się je jako oddziaływania w strefie bliskiej (indukcji). Odrębnie analizowane są wówczas składowa magnetyczna i elektryczna pola elektromagnetycznego. Pewne problemy mogą pojawić się, jeśli w przestrzeni występowania silnych pól elektrycznych bądź magnetycznych będą rozlokowani ludzie, usytuowane będą urządzenia wrażliwe na takie oddziaływania albo będą występowały elementy z materiału ferromagnetycznego [1-4]. W świetle przedstawionych zagadnień wyjątkowej wagi nabiera problematyka właściwej identyfikacji oddziaływań tych pól. Szczególną uwagę należy zwrócić w takich przypadkach na specyficzne obszary, gdzie oddziaływania są nietypowe, pola nakładają się i następuje ich wzmocnienie, albo w układach skompensowanych na miejsca, w których kompensacja nie występuje. Opis analizowanych układów Urządzeniami, w których generowane jest silne wolnozmienne pole magnetyczne są elektroenergetyczne urządzenia silnoprądowe takie jak generatory, transformatory, urządzenia rozdzielcze oraz przesyłowe, elektryczne obiekty hutnicze itp. Rozkłady pola magnetycznego wokół tych urządzeń zależą od wartości przewodzonego prądu, ale także od miejsca oddziaływania (odległości od źródła pola) oraz rozwiązania konstrukcyjnego układu. Elementami systemu elektroenergetycznego, które najczęściej pojawiają się i oddziałują elektromagnetycznie na otoczenie są tory wielkoprądowe (szynoprzewody elektroenergetyczne), wśród których wyróżnia się następujące rozwiązania konstrukcyjne: trójfazowe tory wielkoprądowe osłonięte; w rozwiązaniu tym wszystkie przewody fazowe rozmieszczone są symetrycznie wewnątrz wspólnej cylindrycznej osłony, czynnikiem izolującym jest najczęściej powietrze, trójfazowe tory jednobiegunowe ekranowane (osłonięte); każdy przewód fazowy umieszczony jest w indywidualnej osłonie, czynnikiem izolującym jest powietrze, SF 6 lub mieszanina N oraz SF 6, 39

40 B [ mt ] XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 trójfazowe tory wielkoprądowe pracujące w układzie płaskim (osłonięte lub nieosłonięte); czynnikiem izolującym jest powietrze, szynoprzewody w izolacji stałej (z żywic epoksydowych bądź z tworzyw sztucznych, np. poliestrowej), pracujące w układzie płaskim, tory wielkoprądowe pracujące w układzie bifilarnym; jest to rozwiązanie sześcioprzewodowe, w którym w rozmieszczonych obok siebie przewodach płyną prądy w przeciwnym kierunku (występuje silna kompensacja oddziałującego pola). Przy pomiarach pola magnetycznego wokół tych urządzeń uwagę należy zwrócić szczególnie na miejsca zagięć, rozgałęzień, punkty połączeń elektrycznych, miejsca braku bądź słabej kompensacji pola, fragmenty urządzeń nieekranowane itp. Wyniki pomiarów PEM w układach fizycznych W celu zobrazowania różnic w oddziaływaniach elektromagnetycznych w różnych obszarach wokół szynoprzewodów elektroenergetycznych dokonano pomiarów pola magnetycznego w otoczeniu trójfazowego osłoniętego toru wielkoprądowego (przy prądzie fazowym I = 5 ka), w którym występowało zagięcie pod kątem 90. Indukcję magnetyczną mierzono w trzech obszarach: od wewnętrznej oraz zewnętrznej strony zagięcia szynoprzewodu i w środkowej części odcinka prostoliniowego. Wyniki pomiarów zamieszczono na rys. 1. 0,800 0,600 Bs Bzz Bzw 0,400 0,00 0,000 0,0 0,1 0, 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 1,0 l [ m ] Rys. 1. Rozkłady indukcji magnetycznej w otoczeniu trójfazowych szynoprzewodów osłoniętych w układzie z zagięciem toru Bs pomiary dla środkowej części toru, Bzw pomiary w obszarze wewnętrznej części zagięcia szynoprzewodu, Bzz pomiary przy zewnętrznej części zagięcia toru Z uzyskanych rezultatów wynika, że nietypowym obszarem oddziaływania pola jest zagięcie toru. W rejonie wewnętrznej części zagięcia indukcja magnetyczna ma znacznie większe wartości niż przy środkowym punkcie odcinka prostoliniowego, natomiast najmniejsze jej wartości występują w obszarze zewnętrznym zagięcia toru. Uwagi i wnioski Najważniejszym czynnikiem, umożliwiającym wykrywanie i eliminację negatywnego wpływu PEM na usytuowane w przestrzeni ich oddziaływania obiekty, jest znajomość 40

41 rozkładu pola w otoczeniu wytwarzającego dane pole źródła. Najlepszym sposobem na wyznaczenie rozkładu pola wokół generującego je źródła jest przeprowadzenie pomiarów wielkości charakteryzującej dane pole, czyli odpowiednio indukcji magnetycznej, natężenia pola elektrycznego, a przy wysokich częstotliwościach gęstości mocy promieniowania. Bardzo istotnym elementem analizy oddziaływań elektromagnetycznych jest uwzględnienie specyficznych obszarów, gdzie oddziaływania są nietypowe, a zatem powstające zagrożenia mogą zostać niedostrzeżone, co w efekcie może prowadzić do powstania niepożądanych skutków. Literatura [1] Bednarek K., Electromagnetic field generated by heavy-current equipment and its effects on the environment, Electrical Review, No 1, 010, p [] Bednarek K., Oddziaływania elektromagnetyczne torów wielkoprądowych, Przegląd Elektrotechniczny, nr 1, 003, s [3] Bednarek K., Normative and legal conditions pertaining to the effects of electromagnetic fields on human organism, Academic Journals, Electrical engineering, No 5, Poznan Uniwersity of Technology, Poznań 006, s [4] Turowski J., Elektrodynamika techniczna, WNT, Warszawa

42 AN INTEGRATED EXPOSURE SYSTEM Paweł Bieńkowski, Hubert Trzaska Wroclaw University of Technology EM Environment Protection Lab. Introduction Standard work of a mobile communication personal terminal causes a field generation in three frequency ranges, namely: HF carrier radiated by the device antenna, magnetic field static or alternating, generated by wiring connecting device s PA with its power source and wideband noise generated by control system. All the radiations may affect an operator as a result of the devices physical contact with one s body. Unfortunately, in biomedical studies only presence of HF radiation is taken into account while the others are neglected with no regard to wide application of similar signals in electro- and magnetotherapy. All the radiations were measured in different conditions and an exposure system that allows complete exposure of an object under test is proposed. Radiations We will not to discuss radiation of the device antenna; however, we only remind two phenomena that are usually forgotten: In many cases a size of the device casing is not enough to play a role of a counterpoise and the role must be even partly transferred to the operator s body. The hand (lips) current is of the same nature that these induced by EMF radiated by the antenna [1,]. A presence of nonlinear properties of cell walls lead to the carrier wave envelope detection and propagation of LF currents through the body. Apart of the above there are in a terminal two important sources of radiation. These are: A wiring connecting power amplifier of the device with a power source. Radiation from processor & control system. Notice: Contrary to HF, attenuated at the depth of penetration LF currents induced in a part of the body freely propagate through the whole body. In order to confirm the phenomenon series of experiments were performed in set as shown in Fig.1. Results of measurements are shown in Fig Out V out [mv] 1.00 In k 1M f [Hz] 1E+8 1G Fig.1. LF transmittance measurements Fig.. Results of measurements 4

43 Normalized Amplitude XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 The LF fields, that of nature similar to the envelope of HF carrier, are generated, due to Biot- Savart s law, by wires connecting devices PA with its power source. Estimated values of the current intensity for several types of handheld terminals are set-up in Table1[3]. Measured H-field and E-field spectrum, radiated by mobile phone, is shown in Fig. 3 and 4. 1 A Hz 1000 Fig. 3 LF H-field spectrum 9kHz 50kHz Fig. 4 LF-MF field spectrum A time ago the EMF generated by video display terminals and computing devices were of concern. The issue was abandonned while flat screens were developed and they replaced cathode-ray technique. In the case of portable terminals the problem should be taken into account till now, because the radiations appear close to the operator body, even with galvanic coupling with the body. Presence of the both spectra (shown in Fig. 3 and 4) should not be omitted in biomedical studies as they are located within range of natural and well as within frequency range widely applied in electro- and magnetotheray that would suggest their biological activity. Proposed solution In order to make it possible the bioeffects investigations due to presence of all the radiations presented close to a portable terminal we would like to propose set similar to that shown in Fig. 5. The system allows an exposure to arbitrary selected combination of radiated field components and, as a result, possible presence of synergetic or similar phenomena.the system includes a pulse generator that replaces real terminal due to a possibility of its damage during continous work with full power. Real terminal, controlled by a simulator, allows signals proportional to wideband noise, even working with reduced output power. HF power, detected envelope and wideband noise are fed trouhgt a sumator to a typical exposure set, e.g. a TEM chamber. 43

44 HF pulse Generator Obiect under EMF exposure ML Base Station Simulator TRX ML LPF Summary Fig. 5 Block diagram of an integrated exposure system There are known from the literature differences in laboratory and epidemiological studies regarded to possible bioeffects caused by mobile telephony. The authors suppose that the difference may be a result of taking into account only HF radiation in laboratory studies while an real operator is exposed to wide range of radiations. Thus: integrated exposure, although more difficult in realization, should be applied instead the present sets. Proposed system permits separate exposure to any of the radiation and to selected combination of all of them, that leads to studies of possible synergetic effects Acknowledgement Presented analyses are a part of the research within frames of Polish Ministry of Science and Higher Education grant Nr 1765/B/T0/009/37, and 393/B/T0/010/38. References [1] H. Trzaska, Limitations in the SAR Use. Environmentalist. 005 vol. 5, nr -4, s [] P. Bieńkowski, H. Trzaska, Operator's body role in mobile radiotelephony. Radioelektronika 00. 1th International scientific conference, Bratislava, May 14-16, 00. s. 6-9 [3] P. Bieńkowski, Pole elektromagnetyczne radiotelefonów doręcznych. Przegląd Elektrotechniczny. 1/004 nr 1, s

45 OPTYMALIZACJA ALGORYTMÓW WYZNACZANIA CHARAKTERYSTYK METROLOGICZNYCH CZUJNIKÓW POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak Politechnika Wrocławska, Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego Wstęp Wyznaczanie charakterystyk metrologicznych (zwane także wzorcowaniem) czujników pola elektromagnetycznego jest procesem długotrwałym, wymagającym szeregu pomiarów [1]. Istotną rolę odgrywa w nim czynnik ludzki, który sam w sobie stanowi dodatkowe źródło niepewności mogące w znaczny sposób wpłynąć na wyniki wzorcowania. Automatyzacja tej czasochłonnej procedury ma na celu skrócenie czasu jej realizacji, a także ograniczenie wpływ człowieka jako źródła potencjalnych błędów pomiarowych. Realizuje się to przez opracowanie odpowiednich algorytmów wzorcowania i oprogramowania realizującego te algorytmy na stanowisku pola wzorcowego. Podstawowym zadaniem algorytmu jest możliwie szybkie i dokładne ustalenie zadanej w procedurze wzorcowania wartości natężenia PEM lub określonego sygnału wyjściowego czujnika. 1. Zasady wzorcowania czujników PEM Według [] wzorcowanie to proces techniczny zbiór operacji ustalających, w określonych warunkach, relację między wartościami wielkości mierzonej wskazanymi przez przyrząd pomiarowy (...) a odpowiednimi wartościami realizowanymi przez wzorce jednostki miary. W przypadku wzorcowania czujników PEM jako wzorzec Rys. 1. Schemat stanowiska wzorcowego PEM z anteną tubową jednostki miary rozumiemy odpowiedni układ ekspozycyjny, w obrębie którego występuje PEM o zadanych parametrach. Źródłem podstawowych wytycznych dotyczących zagadnień związanych z kalibracją czujników PEM przedstawionych w dalszej części pracy są [3], [4] i [5], a także doświadczenie autorów w tej dziedzinie. Rysunek 1 przedstawia schemat podstawowego stanowiska wzorcowego PEM z anteną tubową. Generator mocy stanowi źródło sygnału harmonicznego, który jest wzmacniany przez wzmacniacz i poprzez sprzęgacz doprowadzony do anteny tubowej. Sprzęgacz służy do pomiaru mocy na wejściu anteny z uwzględnieniem strat na drodze generator antena wynikających ze strat przewodów oraz złączy. W uproszczeniu wyznaczenie jednego punktu charakterystyki polega na ustaleniu PEM o zadanych parametrach oraz wykonaniu pomiaru sygnału wyjściowego czujnika. Cały cykl powtarza się dwa razy w celu eliminacji błędów grubych. 45

46 . Algorytmy ustalania zadanych wartości w układzie ze sprzężeniem zwrotnym Ze powodu tego, że parametry poszczególnych elementów toru sygnałowego generatorantena zależą od częstotliwości generowanego sygnału a także (zwłaszcza w zakresie bardzo wysokich częstotliwości) od mechanicznej konfiguracji kabli łączących urządzenia, powtarzalności tłumienia przełączników, zmian parametrów wzmacniaczy pod wpływem temperatury itp. bardzo trudnym byłoby opracowanie gotowych, sztywnych nastaw generatora, tak by na wejściu anteny uzyskiwać określone wartości.. W związku z powyższym najlepszym rozwiązaniem jest dynamiczne ustalanie zadanej wartości z wykorzystaniem sprzężenia zwrotnego między miernikiem mocy a generatorem. Zadaniem każdego z algorytmów jest znalezienie wartości zadanej z dopuszczalną tolerancją Przeprowadzone testy pokazały, że ze względu na stabilność poszczególnych elementów zestawu oraz rozdzielczość nastaw trudno jest uzyskać w zakresie mikrofal tolerancję na lepszą niż 1%, co w przypadku wzorcowania czujników PEM można uznać za wartość w pełni akceptowalną. Poniżej przedstawione zostaną różne algorytmy opracowane i przetestowane na potrzeby wzorcowania czujników PEM. Algorytm liniowy to najprostsza i najmniej efektywna koncepcja. Polega ona na zwiększaniu wartości generowanego sygnału z określonym skokiem k do momentu, w którym uzyskamy pożądaną wartość emitowanego pola. Na początku jego działania amplituda generowanego sygnału równa jest minimalnej. Następuje pomiar sygnału na sprzęgaczu. Jeśli zmierzona wartość mieści się w granicach tolerancji oczekiwanego poziomu, to proces jest zakończony, w przeciwnym przypadku następuje zwiększenie amplitudy generowanego sygnału i procedura powtarza się. Algorytm próbkujący polega na wykonaniu kilku pomiarów kontrolnych, których zadaniem jest zbadanie przyrostu sygnału na wejściu anteny przy określonym stałym skoku k poziomu sygnału z generatora. Po zebraniu 4 próbek następuje przeliczenie, dla jakiej wartości sygnału z generatora osiągnięta zostanie wartość najbliższa oczekiwanej przy założeniu, że charakterystyka tłumienia całego toru jest liniowa (niezależna od amplitudy generowanego przebiegu). Po podaniu tej wartości na wyjście generatora dokonuje się sprawdzenia, czy uzyskany poziom odpowiada pożądanemu jeśli nie, następuje dostrojenie do wartości oczekiwanej metodą liniową. Algorytm próbkujący z pamięcią to wersja algorytmu próbkującego, wzbogacona o informacje z rezultatów wcześniej wykonanych pomiarów. Założeniem dodatkowym jest narastające uszeregowanie kolejnych punktów wyznaczanej charakterystyki (tj. 1,,3,5,8,10 etc.). Pierwszy pomiar wykonywany jest tak samo, jak w przypadku algorytmu próbkującego, jednak przy kolejnych pomiarach wykorzystywana jest informacja zwrotna w postaci poziomu sygnału, który był wymagany do otrzymania pożądanego sygnału w pomiarze poprzedniej wartości, jako poziom początkowy przy kolejnym uruchomieniu algorytmu. Jako, że przy określaniu charakterystyk ciąg danych jest narastający (np. 1,,3,5..), niemal pewnym jest, że poziom wymagany przy kolejnym pomiarze będzie wyższy od poziomu ustalonego w pomiarze bieżącym. Pozwala to na rozpoczęcie pomiaru przyrostowego według algorytmu próbkującego znacznie bliżej wartości pożądanej, a tym samym lepsze dopasowanie poziomu zadanego, co stanowi o przewadze tego algorytmu nad algorytmem próbkującym. 46

47 Rys.. Zestawienie czasu realizacji algorytmów w zależności od szukanej wartości natężenia PEM (f = 10 GHz, metoda stałego wskazania) Algorytm kwantujący polega na rekurencyjnym podziale całego zakresu, jakim dysponujemy, do momentu odnalezienia odpowiednio małego przedziału, który zostaje szczegółowo przebadany przy użyciu algorytmu liniowego. Algorytm wyznacza wielkość zakresu, z którego może podawać wartości na wyjście generatora. Dokonywany jest podział na 4 podzakresy. Następuje próbkowanie ich granic i na tej podstawie w procesie decyzyjnym stwierdzane jest, w którym podzakresie znajduje się wynik. Tym sposobem wytypowany podzakres zostaje poddany podziałowi drogą rekurencji następuje podział do momentu, gdy badany przedział będzie odpowiednio wąski (definiują to parametry algorytmu), by przebadać go precyzyjnie metodą liniową zaprezentowaną w pierwszym z opisywanych algorytmów. Algorytm kwantujący z pamięcią to wersja poprzedniego algorytmu wzbogacona o informacje z rezultatów wcześniej wykonanych pomiarów. Pierwszy pomiar wykonywany jest tak samo, jak w przypadku algorytmu kwantującego, jednak przy kolejnych pomiarach wykorzystane są wyniki wcześniejszych pomiarów na ich podstawie ustalany jest początek przedziału poddawanego kwantowaniu. 3. Test i porównanie algorytmów Testowanie polegało na wykonaniu procedury dojścia do zadanych parametrów PEM dla różnych scenariuszy wzorcowania. W trakcie trwania testu gromadzono statystyki pomiarowe w postaci czasu wykonania algorytmu oraz ilości operacji potrzebnych do jego realizacji. Należy przez to rozumieć wykonanie operacji porównania przy użyciu operatorów =, < lub >. Na rys. przedstawiono przykładowe, reprezentatywne wyniki pomiarów dla realizacji wyznaczania liniowości czujnika (charakterystyki dynamicznej) dla stałej częstotliwości. Na wykresie nie uwzględniono algorytmu liniowego, ponieważ czasy jego realizacji były o rząd dłuższe niż algorytmów optymalizowanych. Analizując wszystkie zebrane dane można ocenić osobliwe cechy poszczególnych rozwiązań oraz dokonać wzajemnego porównania ich wydajności. 47

48 4. Podsumowanie Dla realizacji wyznaczania parametrów metrologicznych czujników PEM opracowano szereg algorytmów pozwalających na optymalizację procesu. Bardzo ciekawie wypada porównanie czasu wzorcowania przy użyciu zaproponowanych algorytmów do wzorcowania w pełni ręcznego, gdzie elementem sprzężenia zwrotnego jest osoba wykonująca wzorcowanie. Okazuje się, że przy prostym wzorcowaniu człowiek uzyskuje przewagę na automatem, ale przy dłuższej pracy nawet mniej wydajne algorytmy pozwalają na szybsze i pewniejsze wykonanie wzorcowania na stanowisku zautomatyzowanym. Przeanalizowane wyniki testów pozwalają wyciągnąć wniosek, że najlepszym z algorytmów okazał się algorytm kwantujący z pamięcią. Czasy jego realizacji są najkrótsze i jest on najmniej wrażliwy na poziom zadawanych wartości. Jednocześnie algorytm ten jest najbardziej zbliżony do naturalnego algorytmu, jakim posługują się autorzy przy wzorcowniach ręcznych. Opisane w pracy algorytmy i stanowisko pomiarowe, które je wykorzystuje są rozwijane i wykorzystywane w bieżących wzorcowniach realizowanych w Laboratorium Wzorców i Metrologii Pola Elektromagnetycznego. Praca zrealizowana w ramach projektu: Czujniki i sensory do pomiarów czynników stanowiących zagrożenia w środowisku modelowanie i monitoring zagrożeń (Umowa o dofinansowanie nr POIG /08-00) Literatura [1] P. Bieńkowski: Wybrane charakterystyki metrologiczne mierników PEM i metody ich wyznaczania. W: Zastosowania elektromagnetyzmu w nowoczesnych technikach i informatyce: [XIX Sympozjum Środowiskowe PTZE], Worliny 009. s [] International vocabulary of metrology Basic and general concepts and associated terms (VIM),.39 (6.11), JCGM 00:008 [3] Basic standard for the calculation and measurement of electromagnetic field strength and SAR related to human exposure from radio base stations and fixed terminal stations and fixed terminal stations for wireless telecommunication systems (110 MHz 40 GHz), EN 50383, August 00, p.6, 36 [4] IEEE 1309 Calibration of Electromagnetic Field Sensors and Probes, Excluding Antennas, from 9 khz to 40 GHz [5] PN-EN 50383:00 - Obliczenia i pomiary intensywności pola elektromagnetycznego i swoistego tempa pochłaniania energii związanego z ekspozycją ludzi w polach elektromagnetycznych o częstotliwościach od 110 MHz do 40 GHz, wytwarzanych przez radiowe stacje bazowe i stałe stacje końcowe bezprzewodowych systemów telekomunikacyjnych. Norma podstawowa. 48

49 ŹRÓDŁA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W ŻYCIU CODZIENNYM CZŁOWIEKA Paweł Bieńkowski, Bartłomiej Zubrzak Pracownia Ochrony Środowiska Elektromagnetycznego Instytut Telekomunikacji, Teleinformatyki i Akustyki Politechnika Wrocławska 1. Wstęp Wiek XX określany był mianem wieku pary i elektryczności, w wiek XXI weszliśmy z hasłem wieku technik informatycznych. Wiąże się to z dynamicznym rozwojem przede wszystkim elektroniki oraz pokrewnych gałęzi tej dziedziny, które powstawały wraz z jej rozwojem. W dość krótkim czasie nastąpił ogromny postęp w technologii związanej z wytwarzaniem urządzeń elektronicznych i teleinformatycznych, a łatwa dostępność i malejące ceny przesądziły o ich ogromnej popularności. Obecnie ciężko wyobrazić sobie życie bez np. telewizji czy kuchni mikrofalowej, ale także bez pilota do centralnego zamka w samochodzie. Elektroniczne gadżety na tyle zdominowały nasze życie, że już praktycznie nie zwracamy na nie uwagi, czasami tylko zastanawiając się nad poziomami pola elektromagnetycznego (PEM) wytwarzanego przez te urządzenia. Przegląd źródeł PEM w środowisku życia człowieka oraz wyniki pomiarów natężenia PEM w otoczeniu wybranych źródeł przedstawiono w niniejszej pracy.. Źródła PEM w środowisku Różnorodność źródeł i specyfika ich pracy powoduje, że do środowiska emitowane jest PEM o bardzo szerokim widmie, poczynając od kilkunastu Hz, a kończąc na wysokich mikrofalach o częstotliwości kilkudziesięciu GHz. Dla uporządkowania wykorzystania widma elektromagnetycznego, określono pasma częstotliwości przeznaczone dla stosowania w różnych dziedzinach. Najszerszy zakres częstotliwości przewidziano na potrzeby radiokomunikacji (co jest zrozumiałe), ale wydzielono również tzw. pasma ISM (ang. Industrial, Scientific, Medical) przeznaczone dla zastosowań gospodarczych, przemysłowych, medycznych i naukowych. Rys. 1 przedstawia umowny podział widma elektromagnetycznego oraz reprezentatywne urządzenia będące źródłami PEM w poszczególnych zakresach. Ograniczono się do urządzeń stosowanych w gospodarstwach domowych oraz życiu codziennym, całkowicie pomijając urządzenia medyczne, przemysłowe i profesjonalne systemy radiokomunikacyjne, w tym telefonię komórkową, ponieważ te źródła nie są przedmiotem niniejszego opracowania. Chronologicznie najwcześniej pojawiły się źródła związane z elektroenergetyką. W tym zakresie dominuje składowa magnetyczna PEM o częstotliwości 50 Hz i jej harmoniczne. Podstawowym źródłem pola są transformatory zasilające różne urządzenia. Analizując pole rozproszone od transformatorów, można zauważyć pewną pozytywną prawidłowość: im transformator jest większej mocy, tym jego konstrukcja minimalizuje pole rozproszone. Wynika to z chęci ograniczenia strat, a przy okazji ogranicza się emisje PEM do środowiska. Wraz z rozwojem techniki impulsowej, w latach 80-tych XX wieku rozpoczęło się zastępowanie zasilaczy transformatorowych zasilaczami impulsowymi. Początkowo zasilacze impulsowe pracowały z częstotliwościami przełączania ok. 0 khz, obecnie częstotliwość ta wzrosła nawet do kilkuset kiloherców. Zastosowanie wyższych częstotliwości pracy pozwoliło na zmniejszenie wielkości transformatorów, co zmniejszyło pole rozproszone, a konieczność spełnienia wymagań kompatybilności elektromagnetycznej dodatkowo przyczyniła się do ograniczenia emisji PEM. Efektem rozpowszechnienia techniki impulsowej jest 49

50 również pojawienie się tzw. świetlówek energooszczędnych, w otoczeniu których dominuje składowa elektryczna PEM z zakresu VLF. Rys. 1. Podział widma elektromagnetycznego wraz z przykładowymi urządzeniami pracującymi w poszczególnych pasmach Kolejną dziedziną, w której energia elektromagnetyczna odgrywa coraz większą rolę, jest grzejnictwo kuchenne. Popularne niegdyś kuchenki elektryczne zastąpiły ceramiczne płyty grzejne, ale zasada pracy pozostała niezmieniona oparta na grzałce oporowej. Pod koniec lat 90-tych do kuchni wkroczyły kuchenki mikrofalowe pracujące w paśmie,45 GHz, a ostatnie lata to coraz większy wzrost popularności kuchenek indukcyjnych. W tym przypadku pasmo pracy zawiera się między 0 a 80 khz. Odbiorniki telewizyjne oraz monitory ekranowe to grupa urządzeń, której rozwój pod kątem redukcji emisji pola elektromagnetycznego poszedł dwutorowo: w przypadku monitorów komputerowych już pod koniec lat 80-tych wprowadzono ostre normy pod ogólnym hasłem low radiation [1,] i ze względów komercyjnych bardzo szybko większość monitorów dostępnych na rynku normy te spełniało. Odbiorniki telewizyjne tym normom nie podlegają, co widać w wynikach pomiarów telewizorów. Podstawowym źródłem PEM w telewizorach i monitorach jest układ odchylania poziomego o częstotliwości podstawowej od 15,5 khz dla odbiorników telewizyjnych do ponad 100 khz dla monitorów komputerowych. Problem ostatecznie rozwiązało wprowadzenie na rynek monitorów i telewizorów LCD, w otoczeniu których natężenia PEM jest znacznie mniejsze niż dla odbiorników kineskopowych. W paśmie radiofal i mikrofal w powszechnym użyciu dominują dwa rodzaje urządzeń: analogowe telefony bezprzewodowe starszej generacji lub nowsze cyfrowe pracujące w standardzie DECT oraz radiotelefony - popularnie określane mianem walkie-talkie. Najnowsze mikrofalowe źródła PEM związane są z systemami transmisji danych. Stanowią je lokalne bezprzewodowe sieci komputerowe w standardzie Wi-Fi oraz system Bluetooth zastępujący coraz częściej kable połączeniowe między różnymi urządzeniami, np. pomiędzy telefonem komórkowym a słuchawką bezprzewodową. Zmiany w technologiach stosowanych w telefonii komórkowej pozwoliły operatorom na oferowanie dostępu do Internetu przez sieć GSM/UMTS i rozwiązanie to, zwłaszcza ze względu no wygodę użytkowania, zyskuje na popularności, a modem radiowy przyłączony do komputera staje się kolejnym źródłem PEM w gospodarstwie domowym. Osobną klasą urządzeń są elektroniczne systemy antykradzieżowe (EAS Electronic Article Surveillance) powszechnie stosowane w większości sklepów. Wykorzystują rozmaite rozwiązania i pracują w różnych zakresach częstotliwości. Bez względu na użytą technologię, ich budowa pozostaje niezmienna: bramka montowana przy wyjściu (np. sklepu) emitująca pole elektromagnetyczne oraz specjalne transpondery mocowane na produktach, które umieszczone w polu bramki zmieniają jego parametry, co prowadzi do detekcji i wywołania sygnału alarmowego. 50

51 3. Poziomy PEM w otoczeniu wybranych źródeł Wyniki pomiarów w otoczeniu niektórych źródeł PEM występujących w środowisku komunalnym można znaleźć w literaturze [3,4,5,6]. Wyniki własnych pomiarów, zwłaszcza urządzeń, które niedawno pojawiły się w powszechnym użyciu, przedstawiono w Tabeli 1. Wynikiem pomiaru jest wartość skuteczna natężenia składowej elektrycznej E lub magnetycznej H pola elektromagnetycznego odniesiona do całego cyklu pracy urządzenia. Pomiary wykonywano w takich warunkach pracy urządzeń (zgodnych z instrukcją obsługi), aby uzyskać największą emisję PEM. Pomiar podstawowy wykonywano w odległości 15 cm od obudowy urządzeń lub w odległości, przy której natężenie PEM osiągało wartość dopuszczalną zgodnie z [8], pomiar uzupełniający w takiej odległości, przy której natężenie pola osiągało wartość 0,5 A/m dla składowej magnetycznej z zakresu ELF oraz 1 V/m dla zakresu radio- i mikrofal. 4. Podsumowanie Dynamiczny rozwój techniki spowodował, że w środowisku komunalnym i gospodarstwach domowych występuje ogromna liczba źródeł pola elektromagnetycznego. Generalnie, jak wynika z literatury i z przedstawionych w niniejszej pracy przykładów, pole elektromagnetyczne w otoczeniu tych urządzeń nie przekracza wartości dopuszczalnych polskimi przepisami dotyczącymi ochrony środowiska. Należy jednak pamiętać o prawidłowej eksploatacji źródeł PEM. Na przykład niewskazane jest uruchamianie pustej kuchenki mikrofalowej w takim przypadku natężenie PEM w jej otoczeniu może być nawet 4 razy większe niż przy pracy kuchenki choćby ze szklanką wody lub innym wsadem. Działając zgodnie z zasadą ALARA (As Low As Reasonably Achievable) można zalecić zwracanie uwagi na ograniczanie ekspozycji na PEM pochodzące od źródeł w gospodarstwie domowym, np. zasilaczy transformatorowych nie umieszczać przy łóżku, bazę telefonu DECT umieścić z dala od miejsc, gdzie się najczęściej przebywa, nie przyglądać się z bliska pracującej kuchence mikrofalowej, jeżeli to możliwe, korzystać z przewodowych sieci komputerowych, nie używać niehomologowanych i przerabianych urządzeń będących źródłami PEM. Tabela 1. Wyniki pomiarów w otoczeniu wybranych źródeł PEM Źródło Pasmo Częstotliwość Składowa PEM Natężenie odległość od źródła Zasilacz transformatorowy małej mocy wtyczkowy ELF 50 Hz H H Ceramiczna płyta grzejna Płyta grzejna indukcyjna VLF 0 80 khz (maleje ze wzrostem mocy) ELF 50 Hz H H H H A/m 15 cm 0,5 A/m 35 cm 4-6 A/m 15 cm nad polem grzejnym <0,8 A/m 15 cm przed płytą grzejną 0,65 0,85 A/m 15 cm nad polem grzejnym 0,45 0,8 A/m 15 cm przed płytą grzejną, małe i duże pole grzejne Telewizor z kineskopem 9 VLF 15,5 khz H H E 0,35 A/m -15 cm przed ekranem 0,9 A/m 15 cm nad obudową (nad cewkami odchylania) 0-40 V/m 15 cm przed ekranem Telewizor LCD 3 VLF 33 khz E < 10 V/m, H< 0,1 A/m w okolicy zasilacza impulsowego Świetlówka kompaktowa energooszędna Pilot zdalnego sterowania zabawek VLF 45 khz H E Radiofale 7 MHz, 40 MHz E <0,0 A/m 15 cm od obudowy 0-30 V/m 15 cm od obudowy 3-5 V/m 15 cm od anteny 51

52 Źródło Pasmo Częstotliwość Składowa PEM Natężenie odległość od źródła Pilot od autoalarmu, Mikrofale 315 MHz, E 0,4 1 V/m 15 cm od obudowy sterowania bramą itp. 433 MHz Walkie Talkie (moc znamionowa 0,5 W) Mikrofale 446 MHz E E E 10 V/m 15 cm od anteny 7 V/m 0 cm od anteny 1 V/m 130 cm od anteny Mikrofalowa czujka ruchu, np. przy drzwiach otwieranych automatycznie Mikrofale 0,86 GHz lub,4 GHz Telefon DECT Mikrofale 1,9 GHz E E E Bluetooth Mikrofale,4 GHz E Wi-Fi Mikrofale,4 GHz E E Kuchenka mikrofalowa (z wsadem 0,5 litra wody) Mikrofale ELF E E E E E,45 GHz E E H H 3 V/m 15cm od czujki 1 V/m 40 cm od czujki 1 V/m 15cm od słuchawki 4 V/m 15 cm od bazy telefonu 1 V/m do 80 cm od bazy telefonu < 0,8 V/m 15 cm transmisja danych między telefonami komórkowymi < 0,4 V/m 15 cm od słuchawki bezprzewodowej Bluetooth telefonu komórkowego 4 V/m 15 cm od obudowy laptopa, 1V/m - wartość maksymalna wzdłuż osi ciała osoby korzystającej z laptopa 5 V/m 15 cm od anteny domowego routera Wi-Fi 1 V/m 50-70cm od anteny domowego routera Wi-Fi 5-10 V/m 15 cm od obudowy kuchenki 1 V/m do 170 cm od obudowy kuchenki 56 A/m 15 cm od obudowy kuchenki 0,5 A/m do 150 cm od obudowy kuchenki Literatura [1] MPR National Board for Measurement and Testing, Sweden. Report MPR 1990:8, Test methods for Visual Display Units , MPR 1990:10, Users Handbook for Evaluating Visual Dispray Units, [] TCO 99 Certification TCO The Swedish Confederation of Professional Employees. Report No. 1. Requirements and test methods for environmental labeling of displays (CRTA); Report No.. Requirements and test methods for environmental labeling of display (flat), Stockholm, [3] P. Mamrot, M. Zmyslony, P. Politanski, H. Aniołczyk, Ocena bezpieczeństwa zabawek - ze szczególnym uwzględnieniem bezpieczeństwa elektromagnetycznego - w świetle obowiązujących przepisów - badania wstępne. MP, 005; 56(1):19-4 [4] H. Aniołczyk (red.), Pola elektromagnetyczne: źródła - oddziaływanie - ochrona, IMP im. prof. J. Nofera, Łódź, 000 [5] K. Gryz, J. Karpowicz, Pola elektromagnetyczne w środowisku pracy. Seria Zarządzanie bezpieczeństwem i higieną pracy. Red. nauk. D. Koradecka, Warszawa, CIOP 000 [6] S. Marzec, Pole elektromagnetyczne elektrycznych źródeł światła Warsztaty IMP, Łódź 010 [7] Rozporządzenie Ministra Środowiska z r. w sprawie dopuszczalnych poziomów pól elektromagnetycznych w środowisku oraz sposobów sprawdzania dotrzymania tych poziomów (Dz.U. z 003 Nr 19, poz. 1883) 5

53 THE INDIRECT SUPPRESSIVE EFFECT OF THE ELECTROMAGNETIC FIELD (EMF) ON ANALGESIC EFFECT OF THE OPIOID DRUG (TRAMADOL) Paweł Bodera 1, Bożena Antkowiak 1, Wanda Stankiewicz 1, Jarosław Kieliszek 1, Jaromir Sobiech 1, Andrzej Krawczyk, Andrzej Wojdas 3 1 Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 3 Wojskowy Instytut Medyczny, Klinika Otolaryngologii, Streszczenie. Celem pracy doświadczalnej było przedstawienie nowego modelu badawczego służącego do oceny modyfikacji działania opioidowego leku przeciwbólowego (tramadol) pod wpływem czynnika fizycznego, jakim jest pole elektromagnetyczne. Mechanizm działania zastosowanego leku polega na powinowactwie do receptora opioidowego μ oraz pośrednim oddziaływaniu na kanały jonowe np. wapniowe. Abstract. Our research work is dedicated to describing a new investigational model concerning the influence of a physical factor (electromagnetic field) on the mode of action of analgesic opioid drug (tramadol). The used drug has affinity to mu-opioid receptors, by the indirect influence on some ion receptors eg. Calcium channels. Keywords: electromagnetic field, calcium channels, inflammation, pain perception, tramadol Słowa kluczowe: pole elektromagnetyczne, kanały wapniowe, stan zapalny, odczuwanie bólu, tramadol Introduction It is well known that a biological system exposed to a physical stimulus is able to detect its presence and to modify its own biological activity depending on the characteristics of the applied stimulus such as mechanic, electric or magnetic. From a physical point of view, EMFs can be classified according to their frequency/ wavelength along the spectrum of electromagnetic radiation. Despite growing and consistent evidence some form of magnetotherapy may be effective in treating pain [1]. There is no assertion in the available literature that the RF electromagnetic field can directly influence the molecular equilibrium among ionotropic transmembrane receptors. The understanding of cytokine action on neuronal excitability in pain processing is currently still emerging. Our understanding of this issue is that the external influence on ion channels (EMF) would be reflected by an elevated cytokine level, which could be easily investigated in an irradiated rats model, where the inflammation is artificially generated (CFA). We take into account that cytokine action on neuronal excitability depends on their action on ion channels. Cytokine action can be acute, by modulation of posttranslational modification and immediate activity of ion channels subunits or sustained, by modulation of expression of specific genes. Being aware that cytokines regulate the acute and long-term changes in voltage-gated and ligand-gated ion channels, we would like to posit a new idea that there is a feedback between these cytokines and the subunits of ion channels. 53

54 Material and Methods Animals Experiments were performed on male Wistar rats weighing 0-50g purchased from Center of Experimental Medicine (Medical University of Bialystok, Poland). Animals were housed in cages on a standard 1:1 h light/dark cycle. Water and food were available ad libitum until rats were transported to the laboratory approximately 1 h before experiments. All behavioral testing was performed between 9:00 am and 4:00 pm and the animals were used only once. Animal care and handling procedures were in accordance with the guidelines of the International Association for the Study of Pain (IASP) on the use of animals in pain research and the protocol was approved by the IV Local Ethics Committee for Animal Experimentation in Warsaw. Thermal nociception Assessment of thermal nociception was performed using plantar test by Hargreaves method (Hargreaves et al., 1988). To measure paw withdrawal response to noxious heat stimuli, each animal was placed in a Plexiglas chamber on a glass plate located above a light box. Radiant heat from a Model 336 Analgesia Meter (IITC, Inc./Life Science Instruments, Woodland Hills, CA, USA) was applied by aiming a beam of light through a hole in the light box through the glass plate to the middle of the plantar surface of each hind paw []. When the animal lifted its foot, the light beam was turned off. The length of time between the start of the light beam and the foot lift was defined as the paw withdrawal latency (PWL). Each trial was repeated times at 5-min intervals for each paw. A cut-off time of 0 s was used to avoid paw tissue damage. Drugs Complete Freund s Adjuvant (CFA; heat killed Mycobacterium tuberculosis suspended in paraffin oil, 1 mg/ml) was purchased from Sigma-Aldrich. Tramdol hydrochloride (Tramal, Grünenthal, Germany) was used in the form of injectable solution in aqua pro injectione. Tramadol is an analgesic drug that is used broadly worldwide, but its mechanisms of action have not been fully elucidated [3]. Experimental procedures Rats were exposed in pairs at the frequency of 1500 MHz and field strength of 90 V/m. The propagation vector of the incident wave was parallel to the long axis of the animal s body. Each pair was given 15 minutes exposure. The same number of rats were sham-exposed with no voltage applied to the field generator. In order to assess the influence of electromagnetic field (EMF) exposure on pain threshold to thermal stimulus and thermal hyperalgesia, PWLs were measured in control saline-treated animals and after inflammatory state induction (n=10). Persistent inflammation was elicited with CFA injected into the plantar surface of the left hind paw in 0.1 ml volume 4 hours before testing. EMF in 1.5 and GHz frequency and 90V/m intensity was applied once for 15 minutes. During particular EMF exposure two rats were placed in Plexiglas enclosures positioned centrally, 1 meter from the EMF source. Immediately before EMF exposure rats were inraperitoneally injected with tramadol (TRAM) in the 0 mg/kg dose or vehicle in the 1 ml/kg volume. Left PWLs to thermal stimulus were measured 30 and 60 minutes after TRAM injection. 54

55 Fig. 1. Paw withdrawal latency to thermal stimulus in control group (control) and with paw inflammation (CFA), after 30 and 60 minutes after tramadol injection in 0mg/kg dose (CFA+TRAM), before and after electromagnetic field exposure (CFA+EMF) alone or together with tramadol injection (CFA+TRAM+EMF). Results PWLs in healthy rats EMF exposure did not markedly influence nociceptive threshold to thermal stimulus in healthy animals. Although antinociceptive effect at 30 min of TRAM injection was reduced, there was no significant difference in PWLs between TRAM treated rats with and without EMF exposure (Fig. 1). PWLs in rats with paw inflammation CFA injection elicited thermal hyperalgesia and PWLs reduction by 47,4 (p<0.001) and 41% (p<0.001) in the first and second measurement, respectiely. EMF exposure did not influence PWLs in rats with paw inflammation. Application of TRAM induced marked antihyperalgesic effect. PWLs in both measurements did not significantly differ from basic results and those from control group. 55

56 Statistics Statistical calculations were designed to compare all investigated groups among themselves as well as with the control group. R language and environment for statistical computing and graphics was used to performing all presented calculations [4]. Conclusion Electromagnetic field exposure in 1,5GHz frequency and 90V/m intensity did not markedly influence nociceptive threshold to thermal stimuli both in normal and pathological state, however it decreased efficacy of tramadol by shortening the duration of its antihyperalgesic action in conditions of tissue inflammation. References [1] Wolsko P.M., Eisenberg D.M., Simon L.S., Davis R.B., Walleczek J., Mayo-Smith M., Kaptchuk T.J., Phillips R.S. Double-blind placebo-controlled trial of static magnets for the treatment of osteoarthritis of the knee: results of a pilot study. Altern Ther Health Med 004;10: [] Hargreaves K, Dubner R, Brown F, Flores C, Joris J. A new and sensitive method for measuring thermal nociception in cutaneous hyperalgesia. Pain.1988; 3: [3] Minami K., Uezono Y., Ueta Y. Pharmacological Aspects of the Effects of Tramadol on G-Protein Coupled Receptors, Journal of Pharmacological Sciences. 007; 103, 3,53-60 [4] R: language and environment for statistical computing and graphics. 56

57 57 ODKSZTAŁCENIE WSADÓW RUROWYCH WYBRANYCH MATERIAŁÓW W PROCESIE ELEKTRODYNAMICZNEGO FORMOWANIA METALI Borys Borowik Politechnika Częstochowska, Instytut Technologii Maszyn i Automatyzacji Produkcji Wstęp W przypadku kształtowania przewodzącego wsadu rurowego impulsowe pole magnetyczne jest polem zewnętrznym w stosunku do rury ma jedną składową wzdłuż osi z ) (t H 1 ) (t H zew z z zew, w którym składowa natężenia pola magnetycznego wzdłuż osi z ) )1(t t sin( e H ) (t H t 0 zew z (1) Przy kształtowaniu metali impulsowym polem magnetycznym i liczeniu odkształcenia zasadniczym problemem jest wyznaczenie rozkładu czasowo przestrzennego rozkładu natężenia pola magnetycznego H III (r,t) w kształtowanym elemencie[1,]. Odkształcenie Po wyznaczeniu pola magnetycznego i ciśnienia[3-9], odkształcenie x liczone od powierzchni wsadu do jego środka wyraża się wzorem p t 0 p ) x(t d t sin e p, gdzie ] p p t sin [ e d p ) x( t 0 p t 0 () Stąd prędkośc odkształcenia t p p e t sin t cos ) ( t x 0 p t w (3) oraz odkształcenie 0 p t w t p p 1 t e 1 8 t sin t cos 1 ) ( t x (4) Względna gęstośc powierzchniowa energii wyraża się wzorem

58 e kw cost sin t e ( t ) 4 1 t p p p 0 t (5) Przy określonej energii e k0 wyznaczy się tym samym energię e k (t R ), która jest jednocześnie energią kinetyczną po odkształceniu plastycznym R w kierunku promieniowym. Gdyby wtedy układ wsad matryca został pozbawiony matrycy, to energia ta spowodowałaby dalsze odkształcanie wsadu o odkształcenie plastyczne r zgodnie ze wzorem e k ( t R p d ) r p p r, R sr ek ( t R ) r (7) p p Zatem odkształcenie całkowite w takim przypadku (formowanie swobodne) określone jest następującym wzorem x R r (8). Wnioski Przyjmując następujące wartości wielkości startowych: odkształcenie plastyczne ΔR = 10-3 m, grubość ścianki wsadu rurowego d = 10-3 m, promień wewnętrzny wsadu rurowego R 1 = 10 - m, masa właściwa aluminium ρ = kg m -3,naprężenie na granicy plastyczności dla aluminium ζ p = 4, Pa, masa właściwa miedzi ρ = 8, kg m -3,naprężenie na granicy plastyczności dla miedzi ζ p = 0, Pa i zmieniając wielkość pola magnetycznego i pulsacji otrzymujemy: Aluminium Miedź H 0 [A m -1 ] ω [rad s -1 ] η [s -1 ] Δx [m] H 0 [A m -1 ] ω [rad s -1 ] η [s -1 ] Δx [m] 1, , , , , , , , , , , , , , , , , , , Literatura [1] Dobrogowski J., Kołaczkowski Z., Tychowski F., Tłoczenie metali impulsowym polem magnetycznym, PWN, Warszawa Poznań 1979 [] Batygin Y. V., Daehn. G. S., The pulse magnetic fields for progressive technologies. Ohio State University., Kharkov Columbus 1999 [3] Krakowski M., Elektrotechnika Teoretyczna Tom. pole elektromagnetyczne, PWN, Warszawa 1995 [4] Piątek Z., Power emited inside a conducting cylinder placed in longitudinal uniform transient magnetic field, Acta Techn. CSAV, 004 pp [5] Piątek Z., Borowik B., Electromagnetic field in a cylindrical conductor in the process of metal forming using impulse magnetic field., XXVII IC SPETO, 005 pp [6] Borowik B., Pole elektromagnetyczne, siły ponderomotoryczne, ciśnienie, energia i moc w rurowych wsadach przewodzących w procesie kształtowania impulsowym polem magnetycznym, rozprawa doktorska, Częstochowa 006 [7] Tegopoulos J. A., Kriezis E. E,, Eddy Currents in Linear Conducting Media. Elsevier., New York

59 [8] Osiowski J., Zarys rachunku operatorowego, WNT, Warszawa 1965 [9] McLachlan N., Funkcje Bessela dla inżynierów, PWN, Warszawa 1964 [10] Leroy M., Renaud J. Y.: Formage électromagnétique. Techniques de l Ingénieur, Traité Mécanique et Chaleur, B 758 (0), 1980, [11] Derski W., Podstawy teorii sprężystości. PWN, Warszawa

60 ANALIZA METADANYCH OBRAZÓW MEDYCZNYCH W DIAGNOSTYCZNYCH SYSTEMACH KOMPUTEROWYCH Liliana Byczkowska-Lipińska, Agnieszka Wosiak Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki Zastosowanie technologii informatycznych w medycynie znacząco wpłynęło na poprawę stanu opieki zdrowotnej. Początkowo systemy informatyczne w służbie zdrowia stanowiły pomoc dla czynności administracyjnych, dopiero w dalszej kolejności wdrażano systemy diagnostyczne. Obecnie, dzięki środkom informatycznym, dokumentacja medyczna dotycząca pacjentów może być na bieżąco dostępna wszystkim autoryzowanym użytkownikom w postaci systemów EMR (Electronic Medical Record), EHR (Electronic Health Record) oraz PHR (Personal Health Record). Specyficznym typem dokumentacji medycznej są obrazy medyczne pochodzące między innymi z badań. tomograficznych (CT), rezonansu elektromagnetycznego (MRI) oraz ultrasonografii. Pozyskanie informacji z obrazów medycznych może znacząco poprawić jakość diagnozy medycznej, co sprawia, że implementacja funkcji związanych z obrazowaniem medycznym w komputerowych systemach diagnostyki medycznej jest wskazana, a nawet konieczna. Gromadzenie i przechowywanie obrazów z badań obecnie nie stanowi problemu przy zastosowaniu niemal dowolnego systemu bazodanowego, jednak analiza tego typu informacji jest zagadnieniem złożonym, które wymaga znacznie bardziej zaawansowanych technik informatycznych. Popularność technik multimedialnych w różnych dziedzinach życia, w szczególności obrazowanie medyczne w systemach diagnostycznych, spowodowała rozwój multimedialnych baz danych. Zastosowanie rozwiązań, jakie dają multimedialne bazy danych, może ułatwić implementację modułu obsługującego obrazowanie medyczne. W praktyce w dalszym ciągu wiele systemów zarządzania relacyjnymi bazami danych nie stosuje wbudowanych typów i metod dających możliwość projektowania multimedialnych baz danych. Wymusza to na użytkownikach implementację własnych rozwiązań [1, 3, 6]. Również nie wszystkie urządzenia medyczne stosowane w służbie zdrowia, dostosowane są do standardu DICOM, co utrudnia pracę w ramach komputerowych systemów diagnostyki medycznej. Rozwiązania, wdrażane w ramach systemów informatycznych diagnostyki medycznej, uwzględniają zarówno rożne podejścia do przechowywania obrazów medycznych, jak i ich niejednolity standard. Stanowią wsparcie dla poszczególnych ośrodków, jednak w dalszym ciągu nie pozwalają na globalne zarządzanie zgromadzoną dokumentacją medyczną. Przeszukiwanie i porównywanie obiektów multimedialnych, w szczególności obrazów medycznych, wymaga pozyskania informacji o zawartości przechowywanej w obiekcie graficznym (metadanych). Ilość i rodzaj metadanych zależy od typu rozpatrywanych obiektów graficznych [7, 8]. Standard DICOM (Digital Imaging and Communications in Medicine) wydany przez National Electrical Manufacturers Association (NEMA), definiuje sposób przechowywania bitów danych składających się na obraz, jak również około 000 znaczników określających metadane związane z samym obrazem oraz informacjami dodatkowymi (m. in. dane pacjenta, studium przypadku). Ujednolicenie formatu metadanych zapewnia szybki dostęp do podstawowych informacji dotyczących obiektu graficznego. W pracy przedstawione zostały możliwości zastosowania w systemach diagnostyki medycznej wbudowanych w system zarządzania bazą danych typów, metod i funkcji, co znacząco ułatwia zarządzanie oraz analizę obrazów medycznych. Dane w standardzie DICOM mogą być przechowywane w tabelach, których kolumny stanowią: miniatura obrazu w formacie JPEG oraz dokumenty XML odpowiadające metadanym. Zapis metadanych obrazów DICOM w postaci typu XML oraz kolumn atrybutów, pozwala zastosować w odniesieniu do tych obiektów również inne mechanizmy bazodanowe: indeksy B-drzew, zapytania XPath oraz przeszukiwanie tekstowe i łączenie w ontologie. Analiza możliwości przeprowadzona została z zastosowaniem narzędzi Oracle Database [, 5]. 60

61 Literatura [1] CURTISE K. C. NG., ZHONGHUA SUN: Development of an online automatic computed radiography dose data mining program: a preliminary study, Computer methods and programs in biomedicine, vol. 97, pp: 48-5, 009 Elsevier Ireland Ltd [] GETTYS B., MAURO J.: Oracle Database 10g Release DICOM Medical Image Support, An Oracle White Paper, October 005 [3] GUTIERREZ MARTINEZ J., NUNEZ GAONA M. A., AGUIRRE MENESES H., DELGADO ESQUERRA R.E.: Design and Implementation of a Medical Image Viewing System Based on Software Engineering at Instituto Nacional de Rehabilitacion, PAHCE Conference, Mexico 009 [4] National Electrical Manufacturers Association: Digital Imaging and Communications in Medicine (DICOM), 009 [5] Oracle Multimedia DICOM Developer's Guide 11g Release (11.), Oracle Database Documentation Library [6] PREVEDELLO L., ANDIROLE K., HANSON R., KELLY P., KHORASANI R.: Bussiness Intelligence Tools for Radiology: Creating a Prototype Model Using Open Source Tools, Journal of Digital Imaging, vol. 3 No, April 010 [7] PRYCZEK M., TOMCZYK A., SZCZEPANIAK P. S.: Active Partition Based Medical Image Understanding with Self-Organised Competitive Spatch Eduction, Journal of Applied Computer Science, Vol. 18, No., 010, pp [8] STASIAK B., YATSYMIRSKYY M.: Frequency Domain Methods for Content-Based Image Retrieval in Multimedia Databases, Methods and Supporting Technologies for Data Analysis, D. Zakrzewska, E. Menasalvas, L. Byczkowska-Lipinska (Eds), Springer 009, pp

62 WYSOKOGRADIENTOWY SEPARATOR MAGNETYCZNY W ZASTOSOWANIU DO ROZDZIELANIA I WZBOGACANIA GAZÓW Antoni Cieśla Katedra Elektrotechniki i Elektroenergetyki AGH Kraków Streszczenie Separacja gazów to jedna z podstawowych technik uzyskiwania czystych gazów niezbędnych w wielu procesach przemysłowych. Czyste gazy stosowane są praktycznie we wszystkich obszarach związanych z ochroną środowiska, produkcją, spalaniem i tp. Separacja magnetyczna to jeden ze sposobów wydzielania danego gazu z ich mieszaniny, przy pomocy niejednorodnego pola magnetycznego. Wykorzystuje się zatem siłę magnetoforezy działającą na poszczególne składniki gazu, które charakteryzują się różnymi właściwościami magnetycznymi. 1. Wprowadzenie Z uwagi na duże zapotrzebowanie na czyste gazy poszukuje się ciągle nowych rozwiązań mających na celu obniżenie kosztów ich pozyskiwania. Niektóre gazy można uzyskać bezpośrednio z powietrza atmosferycznego. Jedną z metod pozwalających na zrealizowanie tego celu jest separacja magnetyczna bazująca na wykorzystaniu silnie niejednorodnego pola magnetycznego na składniki gazu różniące się właściwościami magnetycznymi. Przykładem takich gazów jest tlen (paramagnetyk) i azot (diamagnetyk) [1].Cząstki tlenu powinny być zatem wciągane w obszar niejednorodnego pola, zaś diamagnetyki (cząstki azotu) wypychane z tego obszaru. Powinien nastąpić zatem zamierzony efekt wzbogacania powietrza w tlen.. Wysokogradientowy separator magnetyczny (OGMS) w zastosowaniu do separacji gazów Dla osiągnięcia postawionego celu: separacji gazów, można wykorzystać magnetyczne separatory odchylające. W obszarze działania silnie niejednorodnego pola wytwarzanego przez różnego typu uzwojenia (np. uzwojenia kwadrupolowe, walcowe itp.), następuje proces separacji. Zasadę działania tego typu separatora przedstawiono schematycznie na rysunkach 1a, 1b oraz rysunku. Przedmiotem analizy jest wysokogradientowy separator odchylający (w literaturze anglosaskiej ten typ separatora nazwano OGMS Open Gradient Magnetic Separator). 6

63 obszar pola magnetycznego XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 a) b) F m x θ z F g Rys.1. Działanie separatora odchylającego (a), idea odchylania cząstek o określonych właściwościach magnetycznych siłami pola magnetycznego (b), Rys.. Schemat ideowy separatora odchylającego Rysunek 3 przedstawia schematycznie ideę rozdzielania składników o różnych właściwościach magnetycznych w separatorze odchylającym. x y Rys. 3. Schemat przepływu strumienia gazu przez niejednorodne pole magnetyczne Rys. 4. Projekt stanowiska do badań separacji gazów Analiza sił działających na drobiny gazu (siła magnetyczna, dynamicznego oporu ośrodka), prowadzi do wyznaczenia odchylenia cząstek paramagnetycznych ze strugi przepływającego gazu []: R Bx x vxt t 9 0 gdzie: R promień cząsteczki, średnia podatnością cząstek magnetycznych, B x składowa wektora indukcji pola magnetycznego, dynamiczna lepkość ośrodka (gazu), 0 przenikalność magnetyczna, t czas przeznaczony na przejście cząsteczki magnetycznej przez pole magnetyczne. Z równania (1) wynika, że odchylenie od początkowej drogi jest proporcjonalne do kwadratu indukcji magnetycznej i czasu t. Regulując tymi dwoma zmiennymi, możliwe jest kontrolowanie migracji cząstek magnetycznych w kanale, a więc skuteczne prowadzenie procesu separacji. Na rysunku 4 pokazano projekt stanowiska do prowadzenia badań mających na celu wzbogacenie powietrza w tlen. Stanowisko wyposażone będzie w czujniki mierzące przepływ powietrza, jego temperaturę, ciśnienie, prąd zasilania elektromagnesu, poziom ciekłego helu (w przypadku elektromagnesu nadprzewodnikowego). (1) 63

64 3. Podsumowanie Przedmiotem rozważań artykułu jest aplikacja separatora odchylającego (OGMS) do separacji gazów, a w szczególności wzbogacania powietrza w tlen. Analizując właściwości składników gazu (powietrza) można postawić tezę, że proces taki jest możliwy przy stworzeniu odpowiednich warunków: laminarny przepływ strugi gazu z określoną prędkością przez obszar pola magnetycznego, duża wartość indukcji pola magnetycznego i duża jego niejednorodność. Projekt stanowiska do prowadzenia stosownych badań przedstawiono na rysunku 4. Literatura [1] Romer R.: Miernictwo przemysłowe, PWN Warszawa 1970 [] Oh-Taek Son, Jong Wook Roh, Suk-Heung Song, Jae-Sung Park, Wooyoung Lee, Hyo-ll Jung: Continuous Micro-Magnetophoretic Separation using a Dipole Magnetic Field, Biochip Journal, Vol., No. 3, pp , September

65 SEPARACJA CZĄSTEK METODĄ DIELEKTROFOREZY Katarzyna Ciosk Politechnika Świętokrzyska, Wydział Elektrotechniki, Automatyki i Informatyki Dielektroforeza (DEP) jest zjawiskiem ruchu cząstek dielektrycznych pod wpływem niejednorodnego pola elektrycznego. Nie naładowane cząstki dielektryczne umieszczone w polu elektrycznym ulegają polaryzacji stając się dipolami. Wartość i kierunek tych indukowanych dipoli zależy od parametrów pola elektrycznego, wymiarów i struktury cząstki oraz właściwości dielektrycznych cząstki i ośrodka [1]. W jednorodnym polu elektrycznym cząstka nie porusza się ze względu na równowagę sił po obu stronach cząstki, natomiast w niejednorodnym polu powstaje siła wprawiająca cząstkę w ruch. Zjawisko to jest obserwowane w polach wytworzonych zarówno prądem stałym jak i zmiennym. Niejednorodność może dotyczyć wartości pola lub fazy. Siła DEP działająca na cząstkę w polu elektrycznym można obliczyć za pomocą wzoru [5]: F DEP ( t) ( m( t) ) E( t) (1) gdzie m(t) jest momentem dipolowym, a E wartością wektora pola elektrycznego. W klasycznej dielektroforezie wywołanej gradientem pola średnia wartość siły wynosi: F DEP 1 m Re( fcm ) E () gdzie m jest przenikalnością ośrodka, wspólczynnikiem zależnym od geometrii cząstki, a f CM współczynnikiem Clausius-Mossottiego (CM). Współczynnik f CM jest liczbą zespoloną i dla jednorodnej sferycznej cząstki ma postać: f CM p m (3) p p jest zespoloną przenikalnością cząstki. Siła DEP zależy od gradientu pola. Pole o odpowiednim gradiencie wytwarza się za pomocą elektrod o różnych wymiarach i kształtach. Cząstki w takim polu mogą być przyciągane w kierunku elektrody (pdep) lub odpychane (ndep). Termin DEP został wprowadzony w 1951 roku przez Pohla po zaobserwowaniu ruchu cząsteczek grafitu i niklu w polu elektrycznym pomiędzy dwiema koncentrycznymi cylindrycznymi elektrodami [1]. Od tamtej pory trwają badania nad DEP. W ciągu ostatnich 10 lat około 000 publikacji poświecono teorii, technologii i najnowszym zastosowaniom dielektroforezy. Obecnie około trzech czwartych spośród 300 publikacji naukowych dotyczących DEP publikowanych co roku jest ukierunkowane na zastosowania praktyczne. Dielektroforeza ma potencjalnie szeroki obszar zastosowań, zwłaszcza w mikroskali. Obecnie teoria i technologia są na tyle zaawansowane, aby dielektroforeza mogła być stosowana zarówno w przemyśle np. do oddzielania cząstek mineralnych, mikro-polerowania, m 65

66 manipulacji i montażu mikro-komponentów, jak i w dziedzinach biomedycznych: biosensorów, terapii komórkowej, leków, diagnostyki medycznej, do transportu i segregacji komórek. Możliwość stosowania DEP jako narzędzia do manipulowania nanocząstkami wykorzystuje się w biologii, medycynie i mikroelektronice []. Ciągły postęp w technologii obejmuje rozwój skomplikowanych kształtów elektrod, nowych materiałów (np. polimery silikonowe) oraz metod wytwarzania. Większą siłę DEP można uzyskać przez zmianę kształtu i zmniejszenie wielkości elektrody. Możliwość wytwarzania elektrod rzędu mikronów, uczyniła DEP bardziej praktyczną, ponieważ napięcie konieczne do uzyskania użytecznych sił działających na małe cząstki zmniejszyło się z kilkudziesięciu kilowoltów do kilku woltów. Do zasilania elektrod zwykle stosuje się napięcie zmienne o częstotliwości radiowej. Za pomocą dielektroforezy można separować cząstki. Siły DEP mogą być wykorzystane do przechwytywania i uwalniania cząstek w systemach skali mikro. Jeden ze sposobów oparty jest na pdep, w którym wybrane cząsteczki są zatrzymywane za pomocą sił na elektrodach, a pozostałe cząstki przedostają się dalej przez kanał i gromadzone są w zbiorniku [4, 5]. Częściej jednak do separacji cząstek wykorzystuje się połączenie sił DEP i hydrodynamicznych sił oporu tak, by cząstki były odpychane od elektrod i unoszone w kanale. Na różne cząsteczki działają siły różnej wielkości i lewitują one na różnych wysokościach. Dodatkowo różne cząstki poruszają się z różną prędkością. Wszystko to daje możliwość oddzielania różnych typów cząstek w jednym procesie. Technika ta znana jest jako FFF [5]. Bardzo ważnym zagadnieniem jest separacja komórek. Obecnie, najbardziej powszechnie stosowane metody separacji komórek są uzależnione od istnienia specyficznych antygenów na powierzchni komórek oraz sond do tych antygenów. Nieodwracalne mocowanie znaczników do komórek może wpływać na zachowanie komórek. W celu uniknięcia możliwych zakłóceń lub w przypadku braku znacznika, niezbędne do identyfikacji komórek i manipulacji nimi są metody alternatywne. Otwiera to potencjalnie ważne zastosowania DEP jako narzędzia w badaniach nad komórkami [3, 4]. Siła DEP zależy od rozmiarów komórek oraz własności wewnętrznych. Również wiek komórek, skażenie chemiczne, wzrost temperatury prowadzi do wyraźnych różnic w ich ruchu pod wpływem DEP. DEP ma wiele zalet w zastosowaniach biomedycznych. Stosując ją można: separować komórki w celu ich identyfikacji, separować komórki bez konieczności oznakowania biochemicznego lub modyfikacji, separować rzadkie komórki unikając utraty komórek, separować żywe komórki bez uszkodzeń biologicznych lub przy minimalnym uszkodzeniu, szybko tworzyć próbki posortowanych komórek. Literatura [1] Pohl H. A.: Dielectrophoresis, Cambridge Univesty Press, 1978 [] Pethig R.: Dielectrophoresis: Status of the theory, technology, and applications, Biomicrofluidics 4, 010 [3] Pethig R., Menachery A., Pells S., De Sousa P.: Dielectrophoresis: A Review of Applications for Stem Cell Research, Journal of Biomedicine and Biotechnology, Volume 010 [4] Yang F.at al: Dielectrophoretic separation of colorectal cancer cells, Biomicrofluidics 4, 010 Zang C. at al: Dielectrophoresis for manipulation of micro/nano particles in microfluidic systems, Analytical and bioanalytical chemistry, vol. 396, no. 1, pp

67 A NEW DESIGN OF LOW COST ENERGY EFFICIENT SINGLE PHASE BRUSHLESS DC MOTOR Goga Cvetkovkski 1, Paul Lefley, Lidija Petkovska 1, Saeed Ahmed 1 Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering & Information Technologies, Skopje, Macedonia University of Leicester, Department of Electrical Engineering, Leicester, UK Introduction The problem of design optimisation of motors sometimes arises because of the stiff competition among manufacturers to produce a motor giving the same performance but at a reduced cost. Sometimes the application requires a motor of certain weight or shape that has to satisfy given requirements. In general the optimal design of electrical machines is a complex multi-variable, non-linear and constrained optimisation problem. The non-linear nature of the active materials, together with the discreteness of some design parameters, renders the task of optimisation a mixed real number programming problem. A reasonably simplified form of the design procedure may be attacked by various approaches accumulated into two main topics: classical optimisation techniques (deterministic methods) versus genetic algorithm (stochastic methods). Researchers have used classical (usually gradient based) optimisation techniques for this task for a long time. However, recently, evolutionary computation techniques such as Genetic Algorithms (GA) have been used for optimisation procedures. These methods are claimed to be more successful in converging to a global maximum/minimum, whilst avoiding the local ones. Also, they avoid the problem of starting the search from a suitable feasible solution, often encountered in classical optimisation techniques. Therefore, in this study, the authors of the paper decided to use the genetic algorithm as a search tool in the optimal design of a single phase brushless DC motor SPBLDCM. The optimal design programme GA-ODEM (Genetic Algorithm for Optimal Design of Electrical Machines) [1] uses the Genetic Algorithm as an optimisation tool. The design variables are presented as vectors of floating-point numbers. The search starts from a randomly created population of strings representing the chromosomes and reaches the optimum solution after a certain number of generations by applying genetic operations. The search can continue indefinitely. Therefore, a stopping rule is necessary 'to tell' the algorithm when it is time to stop. This is achieved in many different ways and is also user and problem dependent. Some of the possible methods are; to fix the number of generations and to use the best individual of all generations as the optimum result; or, to fix the time elapsed and to select the optimum result similarly; or to let the entire population converge on to an average fitness within some error margin. The stopping rule applied in the GA-ODEM programme is the number of generations. Genetic Algorithm Optimal Design Motor Model Description The efficiency of the motor is selected as an objective function of the optimisation, because efficiency and energy saving are topics of current interest. The motor efficiency is calculated analytically in the optimisation process. The general aim of the single phase brushless DC motor optimal design is to obtain a motor with maximised efficiency while satisfying certain performance, as magnetic and geometric constraints. The design optimisation is performed on 67

68 a prototype, with previously defined topology of a four pole single phase brushless DC motor with rated voltage, 300 V, and speed, 1500 rpm []. The motor is with concentrated windings mounted on the asymmetrical stator poles and has 4 permanent magnets with B r =1.13 T mounted on the rotor. A D partial cross-section presentation of the prototype motor and some of the optimisation parameters is shown in Figure 1. It should be mentioned that the motor has an asymmetrical air gap, which is made by modifying the small stator poles, and the rotor permanent magnets. According to the design characteristics of the SPBLDCM, some of the parameters are chosen to be constant and some to be variable, such as: outside radius of the rotor iron core R ro, permanent magnet radial length l m, air-gap between the rotor PM and stator poles g, opening between the stator poles b so, axial length of the motor L, and radius of the stator winding single wire r cu. All the other geometrical parameters are determined as function of the optimisation parameters. The efficiency of the motor, as an objective function of the optimisation can be presented with the following equation: efficiency T m T m P P Cu Fe P s (1) where: T-rated torque, ω m -rated speed, P Cu -ohmic power losses, P Fe -core losses and P s -other constant losses calculated from no load test of the machine. The optimal design process of the single phase brushless DC motor is a maximisation problem of the objective function, where the torque is one of the constraints. The convergence of the efficiency of the motor as an objective function during the GA optimisation search for generations is shown in Fig.. Fig. 1. SPBLDCM optimisation parameter presentation Fig.. GA search efficiency change during generations Optimisation Results The values of the optimisation parameters including the efficiency of the basic and the optimised motor solution are presented in Table 1 in order to be able to compare the two solutions some specific parameters of the prototype and of the GA optimal solution are shown in Table. 68

69 Table 1. Comparative Data of the Two Models Optimisation GA SPBLDCM Basic Model parameters Solution R ro (m) l m (m) g (m) b so (m) L (m) r cu (m) Efficiency (/) Table. Initial motor and GA solution data comparison Parameters Description Initial Motor GA Solution N (/) total number of turns of stator winding X n (m) gap between the pole shoe and the stator inner radius X c (m) stator pole shoe thickness, stator back iron thickness X p (m) stator pole width R so (m) stator outside radius I ph (A) phase current R ph (ohm) phase resistance P Cu (W) ohmic losses P Fe (W) iron losses (/) efficiency In the full version of the paper a more detailed presentation of the GA optimisation procedure will be presented. The comparison analysis of the optimised solution and the basic model is going to be based on the values of the optimisation objective function, on the values of the optimisation parameters, and on a sample of electric and magnetic parameters of the motor. The change of the value of the objective function and the optimisation parameters through the optimisation procedure is will also be presented. Finally the optimised solution and the prototype using the results of the D FEM magnetic field calculation are going to be analysed and compared. Performance characteristics, as magnetic field and air gap flux density distribution will be presented and analysed. References [1] G. Cvetkovski, L. Petkovska, S. Gair, "Genetic Algorithm Applied in Optimal Design of PM Disc Motor Using Specific Power as Objective", Chapter 13 of the Book Studies in Computational Intelligence - Computational Methods for the Innovative Design of Electrical Devices, Springer, 010, pp [] S. Ahmed and P. Lefley, "Development of a Single Phase PM BLDC Motor from a Novel Generic Model", in Proc th Spanish Portuguese Conference on Electrical Engineering 11CHLIE, Zaragoza, Spain, 009, pp

70 MOISTURE MEASUREMENT IN SOLID SAMPLES USING RAMAN SPECTROSCOPY Venco Čorluka 1, Željko Hederić 1, Miralem Hadžiselimović 1 Josip Juraj Strossmayer University of Osijek, Faculty of Electrical Engineering, Croatia University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia The main problem of this paper is to develop a device for measuring moisture in the near infrared region and explore opportunities of reflective method of measuring the solid samples. There are several equally used methods for measure of moisture content in solids and one with the most practical real-time usage is Raman spectroscopy. That is a spectroscopic technique used to provide information about vibrational, rotational and other low frequency transitions in molecules. It relies on inelastic scattering of monochromatic light, usually from a laser in the visible, near infrared, or near ultraviolet range. Inelastic scattering means that the frequency of photons in monochromatic light changes upon interaction with a sample. Photon of the laser light are absorbed by the sample and then reemitted with frequency shifted up or down in comparison with original monochromatic frequency, which is called the Raman effect. Method of direct measurement of the characteristic frequency is based on fact that if the sample is irradiated with infrared light, then those frequencies which correspond to the energy of the vibrational modes are absorbed. This absorption is what infrared absorption spectroscopy measure. For Raman scattering the sample is irradiated with visible light, and a very small proportion is scattered inelastically. In this case the incident photon gives up a small part of its energy to a vibrational mode, and the difference between the incident and inelastically scattered radiation gives information about the energies of the vibrational modes. Fig. 1. Vibrational modes of water the water molecule possesses two mirror vertical planes and one axis The Raman effect can be understood as a scattering process of photons on molecules. If the scattering occurs without change in the energy of the incident photon, the interaction is called elastic or Rayleigh scattering16, and if it involves a change of this energy, inelastic or Raman scattering. The change in the kinetic energy of the molecule caused by the scattering process is: M h( o ') (1) ( o ' ) The photon energy of the scattered light may be smaller, equal to or larger than that of the incident radiation. If the energy is smaller - this implies that the initial energy level was lower than the final level. The difference energy is used to induce a transition from the vibrational level k to level m. This corresponds to the Stokes lines in the Raman spectrum. If the photon energy does not change - it means that the energy levels of the molecule before and after the 70

71 collision are the same, and Rayleigh scattering occurs. Finally, if the photon energy increases the additional energy is due to a transition from a higher vibrational level k to a lower level m, and the process contributes to the anti-stokes lines. Due to its unique advantages over other analytical techniques make Raman spectroscopy an ideal tool for chemical analysis. It requiring no special sample preparation and it is a nondestructive and noncontacting method of obtaining the fingerprint spectrum of materials, because it can analyze samples via sample plastic bags, glass vials, and in aqueous solution. It does not require a large amount of a sample to do analysis; the sample can be as small as 1 µm across. A short amount of measuring time, normally a few seconds, is required to obtain a Raman spectrum. Thus, it can be used to monitor chemical reactions in real time. There are four basic components of what a typical Raman system consists (Fig. ): an excitation source, optics for sample illumination, double monochromator and a signal processing system. Fig.. Schematic of a Raman system Measured Raman spectrums of the soil sample (Fig. 3), furthermore, have to be compared to norm spectrum of water (Fig. 4). As it is shown on vibrational modes of water (Fig. 1), in Raman spectrum of water it is noticeable the bands of symmetric stretching (ν 1 =365 cm -1 ), an asymmetric stretching (ν 3 =3756 cm -1 ) and a symmetric bending (ν =1595 cm -1 ). The complete Raman spectrum of the soil sample that has been tested has three bands in the region cm -1 (Fig. 3). Two OH bands are observed at 3355 and 3583 cm -1. The band at 3355 cm -1 is assigned as an OH vibrational mode in their samples, which contain only 16% moisture. Fig. 3 Raman spectrum of soil sample with 16% moisture that has been tested in the region cm -1 Fig. 4. Raman spectrum of water is norm spectrum The method selected for measurements in this work depends on a variety of factors such as accuracy, cost, and ease of use. In opposite to those classical methods of monitoring soil moisture, the best advantage of Raman spectroscopy is real time measurement that gives digital spectrum which is easy to process and convert in any suitable format and the best example of that is newest lunar exploration, which will be presented in the full paper. 71

72 References [1] Lee, W. S., Sanchez, J. F., Mylavarapu, R. S., Choe, J. S. Estimating Chemical properties of Florida soils using spectral reflectance. Agricultural and Biological Engineering Department University of Florida, Gainesville, Florida, Trans. ASAE 46(5), pp , (003). [] Long, D. A. Raman Spectrometry. London, McGraw-Hill International Book Company, (1977). [3] Svanberg, S. Atomic and molecular spectroscopy Basic aspects and practical applications. Springer Verlag, Heidelberg, (004). 7

73 IMPACT OF THE THREE-PHASE TRANSFORMER TOPOLOGY ON THE LEAKAGE INDUCTANCE Mihail Digalovski, Lidija Petkovska Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies, Macedonia Introduction In the paper is presented an analysis of the impact of the transformer topology on the leakage inductance, by using the D electromagnetic field analysis. For an existing three-phase transformer, several simulation models with variable topology are developed, and the respective leakage inductance is numerically calculated. The obtained results are presented in Tables and on graphs, which are afterward analysed. The object of study is a three phase distribution transformer from the production programme of 'EMO' transformers factory (Ohrid, Macedonia), type ETN 50-10/0.4, with winding configuration Yz n 5; in the paper it is aceepted as original model. The rated data of the transformer are: S n =50 kva; U 1 /U =10/0,4 kv; I 1 /I =,89/7, A; u kn =4 %; f n =50 Hz; p=±x,5 %; Yz n 5. Methodology At the beginning, the original topology of the three-leg core-type transformer is studied. The proposed methodology is developed basing on the application of the Finite Element Method (FEM) in two-dimensional domain. For numerical calculations of the magnetic field of the transformer, it is used FEMM 4. code. The corresponding simulation FEM model, by matching the transformer geometry and the properties of the used materials, is developed. Two new topologies from the original transformer model are derived; they are subject to the following requests: to keep same volume of the magnetic core; induced back EMF in windings to remain unchanged. The first request is satisfied by a simultaneous change of the yoke length and leg height of the transformer core. Keeping the same value of the induced back EMF means to retain the same number of turns per phase winding, without changing the leg cross-section. However, in order to avoid problems of placing the windings, the window openings where they are laid, should remain the same as in the original model; hence, the shape of the winding's coils in the new developed topologies will be accordingly changed. If the height of the transformer core is increased, its width has to be decreased, and vice-versa; wider core will mean lower legs. In the magnetic field theory, there exist several approaches to inductance calculation. In the paper, computational procedure for determination the leakage inductance L ζ of the transformer windings is based on the magnetic energy stored in the regions carrying currents, i.e. in the winding domains. The following expression is derived: A J dv V L (H) (1) I 73

74 The computed FEM results, for the leakage inductance of the original transformer model, are compared with the experimentally obtained ones from the testing protocol; thus the accuracy of simulation model is verified. Once the model is accepted as correct and accurate, it will be implemented for simulations of new developed topologies, without any need results to be proved by measurements; hence, the determined values of the leakage inductance are considered as relevant. In order to check the leakage reactance values in all three models, starting from the widely accepted equation in the transformer design X P f h n W 1 a b 3 (), () for this particular object, it is derived the expression for calculation the leakage inductance as a function of only two variables X ζ = f(h,w), where H is the height, and W is the width of windings. W 146,5 W 1518,75 X,5998 (). (3) H The procedure will be elaborated in detail, in the full manuscript. Results The numerical FEM calculations are carried out by using the D FEM software. Actually, the problem is more 3D than D, and the three-dimensional effects of the transformer topology have to be taken into consideration when developing the FEM transformer model. The D planar model, shown in Fig. 1, is the best fitted to the transformer geometry. The timeharmonic FEM approach, at rated frequency f n =50 Hz, is employed. The description of the transformer model will be presented in the full paper. The leakage inductance of the windings is calculated from the operating regime at bolted short circuit at transformer terminals. The 3D domain of the transformer is included by field calculations across two mutually orthogonal planes X-Y and Z-Y. The corresponding magnetic flux distribution in the both planes is presented in Fig. and Fig. 3. The measured leakage inductance, together with the numerically determined from eq. (1), including the two components is presented in Table 1. The results show very good agreement. Fig. 1. FEM model of the transformer Fig.. Leakage fluxes in X-Y plane 74

75 Xs - Leakage Reactance XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 Leakage Reactance= f (Width ; Height) H - Height of winding W - Width of winding Fig. 3. Leakage fluxes in Z-Y plane Fig. 4. Three-dimensional graph of function X ζ =f(h,w) In Fig. 4 is presented the dependence X ζ =f(h,w), calculated from eq. (3), whilst in Table are given comparatively, the values of X ζ for the three analysed transformer topologies. Considering the results for the original model in the first row of Table, and comparing them with the measured ones from the Table 1, it is obvious that not only the FEM methodology, but also the derived analytical expression for determination the leakage reactance, eq. (3), show very close results. More details on these issues, including the conclusions, will be presented in the full paper. Table.1. Comparison of leakage inductance in the original model of the transformer Value Method L ζx-y (H) L ζz-y (H) L ζ =L ζx-y +L ζx-y (H) X ζ =πfl ζ (Ω) Measured / / FEMM Table.. Computational results for X ζ Method FEMM Analytical Deviation Value/Model X ζ (Ω) - I model (original TR) 69,87 70,14 0,38 % X ζ (Ω) - II model 106,3 116,14 8,45 % X ζ (Ω) - III model 37,37 34, -9,7 % References [1] Mihail Digalovski, Lidija Petkovska, "Finite Element Analysis of Electromagnetic Phenomena in a Small Three Phase Transformer", Proceedings of XII International Conference on Electrical Machines, Drives and Power Systems ELMA'008, Vol. 1, pp , Sofia, Bulgaria, 008. [] Meeker, D. Finite Element Method Magnetics_FEMM. User s Manual. V 4., 007: 75

76 MONOLITHIC MODEL OF INDUCTION HEATING OF A THIN CONDUCTIVE PLATE WITH RESPECTING THERMOELASTICITY Ivo Dolezel, Petr Kropik, Bohus Ulrych University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering Czech Republic The process of induction heating is mostly modeled by the spatial and temporal distributions of magnetic vector potential A and temperature T. This approach, however, can fail when solving electro-thermal problems characterized by geometrically incommensurable dimensions of some structural elements. This is typical for selected planar structures such as thin plates and pipes. The authors published [1] an alternative model of the problem based on electric vector potential T. This work improves the model (all nonlinearities are taken into account) and includes also the effect of thermoelasticity influencing geometry of the investigated plate. Consider a nonferromagnetic, electrically conductive plate of surface 1 and boundary, whose thickness 0 and electrical conductivity is el. The plate is locally (in an area 1) exposed by a time variable external magnetic field B ext t, see Fig. 1. B ext (t) z y el P n J ind (t) 1 x 0 Fig.. Basic arrangement of the investigated system The basic equation for electric vector potential T in the plate reads [1] 1 T Bext curl curl T 0 (1) el t t whose right-hand side is known. The currents induced in the plate are characterized by density Jind curlt () and density of the corresponding volumetric losses are expressed by the formula w J ind / el J. (3) 76

77 The nonstationary temperature field produced by the heat losses the equation T divgrad T c wj t w J is generally described by denotes the thermal conductivity, stands for the specific mass and c is the specific heat. The solution of the thermoelastic problem is described by the Lamé equation in the form T grad div u u 3 grad T f 0, (5) where 0, 0 are coefficients associated with material parameters by the relations E E,. (6) Here E denotes the modulus of elasticity and is the Poisson coefficient of the transverse contraction. Finally u represents the displacement vector, T is the coefficient of the linear thermal dilatability of material and f stands for the vector of the internal volumetric forces (for example of electromagnetic or gravitational origin). The computations were carried out by own software. The coupled partial differential equations describing the electromagnetic and temperature fields are solved by the finite difference method using explicit approximations of accuracy O r t. The algorithm was tested on a circular aluminum disk of radius r 0.1m that is exposed in a circular region of smaller radius r1 0.0 by external harmonic magnetic field B r, t z B r, t. Here B t B sin πft ext 0 z,ext z,ext 0, where B 0 and frequency f may vary within some range. For illustration, Fig shows the dependence of the radial displacement u r on the amplitude B 0 of the external magnetic field. The thin lines show its time evolution at radius r 1 (for B0 0.50, 0.75, 1.00 T); the thick lines depict the same quantity at radius r. (4) ur (10 5 m) I. II. III. IV. V. VI t (s) Fig. 17. Dependencies of radial displacements u r on amplitude B 0 of the external magnetic field ( r m, m, f 50 Hz): I. B T, r r1, II. B T, r r1, 77

78 III. B T, r r1, I. B T, r r, II. B T, r r, VI. B T, r r Acknowledgment This work was supported by the European Regional Development Fund and Ministry of Education, Youth and Sports of the Czech Republic (project No. CZ.1.05/.1.00/ : Regional Innovation Centre for Electrical Engineering RICE) and by Grant projects GACR P10/11/0498 and GACR 10/09/1305. References [1] I. Dolezel, P. Kropik, B. Ulrych: T-Potential Based Model of Induction Heating of Thin Conductive Plates in Hard-Coupled Formulation. Przeglad Elektrotechn. 87(3), 011, pp

79 DOBÓR MIAR ODLEGŁOŚCI W HIERARCHICZNYCH METODACH WYKRYWANIA WYJĄTKÓW Agnieszka Duraj 1, Andrzej Krawczyk 1 Politechnika Łódzka, Instytut Informatyki Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny W procesie podejmowania decyzji opieramy się na przybliżonych zasadach działania zachowania się obiektów. Znamy naturę zjawisk, pewne zależności heurystyczne. Zbieranie wszelkiego rodzaju informacji oraz gromadzenie danych ma duże znaczenie, jest to bowiem wstęp do zdobywania wiedzy. Obecnie człowiek jest zalewany strumieniami informacji, których nie jest w stanie szybko przeanalizować. Pozyskiwaniem wiedzy z dużych baz danych zajmuje się dziedzina wiedzy zwana eksploracją danych (ang. Data mining), która ma charakter interdyscyplinarny obejmujący zagadnienia związane zarówno z teorią informacji, uczeniem maszynowym, jak i lingwistyką, czy też statystyką. Obejmuje ona kierunki badań dotyczące choćby reguł asocjacyjnych, klasyfikowania, grupowania, regresji, analizy szeregów czasowych a także wykrywania wyjątków. Metody wykrywania wyjątków w zbiorach danych, traktowane jako różnego rodzaju anomalie, powstałe np. z powodu mechanicznego uszkodzenia, zmiany w zachowaniu systemu, czy choćby poprzez naturalny błąd człowieka, są stosowane już od wielu lat. Jak się jednak wydaje, ten problem badawczy jest bardzo istotny i nadal aktualny. Wykrycie wyjątków może zidentyfikować defekty, usunąć zanieczyszczenia danych a przede wszystkim stanowi podstawę w procesach podejmowania decyzji. Zjawisko detekcji szczególnych cech obiektu wyjątków, jako problem badawczy, dotyczy wielu dziedzin życia np. finansów i bankowości, medycyny i biomedycyny, ubezpieczeń, przemysłu telekomunikacyjnego, różnych działów gospodarki (marketingu i produkcji), itp. i obejmuje szerokie spektrum technik. Zobacz choćby prace [1,], które stanowią krótki przegląd tych metod. W niniejszym opracowaniu zajmujemy się detekcją wyjątków w oparciu o zagadnienie grupowania danych (ang. Clusters Analysis). Grupowanie danych, zgodnie z [3], jest to identyfikacja naturalnych grup, w których obiekty podobne do siebie są umieszczane w jednej grupie, natomiast obiekty znacznie się różniące w różnych grupach. Grupowanie, jako uczenie bez nadzoru, stanowi pierwszy krok do lepszego poznania danego zbioru obserwacji. Biorąc pod uwagę kryterium sposobu przetwarzania danych metody grupowania można podzielić na: Metody optymalizacyjno-iteracyjne. Są to np. np. algorytm K-średnich (ang. K-means) oraz K-mediana (ang. K-medoids). Metody hierarchiczne, w których w zależności od sposobu tworzenia hierarchii wyróżnia się metody aglomeracyjne i deglomeracyjne (podziałowe). Metody analizy skupień. Metody oparte o teorię grafów, Metody oparte o sieci neuronowe Metody oparte o algorytmy genetyczne. W niniejszym opracowaniu autorzy omawiają hierarchiczne aglomeracyjne metody grupowania danych, które polegają na tworzeniu nowych klastrów poprzez łączenie klastrów 79

80 już istniejących w oparciu o odległości między nimi. Zgodnie z powyższą uproszczoną definicją wymagają one zdefiniowania funkcji miary odległości (miary bliskości), oznaczonej d(x,y). Najczęściej wykorzystywanymi miarami w literaturze przedmiotu są m.in.: miara euklidesowa, Manhatan, Minkowskiego, Czebyszewa ale także Mahalanobiusa, Sebestyena, itd. Autorzy wielu prac stosując wybrane algorytmy grupowania nie podają warunków wyboru miary odległości. Zastosowanie różnych miar może spowodować uzyskanie innych wyników grupowania, czy też klasyfikacji. Jest to związane z współmonotonicznością miar. Własność ta powoduje, iż odległość między obiektami pomierzona na dwa sposoby nie jest proporcjonalna. Oczywistym wydaje się także fakt, iż podniesienie do kwadratu miary odległości (d (x,y)) powoduje zwiększenie różnicy między bardziej odległymi obiektami w stosunku do różnic między bliskimi obiektami, zaś zastosowanie odwrotnie. W pracy podajemy wyniki przeprowadzonych badań własnych związanych z doborem funkcji odległości. Literatura [1] Duraj A., Krawczyk A., Finding outliers for large medical datasets, Przegląd Elektrotechniczny (Electrical Review), ISSN , R. 86 NR 1/010, pp [] Hodge V.J., Austin J., A Survey of Outlier Detection Methodologies, Artificial Intelligence Review, Volume, 004, pp [3] Jain A. K., Murty M. N., Flynn P. J., Data clustering: a review, ACM Computing Surveys, 31(3):64 33,

81 THE HISTORY OF HYPERTHERMIA AND THE ATTEMPTS OF UTILIZING IT IN ELECTROTHERAPY Piotr Gas AGH University of Science and Technology Department of Electrical and Power Control Engineering Kraków Hyperthermia as a method of treating cancer has a long history, dating back to around 3000 B.C. The so-called Edwin Smith papyrus states that ancient Egyptians used hot blades and sticks to treat breast cancer [14]. Many physicians from ancient Greece and Rome shared a belief that knowing how to control the human body temperature could allow them to cure all diseases, including malignant tumors, which were well-known and described in that time [9]. For example, Hippocrates ( B.C.), the Greek philosopher and scientist, postulated that a disease that cannot be cured with iron, can be cured with fire, and Celsius (1st century A.D.), the Roman physician, described hot baths to be helpful against many illnesses [10]. The first paper on hyperthermia was published in 1886 by a German surgeon W. Bush. He described the case of a 43-year-old woman with sarcoma that developed on her face and disappeared after fever caused by erysipelas []. The same observation was made by a young American surgeon W. B. Coley in 1891, who thereupon developed a toxin with bacteria which causes erysipelas with its typical fever [3]. He is thereby called the father of the modern use of hyperthermia. Next was F. Westermark, who tried to treat an inoperable cancer of the cervix uterine by using high-temperature circulating water [15]. The first electromagnetic cancer treatment was performed as early as the beginning of the 19th century. The first use of electric-field heating for controlling the cancer took place in 1800 [13]. Since that time there was considerable competition among contemporary researches for recognition as being the first to apply electricity for heating tissue. However, the most famous person who established the basis for capacitive and inductive heating of tissue was a French physicist and physiologist Jacques-Arsene d'arsonvel. Devices which he developed were very popular at the turn of the 19th and 0th century and widely used against many diseases [5]. In the early 0th century, due to an inadequate development of heating methods and temperature measurement techniques, as well as the lack of positive clinical results, the consent for treatment using hyperthermia was withdrawn. Since that time, traditional surgical methods as well as radiotherapy and chemotherapy began to dominate in the treatment of tumors [11]. In 1909 G. Schwarz described and in 1910 Muller performed thermopenetration that was heating the tissue without destroying it in order to increase its blood supply [9]. Then Schwartz observed that hyperthermia in combination with radiotherapy is beneficial. Because of these results the revival of interest in hyperthermia was observed after Word World II. Technical revolution in the heat therapy occurred when the microwave heating techniques have been developed and applied in medicine. They were the better options in the local heating of tumors, including ones located deep in the human body. 81

82 Worldwide interest in hyperthermia had become the starting point for organizing the International Symposium on Cancer Therapy by Hyperthermia and Radiation in Washington, D.C. (USA) in Other similar congresses took place in Essen (Germany) in 1977, and in Fort Collins (Colorado, USA) in Since then, the International Symposium on Hyperthermic Oncology has been held every four years. In 1981 the North American Hyperthermia Society was created and two years later the European Hyperthermia Institute was formed. In Japan, hyperthermia research started in 1978 and the Japanese Society of Hyperthermia Oncology was established in In 1985 the North American Hyperthermia Society, together with the European Society for Hyperthermic Oncology and the Japanese Society of Hyperthermic Oncology cooperatively founded the International Journal of Hyperthermia and adopted it as their official journal. Currently, it is the most important periodical devoted to hyperthermia [6]. In 1988, by combining hyperthermia with modern knowledge of bioelectromagnetism and human physiology, a new direction in the fight against cancer called oncothermia was created, which is still being developed [1]. It is worth noting that in 010 the First International Symposium Oncothermia took place in Cologne (Germany) and the first issue of the Oncothermia Journal was published [7]. Since 1979 heating tissue for controlling cancer has become a widely used method in oncology clinics, hospitals, and cancer research centers. Clinical studies conducted in recent years confirm the effectiveness of hyperthermia, especially in combination with radiotherapy and/or chemotherapy [4, 1]. Scientists are still looking for new techniques that will make hyperthermia a simpler, safer, more effective and widely available method for patients. The use of nanotechnology in hyperthermia treatment e.g., magnetic fluid hyperthermia, which is currently under experimentation, seems particularly promising [8]. References [1] Andocs G, Szasz O, Szasz A., Oncothermia treatment of cancer: from the laboratory to clinic, Electromagn Biol Med., 009, 8(): [] Bush W., Über den Finfl uss wetchen heftigere Eryspelen zuweilen auf organisierte Neubildungen dusuben. Verh Natruch Preuss Rhein Westphal 1886; 3: [3] Coley W.B., The treatment of malignant tumors by repeated inoculations of erysipelas with a report on ten original cases, Am J Med Sci, 1893; 105: [4] Falk MH, Issels RD. Hyperthermia in oncology. Invited review. Int J Hyperthermia 001; 17:1-18. [5] Geddes L.A., Retrospectroscope. d'arsonval, physician and inventor, IEEE Engineering in Medicine and Biology, 1999, Vol. 18, No. 4., pp [6] [7] [8] Johannsen M., Clinical hyperthermia of prostate cancer using magnetic nanoparticles: Presentation of a new interstitial technique, Int. J. Hyperthermia, 005, pp [9] Kapp D.S., Hahn G.M., Carlson R.W., Principles of hyperthermia. In: Bast R.C. Jr., Kufe D.W., Pollock R.E., Weichselbaum R.R., Holland J.F., Frei E.F., Editors. Cancer Medicine. Hamilton: Decker, 000. [10] Kleef R., Jonas W.B., Knogler W., Stenzinger W., Fever, cancer incidence and spontaneous remissions, Neuroimmunomodulation 001 [11] Vander Vorst A, Rosen A, Kotsuka Y., RF/Microwave Interaction with Biological Tissues, Wiley IEEE Press, 006. [1] Van der Zee J., Heating the patient: a promising approach?, Ann Oncol 00; 13: [13] A. Volta, On the electricity excited by the mere contact of conducting substances, Philos. Trans., [14] Watmough D.J., Ross W.M., Hyperthermia: Clinical and scientific aspects, Blackie and Son, Glasgow [15] Westermark F., Über die Behandlung des ulcerirenden Cervix carcinoma mittels Knonstanter Warme, Zentralbl Gynkol 1898;

83 INVERSE TASKS OF ELECTROMAGNETIC FIELD UTILIZING SENSITIVITY ANALYSIS IN THE TIME DOMAIN Konstanty M. Gawrylczyk Higher School of Technology and Economics in Szczecin Poland Abstract: In last years, the methods for material structure recognition using the modern CAD technology have made remarkable progress in achieving automatically optimum designs. The recognition and optimization of structure, are done in order to fine tune the optimum layout. For this aim, the measurements of desired field quantity for sufficient number of points have to be undertaken. Next, the inverse task, consisting in fact of repeated forward tasks, should be defined. In the simplest case, the gradient-free minimization problem, e.g. Hooke-Jeeves pattern search, may be posed. However, the calculation cost of the multiplied goal function evaluations is very high, and so we prefer gradient-based methods, ensuring much better convergence. The paper describes inverse task of recognition of electrical conductivity distribution, utilizing finite element method and sensitivity analysis for obtaining of Jacobian. Two methods of sensitivity evaluation are shown, basing on usual time-stepping and on semi-discrete analysis in the time-domain. Keywords Electromagnetism, Finite element analysis, Numerical analysis Problem definition Figure 1. Conductive area, where the conductivity will be evaluated Magnetic field, exciting eddy-currents in conductive area, is caused by the coil powered with impulse current. The measurement coil may be translated to different positions, registering the shape of induced voltage. Time-discretization of this voltage, done for different positions provides large number of measurement data, which may be utilized by the optimizing algorithm. Using non-harmonic excitation currents, we dispose with redundant number of measurement data. From this reason, the algorithms for solution of over-determined equations systems have to be adopted. Because of measurement errors, the task is often ill-posed. In this case we propose application of regularization with singular value decomposition (SVD) of equations matrix. As result we obtain conductivity distribution in finite elements of 83

84 conductive area. While the conductivity value inside finite elements remains constant, exactness of the recognition depends strongly from mesh refinement. Iterative algorithm In order to clarify the iterative algorithm, suppose the inverse task is to identify the structure of conductive material, and to that end with each of the C eddy current transducers were made N measurements. Number N will mean number of discrete time moments for which there was measured the transducer voltage with pulse excitation of a different shape. For the objective function we can then use the following definition of quadratic error: C N C N ( c) ( c) un un uv uv 1 1 c 1 n 1 v 1 where index v replaces indices c and n: v = (c 1) N + n. To determine the corrections vector, the sensitivity analysis is used. We define the following matrix called the sensitivity matrix S (obtaining of this matrix will be explained in full version of paper): u1 u M S u u C N CN... In the simplest case, the matrix S may be a square matrix with number of columns M = C N. This condition is practically easy to meet, because we can always choose the appropriate number of frequencies or the number of discretization time points. Usually, taking into account the frequencies or time discretization points, is left to the methods of solving of over-determined equation systems, providing an excess of measurement data and resulting in the 1 M matrix S in a rectangular form M < C N. The vector of conductivity corrections δγ can therefore be determined from the system of equations: T T SSδ γ S uu, or from: S δ γ uu u. The first of these formulas, is a system of M linear equations with M unknowns, while the second, system of C N equations with M unknowns, ie over-determined system., Recognition of conductivity distribution nearby crack This example shows the exploitation of sensitivity knowledge to identify the conductivity distribution inside the pipe wall. The eddy-current probe, consisting of three coils, moves inside the pipe with increments of.5 mm. In each position, the probe is excited and the voltage impulse in the measurement coil registered. For the purposes of simulation, this is equivalent to 17 locations for the probe (q = 17). The measurement was simulated with the help of FEM adding random 1% relative error. The search area consisted of 64 elements with a conductivity of γ = 10 7 S/m (Fig. a). This means that, in every iteration step, there were = sensitivity values calculated providing gradient information for iterative Gauss-Newton with TSVD algorithm. The conductivity distribution, as well as crack shape, was correctly identified after 8 iterations. 84

85 Figure. Identification process: a) assumed distribution of conductivity, b) initial distribution of conductivity, f) distribution after 8th iteration References [1] Gawrylczyk K.M., Kugler M. (006) Time domain sensitivity analysis of electromagnetic quantities utilizing FEM for the identification of material conductivity distributions, COMPEL, vol. 5, No. 3, pp [] Gawrylczyk K.M., Kugler M. (007), Sensitivity analysis of electromagnetic quantities by means of FETD and semi-discrete method, XII International Symposium on Electromagnetic Fields in Mechatronics, Electrical and Electronic Engineering (ISEF 007), Prague, Czech Republic. 85

86 IDENTYFIKACJA POLA ELEKTROMAGNETYCZNEGO W PRZESTRZENI POMIAROWEJ KOMORY GTEM Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Komora GTEM (ang. Gigahertz Tranverse Electro-Magnetic) jest uniwersalnym narzędziem służącym między innymi do prowadzenia badań w obszarach o równomiernym polu elektromagnetycznym typu TEM do częstotliwości przekraczającej kilka GHz oraz do badania emisyjności urządzeń elektronicznych i elektrycznych. Znajduje szczególne zastosowanie w badaniach z zakresu kompatybilności elektromagnetycznej. W pracy przeprowadzono identyfikację pola elektromagnetycznego w przestrzeni pomiarowej komory GTEM stosując metody obliczeniowe i pomiary praktyczne. Dla obliczenia wartości natężenia pola elektrycznego w przestrzeni pomiarowej została zastosowana metoda stałego natężenia pola zalecana przez nomy. Znormalizowana wartość składowej pionowej pola elektrycznego fali TEM w przestrzeni pomiarowej komory GTEM jest wyznaczana z równania, gdzie wartość ta zależy od wymiarów geometrycznych komory i jej impedancji falowej. Identyfikację pola w przestrzeni pomiarowej komory można przeprowadzić również pomiarowo. W pracy wyniki obliczeń teoretycznych porównano z pomiarami praktycznymi i przeliczono na równoważne wyniki badań poligonowych. Jednoportowa komora TEM zwana komorą GTEM (ang. Gigahertz Transverse Elektro- Magnetic) przeznaczona jest do badania emisyjności urządzeń elektronicznych i elektrycznych oraz oddziaływania pola elektromagnetycznego na urządzenia elektryczne i elektroniczne w zakresie częstotliwości przekraczającej kilka GHz. Została zaprojektowana w końcu lat osiemdziesiątych przez Koenigsteina i Hansena [1] i stanowi rozwinięcie komory TEM, ze względu na ograniczenia tej ostatniej w zakresie częstotliwości mikrofalowych. Jest ona faktycznie współosiowym przewodnikiem o przekroju prostokątnym rozchodzącym się w kształcie piramidy z punktu w wierzchołku którego, umieszczono wejście pomiarowe. Rolę ekranu pełni metalowa obudowa komory, natomiast znajdująca się wewnątrz obudowy pozioma płyta metalowa (zwana septum ) pełni rolę przewodu wewnętrznego. Pomiędzy septum a dolną ścianą obudowy komory znajduje się przestrzeń robocza, w której umieszczane są obiekty poddawane testom. Podstawowym rodzajem pola elektromagnetycznego w takiej komorze jest fala typu TEM (ang. Transverse Electro-Magnetic), w której wektor natężenia pola elektrycznego E i wektor natężenia pola magnetycznego H są do siebie prostopadłe oraz prostopadłe do kierunku rozchodzenia się fali [,3]. Przy propagacji fali TEM w komorze GTEM, składowa wektora pola elektrycznego wzdłuż osi y jest określone pomiędzy septum a podłogą (obudową) komory z równania: E y = U/h [V/m], gdzie h jest wysokością septum w miejscu położenia środka badanego obiektu (EUT ang. Equipment Under Test), U jest napięciem zasilającym komorę. Przestrzeo y pomiarowa x Port y Przewodnik wewnętrzny (septum) Ekran zewnętrzny (obudowa) Obciążenie 50 Ω EUT Przestrzeo pomiarowa Absorber z Rys. 1. Schemat komory GTEM 86

87 Odległość od osi x Emax(dBuV/m) XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 W konstrukcji komory zawarty został kompromis związany z rozdzieleniem rodzajów obciążenia dla różnych zakresów częstotliwości. Dla niższych częstotliwości jako obciążenie zastosowano specjalną matrycę rezystorową o wypadkowej rezystancji równej 50 []. Dla wyższych częstotliwości rolę obciążenia pełni materiał absorpcyjny (piramidalne absorbery) pokrywający tylną ścianę komory. Absorbery pochłaniają energię promieniowaną przez badane urządzenie, eliminując tym samym zjawisko odbicia płaskiej fali elektromagnetycznej od tylnej ściany komory. Zgodnie z przyjętymi normami [6] badania obiektów promieniujących w komorach GTEM sprowadza się do pomiaru mocy na wejściu komory dla kilku (zwykle trzech) położeń obiektu badanego w jej wnętrzu czyli pomiędzy septum a dolną ścianą obudowy. Pole elektromagnetyczne badanych urządzeń określa się najczęściej poprzez ustawienie rzeczywistych obiektów badanych w co najmniej trzech różnych, wzajemnie prostopadłych położeniach. Pozwala to na wyznaczenie pełnych charakterystyk promieniowania elektromagnetycznego badanych obiektów. Badanie urządzeń elektrycznych i elektronicznych poddawanych działaniu pola elektromagnetycznego wysokiej częstotliwości przeprowadzane jest również w komorze GTEM, która wtedy służy jako źródło pola elektrycznego wysokiej częstotliwości. Wtedy dla komory GTEM określana jest przestrzeń pomiarowa wewnątrz komory przy założeniu dokładności badawczej (zmiany wartości składowej pionowej wektora natężenia pola elektrycznego). Fizycznie przestrzeń badawcza uzależniona jest od wielkości komory jak i założonego dopuszczalnego spadku (zmiany) wartości składowej pionowej wektora natężenia pola elektrycznego [5]. Znormalizowana wartość (to jest odniesiona do wartości pola elektrycznego generowanego przez 1W mocy wejściowej) składowej pionowej y pola elektromagnetycznego można w przybliżeniu wyznaczyć za pomocą zależności [4]: m cosh( y) 0 a m m m e y Zc cos( x)sin( ) J0( y) a m m1,3,5 sinh( b) a a m a gdzie: m 1,3,5...,, [1/ m]; a [m] jest szerokością poprzecznego przekroju komory; b [m] jest szerokością szczeliny (między septum a ścianą komory); x, y położenie środka badanego obiektu (EUT) dla określonej wartości z, [m]; Z c jest impedancją charakterystyczną, J 0 x jest funkcją Bessela zerowego rzędu. 0,6 Obszar pomiarowy komory o zadanej dokładności eoy: 1dB db 3dB ,5 0,4 0,3 0, 0,1 0-0,4-0,18-0,1-0,06 0 0,06 0,1 0,18 0,4 Odległość od osi y (oś symetrii septum) w metrach MHz 70 60MHz 30MHz ,5-0,4-0,3-0, -0,1 0 0,1 0, 0,3 0,4 0,5 Odległość od osi y Rys.. Obliczone granice obszaru komory o określonym rozkładzie dokładności natężenia pola Rys. 3. Obliczony rozkład maksymalnego natężenia pola w komorze przy mocy 0,1 W na jej wejściu Wartość e 0y jest to znormalizowana (to jest odniesiona do wartości pola elektrycznego generowanego przez 1W mocy wejściowej) składowa wzdłuż osi y pola elektrycznego fali 87

88 Emax [db(uv/m)] XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 TEM w przestrzeni pomiarowej. Znormalizowaną wartość składowej pionowej y pola elektromagnetycznego można określić eksperymentalnie poprzez pomiar składowej pola elektrycznego E y [V/m] dla pustej komory w położeniu (x, y), odpowiadającemu położenia środka badanego obiektu (EUT), przy znanej mocy P i [W] na wejściu komory: E ( x, y) y e0 y, P m i Otrzymane wyniki pomiarowe powinny zostać odniesione do badań poligonowych [6], co realizowane jest za pomocą kłopotliwych procedur przeliczeniowych. Przeliczone wielkości pola elektromagnetycznego (komora poligon) pozwalają porównać wartości otrzymane z pomiarów w komorze z wielkościami pola elektromagnetycznego określanymi w normach [5] Polar. pozioma 30 Polar. pionowa Częstotliwość w MHz Rys 4. Przeliczenie wartości E max uzyskanych w komorze GTEM na wartości poligonowe dla różnych polaryzacji fali elektromagnetycznej. Wyniki identyfikacji pola elektrycznego generowanego w komorze GTEM przyprowadzone za pomocą metody stałego natężenia pola oraz za pomocą metody pomiarowej dały zbliżone wartości dla całego zakresu mierzonych częstotliwości. Literatura [1] Koenigstein D., Hansen D.; A new family of TEM-cells with enlarged bandwidth and optimized working volume, 7 th International Symposium and Technical Exhibition on Electromagnetic Compatibility, Zurich, Switzeland, Mar. 1987, p [] Więckowski T. W.; Badanie kompatybilności elektromagnetycznej urządzeń elektrycznych i elektronicznych, Oficyna Wydawnicza Politechniki Wrocławskiej, Wrocław 001. [3] Więckowski T.W., Jóskiewicz Z.M.; GTEM Cell in EMC Measurements, Summary, Proc. of the 13 th International Symposium on EMC, Wrocław 1996, p [4] Wilson P., Ma M.; Shielding measurements with a dual TEM cell, IEEE Trans. on Electromagnetic Compatibility, vol. EMC-7, no. 3 Aug. 1985, p [5] Woźnica T.; Wstępny pomiar zaburzeń radioelektrycznych w komorze GTEM z zastosowaniem analizatora widma: Przegląd Elektrotechniczny, R. 86, 010,Nr 3, s [6] PN-EN : 007 Kompatybilność elektromagnetyczna (EMC), Metody badań i pomiarów, Badania zaburzeń i odporności w falowodach TEM. 88

89 TRANSMISYJNA SYMETRYCZNA LINIA PASKOWA JAKO UKŁAD WYMUSZAJĄCY JEDNORODNE POLE ELEKTRYCZNE W ZAKRESIE CZĘSTOTLIWOŚCI RADIOWYCH Aleksander Gąsiorski, Zdzisław Posyłek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny W pracy przedstawiony został model transmisyjnej symetrycznej linii paskowej służącej do propagacji poprzecznej fali elektromagnetycznej (TEM) generującej jednorodne pole elektryczne o ściśle określonej wartości w celu prowadzenia wybranych badań kompatybilnościowych układów elektronicznych. Zastosowanie dwuwymiarowego modelu obliczeniowego linii umożliwiło analizę pola elektromagnetycznego w sposób uproszczony. Wychodząc z równań Maxwella wyprowadzono zależność na impedancję z uwzględnieniem wszystkich składowych pojemności jednostkowej symetrycznej linii paskowej. Wyprowadzone zależności posłużyły do budowy rzeczywistego modelu badawczego w postaci komory TEM w celu pomiarowej weryfikacji wyznaczonych teoretycznie wartości składowej pola elektrycznego. Obowiązujące ustawy związane z kompatybilnością elektromagnetyczną [7, 8] narzucają producentom przeprowadzanie między innymi badanie układów elektronicznych oraz urządzeń radiowych i telekomunikacyjnych oddziaływania zewnętrznego pola elektromagnetycznego (o wartościach podanych w przepisach normujących). Najprostszym w konstrukcji i najtańszym w produkcji urządzeniami generującymi równomiernie pole elektromagnetyczne TEM są prowadnice falowe takie jak symetryczne trójprzewodowe linie paskowe lub komory TEM. Ścisłe rozwiązanie zagadnienia symetrycznej linii paskowej dla skończonych wymiarów jest stosunkowo trudne [1,3]. W symetrycznej linii paskowej (rys.1), doskonale przewodzące zewnętrzne długie płyty metalowe umieszczone są równolegle względem siebie w stałej odległości d[m]. W geometrycznym środku między płytami zewnętrznymi umieszczono płaski, idealnie przewodzący przewód metalowy (elektrodę) o szerokości w[m] i grubości t[m] otoczony dielektrykiem o przenikalności dielektrycznej ε=ε 0 ε r [F/m]. Tak zbudowany transmisyjny tor o parametrach rozłożonych stanowi linię bezstratną. y d w t płyta z przewodząca x C b /4 C p / C b /4 Rys.1. Przekrój dielektryk poprzeczny symetrycznej linii paskowej. ε=ε 0 ε r przewodnik (elektroda) Rys.. Pojemności jednostkowe cząstkowe C występujące b /4 C w schemacie p / C zastępczym b /4 linii paskowej symetrycznej. 89

90 Pole elektromagnetyczne w linii paskowej opisują pierwsze i drugie równania Maxwella [5], a przyjęty prostokątny układu współrzędnych (rys. 1) pozwala na takie usytuowanie wektorów natężenia pola elektrycznego E [V/m] i natężenia pola magnetycznego H [A/m], aby posiadały one tylko po jednej niezerowej zespolonej składowej odpowiednio E i H. Można wykazać, że po przekształceniach równania Maxwella sprowadzają się do postaci równań toru transmisyjnego [1]. Częstotliwości rozpatrywanej tutaj fali elektromagnetycznej są poniżej częstotliwości odcięcia [] f o = c/w [Hz], gdzie c [m/s] jest prędkością światła. Całkowita pojemność jednostkowa linii paskowej symetrycznej (rys.) określona jest wzorem C p Cb w C 4 Cb, gdzie C b jest to jednostkowa pojemność brzegowa. 4 ( d t) Określenie impedancji charakterystycznej Zc dla linii paskowej symetrycznej pozwala na podanie pojemności brzegowych C b w funkcji ilorazów t/d oraz w/d: Z r 1 (1 ) c b t c(1 d Problem określenia pojemności brzegowej C t d w ) 4Zc0 d r [F/m] C b w transmisyjnej linii paskowej symetrycznej sprowadza się, zależnie od posiadanych możliwości konstrukcyjnych, do doboru wielkości geometrycznych (t/d) oraz (w/d). Dokładna analiza wartości pojemności brzegowej C b wymaga rozwiązania równania Laplace a z odpowiednimi warunkami brzegowymi [1]. Jeżeli grubość elektrody środkowej t jest pomijalnie mała, to dokładną wartość jednostkowej pojemności brzegowej C. można otrzymać przez zastosowanie metody przekształceń b konforemnych, natomiast dla t>0 przy użyciu metod aproksymacyjnych [3, 4]. Komora TEM (zwana komorą Crawforda) [, 6], stanowi w zasadzie rozszerzoną, na odcinku przestrzeni roboczej, linię paskową symetryczną. Zasila się ją z generatora wysokiej częstotliwości i na wyjściu dołącza do niej obciążenie o wartości równej impedancji falowej komory. Wartość natężenia pola elektrycznego E y, w osi symetrii komory w przestrzeni roboczej pomiędzy zewnętrzną górną ścianką przewodzącą a elektrodą środkową, wyznaczana jest z równania []: y x E y Pn Zo [V/m] d gdzie, P n [W] jest mocą czynną fali elektromagnetycznej wydzieloną na impedancji obciążenia, Z o [Ω] jest impedancją obciążenia w stanie dopasowania (równą impedancji falowej komory TEM) a d [m] jest odległością pomiędzy zewnętrznymi poziomymi ścianami komory. Na podstawie przeprowadzonych rozważań, na poniższych rysunkach pokazano zmiany jednostkowej pojemności brzegowej C b w funkcji ilorazu w/d w zależności od: grubości elektrody środkowej t (rys. 3), wartości względnej przenikalności elektrycznej wnętrza linii paskowej ε r (rys. 4) oraz od wybranych wartości impedancji charakterystycznych Z C. 90

91 Cb[pF/m] Cb[pF/m] Cb[pF/m] XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 t=0,5mm t=1mm t=10mm εr=1 εr=3 εr= ,5 0,7 0,9 w/d , 0,4 0,6 0,8 1 w/d Rys.4. Wykres zmian jednostkowej pojemności C b w funkcji ilorazu w/d dla Z c =50[Ω], ε r =1, dla kilku wartości grubości paska t Rys.3. Wykres zmian jednostkowej pojemności brzegowej C b w funkcji ilorazu w/d dla Z c =50[Ω], t/d=0.001, dla kilku wartości ε r przenikalności względnej wnętrza linii paskowej Zc=48 Zc=50 Zc=5 Zc= , 0,4 0,6 0,8 1 w/d Rys. 5. Wykres zmian jednostkowej pojemności brzegowej C b w funkcji ilorazu w/d dla t/d=0.001, ε r =1, w zależności od wybranych wartości impedancji charakterystycznych Z C. W praktycznych zastosowaniach symetrycznych linii paskowych zwykle d>>t, natomiast iloraz t/d wynosi ok. 0,001. Wówczas można przyjąć, że grubość przewodzącej elektrody (paska środkowego) nie wpływa w sposób istotny na pojemność jednostkową C b, której wartość zdecydowanie zależy od ilorazu w/d. Wraz ze wzrostem ilorazu w/d wartość pojemności jednostkowej linii paskowej maleje, szczególnie jeżeli dielektryk wypełniający linię paskową ma ε r >1. Z powyższego wynika, że największy wpływ jednostkowej pojemności brzegowej C b na parametry linii (impedancję charakterystyczną Z c ) występuje w powietrznej symetrycznej linii paskowej. W komorze TEM występuje rozproszenie linii pola elektrycznego w pobliżu krawędzi elektrody środkowej (na co wpływ ma pojemność brzegowa C b ). W związku z tym obszar badawczy, w którym występuje jednorodne pole elektryczne ulega nieznacznemu zmniejszeniu. Symetryczna linia paskowa w postaci komory TEM jest tanim urządzeniem w którym można generować potrzebne pole elektryczne do badań niewielkich obiektów technicznych elektronicznych i elektrycznych pod względem kompatybilności elektromagnetycznej. 91

92 Literatura [1] Coren R. L.; Basic Engineering Electromagnetics, An applied approach, Prentice Hall, Englewood Cliffs, N..J. 0763, [] Crawford M. R.; Generation of Standard EM Fields Using TEM Transmission Cells, IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Vol. EMC-16, No. 4, November 1974, p [3] Grudziński E., Wadowski W.; Symetryczna linia paskowa jako wzorzec pola elektromagnetycznego, Wiadomości Telekomunikacyjne Nr 10, 1979, s [4] Panecki M., Zastosowanie zasady Babineta do określania parametrów układu zastępczego symetrycznej linii paskowej, Polska Akademia Nauk, Instytut Podstawowych Problemów Techniki, Zakład Teorii Łączności, Praca Nr 3, Warszawa - listopad [5] Piątek Z., Jabłoński P.; Podstawy teorii pola elektromagnetycznego, WNT, Warszawa, 010. [6] Satav S. M., Agarwal V.; Do-it-Yourself Fabrication of an Open TEM Cell for EMC Pre-compliance, IEEE EMC Society Newsletter, 008, p

93 UKŁAD DO POMIARU WARTOŚCI ŁADUNKU ELEKTRYCZNEGO TRANSFEROWANEGO W CZASIE WYŁADOWAŃ ELEKTROSTATYCZNYCH, DLA POTRZEB OCHRONY PRZECIWWYBUCHOWEJ Zygmunt J. Grabarczyk Centralny Instytut Ochrony Pracy Państwowy Instytut Badawczy Laboratorium Elektryczności Statycznej Warszawa Wyładowania elektrostatyczne (ESD) są przyczyną ok. 8, 5% notowanych na świecie zapłonów atmosfer wybuchowych. Dlatego ochrona antyelektrostatyczna w strefach zagrożenia wybuchem jest na terenie Unii Europejskiej obligatoryjna (Dyrektywa 1999/9/WE (ATEX USERS). Ocena własności zapłonowych atmosfer wybuchów jest oparta na określeniu wartości energii zgromadzonej w polu elektrostatycznym, jaka może być rozładowana w czasie wyładowania elektrostatycznego i porównania jej z minimalną energią zapłonu MEZ (ang. MIE) rozpatrywanej atmosfery. MEZ danej atmosfery jest równa minimalnej energii zgromadzonej w polu elektrostatycznym kondensatora wzorcowego, powodującej przy jego iskrowym rozładowaniu, zapalenie tej atmosfery przy optymalnym stężeniu paliwa (palnego gazu, par cieczy palnej, aerozolu palnego lub pyłu palnego) w powietrzu atmosferycznym. Elektrostatyczne wyładowania iskrowe zachodzą między dwoma obiektami przewodzącymi o różnicy potencjałów nie mniejszej niż 300 V. W warunkach praktycznych zapobieganie tym wyładowaniom jest stosunkowo łatwe i sprowadza się do elektrycznego połączenia (tzw. mostkowania) i uziemienia wszystkich obiektów i przedmiotów przewodzących oraz ciała pracowników w obrębie przestrzeni zagrożonych wybuchem. Energia zgromadzona w pojemności układu dwóch przewodników wynosi W = CU / = UQ/ = Q /C. Mierząc różnicę potencjałów U między dwoma obiektami przewodzącymi i ich wzajemną pojemność można wyznaczyć wartość skumulowanej energii W i przez porównanie z MEZ, oszacować ryzyko zapłonu. Obecnie rośnie zainteresowanie równoważnym MEZ parametrem minimalnym ładunkiem zapalającym (ang. MIQ). Jest to minimalna wartość ładunku elektrycznego transferowanego w czasie pojedynczego iskrowego wyładowania elektrostatycznego, w warunkach jak przy wyznaczaniu MEZ. Zaletą MIQ w stosunku do MEZ jest znacznie mniejsza zależność jego wartości od szerokości szczeliny międzyelektrodowej oraz napięcia zasilającego elektrody. Najistotniejszą zaletą tej metody jest możliwość oceny ryzyka zapłonu przez wyładowania jednoelektrodowe (wyładowania snopiaste różnych typów), zachodzące między naelektryzowanym dielektrykiem a obiektem przewodzącym, gdzie nie jest możliwe w sposób praktyczny wyznaczenie energii zgromadzonej w danym układzie dielektryk przewodnik, ani zdefiniowanie pojemności elektrycznej czy tez różnicy potencjałów. W tych warunkach pomiar ładunku transferowanego w czasie wyładowania sprowokowanego elektrodą kulombomierza jest jedynym skutecznym sposobem oceny ryzyka. 93

94 Schemat zastępczy układów pomiarowych pokazano na rys.1. Elektrodą skupiającą pole ES jest metalowa kula o średnicy 5 mm. Przy zbliżaniu jej do odpowiednio silnie naelektryzowanego obiektu, doprowadza się do wyładowania. Stosowane są dwa typy rozwiązań elektrody pomiarowej, elektroda pełna (po prawej, rys. 1) i elektroda wydrążona zawierająca wewnątrz kuli właściwą elektrodę przechwytującą ładunek (po lewej, rys. 1). Obecnie trwa w środowisku specjalistów z dziedziny ochrony antyelektrostatycznej dyskusja na temat poprawności wskazań obu rodzajów kulombomierzy. Rozwiązanie z wydrążoną kulą, stosuje się w celu zaekranowania właściwej elektrody przechwytującej ładunek i obecnie przeważa pogląd, ze jest to rozwiązanie poprawniejsze. W obu metodach prąd wyładowania przepływa przez rezystor wzorcowy R u, zbocznikowany kondensatorem C 0 o pojemności ok nf. Całkując spadek napięcia na tym rezystorze wyznaczany jest ładunek przepływający w czasie wyładowania. W celu ograniczenia wpływu rezystancji pomiarowej na proces wyładowania, jej wartość nie może być duża, co najwyżej rzędu kiloomów. Powoduje to jednak szybkie rozładowywanie kondensatora C 0 i konieczność stosowania bardzo szybkich mierników spadku napięcia na dwójniku RC. Często stosuje się tu oscyloskopy cyfrowe o paśmie, co najmniej 1 GHz. Ich wada jest stosunkowo mała rozdzielczość (8-9 bitów). Q x C e Elektroda do prowokacji ESD Izolator C o R u Kulombomierz V Q x C e Elektroda do prowokacji ESD Kulombomierz C o R u V C x C x Rys. 1. Schemat zastępczy dwóch rozwiązań układów do pomiaru ładunku elektrycznego transferowanego w czasie sprowokowanego wyładowania elektrostatycznego. Po lewej stronie układ z zaekranowaną elektrodą pomiarowa, po prawej układ z elektrodą nieekranowaną. Q x ładunek ES skumulowany na powierzchni odizolowanego obiektu przewodzącego, C x pojemność elektryczna odizolowanego obiektu przewodzącego, względem ziemi, C e pojemność elektryczna między odizolowanym obiektem przewodzącym a zbliżana do niego w celu spowodowania ESD elektroda kulombomierza, C 0 pojemność wzorcowego kondensatora pomiarowego przechwytującego ładunek ES w czasie wyładowania, R u rezystancja elektrody pomiarowej względem ziemi (równoległe połączenie rezystancji upływu izolacji uchwytu elektrody, rezystancji pomiarowej i rezystancji wejściowej woltomierza) Prezentowane urządzenie w znacznym stopniu eliminuje wady tych rozwiązań. Zbudowany miernik ma postać jak na prawym schemacie rys.1, z tym, że jako C 0 zastosowano baterię połączonych równolegle niskoindukcyjnych, niskostratnych kondensatorów. Ładunek transferowany w czasie ESD jest przechwytywany przez ten kondensator i wyznaczany przez pomiar spadku napięciu na tym kondensatorze. W przypadku zastosowania odpowiednich izolatorów (tarflenowych) i woltomierza o rezystancji wejściowej rzędu 10 1 Ω, uzyskując stała czasu układu RC rzędu kilkudziesięciu tysięcy sekund, wartość ładunku zgromadzonego w C 0 jest bliska wartości ładunku transferowanego w czasie wyładowania. Stosując metodę przekształceń Laplace a, wykazano, że ładunek Q d transferowany w czasie wyładowania przez plazmę iskry o rezystancji R d i ładunek Q d przechwycony przez pojemność pomiarową C 0 wynoszą: 94

95 95 x e e x d x x x e x d x x x t t d x d x d d C C C C C C B gdzie, t BR C C exp C C C C C B C Q Q t BR C C exp C C C Q t BR C C exp BR C Q dt t i Q Warunkiem uzyskania d Q Q 0 jest zachowanie relacji między pojemnościami: C 0 >> C x, C 0 >> C e. Przy spełnieniu tych warunków, ekranowanie elektrody pomiarowej (wersja wydrążona) nie jest konieczne.

96 LAGRANGE'S METHOD FOR DERIVATION AND SOLVING LONG LINE EQUATIONS Barbara Grochowicz 1, Witold Kosiński 1 University of Technology, Opole Polish-Japanese Institute of Information Technology, Warszawa A new method for deriving telegraph equation has been recently proposed by the authors which is based on a variational principle of stationary action. The main idea is based on the observation, that for non-conservative systems and irreversible processes the variations of partial timeand/or spatial derivatives of a field is different from the partial time and/or spatial derivative of the variation of the field, respectively. It means that a noncommutativity of those operations is allowed. Hence from the same action integral containing adensity of a Lagrangian and known for a conservative system, equations of a nonconservative system may be obtained by thevariational principle, provided particular form of the non-commutativity of operations: variation and partial differentiation, is assumed. The variational technique developed is then applied to initial boundary-value problems of technical interest toreduce them to ordinary differential equations whose solutions can be partially expressed in analytic closed form. 96

97 MAGNETICALLY NONLINEAR DYNAMIC MODEL OF A SERIES WOUND DC MOTOR Miralem Hadžiselimović 1,, Matic Blaznik, Bojan Štumberger 1, 1 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia Introduction Series wound motors (SWMs) are used in drives with high initial torque characteristics (e.g. electric trains, trams, escalators, conveyor belts etc.). It could be also found in many milling machines, hand tools and household appliances, known as universal motor, supplied by either AC or DC current. The main aim of this research is to provide a well working dynamic model of a SWM, which ones includes magnetically nonlinear properties of iron core. The base of this study is a simple magnetically linear model of SWM [1] which is developed for two different types of magnetically nonlinear dynamic models. Both models have been developed via mathematical derivation of equations which describes electrical and mechanical subsystems of a SWM. Benefit of the developed magnetically nonlinear dynamic model is capability to design and analyze control of a SWM []. Modeling of SWM Magnetically nonlinear model of a SWM has been derived on the basis of differential equations that describe the dynamics of motor s electrical and mechanical subsystems [1]. In the first place the linear model has been used, taking into account electrical (1) and mechanical () set of equations, describing each subsystem: di u Rm Ra i Lm La L d mai t (1) Where is u supplied voltage, i is current, R is winding resistance, L is winding inductance, index m represents main field values and index a represents armature field. u v u L, R ua a a L, R v v i Fig. 1. Electrical subsystem of SWM Mechanical subsystem is being described by Newton s law of inertia for rotating object: 97

98 d J m m m dt e l f () Where is J rotor inertia, ω is angular speed, m e is electromagnetic torque, m l is load torque and m f is friction torque. The relationship between both subsystems can be obtained through the balance of energy and mechanical power p out : pout me i L ma (3) Considering all three equations, the linear dynamic model of SWM can be expressed, which is presented in Fig.. R m R a u 1 L L m a di dt i L ma m e m l 1 J d dt L ma i friction L ma Electrical subsystem Mechanical subsystem Fig.. Linear dynamic model of SWM Proposed magnetically nonlinear dynamic models of a SWM From the theory it is well known that magnetic iron cores used in electrical machines has nonlinear magnetic characteristics. To consider magnetically nonlinear properties of used iron core the static L s and dynamic L d inductances in proposed models are introduced. Ψ L d i L s const. i i Fig. 3. Static and dynamic inductances In the full paper the complete sets of equations will be presented for both proposed magnetically nonlinear models of a SWM. Procedure for determining characteristics of flux linkages and parameters of electrical and mechanical subsystems will be described as well. 98

99 Conclusion Simulation results of all three models (magnetically linear, magnetically nonlinear with static inductances and magnetically nonlinear with dynamic inductances) will be presented and compared with measured characteristics of the tested two-pole 1.5 kw series wound motor. References [1] D. Dolinar, G. Ńtumberger, Modeling and control of electromechanical systems, Faculty of electrical engineering and computer science, Maribor, 009. [] D. Igrec, A. Sarjań, A. Chowdhury, QFT-based robust velocity controller design for a SW-DC motor, Przeglad Elektrotechniczny, 011, vol. 87, iss. 3, p.p

100 ENVIRONMENTAL VALUES DETECTION MEASURING CELL FOR EXPLOITATION OF WIND AND SOLAR RENEWABLE ENERGY Dalibor Igrec 1, Amor Chowdhury, Miralem Hadžiselimović 3, Bojan Štumberger 3 1 MARGENTO R&D d.o.o., Gosposvetska cesta 84, 000 SI-Maribor, Slovenia, University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science Slovenia 3 University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia Professional wind measurement and its accuracy and reliability are thus very important in predicting economic viability before starting a wind farm. Even a small change in the wind speed in a particular area can significantly affect the power yield efficiency of the wind turbine [1]. Therefore, for the prospective development of a wind turbine, it is important to consider the wind resources and information on how regularly the wind blows, the direction of the wind, variations in wind speed and so on. On the basis of this information, performance control mechanisms are integrated in the wind turbine. Monitoring climate change and global agreements on influencing climate change with the use of renewable energy sources have led to an increased global trend in the research of new energy sources. Renewable energy sources include solar energy, wind energy, water energy and biomass with geothermal energy. The EU s environmental policy is the first important step in reducing greenhouse gas emissions and thus establishing global balance. Today much work is directed into the optimization usage of the renewable energy sources especially into the optimization of wind farms usage where the environmental characteristics are crucial. Before investment, it is necessary to acquire information on wind resources for an individual area, which would justify building a wind farm. Wind characteristics measurement can be implemented with commercial products, but they are too expensive or sometimes unreliable. Therefore we have decided to develop our own system equipment for measuring. This paper describes the basic properties of the measurement system and our approach for measurements with presentation of the collected data. To measure wind characteristics, a data-capture system is needed []. This is an independent, autonomous, and affordable measuring point: Fig. 1. Measuring cell diagram 100

101 It consists of watertight housing with an appropriate IP protection, CPU with a memory to store the measurements, GPRS communication, sensor input, internal battery and a solar cell. The data-capture system provides advanced functionalities; it is easily installed in the field and is in a low-energy-consumption mode most of the time. The solar cell enables complete autonomy, meaning that the system can be installed in places with no external power supply. Captured data are stored in internal memory and sent to the collection centre at predefined time intervals. The data are sent with an internal GPRS modem. The internal battery enables the operation of the device, and is charged by the connected solar cell. A connected solar cell acts as the battery charger in the part of the day when the sunlight is at the level where the solar cell can transmit the energy needed for charging. The system thus enables continuous remote control of the device and the corresponding sensors. The basis for monitoring wind resources is collecting data on wind speed and direction, and air temperature and humidity. These data are basic for acquiring key information needed to assess the reasonableness of establishing a wind farm. The data are sent using a TCP/IP protocol. For this, a private APN channel (a protected 3DES/IPSEC channel) is used. This ensures that the data transfer is safe, and no additional protection needs to be implemented in encrypting the sent data. On the server, a service is installed that operates in the TCP/IP server mode and listens to a specified port. This means that it receives connections in parallel from several measurement stations. Simultaneous connections of measurement stations are thus enabled, regardless of their set data-transfer time intervals. The data are saved in an SQL database. Measurements from all measurement stations are entered into the database. A web application is implemented on the server, enabling registered users to access the measurement stations data. The data of any time interval can be viewed graphically, in tables, or they can be exported to a local file for processing in other specialized applications. Fig.. System block diagram The objective of this paper is to present the measurement system concept and its results within a specified time period. Data will be presented in different forms of graphs; such as: wind speed frequency, wind speed daily average, wind direction frequency, temperature dependence. References 1. AWS Scientific, Inc.: Wind Resource Assessment Handbook, April, D. Igrec, A. Chowdhury, M. Hadņiselimović, B. Ńtumberger, Measuring wind resources. Journal of energy technology, March 011, vol

102 APPROXIMATE BEM ANALYSIS OF THIN MAGNETIC SHIELD OF VARIABLE THICKNESS Paweł Jabłoński Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering Abstract Magnetic shielding is often used to reduce the impact of external magnetic fields on a device or its part. Analyzing magnetic field in the region protected by the shield usually requires solving the field equations not only in the protected region itself, but also in the shield and its vicinity. Besides, due to complexity of the problem s geometry, numerical methods must be often used. If the region surrounding the shield extends considerably (theoretically to the infinity), the boundary element method (BEM) can be used [1, ]. However, if the magnetic shield is relatively thin, the problem of appropriate discretization of the shield s surface appears. In addition, some BEM integrals become nearly singular then, what leads to unacceptable errors. Therefore, such shells must be then treated in a special way [3, 4]. One of the approaches is to eliminate BEM equations for the thin shell by substituting them with an approximate semi-analytical solution. This paper is a generalization of the approach presented in work [4] for the case in which the magnetic shield has a variable thickness. For simplicity, the considerations are limited to D problems. A closed magnetic shield, Ω 1, is placed in free space, Ω 0, and encloses a protected region, Ω Fig. 1. The external and internal surfaces of the shield are referred to as S 1 and S, respectively. The magnetic region is considered to be very thin, whose thickness, d, can vary from point to point. The relative permeability of the shield is assumed to be μ r = const, while the permeability of the protected region and the free space equals μ 0. B s Ω 1 Ω 0 μ 0 Ω S μ r μ 0 d S 1 Fig. 1. Problem diagram Although this problem can be solved by means of scalar magnetic potential, the vector magnetic potential can be used as well. In D problems, these two approaches have the same level of complexity, because the vector magnetic potential has only a z-component. The equations describing the field are as follows: ( m) A 0 with A (0) = A (1) on S 1, A (1) = A () on S, and for Ω m, m 0,1,, (1) 10

103 (0) A n S 1 1 μ r (1) A n S 1, () A n S 1 μ r (1) A n S, () and A (0) A s far from the magnetic screen, where A s is the z-th component of the magnetic vector potential of externally applied magnetic field B s. The standard BEM procedure applied to this problem, after using the continuity conditions, leads to the following system of equations H1 H1 0 (0) (1) 1 μr G G 0 (0) 1 (1) 1 H H 0 (1) () 0 G 1 μr G (1) () A Q1 A Q 1 (1) (1) A 0 0 s, (3) where H l (m) and G l (m) the BEM matrices corresponding to S l of Ω m, A l nodal values of potential A on S l, Q l (m) nodal values of n A on S l of Ω m, A s nodal values of A s on S 1. The problem with the above equations is not only that some elements of matrices H l (1) and G l (1) can be numerically very inaccurate (due to small value of d), but also that they form a relatively large system. To avoid this, an approximate approach is proposed. By the Taylor series up to the linear terms, values of potential A on S 1 can be approximately expressed as a linear function of values of potential A and its normal derivative on S. Assuming a suitable discretization, in which node i lying od S 1 has a counterpart j lying on S, one can obtain an approximate relationship as follows: A (1) 1i () A A j di, (4) n j where d i is the magnetic shield s thickness in node i. Such an approximation leads to the following system of equations: (0) 1 (0) H1 G w μ 1 r 1 () G w μ r 1 (0) G w μ 1 A A r 1 s () (), (5) 1 H G w A 0 μ r where w is a diagonal matrix, whose elements are reciprocals of the shield s thickness in boundary nodes, w diag(,,,...). (6) d1 System of Eqs. (5) contains twice less equations and unknowns than Eq. (3), and no nearly singular integrals occur in it (for sufficiently regular boundary). More details and examples of numerical calculations will be present in the full version of the paper. d d3 103

104 References [1] Jabłoński P.: Metoda elementów brzegowych w analizie pola elektromagnetycznego. Wyd. Pol. Cz., Częstochowa 004. [] Brebbia C.A.: The boundary element method for engineers. Pentech Press, London [3] Kurgan E.: Analiza pola magnetostatycznego w środowisku niejednorodnym metodą elementów brzegowych. Rozprawy Monografie 81, Uczelniane Wyd. Nauk.-Dyd., Kraków [4] Jabłoński P.: Elimination of thin magnetic shell in magnetic screen analysis by means of BEM, ZKwE 010, , ss

105 STANOWISKO Z SILNIKIEM SYNCHRONICZNYM Z MAGNESAMI TRWAŁYMI PMSM DO BADANIA UKŁADÓW NAPĘDOWYCH Z ELEMENTEM SPRĘŻYSTYM Andrzej Jąderko Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny Znane wady klasycznych silników prądu stałego spowodowały, że nowe rozwiązania w dziedzinie napędów elektrycznych mogących spełniać wysokie wymagania dotyczące dynamiki poszukiwane są wśród napędów prądu przemiennego. Najczęściej stosuje się w tych układach silniki indukcyjne klatkowe, które charakteryzują się prostą konstrukcją, niskimi kosztami wytwarzania i łatwą eksploatacją. Wysokie wymagania stawiane w ostatnich latach układom napędowym powodują dynamiczny rozwój energoelektroniki, techniki mikroprocesorowej oraz metod sterowania. Wraz z rozwojem technologii wytwarzania magnesów, coraz częściej z silnikami klatkowymi konkurują silniki z magnesami trwałymi. W niniejszym artykule przedstawiono badania układu napędowego z silnikiem synchronicznym z magnesami trwałymi PMSM z wymiennym elementem sprężystym. Pokazano wpływ elementu sprężystego oraz małego momentu bezwładności silnika na właściwości układu napędowego w stanach dynamicznych. Silniki z magnesami trwałymi PMSM, ich właściwości oraz metody sterowania opisane zostały obszernie w pracy [1]. Znaczny wzrost zastosowań silników z magnesami trwałymi związany jest z wieloma zaletami tych maszyn, do których można zaliczyć: małe mechaniczne stałe czasowe (duży stosunek momentu maksymalnego do momentu bezwładności); dużą przeciążalność; możliwość rozwijania momentu elektromechanicznego przy zerowej prędkości; duży zakres regulacji prędkości; duża równomierność obrotów przy bardzo małych prędkościach. Powyższe zalety mają duże znaczenie w zastosowaniach silników PMSM w napędach, które wymagają dobrych właściwości dynamicznych, na przykład w napędach precyzyjnych serwomechanizmów, robotach, maszynach współrzędnościowych. Silniki z magnesami trwałymi PMSM wykorzystywane w napędach statków posiadają moce powyżej 1MW. Moment bezwładności silnika PMSM jest 5 10 razy mniejszy niż silnika komutatorowego z magnesami trwałymi o porównywalnej mocy. W związku z tym, przy zastosowaniu sterowania wektorowego, silniki PMSM posiadają porównywalne z silnikami obcowzbudnymi właściwości regulacyjne i przy tym znacznie lepsze parametry dynamiczne. Małe mechaniczne stałe czasowe silników PMSM, będące niewątpliwie ich zaletą, stanowią poważną wadę w napędach o dużym zakresie regulacji prędkości, a także w układach o zmiennym momencie obciążenia na wale oraz zmiennym momencie bezwładności obciążenia. W takich aplikacjach istnieje konieczność zastosowania regulatorów adaptacyjnych. W większości układów napędowych zakłada się sztywność elementów przeniesienia momentu tj. wałów, przekładni, sprzęgieł. Jednak istnieje grupa napędów, w których nie można pominąć odkształceń sprężystych elementów mechanicznych. Nieuwzględnienie tych zjawisk wpływa negatywnie na przebieg procesu technologicznego oraz wzrost naprężeń w elementach układu, co prowadzi do skrócenia żywotności napędu oraz powstawania uszkodzeń. Oddziaływanie elementu sprężystego objawia się oscylacjami prędkości obrotowej w stanach dynamicznych układu. 105

106 Metody sterowania układów napędowych z uwzględnieniem oddziaływania elementów sprężystych były opisywane w wielu pracach. Znane są zastosowania regulatorów z wykorzystaniem logiki rozmytej, czy sieci neuronowych [], [3], [4]. Duża dynamika silnika synchronicznego z magnesami trwałymi PMSM w przypadku napędu z elementem sprężystym powoduje powstawanie dodatkowych zakłóceń w stanach przejściowych układu, w tym rezonansów mechanicznych. Stanowisko badawcze składa się z następujących elementów: przemiennik częstotliwości o dwukierunkowym przepływie energii, 11kW, typu MMB011PMSM [5] z układem sterowania zrealizowanym w oparciu o procesor sygnałowy ADSP SHARC oraz układy logiki programowalnej FPGA; silnik synchroniczny z magnesami trwałymi produkcji KOMEL, IPMSg13S4, 4kW, 3x400V, 7,5A, 1500obr/min z przetwornikiem obrotowo impulsowym (enkoderem) do pomiaru prędkości i kąta skręcenia wału; obciążenie w postaci prądnicy prądu stałego produkcji ELMOR, PKMa44a/117 4,6 kw, 0A, 30V, 1450obr/min zasilanej z dwukierunkowego przekształtnika typu MMB011DC [6] z możliwością wymuszenia zadanego momentu obciążenia. Na wale prądnicy przymocowany jest drugi enkoder do pomiaru kąta skręcenia wału; Budowa zestawu elektromaszynowego umożliwia zastosowanie wymiennych elementów sprężystych w postaci wałków o długości 1m i średnicach od 8mm do 30mm. Istnieje również możliwość zmontowania dodatkowych mas wirujących w celu zwiększenia momentu bezwładności obciążenia. Zestaw elektromaszynowy użyty do badań pokazano na rysunku 1. Rys. 1. Widok zestawu elektromaszynowego użytego do badań Przemiennik częstotliwości [] zbudowany jest z dwóch, połączonych obwodem pośredniczącym, falowników napięcia. Wejściowy falownik od strony sieci odpowiedzialny jest za kontrolę napięcia w obwodzie pośredniczącym. Wyjściowy falownik od strony maszyny odpowiedzialny jest za sterowanie pracą maszyny. Takie połączenie falowników umożliwia pracę w czterech ćwiartkach układu współrzędnych momentu w funkcji prędkości obrotowej maszyny. Sterowanie pracą maszyny synchronicznej zrealizowano z zastosowaniem metody z pośrednim wektorowym sterowaniem prądem stojana. Wykorzystano tu znaną zależność, gdzie moment elektromagnetyczny silnika synchronicznego PMSM może być przedstawiony jako iloczyn wektora strumienia skojarzonego wirnika i wektora prądu stojana [1]. Badania eksperymentalne wykonano dla 4 średnic wałków sprężystych. Zastosowano tez dodatkowe masy wirujące w celu zwiększenia momentu bezwładności obciążenia. Przeprowadzono kilkadziesiąt prób pracy napędu dla różnych wartości momentu obciążenia i na biegu jałowym. Na rysunkach a i b pokazano przebiegi czasowe zmiennych stanu dla różnych średnic wałków sprężystych. 106

107 Zastosowano następujące oznaczenia zmiennych: imaa prąd fazy A w amperach, um0av napięcie fazy A w woltach, OmegaF wartość zmierzona prędkości po odfiltrowaniu w jednostkach względnych. Na rysunku a przestawiono przebieg nawrotu silnika dla momentu obciążenia równego 80% przy średnicy wałka sprężystego 30mm, a na rysunku b przedstawiono przebieg nawrotu dla momentu obciążenia 80% z zamontowaną dodatkową masą wirującą przy średnicy wałka sprężystego 8mm. Eksperymenty wykazały duży wpływ oddziaływania elementu sprężystego oraz momentu bezwładności obciążenia na właściwości układu napędowego w stanach dynamicznych. Wahania prędkości w krańcowym przypadku wałka sprężystego o najmniejszej średnicy dochodzą przy nawrocie do 15%. Wahania te powodują powstawanie silnego zakłócenia, które nie jest możliwe do zniwelowania przez klasyczny układ regulacji o stałych współczynnikach. a) b) ImaA ImaA Um0aV Um0aV OmegaF OmegaF Rys.. Przebieg nawrotu napędu pod obciążeniem 80% dla średnicy wałka sprężystego a) d = 30mm, b) d = 8mm z zamontowaną dodatkową masą wirującą, t [ms] Literatura [1] Zawirski K., Sterowanie silnikiem synchronicznym o magnesach trwałych, Wydawnictwo Politechniki Poznańskiej, (005), Poznań [] Gierlotka K., Układy sterowania napędów elektrycznych z elementami sprężystymi, Wydawnictwo Politechniki Śląskiej, (199), Gliwice [3] Gierlotka K., Michalak J., Zastosowanie logiki rozmytej w układach napędowych z połączeniami sprężystymi, Materiały konferencji PPEE 000, (000), ss , Wisła [4] Orłowska-Kowalska T., Szabat K., Rakoczy S., Zastosowanie sieci neuronowych do estymacji zmiennych stanu układu z połączeniem sprężystym, Materiały konferencji SENE 005, (005), ss , Łódź [5] Opracowanie zakładowe, Przemiennik częstotliwości MMB011 PMSM, Instrukcja obsługi, MMB Drives Sp. z o.o., (009), Gdańsk [6] Opracowanie zakładowe, Przemiennik częstotliwości MMB011DC, Instrukcja obsługi, MMB Drives Sp. z o.o., (009), Gdańsk 107

108 ZASTOSOWANIE ELEKTROCHEMICZNEJ SPEKTROSKOPII IMPEDANCYJNEJ DO OCENY ODPORNOŚCI KOROZYJNEJ STOPU NI-TI Marcin Kaczmarek, Witold Walke, Zbigniew Paszenda Politechnika Śląska, Instytut Materiałów Inżynierskich i Biomedycznych, Gliwice Wprowadzenie Stale Cr-Ni-Mo, stopy tytanu oraz stopu kobaltu stanowią podstawowe grupy biomateriałów metalowych. Jednakże współczesna technika stawia coraz większe wymagania materiałom konstrukcyjnym, które dotyczą ich niezawodności, większej wytrzymałości, czy też poszukiwania nowych, nieznanych własności, które mogą poprawić parametry istniejących już rozwiązań. Dlatego w ostatnich latach obserwuje się wzmożone zainteresowanie stopami Ni-Ti jako biomateriałami. Zespół szczególnych własności tych stopów, jak zjawisko pamięci kształtu oraz nadsprężystość, pozwala na bezpieczne zastosowanie ich w praktyce klinicznej. Rozważając stopy Ni-Ti jako biomateriały, należy mieć na uwadze, iż muszą one posiadać szereg własności użytkowych, zarówno w odniesieniu do własności mechanicznych, fizykochemicznych, jak również biologicznych. Podstawowym kryterium przydatności stopu Ni-Ti implanty jest biokompatybilność. Jest ona w głównej mierze związana z własnościami fizykochemicznymi powierzchni implantu, które powinny być dostosowane do cech środowiska człowieka. Stop Ni-Ti wprowadzony do takiego układu nie może powodować zmian składu chemicznego otaczającej go tkanki, nieodwracalnych uszkodzeń struktury białek, jak też nie powinien inicjować procesu zanikania tkanki, czy też reakcji toksycznych i immunologicznych. W celu ograniczenia tych niekorzystnych zjawisk ustalono warunki wytwarzania warstw pasywnych na powierzchni zaproponowanego biomateriału. Wytworzenie warstwy pasywnej wymagało odpowiedniego przygotowania powierzchni, tj.: obróbka wibracyjna oraz polerowanie elektrochemiczne. Tak przeprowadzona obróbka powierzchniowa stopu Ni-Ti zagwarantowała odpowiednią chropowatość powierzchni (R a 0,16m). Celem przeprowadzonych badań było określenie przydatności poszczególnych wariantów obróbki powierzchniowej dla poprawy odporności korozyjnej stopu Ni-Ti z wykorzystaniem elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej. Materiał i metody Do badań wytypowano stop Ni-Ti o powierzchni szlifowanej, polerowanej elektrochemicznie oraz polerowanej elektrochemicznie i spasywowanej chemicznie. W celu określenia wpływu poszczególnych metod obróbki powierzchniowej na własności elektrochemiczne stopu przeprowadzono badania z wykorzystaniem spektroskopii impedancyjnej. Pomiary przeprowadzono z wykorzystaniem systemu pomiarowego AutoLab PGSTAT 30N wyposażonego w moduł FRA. Zastosowany układ pomiarowy umożliwił prowadzenie badań w zakresie częstotliwości Hz. Badania przeprowadzono w alternatywnym roztworze 108

109 symulującym płyny fizjologiczne człowieka w temperaturze T = 37 ±1C. W badaniach wyznaczono impedancyjne widma układu i opasowano uzyskane dane pomiarowe do układu zastępczego. Na tej podstawie wyznaczono wartości liczbowe oporności R i pojemności C analizowanych układów. Widma impedancyjne badanego układu przedstawiono w postaci diagramów Nyquista dla różnych wartości częstotliwości oraz w postaci diagramów Bode go. Otrzymane spektra EIS interpretowano po dopasowaniu metodą najmniejszych kwadratów do zastępczego układu elektrycznego. Dobór tej metody umożliwił scharakteryzowanie impedancji granicy faz Ni-Ti warstwa powierzchniowa roztwór Ringera na drodze aproksymacji danych impedancyjnych za pomocą modelu elektrycznego obwodu zastępczego. Wyniki badań W pracy przeprowadzono badania elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej, które są liniowym pomiarem elektrycznej odpowiedzi badanego materiału metalowego na pobudzenie elektromagnetycznym sygnałem w szerokim paśmie częstotliwości. EIS jest powszechnie stosowanym testem do prób korozyjnych i elektrochemicznych. Dzięki analizie uzyskanych wyników uzyskujemy istotną informację o właściwościach fizykochemicznych badanego stopu. W ramach tego badania dla każdej próbki zarejestrowano dwa wykresy: wykres Nyquista ( Z =f 1 (ω) i Ф=f (ω) gdzie Z(ω)=Z jф ) oraz wykres Bode'ego (Z =f(z ), gdzie Z(ω)=Z +jz ), które pozwoliły na właściwą interpretację wyników. Przeprowadzone badania umożliwiły bezpośrednie porównanie zachowania się rzeczywistego obiektu z jego układem zastępczym, który jest modelem odnoszącym się do fizycznie realizowanej impedancji. W badaniach wyznaczono widma impedancyjne dla próbek o powierzchni szlifowanej, polerowanej elektrochemicznie oraz polerowanej elektrochemicznie i spasywowanej chemicznie. Stwierdzono, że dla próbek o powierzchni jedynie szlifowanej najlepsze dopasowanie eksperymentalnych widm impedancyjnych uzyskuje się, stosując elektryczny obwód zastępczy złożony z dwóch kolejno następujących po sobie równoległych układów elementu stałofazowego (CPE Constans Phase Element) połączonego z oporem przejścia i oporem przy wysokich częstotliwościach, który może być przypisany omowemu oporowi elektrolitu. Dla próbek po procesie polerowania elektrochemicznego z równoległego układu elementu stałofazowego połączonego z oporem przejścia jonów przez granicę faz elektroda roztwór i oporu przy wysokich częstotliwościach, który może być również przypisany oporowi elektrolitu. W przypadku próbek o powierzchni polerowanej elektrochemicznie i spasywowanej chemicznie z trzech kolejno następujących po sobie równoległych układów elementu stałofazowego połączonego z oporem elektrolitu w porach, oporem przeniesienia ładunku na granicy faz, oporem warstwy pasywnej oraz z oporem przy wysokich częstotliwościach, który może być przypisany omowemu oporowi elektrolitu. Uzyskane wyniki jednoznacznie wskazują, iż uzasadnionym jest zastosowanie procesu polerowania elektrochemicznego oraz pasywacji chemicznej jako obróbki ostatecznej powierzchni stopu Ni-Ti dla poprawy jego odporności korozyjnej. 109

110 MONOLITHIC MODEL OF INDUCTION HEATING OF CYLINDRICAL NONMAGNETIC BILLETS ROTATING IN A SYSTEM OF PERMANENT MAGNETS Pavel Karban, František Mach, Ivo Dolezel University of West Bohemia, Faculty of Electrical Engineering Czech Republic Induction heating of cylindrical nonmagnetic (mostly aluminum) billets by their rotation in a time invariable magnetic field produced by a system of fixed permanent magnets belongs to promising heat-treatment technologies. Its basic advantage (in comparison with classical ways of induction heating using inductors) consists in the absence of field windings and corresponding Joule losses in them. The first study of the process (from both theoretical and experimental viewpoints) was presented in [1]. The analyzed system consisted of four permanent magnets placed symmetrically in a magnetic circuit whose cross-section was rectangular. Now the investigated system (see Fig. 1) is more general. The number of permanent magnets is n ( n being an even number) and the sum of their cross sections n Si is always the same. The i1 aim of the paper is to find for the given angular velocity of the billet the most advantageous value of n, for which the billet is heated to the required average temperature in the shortest time possible. 1 n k 5 Fig. 1. Cylindrical nonferromagnetic ingot rotating in a system of permanent magnets: 1 magnetic circuit, permanent magnets, 3 thermal insulation, 4 air gap, 5 rotating billet 110

111 The continuous mathematical model of the problem consists of two partial differential equations describing the distribution of magnetic and temperature fields in the system. The first one, describing the distribution of the magnetic vector potential A, may be written in the form 1 curl curl A Hc v curl A 0, (1) where is the electrical conductivity, v is the local velocity of rotation, and H c is the coercive force of the permanent magnets. The sufficiently distant artificial boundary is characterized by the Dirichlet condition A 0. The temperature field obeys the equation T div gradt cp gradt pj t v, () where is the thermal conductivity, is the specific mass, and c p denotes the specific heat at the constant pressure. Finally, the symbol p denotes the time average internal sources of heat (the specific Joule losses) determined from the formula J p J eddy / J, where J eddy is the eddy current density given by the relation Jeddy v curl A. All physical parameters of the system are generally functions of the temperature. The numerical solution of both equations is carried out by a fully adaptive higher-order finite element method in the monolithic formulation, using our own library Hermes and user interface Agros. A short description of the algorithm of the numerical solution follows: First, equations (1) and () are reformulated in the sense of the weak solution. The magnetic vector potential A is solved on an automatically adapted higher-order finite element mesh. The obtained solution is subsequently used for a time-dependent computation of the temperature field. The mesh for its computation is different from the mesh used for the magnetic field. At each time level, optimal meshes are obtained automatically by independent adaptive processes. Curvilinear interfaces are modeled using curved elements. The left part of Fig. shows an aluminum billet of diameter 0.1m rotating at a velocity of 1500 rpm in a system of 1 permanent magnets. The axial length of the magnets is 0.5m. The magnetic circuit is manufactured of carbon steel CSN 1 040, permanent magnets NdBFe are of type VMM10 (cross section of one magnet is 0 10 mm, Br 1.8 T, r 1.11 ). Fig.. Left: Cylindrical aluminum billet rotating in a system of 1 permanent magnets (indicated are the force lines). Right: time evolution of the temperature in the axis of the billet (full line) and on its surface (dashed line) 111

112 Acknowledgment This work was supported by the European Regional Development Fund and Ministry of Education, Youth and Sports of the Czech Republic (project No. CZ.1.05/.1.00/ : Regional Innovation Centre for Electrical Engineering RICE) and by Grant projects GACR P10/11/0498 and GACR P10/10/016. References [1] P. Karban, F. Mach, I. Dolezel: Induction Heating of Nonmagnetic Cylindrical Billets by Rotation in Magnetic Field Produced by Static Permanent Magnets. Przeglad Elektrotechn. 86(1), 010, pp

113 NOWY KIERUNEK W OCENIE NARAŻENIA NA POLE ELEKTROMAGNETYCZNE W ŚRODOWISKU PRACY. PROJEKT DOZYMETRU MIKROFALOWEGO Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Wanda Stankiewicz Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Zakład Ochrony Mikrofalowej Warszawa Zasady oceny narażenia personelu na pole elektromagnetyczne w środowisku pracy są ściśle określone w prawodawstwie krajowym. Określa je norma PN-T :00 Ochrona pracy w polach i promieniowaniu elektromagnetycznym o częstotliwości od 0 Hz do 300 GHz. Część 3: Metody pomiaru i oceny pola na stanowisku pracy. Norma zakłada, że podstawą oceny narażenia na pole elektromagnetyczne jest wyznaczenie dozy rzeczywistej oraz wskaźnika ekspozycji dla dozy rzeczywistej na stanowisku pracownika. Ze względu na charakter wykonywanej pracy w zasięgu występowania pola elektromagnetycznego, np. praca dorywcza, brak stałego stanowiska pracownika, istnieją w wielu przypadkach trudności w wiarygodnym wyznaczanie tych parametrów, ze względu na trudności z określaniem rzeczywistego czasu przebywania w polu elektromagnetycznym. Trudności takie występują również w przypadku stanowisk laboratoryjnych, niestandardowych. Nie ma wówczas możliwości określenia wcześniejszego rzeczywistego czasu pracy w polu elektromagnetycznym. Wiarygodne dane są dostępne wówczas dopiero po ekspozycji. Rozwiązaniem tego problemu byłoby stosowanie przez pracowników indywidualnych dozymetrów pól elektromagnetycznych/ekspozycji na pole elektromagnetyczne. Jednak to tej pory, ze względu na trudności techniczne, prace nad takimi dozymetrami nie zostały zakończone sukcesem. Specyfika pracy urządzeń stosowanych w resorcie obrony narodowej oraz zakres wykonywanych przez uprawniony perlonej prace przy takich urządzeniach powoduje, ze problematyka wiarygodnej oceny narażenia na pola elektromagnetyczne personelu stwarza istotne trudności a czasami jest wprost niemożliwa. Prace nad modelek koncepcyjnym takiego urządzenia zostały, w ramach projektu badawczego MNiSZW, zapoczątkowane przez Zakład Ochrony Mikrofalowej Wojskowego Instytutu Higieny i Epidemiologii w 007 roku. Prace prowadzone są przy udziale podmiotów zajmujących się metrologią i analizą pól elektromagnetycznych. W ramach prac analitycznych przyjęto, że: opracowywany dozymetr będzie miał na tym etapie charakter dozymetru środowiska pracy, a nie dozymetru indywidualnego; w wariancie podstawowym będzie posiadał częstotliwościowy zakres pracy typowy dla urządzeń radiolokacyjnych stosowanych w resorcie obrony narodowej; w wariancie rozwojowym będzie testowana możliwości obniżenia analizowanych częstotliwości lub stworzenia układu składającego się z kilku urządzeń detekcyjnych, prowadzących analizę jednocześnie. Wygląd ogólny dozymetru mikrofalowego przedstawia fotografia

114 Fot. 1. Wygląd ogólny dozymetru W skład opracowanego dozymetru wchodzą: urządzenie detekcyjne promieniowania elektromagnetycznego (UD) i jego konwersji na postać cyfrową wraz z urządzeniem transmisji, komputer klasy PC o wzmocnionej konstrukcji (wilgotność, zapylenie, wstrząsy) z systemem Windows XP i oprogramowaniem do obsługi urządzenia detekcyjnego, oraz oprogramowaniem do analizy dozy a także wskaźnika ekspozycji za wybrane odcinki czasu. Dozymetr umożliwia ocenę warunków ekspozycji w następujących zakresach: urządzenie detekcyjne UD 30: zakres analizowanej częstotliwości 100 MHz GHz; zakres pomiaru natężenie pola elektrycznego 0,5V/m do 500V/m; urządzenie detekcyjne UD 9: zakres analizowanej częstotliwości 1 GHz - 10 GHz; zakres pomiaru natężenie pola elektrycznego 5V/m do 3000 V/m. Urządzenie może pracować w jednym z dwóch trybów pracy: tryb współpracy z PC, gdzie urządzenie detekcyjne jest podłączone w trakcie pomiaru poprzez łącze USB z PC i transmituje na bieżąco wyniki pomiarów (rysunek ); tryb autonomiczny, gdzie urządzenie detekcyjne po ustawieniu parametrów pomiaru jest odłączane od PC a start pracy następuje po ponownym włączeniu zasilania urządzenia. Wyniki pomiarów są gromadzone w pamięci urządzenia skąd mogą być odczytane po ponownym podłączeniu do komputera. Zgromadzona baza danych pomiarowych pozwala na prowadzenie oceny narażenia od jednego źródła promieniowania jak również od kilku źródeł. 114

115 Rys.. Widok ogólny roboczego okna oprogramowania Zgromadzone dane pomiarowe pozwalają na analizę wielkości występującego na stanowisku pomiarowym natężenia pola elektromagnetycznego w czasie 8 godzin, tzn. prowadzenie monitoringu stanowiskowego. Na podstawie uzyskanych danych możliwe jest określenie dopuszczalnego czasu ekspozycji dla pola elektromagnetycznego o jednej częstotliwości jak również dla pól złożony, składających się ze źródeł o wielu częstotliwościach. Szacowanie dopuszczalnego czasu pracy realizowane jest w sposób dynamiczny, z uwzględnieniem zmian bieżących wielkości natężenia pola elekromagnetycznego. Wprowadzenie funkcji sygnalizacji założonego wcześniej progu ostrzegania, pozwoli na stosowanie dozymetru jako analizatora rzeczywistych (zmiennych w czasie) ekspozycji. Przejściowe z systemu wyłącznie bezpośrednich pomiarów natężenia pola elektromagnetycznego na stanowisku pracownika i szacowaniu czasu narażenia na system mieszany, wprowadzający pomiary dozymetryczne, wydaje się rozwiązaniem optymalnym. W sytuacjach szczególnych wyniki takie będą po prostu bardziej wiarygodne. 115

116 BADANIA DRGAŃ SILNIKÓW WRZECIONOWYCH PAMIĘCI MASOWYCH Wojciech Kołton, Tomasz Trawiński Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki Silniki wrzecionowe pamięci masowych to bezszczotkowe silniki prądu stałego wzbudzone magnesami trwałymi z wirnikami zwykłe trwale połączonymi z wrzecionem (na którym osadzane są nośniki danych talerze pamięci magnetycznych lub płyty CD/DVD pamięci optycznych). W ostatnich latach obserwuje się szczególnie silny wzrost pojemności pamięci masowych szczególnie magnetycznych. Jednym z istotnych czynników utrudniających wzrost gęstości danych są bicia i drgania systemu wrzecionowego. Bicia systemu wrzecionowego powodują względne zmiany położenia ścieżek względem głowic w czasie zapisu lub odczytu danych [1 5]. Ten niekorzystny wpływ musi być kompensowany przez system pozycjonowania głowic [1]. Przyczynami bić i drgań systemu wrzecionowego są niedokładności w wykonaniu łożysk kulkowych (luzy, mikro i makrofalistość bieżni, uszkodzenia elementów tocznych itp.) lub hydrodynamicznych, których intensywność może być potęgowana przez nierównomierny naciąg magnetyczny generowany przez obracające się magnesy trwałe wirnika (powodujące czasowe i przestrzenne zmiany w obciążeniu promieniowym i osiowym łożysk). Bicia systemu wrzecionowego zwykle klasyfikowane są w następujących dwóch grupach, jako bicia powtarzalne (z ang. Repeatable Runout RRO) i bicia niepowtarzalne (Non- Repeatable Rounout NRRO) [1 4], zbiór tych bić to całkowite bicia mierzalne (z ang. Total Indicated Runout TIR), co symbolicznie przedstawiono na rys.1. Całkowite bicia mierzalne TIR Bicia powtarzalne RRO Bicia niepowtarzalne NRRO Rys. 1. Podział bić systemu wrzecionowego Celem autorów jest dokonanie podziału bić, zarejestrowanych na prototypowym stanowisku badawczym, na bicia powtarzalne i niepowtarzalne w dziedzinie częstotliwości i dziedzinie czasu, oraz reprezentacja bić przy pomocy hodografów przemieszczeń. Przykładowe bicia TIR w dziedzinie czasu przedstawia rys., a w dziedzinie częstotliwości rys

117 Rys.. Przebieg bić silnika wrzecionowego w dziedzinie czasu, dla częstotliwości obrotowej 94 Hz. Literatura Rys. 3. Widmo bić silnika wrzecionowego dla częstotliwości obrotowej 94 Hz [1] Chen B.M., Lee T.H., Peng K., Venkataramanan V.: Hard Disk Driver Serwo Systems, Advances in Industrial Control, Springer-Verlag, London 006. [] Jang G. H., Hong S. J., Kim D. K., Han J. H.: New design of a HDD spindle motor using damping material to reduce NRRO, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 36, no. 5, p , September 000. [3] Jang G. H., Kim D. K., Han J. H.: Characterization of NRRO in a HDD Spindle System Due to Ball Bearing Excitation, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 37, no., p , March 001. [4] Jang G., Kim D., Oh J.E.: New frequency domain method of NRRO measurement in a Hard Disk Drive Spindle Motor, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 35, no. 5, p , March [5] Zyzik W., Pilch Z., Trawiński T., Zdzieblik M.: Zintegrowany model obwodowo-polowy układu wirujących talerzy dysku twardego w środowisku Simulink/Femlab, XLV Sympozjon PTMTS Modelowanie w Mechanice Wisła, Zeszyty Naukowe Katedry Mechaniki Stosowanej, Modelowanie Inżynierskie, t.1, z. 3, s , 006. Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy N N

118 THE EVOLUTION OF ELECTROMAGNETIC FIELD LIMITATION IN ICNIRP S STANDARDS Andrzej Krawczyk, Ewa Łada-Tondyra Częstochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering The introducing of norms and standards concerning the limitation of electromagnetic field exposure Has a long history and results from the development of power engineering (low frequenct) and wireless telecommunication (high frequency). As the first standards were introduced locally for one state or even for one particular manufactory there is difficult to find one common idea in these procedures. The precursors of such procedures were American companies, e.g. Bell Telephone (Bell), American Telephone and Telegraph (AT&T) or General Electric (GE) [1]. As the time was gone the standardization was becoming more and more unified and the world-wide and European organizations initiated the process of multi-national standardization. In the 70-ties and 80-ties of the XX century such organizations as IEC, CENELEC, ANSI and IEEE produced the standards which were valid in the group of states or, at least, generated the pattern for one-state system of norms. In 199 the International Commission on Non-ionizng Radiation Protection (ICNIRP) was chartered by IRPA (International Radiation Protection Association) as an independent commission during its meeting In Montreal. ICNIRP's charter was based on the highly successful model of the International Commission on Radiological Protection (ICRP) that develops guidance on protection for ionizing radiation. After several years, ICNIRP guidelines have now been widely accepted. ICNIRP has close co-operation with the World Health Organization and other international agencies to achieve the highest standards of health risk assessment from which sound, science based NIR exposure limits can be developed []. The first document regulating the non-ionizing radiation was launched by ICNIRP in 1998 and it was the very base for preparing the EU Recommendation [3]. The document, both ICNIRP s article and EU Recommendations were the ground for national regulations for more than 10 years. The EU Directive EU 004/40 concerning the EMF limitations in the labour environment was based on [3. In 010 the paper in Health Physics was published in which the ICNIRP group published new document changing the hitherto standards twice [4]. In our paper we would like to show what the revolutionary difference between two documents is. The last article of ICNIRP confined the range of frequencies in question and is devoted to the frequencies 0 3 khz. It shows that the comparison of two documents will be carried out on the base of low frequency. The revolutionary change lies not only in numbers but also in the philosophy of the standardization, i.e. in the answer to the question: what the limitation of EMF is for. The below passage will show the change of the approach. Let us compare the subchapters of two documents which summarize the list of morbid hazards connected with the exposure to such a field. 118

119 The document from 1998 quotes some possible adverse effects of electromagnetic field of low frequency. Although the authors of the document are skeptical as to the results presented in cited sources but they use them as the foundations of standards. New ICNIRP s document presents quite different approach, especially in the area of acute effects. The approach consists in the analysis of visual effects of magnetic component, called magnetophosphenes, which was discovered independently by Jacques Arsene d Arsonval and Silvanus P. Thompson in the turn of 19 th and 0 th centuries [5]. The visual effect is strictly connected with the nerve system. Electric component of electromagnetic field of low frequency acts on human body, in the opinion of the discussed document, in generating electric charge on the surface of the body. As the effect is painful just t is addressed to the reference level. The document by 010 introduces also the so called chronic effects. In this aspect of the matter the authors refer to the IARC (International Agency for Research of Cancer) which evaluates the cancerogenicity of magnetic component of low frequency electromagnetic field and classifies it in category B which contains the situation with the possibility of cancer generation. The category B is wide enough as to the factors belonging to this group one can find there such factors as coffee, vegetables, etc. The difference in opinions after 1 years between two documents finds its visualization in numbers. Below the reference values in electric and magnetic field quantities in the frequency range khz are shown. Table 1 gives the values taken from the old document, Table shows the values of new document. Table 1. Frequency range E-field strength (Vm -1 ) H-field strength (Am -1 ) B-field (µt) 1-8 Hz , x 10 4 /f 3, x 10 4 /f 8-5 Hz /f 5/f 0,05-0,8 khz 50/f 4 /f 5/f 0,8-3 khz 50/f 5 6, khz ,5 Table. Frequency range E-field strength (Vm -1 ) H-field strength (Am -1 ) B-field (µt) 1-8 Hz , x 10 4 /f 4 x 10 4 /f 8-5 Hz x 10 3 /f 5x 10 3 /f 5-50 Hz ,6 x 10 x Hz 500 x 10 /f 1,6 x 10 x 10 To transfer the arithmetic relations to the clear numbers the values for 50 Hz are shown in Table 3. Table 3. Frequency 50 Hz E-field strength (Vm -1 ) H-field strength (Am -1 ) B-field (µt) old ICNIRP new ICNIRP

120 A one can see the magnetic field strength increase two times in new document. In this digest the standards for professional activity are not shown but there is the same jump of magnetic field strength, namely from 0,5 mt till 1 mt. As it is highly likely that the ICNIRP postulates will be again the base for EU Recommendation or Directive one can conclude that the direction of standards is just to liberalize them, at least not to strengthen. It should be stressed here that the opinion of the direction in which standards follow is concluded from the ICNIRP article but it is recently recognized that ICNIRP s opinions are binding for EU. References [1] W. F. Hammet, Radio Frequency Radiation Standards and Issues, Mc Graw-Hill, 1997 [] J.H. Bernhardt (1979), The direct influence of electromagnetic fields on nerve and muscle cells of man within the frequency range of 1 Hz to 30 MHz. Radiat. Environ. Biophys. 16: [3] ICNIRP Guidelines (1998), Guidelines for limiting exposure to time-varying electric, magnetic, and electromagneticfields (up to 300 GHz), Health Physics,74 (4): [4] ICNIRP Guidelines (1998), Guidelines for limiting exposure to time-varying electric and magnetic fields (1 Hz to 100 khz), Health Physics,99 (6): [5] A. Krawczyk, E. Łada-Tondyra (010), The first experiments in magnetic stimulation a history of discoveries within two parallel lives, Acta Technica Jaurinensis, 3 ():

121 SKUTECZNOŚĆ EKRANOWANIA NANOKRYSTALICZNEGO PROSZKU STOPU FE-SI-B-CU-NB W ZAKRESIE MIKROFALOWYM Roman Kubacki 1, Jarosław Ferenc, R. Przesmycki 1 1 Wydział Elektroniki, Wojskowa Akademia Techniczna, Warszawa Wydział Inżynierii Materiałowej, Politechnika Warszawska, Warszawa W ostatnich latach wraz z rozwojem urządzeń wytwarzających promieniowanie w zakresie mikrofalowym znacznie wzrosło zainteresowanie zagadnieniami kompatybilności elektromagnetycznej w tym zakresie częstotliwości. W celu zmniejszenia niepożądanej emisji wytwarzanej przez urządzenia generujące oraz zmniejszenia narażenia innych urządzeń elektronicznych w tym również ludzi konieczne jest zastosowanie, w ekstremalnych warunkach, materiałów ekranujących czyli absorberów. Skuteczność ekranowania takich materiałów zależy od wielu parametrów, jednakże skuteczny absorber powinien charakteryzować się wysokim poziomem absorpcji energii tego promieniowania i raczej niskim poziomem odbijania padającego pola elektromagnetycznego. Do celów projektowania materiałów ekranujących konieczne jest określenie konstytutywnych parametrów komponentów wchodzących w skład absorbera czyli względnych zespolonych wartości przenikalności elektrycznej () oraz magnetycznej (): = - j = - j gdzie:, rzeczywista i urojona wartość względnej przenikalność elektrycznej, rzeczywista i urojona wartość względnej przenikalność magnetycznej Niską wartość współczynnika odbicia można uzyskać gdy materiał będzie posiadał zarówno własności elektryczne oraz magnetyczne i w dodatku wartości te powinny być porównywalne. W pracy przedstawiono badania nowego materiału magnetycznego jakim jest szkło metaliczne. Szkło metaliczne zbudowane na bazie żelaza lub kobaltu jest bardzo obiecującym miękkim materiałem magnetycznym. Finemet (Fe 73,5 Si 13,5 B 9 Nb 3 Cu 1 ) opracowany przez Yoshizawę z firmy Hitachi był pierwszym tego typu materiałem. Finemet charakteryzuje się wspaniałymi własnościami mechanicznymi i bardzo wysokimi wartościami przenikalności magnetycznej ale w zakresie częstotliwości niskich. Zasadnym jest zatem poznanie magnetycznych właściwości tego materiału w zakresie częstotliwości mikrofalowych, pod katem zastosowania tego materiału do celów ekranowania pola elektromagnetycznego. Pomiary przenikalności elektrycznej i magnetycznej próbek materiałów stałych najwygodniej jest przeprowadzać w liniach współosiowych (koncentrykach) ze względu na szerokopasmowość tych metod. W pomiarach próbek proszkowych dodatkowym utrudnieniem jest konieczność zastosowania, a następnie uwzględnienia w obliczeniach dodatkowych przegród z materiału dielektrycznego. W przedstawionej konfiguracji pomiarów materiałów proszkowych istniej możliwość pomiarów sypkich proszków charakteryzujących się własnościami elektrycznymi jak również magnetycznymi. W dodatku taka konfiguracja gwarantuje istnienie jedynie rodzaju TEM w 11

122 tej linii współosiowej, a symetria układu, w przypadku gdy obie przegrody są z tego samego materiału i mają jednakową grubość, pozwala na uwzględnienie do analizy jedynie następujących współczynników macierzy rozproszenia S 11 oraz S 1. Na drodze przekształceń algebraicznych uzyskuje się następujące wyrażenia na zespolone współczynniki macierzy rozproszenia badanej próbki materiału proszkowego: S S 11 1 E 1 E11H H E11 Sw1 E E H E Sw E E H E Sw 1 gdzie: H Sw 11 E 11 W zaproponowanej metodzie do obliczeń zespolonych przenikalności elektrycznych i magnetycznych wykorzystana zostanie technika rozwiniętej fazy. Techniki rozwiniętej fazy są stosowane w analizie sygnałów, przy czym technika ta sprowadza się do odtworzenia pełnej wartości fazy na podstawie wartości fazy określonej w przedziale (-180, 180]. Pomiary zespolonych przenikalności elektrycznej i magnetycznej zostaną przeprowadzone przy zastosowaniu wektorowego analizatora sieci. Układ pomiarowy składa się z odcinka współosiowej linii pomiarowej, odcinków kalibracyjnych oraz połączeń LPC7. Średnica zewnętrzna linii wynosi 7 mm, podczas gdy średnica wewnętrzna wynosi 3,04 mm, dzięki czemu uzyskuje się wartość impedancji charakterystycznej 50. System realizuje pomiary modułów oraz faz współczynników macierzy rozproszenia. W pomiarach zespolonych współczynników macierzy rozproszenia na niepewność pomiaru wpływa szereg czynników. Jednakże stosując opracowaną przez NIST (National Institute of Standards and Technology) metodę kalibracji można efektywnie obniżyć błąd pomiaru. Metoda kalibracji TRL (Through-Reflect-Line) polega na pomiarach dodatkowych odcinków linii współosiowych oraz uwzględnienie otrzymanych współczynników kalibracyjnych do właściwych pomiarów. W takim przypadku niepewność pomiarów przenikalności, jest nie większa aniżeli 5 %. Szkła metaliczne na bazie żelaza i/lub kobaltu od czterdziestu lat są znane jako bardzo dobre materiały miękkie magnetycznie. Wytwarza się je w postaci taśm i stosowane są w stanie bezpośrednio po odlaniu lub odprężone, a ich głównymi obszarami zastosowań są maszyny elektryczne i energoelektronika, tj. urządzenia pracujące w niskich częstotliwościach. Podejmowano wiele prób zastosowania szkieł metalicznych w formie proszku, ale ich właściwości są znacznie gorsze od postaci taśm. Z drugiej strony, niektóre szkła metaliczne służą jako stopy wyjściowe do wytwarzania stopów nanokrystalicznych: nagrzewa się je, aby spowodować częściową krystalizację, i jeśli średnia średnica ziaren wynosi nm, uzyskuje się materiał miękki magnetycznie o znakomitych właściwościach. Finemet (Fe73,5Si13,5B9Nb3Cu1), opracowany przez Yoshizawę z firmy Hitachi, był pierwszym stopem tego rodzaju. W zakresie niskich częstotliwości nanokrystaliczny Finemet wykazuje znakomite właściwości magnetyczne. W pracy przedstawiono pomiary przenikalności elektrycznej i magnetycznej proszku nanokrystalicznego szkła metalicznego dla 4 grup z następującymi wielkościami ziaren: grupa A wielkość ziaren mniejsza aniżeli 5 m, grupa B (5 50) m, grupa C (50 100) m i grupa D (100 00) m, w zakresie mikrofalowym, tj. w zakresie częstotliwości od 00 MHz do 10. GHz. 11 E 1 Sw

123 Skuteczność ekranowania określa wielkość zmniejszenia natężenia pola elektromagnetycznego lub gęstości mocy za ekranem. Skuteczność ekranowania zależy od wielu czynników i można ją scharakteryzować poprzez tłumienie odbiciowe i tłumienie czynne (absorpcja energii fali w materiale). Badania skuteczności ekranowania przedstawiono dla warstw materiałów proszkowych szkła metalicznego dla zmierzonych przenikalności elektrycznej i magnetycznej. Określenie tłumienia odbiciowego oraz czynnego umożliwia określenie jaki jest udział odbicia i jaki pochłaniania energii w samym absorberze w całkowitym tłumieniu wnoszonym przez ekran. Godzi się zauważyć, że dobry absorber powinien charakteryzować się wysoką absorpcją i niskim poziomem odbijania energii pola. W wielu aplikacjach niski poziom tłumienia odbiciowego jest wręcz wymagany. 13

124 ELEKTRONICZNY ZESTAW POMIAROWY DO BADAŃ DIAGNOSTYCZNYCH PROTEZ ZĘBOWYCH PRZY WYMUSZENIACH DYNAMICZNYCH Marek Kuchta, Marek Szulim Wojskowa Akademia Techniczna, Wydział Elektroniki, Warszawa Wstęp Weryfikacja i optymalizacja parametrów protez jest możliwa, między innymi, poprzez badania na specjalistycznych stanowiskach diagnostycznych, zarówno stosowanych materiałów jak i gotowych konstrukcji. Zaprojektowany zestaw przeznaczony jest zasadniczo do badań gotowych protez dentystycznych. Możliwości pomiarowe zestawu są następujące: pomiary dynamiczne i statyczne ugięcia oraz odkształceń sprężystych protezy, możliwość pomiaru przy zadawaniu obciążenia w dowolnym punkcie uzębienia, zdolność do badania różnych typów protez zębowych, automatyczne sterowanie procesem pomiarowym wraz ze wstępnym przetwarzaniem informacji pomiarowej. Budowa i parametry techniczne Zestaw pomiarowy składa się z części mechanicznej służącej do zadawania obciążeń dynamicznych lub statycznych oraz elektronicznej części pomiarowej, która steruje procesem pomiarowym oraz pozwala na archiwizację i przetwarzanie wyników pomiaru (rys.1). P P1 T Sygnały przetworników przesunięć liniowych Sterowanie pomiarami i transmisja wyników pomiaru Oprogramowanie w LabView do generacji oraz pomiaru ugięć i odkształceń dynamicznych T1 P0 Sygnały przetworników tensometrycznych Wzmacniacz pomiarowy SPIDER8 P3 RS-3C F0 L1 L0 L3 L IEEE 184 F1 F3 F Sterowanie silnikiem krokowym Silnik krokowy Rys.1. Schemat funkcjonalny systemu do pomiaru zmian położenia płaszczyzny pomiarowej oraz odkształceń protezy skrzydłowej w warunkach dynamicznych 14

125 Przesunięcia na obwodzie [mm] Przesunięcie [mm] XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 Zadaniem części mechanicznej jest odpowiednie zamocowanie badanej protezy wraz z możliwością zadawania zewnętrznych obciążeń w dowolnym punkcie uzębienia. Siła F0 o znanej wartości jest przykładana na środek płaszczyzny pomiarowej. Poprzez trzy trzpienie jest ona przenoszona bezpośrednio na wybrane zęby. W punktach pomiarowych P0P3 następuje zmiana położenia w płaszczyźnie pionowej L0L3. Wartość zmian położenia jest mierzona we wskazanych punktach przez przetworniki przesunięć liniowych. Punkty pomiarowe P1P3 (przetworniki przesunięć linowych) rozmieszczone są w wierzchołkach trójkąta równobocznego a punkt P0 znajduje się dokładnie w środku tego trójkąta. Za pomocą, co najmniej trzech punktów można jednoznacznie wyznaczyć płaszczyznę w przestrzeni trójwymiarowej Zadaniem części elektronicznej jest w pełni automatyczny pomiar przy zadawaniu obciążeń dynamicznych. Wzmacniacz pomiarowy Spider8 zasila przetworniki pomiarowe (przesunięć liniowych i tensometryczne) jednocześnie wzmacniając i przetwarzając na postać cyfrową sygnały elektryczne z przetworników. Archiwizacja oraz wstępne przetwarzanie wyników następuje w komputerze klasy PC. Przykładowe wyniki pomiarów Wykorzystując opisany powyżej system pomiarowy, wraz z oprogramowaniem, wykonano wiele serii pomiarowych dla różnych typów protez skrzydłowych. Poniżej przedstawiono jedynie wybrane wykresy czasowe sygnałów przesunięć i odkształceń oraz zależności funkcyjne między zarejestrowanymi wielkościami. Jako przykład wybrano obciążanie płaszczyzny pomiarowej siłą 1kG z przeniesieniem jej na wybrane zęby protezy Przesunięcia ząb nr 7 protezy obciążenie=1kg 1 0,5 0-0, ,5 - -,5-3 -3,5 Czas [s] Przesunięcie P0 [mm] Przesunięcie P1 [mm] Przesunięcie P [mm] Przesunięcie P3 [mm] Rys. 3. Sygnały przesunięcia w funkcji czasu Przesunięcia ząb 7 protezy obciążenie=1kg 0,8 0,7 0,6 0,5 0,4 0,3 0, 0, ,1 0 Przesunięcie P0 [mm] Przesunięcie P1 [mm] Przesunięcie P [mm] Przesunięcie P3 [mm] Rys.4. Przesunięcia na obwodzie płaszczyzny pomiarowej w funkcji przesunięcia całej płaszczyzny 15

126 Wnioski końcowe Przeprowadzone dotychczas badania protez zębowych w pełni potwierdziły przydatność omawianego stanowiska do określania właściwości mechanicznych protez zębowych. W szczególności zestaw pomiarowy umożliwia badania ugięć i odkształceń sprężystych w zależności od miejsca przyłożenia obciążenia zarówno w warunkach statycznych jak i dynamicznych. Automatyczne zadawanie obciążeń dynamicznych wraz z równoległym synchronicznym próbkowaniem pozwala na prowadzenie długotrwałych badań zmęczeniowych. Pozwala to na określanie trwałości protez wraz z szacowaniem czasu ich przydatności przy założonej ilości zgryzów. Opracowane oprogramowanie jest w pełni skalowanie i pozwala na zadawanie praktycznie dowolnej ilości cykli obciążeń. Literatura [1] Instrukcja obsługi wzmacniacza pomiarowego SPIDER8, Hottinger Baldwin Messtechnik, Darmstadt [] Instrukcja użytkowania oprogramowania CATMAN EXPRESS ver.3.0, Hottinger Baldwin Mestechnik, Darmstadt [3] Instrukcja użytkownika platformy programowej LabView ver.6i, National Instruments, Austin Texas 000. [4] Instrukcja pomiarowa platformy programowej LabView ver.6i, National Instruments, Austin Texas 000. [5] Z. Orłoś, Pomiary naprężeń w budowie maszyn, Warszawa, PWN

127 PARALLEL FINITE ELEMENT METHOD Miklós Kuczmann Laboratory of Electromagnetic Field, Széchenyi István University, Győr, Hungary The simulation of electromagnetic field problems can be very time consuming. Especially the three dimensional nonlinear computations with the insertion of vector hysteresis models or the simulation of radio frequency applications with open boundary. The time for computations can be decreased by the use of the domain decomposition method (DDM) [1,]. The general aim of DDM is to decompose the finite element mesh by algorithms with several heuristics, and the assembly of the matrices of the sub-problems can be worked out in a parallel way, as well as the solution of the generated system of equations. The full paper and the presentation will present two-dimensional case studies to show the applicability of the domain decomposition techniques and the parallel algorithms. The problem to be solved has been discretized by the meshing function of the COMSOL Multiphysics software package, then the finite element mesh has been decomposed into several sub-meshes by the package called METIS [1]. The problem has been solved by a parallel algorithm implemented in C written by the author. A distributed computer has been built up to solve the problem, and the Message Passing Interface (MPI []) has been applied in the communication of the parallel hardware. Finally, all the visualizations have been performed in the frame of COMSOL Multiphysics. It is evident that the future task is to apply the distributed computer to solve large scale problems. Fig. 1. Finite element mesh partitioning (picture is from the website [3]) 17

128 Acknowledgement This paper was supported by Széchenyi István University. References [1] [] J. Kruis, Domain Decomposition Methods for Distributed Computing, Saxe-Coburg Publications, Kippen, Stirling, Scotland, 006. [3] 18

129 FORCE CALCULATION IN AC DIELECTROPHORESIS Eugeniusz Kurgan AGH University of Science and Technology, Deptartment of Electrical and Power Control Engineering, Kraków Introduction Dielectrophoresis enables voltage-controllable trapping, focusing, translation, fractionation and characterization of mineral, chemical and biological properties of a fluid suspending medium. Because the dielectric and conducting properties of a particle the electric field depends not only from frequency of the exciting source but also on both its structure and composition. In this way dielectrophoretic forces enable to study a much greater set of particle properties than electrophoresis. DEP is mostly well appropriate in applications at the small scales of microfluidic apparatus, is suitable to integration by cheap fabrication methods, is easily and directly interfaced to electronics devices, and can greatly reduce the need for complex and expensive specimen manipulation methods involving mechanical pumps and valves. DEP techniques are also very useful in the purification, enrichment, and characterization of a wide variety of environmental, biological and clinical ingredients and significant progress has been made in theory and in accompanied technologies. In practice, dielectrophoretic process is based on micro patterned electrodes immersed in dielectric fluid. When these electrodes are subjected to applied external voltages, the electrodes generate no uniform electric fields [1]. In comparison to electrophoresis, by which we understand particle motion due to the force resulting from coupling between an applied external electric field and a charge particle, dielectrophoresis has the disadvantage that the polarization forces acting on polarized particle are quite weak. In general, efficient particle manipulation in microelectrode arrangement requires taken into account other factors, such as viscous, buoyancy, and electrohydrodynamic forces. This constitutes complicated system of mathematically coupled different physical fields, which results in mutually coupled system partial differential equations. From practical point of view only numerical methods can give, from practical point of view, satisfactory results Power of heat sources Most general approach to dielectrophoretic force calculation is proposed by Sauer and Schloegl and is based on the Maxwell stress tensor formulation where the stress tensor T is integrated over the any surface surrounded the particie []: F ( t) ds DEP T n (1) where n is the unit vector normal to the surface. This method is regarded as the most general approach for computation of the field induced forces. In this article author calculate electric field and a force in interdigitated system of electrodes with horizontal symmetry, as it is shown in Fig

130 A E periodic boundary conditions substrate particle 0 n C E periodic boundary conditions a F DEP a B h U z 0 b 0.5b D Fig. 1. Cross section of the electrode arrangement with one pair of electrodes and moving biological particle is depicted. Several analytical and numerical methods have been developed to derive expressions for the dielectrophoretic force acting on particle immersed in dielectric fluid. Dielectric particle is usually modelled as homogeneous sphere or symmetric configuration of uniform layers. In the case of loss free dielectrics good agreement with measurements can be obtained by energy variation principle [3]. In our case the field is described by set of following well known equations: ( ) c E () E (3) t c J (4) where E is the electric field, J is current density vector, φ is the electric potential and ρ c is the electric charge density. The time-averaged force on the particle using equivalent electric dipole moment is given by [1] * 3 t Re ( ˆ ) ˆ r K ˆ K f p E E 1 0 E E R I I R (5) where E R and E I are real and imaginary parts of electric field E and K R and K I are real and imaginary parts of the well-known Clausius-Mossotti complex factor defined as Kˆ ˆ, ˆ 1 with possibly complex permittivities [9, 10] ˆ ˆ ˆ ˆ 1 ˆ ˆ 1 (6) (7) j (8) j Computational results For geometry as in Fig.1 distribution og the potential anf electric force was calculated and presented in Fig.. 130

131 Fig.. Modulus of the potential in the fluid and force distribution in dielectric liiqid. References [1] Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Introducing dielectrophoresis as a new force field for field-flow fractionation, Biophys. J.,vol. 73, (1997), pp [] J. Yang, Y. Huang, X.B. Wang, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Cell separation on microfabricated electrodes using dielectrophoretic/gravitational field-flow fractionation, Anal. Chem., vol 71, (1999), pp [3] X.B. Wang, J. Yang, Y. Huang,, F.F. Becker, P.R.C. Gascoyne, Unified theory of dielectrophoresis and travelling wave dielectrophoresis, J. Phys D, 1994, [4] Wang X.-B., Hughes M. P., Huang Y., Becker F. F., Gascoyne P. R. C., Non-uniform spatial distributions of both the magnitude and phase of AC electric fields determine dielectrophoretic forces, Acta Biochim. Biophys., vol. 143, pp ,

132 b XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 MODELLING OF THE CURRENT AND POTENTIAL DISTRIBUTION IN CAVITY CORROSION Eugeniusz Kurgan, Agnieszka Wantuch AGH University of Science and Technology, Deptartment of Electrical and Power Control Engineering, Kraków Introduction In order to predict corrosion rates in the pitting corrosion process, characterization of the local chemical environment is needed. From theoretical point of view mathematical models taking into account diffusion and migration processes of ions and electrochemical and chemical reaction in electrolyte can describe some aspects of pitting phenomena, numerical difficulties in implementation of the model invariably arise. Such difficulties are caused either by mathematical complexity of the phenomenon or by uncertainty of the electrochemical and chemical processes which occur. In the present paper, finite element method was used to simulate species, current and potential distribution inside the pit including multiple species, chemical reaction equilibria and mutual coupling of equation through equation coefficients and boundary conditions. Derivation of main equations The local environment in the pit, where corrosion takes place is considerably different from that in external bulk solution. In the pit reaction phenomena lead to accumulation and depletion of reaction products in the electrolyte. Several authors have developed onedimensional models which simulate corrosion inside the pit with assumption of passive walls with active dissolution at the pit bottom [1]. While these models may adequately describe corrosion in crevice where one-dimensional approach is valid, they have troubles in predicting the solution in cavities of arbitrary shape where two-dimensional approach is needed. One-dimensional models can not to simulate adequately species distribution under arbitrary shape assumption. Shape expansion is very important aspect of pitting corrosion process []. The present model assumes that iron section with a pit is immersed in electrolyte and at beginning the concentration of all species in cavity is the same [3]. Metal Insulation D E A Pit a Anodic reaction C B F Bulk electrolyte Fig. 1. Schematic illustration of the cavity corrosion process 13

133 On the iron-electrolyte boundary along the walls A-B-C electrochemical reaction takes place [4] + Fe Fe e (1) and additionally three basic homogeneous chemical reactions occur in the cre-vice and the bulk of electrolyte + Fe H O FeOH H + () + Fe OH H O Fe OH H (3) (s) + HO H OH (4) The hydrolysis product Fe(OH)(s) precipitates in the bulk of the electrolyte. The concentration of individual species are named as follows: C 1 [Fe + ], C [Fe(OH) + ], C 3 [H + ], C 4 [OH ]. (5) and charge numbers are given by z 1 z 1 z 3 1 z 4 1 The fluxes of individual species in electrolyte can be defined by most fundamental Nernst- Planck equation in general form [6,7]: F N i zi DiCi DiC i (6) RT where i 1,, 3, 4 and denotes electric potential. After some manipulations we get first partial differential equation for C 1 variable F D F D D C 1 z1 F 1 z1 C1P R1 RT RT (7) where vector F 1 is given by F FD 4 1 z z 4 z C C C C 1 1 z z 3 4 z 3 C C C C RT (8) In analogous way one can write equations for C and C 3 F D F D D C z F z CP R RT RT (9) F D F D D C 3 z3 F 3 z3 C3P R3 RT RT (10) where F FD 4 z z 1 4 z 1 C C C C 1 1 z z 3 4 z 3 C C C C 3 3 RT (11) F FD 4 3 z z 1 4 z 1 C C C C z z 4 z C C C C 3 3 RT (1) Equations (7), (9), (10) constitute full set of mutually coupled and non-linear partial differential equations to be solved. Chemical reaction rates For single ions following kinetic equations is it possible to write [5] R k C k C C (13) 1 1F 1 1B 3 R k1fc 1 k1bc C3 kfc kbc3 (14) R3 k1fc 1 k1bc C3 kfc kbc3 k3f k3bc3c 4 (15) where k 1F, k F, k 3F are forward kinetic reaction constants and k 1B, k B, k 3B are backward kinetic reaction rates. The reaction equilibria for equations (),.(3) and (4) give additional relations k k K K K k 1F F 3F 1 3 (16) k1b kb k3b 133

134 Boundary conditions Boundary conditions for all concentrations on metal-electrolyte boundary can be derived from following relationships C1 i n F D z D C (17) n n z F RT n C F D z DC n RT n C3 F D3 z3 D3C3 n RT n 1 F C1 C C3 i z1 D1 D4 z D D4 z3 D3 D4 n n n n (18) (19) (0) An illustrative example As an illustrative example let us to calculate the distribution of concentrations of all species, current density and electric potential distribution in cavity with dimensions a 1.5 cm and b 1 cm. Other parameters used in calculations are given below []. Thermodynamic data: K 1 = 1.585e-13 mol/dcm 3, K 1.59e-5, K e-0 (mol/dcm 3 ) Diffusion coefficients : Fe + : D 1 7.e-6 cm/s, Fe(OH) + : D 1e-5 cm/s, H + : D 3 9.3e-5 cm/s, OH : D 4 5.3e-5 cm/s Kinetic data: i 0 1.0e-5 A/cm, E 0a = 0.44 V, T 5 o C, n Bulk solution data: ph b 8 mol/dcm 3 Finite element Galerkin s method was used to solve this problem [10]. Results of the computations are depicted on the figures below. Fig. 1. Dependence of Fe + and Fe(OH) + concentrations along E-F path References 134

135 [1] Sharland S.M., A review of the theoretical modelling of the crevice and pitting corrosion, Corrosion Science, Vol. 7, no. 3, 1987, [] White S.P., Weir G.J., Laycock N.J., Calculating chemical concentrations during the initiation of crevice corrosion, Corrosion Science, vol. 4, 000, [3] E. Kurgan, Influence of electrolyte conductivity on cathodic protection with sacrificial anode, Acta Techn. CSAV, vol. 49, 004, [4] Jones, D.J., Principles and prevention of corrosion, Mcmillan Publishing Company, N.Y. (199) [5] Sharland S.M., A review of the theoretical modelling of the crevice and pitting corrosion, Corrosion Science, Vol. 7, no. 3, 1987,

136 NUMERICAL STUDY OF NANOPARTICLE HYPERTHERMIA Eugeniusz Kurgan AGH University of Science and Technology, Deptartment of Electrical and Power Control Engineering, Kraków Introduction One of the most important problems in finding suitable therapy for cancer is the heat damaged cancer cells while to save healthy ones. Hyperthermia one of the therapeutic methods, which strive to treat only cancer cells to leave other intact. Generally it is very difficult problem, because the cancer region can be very irregular with fuzzy boundary between healthy and sick parts of body. Despite of this approach is still investigated by many scientists and substantial progress in this area has been made. In the present paper, electromagnetic field and temperature distribution is calculated when as source heat nanoparticles are used. Hyperthermia is a intentional raise of local body temperature. Healthy tissues tolerate excess temperature over normal state to a certain level, whereas unhealthy cell in such conditions die. Normal tissues have extensive network of blood vessels, veins and neurons that can relatively easy conduct and dissipate generated heat while cancer cells have far less developed veins and neurons and thus less heat dissipation capability. Both health and unhealthy cells are prone to high temperature but hyperthermia therapy tries to heat tissues to such temperature where healthy cells survive and damaging cells are destroyed. As side effect of hyperthermia treatment, cancer cells become more vulnerable to other form of therapy such as chemical or radiation therapy. A temperature of cancer tissues in range of 4 44 degree Celsius has been established to be the most acceptable for hyperthermia [1]. Magnetic nanoparticles used in medical applications have sizes ranging from a few nanometers up to thousands of nanometers, what means that their dimensions are smaller than or comparable to those of a cell (10 100μm), a protein (5 50 nm), a virus (0 450 nm), or a gene ( nm wide and nm long). Because of this they can to come in direct vicinity of biological tissues of interest. Such nanoparticles should be coated with biological molecules, such as a starch, to make them difficult to recognize by an organism's immune defense system, thereby providing a possibility to control the means of transport them to desire places. The nanoparticles are magnetic, what means that they obey Lorenz s low, what gives possibility to manipulate them by an external magnetic field with high magnetic gradient. This property of magnetic nanoparticles enables location of them in desired places. Next, magnetic nanoparticles can be made to respond to time varying electromagnetic field, what results in transfer of energy from external exciting energy sources to nanoparticles and in this way to treated tissues. On the other hand such heat generation agents as nanoparticles or magnetic seeds, when they are placed in AC electromagnetic field, are capable uniformly generate heat at the target cells. This is the reason why such approach is thought as a perspective method for hyperthermia in oncology. In order to deliver these particles to cancer cells they are integrated with therapeutic agent in polymeric micro-caries of approximately 1 3 micrometers in diameter what allow them to be transported even through smallest capillaries. These micro-agents can then be navigated to tumor tissues where they should be collected. 136

137 Several authors have considered the heat generation problem here given volume of tumor was heated by evenly placed heat sources such as magnetic nanoparticles or seeds. However, it is often-assumed that a heat generation in amount of 100mWcm3 will suffice in most circumstances to heat a tissue. The generating heat is limited by many harmful physiological reactions of the healthy tissues to high frequency and strength the externally applied AC magnetic field used in hyperthermia. The negative effects incorporate stimulation of peripheral and skeletal muscles, eventual cardiac stimulation and arrhythmia and eddy-current e heating of tissues. It is assumed, that the useful range of frequencies and magnetic strength is considered to be in the range f = kHz and H = 0 15 kam 1. Another authors report that exposure to field should fulfill a condition that product of magnetic strength and frequency Hf should not exceed = 53.8Am 1 s 1 in order to be tolerable. The methods of administration of the nanoparticles suspended in liquid decide about the amount of magnetic material required to produce the desired temperature. So, the direct injection of the therapeutic agent allows for significantly greater quantities of nanoparticles to be localized in a tumor than do methods utilizing intravascular administration or antibody targeting. One can assume that about 5 10 mg of magnetic nanoparticles should be comprised in each cm 3 of tumor tissue is suitable for magnetic hyperthermia. Power of heat sources In this article it is assumed that heat generation is only caused by hysteresis losses. The hysteresis loss is a consequence of the nonlinear properties of magnetic materials exposed to a time varying magnetic field and is proportional to the area of the hysteresis loop and frequency of the exiting source. Let us now calculate the amount of energy proportional to surface of hysteresis loop. Infinitesimal increase in magnetic energy is given by [1]: dwm H db (9) under assumption that ferromagnetic material is isotropic. Integrating both sides of this equation along hysteresis loop we get the energy density obtained in one magnetization cycle: wm HdB (10) In order to calculate the above value, we have to approximate analytically hysteresis loop given from measurements. It is well known that the magnetic induction B, the magnetic field strength H and the intensity of magnetization M, are related by (11) B H M 0 where 0, is the permeability of free space where M is a complicated function of H, which can be approximated by a second-order rational fraction of the form [] a0 a1h ah M( H) 1b H b H 1 where a i and b i are constant coefficients, which in general can be determined by curve-fitting methods for low and high field approximation. (1) db dg1 dg dh dh dh H 0 H 0 (13) Because g (H) is even function so its lope in point H 0 and B B r is zero, so 137

138 1 diff H 0, BB r 0 1 dh H 0 dg 1 a (14) It Is obvious that at saturation point the differential permeability has constant value, so from the parameter a 1 can be obtained B H s s a (15) Bs a 1 1 (16) H 0 s For the point H H s and B B s of hysteresis loop the parameter a can be obtained from Błąd! Nie można odnaleźć źródła odwołania. after substituting a 1 from (16): Bs H what after some manipulations gives s 0 s 0 s 0 s 0Hs 1b1 H b H B H H a H H B H a b H b H s 0 s 1 s 0Hs s (17) (18) Finally for g (H) function at H 0 and g B r and dg /dh 0 we get c 1 bb 1 r (19) r 1 0Hs 0 B c (1 b H ) (0) Now all coefficients can be deduced from the data supplied by manufacturers of given magnetic materials or by adequate laboratory measurements. The energy supplied when the magnetic field ones goes around hysteresis loop can be calculated as []: s where c c b1c c1b wm 4 Hs c1h s ch s I1 I (1) b b b b I b H b H I () 1 ln s s 1 b b I b H b b arctan arctan s / 1/ 1/ 4b b1 4b b1 4b b1 (3) Field and heat equations Comparison of real and imaginary parts in (6) gives 1 Azr Azr Azi J zr (4) 1 Azi Azr Azi J zi (5) 138

139 For one Debey s process we can assume [4] ˆ 1 1 j 1 1 j 0 (6) where is the high-frequency limit of relative permittivity, 1 is the relaxation intensity, 1 the Cole Cole parameter and 1 the relaxation time. Thus if we define complex permittivity as D ˆ ˆ E ˆ j E ˆ (7) Where is is the real part of the permittivity, which is related to the stored energy within the medium and is a dielectric loss factor (is the imaginary part of the permittivity, which is related to the dissipation (or loss) of energy within the medium). The expression of Pennes bioheat equation in a body with uniform material properties in steady state is given by ( ) kt C T T Q Q (8) b b b b ext met where T is temperature [K], k the tissue thermal conductivity [W/(mK)], b the blood perfusion rate [1/s], C b the blood specific heat, T b the blood vessel temperature, Q met the metabolic heat generation rate [W/m 3 ], and Q ext the external heat sources [W/m 3 ]. The usual boundary condition associated with the heat transfer process in the RF hyperthermia can be given by n kt h( Tair T) (9) on boundary Ž, where h is the heat transfer coefficient [W/(m K)], T air is the temperature of the surrounding air [K]. Computational results It was assumed that tumor occurs in liver as in Fig.1 right. The amount of 10mg/cm 3 nanoparticles was injected into tumor and uniformly inside distributed. Geometrical dimension are given in Fig.1. Exciting wirers with current have parameters I max = 1e4 [A], r [m] and frequency f = 100 [MHz], Physical parameters of blood are as follows: ρ b 1060 [kg/m 3 ], C b 3639 [J/(kg K)], T b [K], ω b [1/s]. Physical parameter of tissues are given by: relative permittivity ε r 9.6 in body, 70 in tumor and 5.8 in liver, electric conductivity ζ 0.0[S/m] in tumor, body and skin and 0.00[S/m] in liver. The hysteresis loss for one loop is J/g when H 0 =35kA/m. The frequency was assumed f 100kHz. The exciting current was so adjusted to attain specific loss power 400, 450 and 500 mw/cm

140 Temperature on tumor bounday [ o C] Temperature on tumor bounday [ o C] Magnetization kam /kg XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec Magnetic field A/m o body r t t r s s o q q p p n m l k j i h skin and fat g g f e d c liver tumor b a t: 1.0 s: 0.99 r: 0.96 q: 0.93 p: 0.90 o: 0.87 n: 0.84 m:0.81 l: 0.78 k: 0.75 j: 0.7 i: 0.69 h: 0.66 g: 0.63 f: 0.60 e: 0.57 d: 0.54 c: 0.51 b: 0.48 a: 0.45 times 1e Fig. 1. Minor hysteresis loops for (Co)Fe O 3 nanoparticles (left) and magnetic potential distribution in skin, body liver and tumor (right) [mw/cm 3 ] 450 [mw/cm 3 ] 400 [mw/cm 3 ] Tumor perimeter [m] [mw/cm 3 ] 450 [mw/cm 3 ] 400 [mw/cm 3 ] Tumor perimeter [m] Fig.. Temperature distribution along cross section of the liver (left) and perimeter of the tumor (right). References [6] Rivas J., Zamarro J. M., Martin E., Pereira C., Simple Approximation for Magnetization Curves and Hysteresis Loops, IEEE Transactions on Magnetics, vol. MAG-11, no. 4, July 1981 [7] Pavel M., Stancu A., Ferromagnetic Nanoparticles Dose Based on Tumor Size in Magnetic Fluid Hyperthermia Cancer Therapy, IEEE Transactions on Magnetics,vol. 45, no. 11, 009 [8] Moroz P., Jones S. J., Winter J., Gray B.N., Targeting Liver Tumors With Hyperthermia: Ferromagnetic Embolization in a Rabbit Liver Tumor Model, Journal of Surgical Oncology,vol. 78: 9, 001 [9] Wulff W., The energy conservation equation for living tissue, IEEE Trans. Biomed. Eng., vol. BME-1, pp , Nov

141 USE OF RF HYPERTHERMIA FOR TREATMENT OF TUMORS LOCATED IN THE HUMAN THIGH Eugeniusz Kurgan, Piotr Gas AGH University of Science and Technology, Deptartment of Electrical and Power Control Engineering, Kraków Hyperthermia has become a useful form of cancer therapy. It uses differences in temperature sensitivity between tumor cells and their normal counterparts [1]. It was observed that at temperatures of 4 C to 45 C only the neoplasmic cells are destroyed, while healthy tissues remain unaffected. At higher temperatures the denaturing of proteins occurs, which leads to permanent destruction of all cells. Therefore, the therapeutic effects of hyperthermia depend on temperature and time exposition. There is also evidence that the effectiveness of hyperthermia significantly increases in combination with other cancer treatments like radioor chemotherapy []. There are many studies on the treatment of cancer using hyperthermia which demonstrate that this aspect is still important and more research is needed in this matter [6]. In this publication a model and numerical simulation of temperature distribution produced by electromagnetic radiation in RF hyperthermia is presented. Let us consider a cross section of human thigh. The heat is induced by exciting wires with currents placed near the treatment region, as depicted in Fig.1. current in skin 1, 1 muscle, tumor, bone, current out wires with exciting currents Figure 1. Simplified version of transverse section across human thigh with the tumor inside. In RF hyperthermia treatment we are dealing with an electromagnetic field coupled with a temperature field. The former in the complex form is described by the equation 1 ˆ j ˆ ˆ ˆ i A A J (30) where Ĵ is the exciting current density, and  is the magnetic vector potential. i For one Debye s process we can assume complex permittivity as 141

142 ˆ 1 1 j 1 1 j where is the high-frequency limit of relative permittivity, 1 is the relaxation intensity, 1 the Cole Cole parameter and 1 the relaxation time. Tissue parameters are taken from [3]. Temperature inside body is derived from the bioheat equation given by Pennes [5] as T C k T bcb b( Tb T) Qext Qmet t (3) where T is the body temperature [K], T b blood vessel temperature [K], k tissue thermal conductivity [W/(m K)], ρ tissue density [kg/m 3 ], ρ b blood density [kg/m 3 ], C tissue specific heat [J/(kg K)], C b blood specific heat [J/(kg K)], ω b blood perfusion rate [1/s], Q met metabolic heat generation rate [W/m 3 ], and Q ext = ζ Ê external heat sources [W/m 3 ]. Equations (1) and (3) with the appropriate initial and boundary conditions [4] are solved using the finite element method. The obtained simulation results are presented in Fig.. 0 (31) Figure. Temperature distribution in the human thigh (left) and time dependence of the temperature in the central point of the tumor (right). 14

143 References [1] Hiraoka M., Hiroi N., Kotsuka Y., Mitsumori M., Ohno S., Tanaka Y., Development of RF and microwave heating equipment and clinical applications to cancer treatment in Japan, IEEE Trans Microwave Theory Techn, 48(11), 000, pp [] Hynynen K., Moros E.G., Roemer R.B., A comparison of bioheat transfer and effective conductivity equation predictions to experimental hyperthermia data, ASME Heat Transfer Division, vol. 16, 1989, pp [3] Gabriel C., Gabriel S., Compilation of the dielectric properties of body tissues at RF and microwave frequencies, Physics Department, King's College London, London WCR LS, UK. [4] Gordon, R.G., Roemer, R.B., and Horvath, S.M., A mathematical model of the human temperature regulatory system transient cold exposure response, IEEE Trans. Biomed. Eng., 3, 434, [5] Pennes, H.H., Analysis of tissue and arterial blood temperatures in resting forearm, J. Appl. Physiol., 1, 93, [6] Pisa, S., Cavagnaro, M., Piuzzi, E., Bernardi, P., and Lin, J.C., Power density and temperature distributions produced by interstitial arrays of sleeved-slot antennas for hyperthermic cancer therapy, IEEE Trans. Microwave Theory Technol., 5, 418,

144 ŚWIATOWE TENDENCJE WYKORZYSTANIA ENERGII FOTOWOLTAICZNEJ Lucjan Kurzak Wydział Budownictwa Politechnika Częstochowska Zmniejszające się zapasy surowców energetycznych oraz coraz gorszy stan środowiska naturalnego zmuszają do poszukiwania alternatywnych, odnawialnych źródeł energii. Wykorzystanie jej nie powoduje żadnych efektów ubocznych ani emisji szkodliwych substancji. Wykorzystanie nie zakłóca zasobów naturalnych, środowiska naturalnego, krajobrazu oraz życia roślin i zwierząt. Zwiększa bezpieczeństwo energetyczne, a także tworzy nowe miejsca pracy, przy okazji promując różne regiony. Do dalszego rozwoju przyczyniają się także zobowiązania międzynarodowe dotyczące redukcji emisji do atmosfery dwutlenku węgla. Energia promieniowania słonecznego jest najbardziej atrakcyjną, z punktu widzenia środowiska, energię odnawialną. Jest ona energią łatwo dostępną, ale charakteryzuje się małą gęstością strumienia i dużą stochastycznością występowania. Olbrzymie zasoby energii słonecznej, rozwijające się metody i technologie konwersji na inne użyteczne rodzaje stanowią o jej perspektywicznym znaczeniu. Jednym z możliwych sposobów przetwarzania na energie elektryczną jest wykorzystanie efektu fotowoltaicznego. Efekt fotowoltaiczny, który jest wykorzystywany w ogniwach fotowoltaicznych, polega na powstawaniu w nich siły elektromotorycznej w wyniku oddziaływania na półprzewodnik promieniowaniem słonecznym. Energia promieniowania słonecznego zostaje przekształcona bezpośrednio w energię elektryczną, bez jakichkolwiek reakcji chemicznych. Rozwój fotowoltaiki rozpoczął się w latach sześćdziesiątych XX wieku, zainicjowany przez badania kosmiczne, zaś kryzys energetyczny go przyspieszył. Całkowita światowa produkcja modułów fotowoltaicznych dynamicznie rośnie w ostatnich dziesięcioleciach. Wzrost ten wynika z rosnących potrzeb energetycznych oraz postępu w osiąganych sprawnościach przetwarzania na energie elektryczną. Ogniwa fotowoltaiczne znajdują zastosowanie w pięciu podstawowych obszarach: urządzenia elektryczne powszechnego użytku (radia, zegarki, ładowarki, telewizory), systemy wolnostojące (lampy, latarnie morskie, sygnalizatory, znaki ostrzegawcze) systemy współpracujące z sieciami elektroenergetycznymi (zasilanie budynków mieszkalnych, usługowych i użyteczności publicznej), systemy hybrydowe (współpraca systemu fotowoltaicznego z generatorami spalinowymi, gazowymi, wiatrowymi, a także kolektorami słonecznymi), urządzenia w kosmonautyce (satelity, promy kosmiczne). Ewolucje produkcji energii elektrycznej pochodzącej ze słońca na przestrzeni ostatnich dwóch dekad obrazuje rys.1, który przedstawia światową produkcję modułów fotowoltaicznych wykorzystywanych do produkcji energii elektrycznej. 144

145 Źródło : opracowanie własne na podstawie danych : Photovoltaic Barometer. Instytut Energii Odnawialnej, Baromet Rys.1. Ewolucja światowej produkcji modułów fotowoltaicznych [MWp]. Widać z powyższego rysunku bardzo duże przyrosty roczne, które zwłaszcza w ostatnich latach sięgają 50%. Do produkcji energii elektrycznej na świecie w 009 roku wykorzystywano moduły fotowoltaiczne o mocy MWp. Również w Polsce, chociaż w niewielkim stopniu w zestawieniu z możliwościami, następuje rozwój wykorzystanie technologii fotowoltaicznych. Jeśli rozważamy tylko koszt uzyskania wata mocy wyjściowej, energia elektryczna ze słońca nie jest zbyt konkurencyjna i prawdopodobnie nieprędko będzie. Jeżeli jednak myślimy o inteligentnych sieciach energetycznych ze zdolnością zarządzania wieloma rozproszonymi, działającymi w sposób przerywany źródłami energii, wtedy energia słoneczna może być dobrym rozwiązaniem. Przed technologią fotowoltaiczną są stawiane coraz ambitniejsze cele, realizowane z zastosowaniem najnowocześniejszych rozwiązań. Istnieją projekty pokrycia obszarów pustynnych siecią elektrowni słonecznych, opartych na nowej generacji ogniw cienkowarstwowych. Wg naukowców, aby zapewnić wystarczającą ilość energii elektrycznej wszystkim odbiorcom na Ziemi, wystarczyłoby pokryć panelami fotowoltaicznymi tylko kilka procent powierzchni wszystkich pustyń. Co prawda problem stanowią oprócz zjawisk klimatycznych, ruchomych piasków itp. straty przesyłowe, ale możnaby je zmniejszyć przez zastosowanie nadprzewodników. Firma IOWA THIN FILM TECHNOLOGIES wyprodukowała elastyczne ogniwa słoneczne o grubości zaledwie 0,05 mm. Produkowane metodami podobnymi do drukarskich, mogą posłużyć w codziennym użytkowaniu podręcznych urządzeń elektrycznych. Zastosowanie odpowiedniej technologii pozwala je także zastosować w tkaninach (rozwiązanie amerykańskiej firmy KONARKA TECHNOLOGIES z zakresu nanotechnologii ogniwa słoneczne wbudowane bezpośrednio we włókna różnych materiałów tekstylnych mogłoby posłużyć do produkcji odzieży, namiotów i parasoli generujących energię). Innym wyrobem 145

146 tej firmy jest giętka folia o właściwościach fotowoltaicznych, stosunkowo tania w produkcji, elastyczna i lekka, co pozwala na pokrycie nimi dowolnej powierzchni. Nanoogniwa zmieszane z lakierem samochodowym mogłyby w przyszłości umożliwić doładowywanie energii do akumulatorów w samochodach z napędem hybrydowym (spalinowoelektrycznym), co ograniczałoby zużycie paliwa. Nad realizacją tych rozwiązań z wykorzystaniem nowych materiałów takich jak fullereny i przewodzące prąd polimery pracują czołowe ośrodki świata, co może przyczynić się do ich powszechniejszego zastosowania. Zarówno nowe rozwiązania materiałowe jak i technologiczne, rosnąca sprawność konwersji energii słonecznej na elektryczną przy rosnących cenach jej pozyskania ze żródeł konwencjonalnych, stawia przed fotowoltaiką olbrzymie perspektywy. 146

147 WPŁYW ODLEGŁOŚCI MIĘDZY PRZEDOWODAMI A EKRANEM NA POLE MAGNETYCZNE EKRANOWANEGO DWUPRZEWODOWEGO BIFILARNEGO TORU WIELKOPRĄDOWEGO Dariusz Kusiak 1, Zygmunt Piątek, Tomasz Szczegielniak Politechnika Częstochowska 1 Wydział Elektryczny Wydział Inżynierii i Ochrony Środowiska Wprowadzenie Rozpatrzmy pole magnetyczne w obszarze wewnętrznym ekranu dwubiegunowego toru wielkoprądowego (rys. 1) z izolowaną osłoną dla przypadku przeciwnych prądów w przewodach fazowych. Zmieniana będzie odległość d między osiami przewodów a osią ekranu. y y y Her HeΘ X R1 rxz rxy r Θ R1 Z γ1 Y x R d I I1 d 1 R x γ e μ0 R4 R3 Rys. 1. Dwubiegunowy bifilarny tor wielkoprądowy Pole magnetyczne w obszarze wewnętrznym ekranu W przypadku dwubiegunowego toru wielkoprądowego z izolowaną osłoną całkowite pole magnetyczne w obszarze wewnętrznym ekranu określone jest wzorem [1,] H wew wew wew ( 1 Θ r, Θ) H ( r, Θ) H ( r, ) (1) Jeśli wprowadzimy względną odległość między przewodami a ekranem [3] d ( 0 1) () zmienną względną i parametr R R 4 R 3 r (3) R 4 3 przy czym 0 1 (4) 147

148 to wzory na składowe względne pola magnetycznego H 1 ( r, Θ) w obszarze wewnętrznym ekranu ( 0 r R3 lub 0 ) linii dwuprzewodowej dla I I 1 I mają postać [4]: oraz h h wew 1r wew 1Θ zaś składowe względne pola H ( r, ) mają postać h wew r wew n n p n n-1 (, Θ) ξ sin nθ (5) n1 n1 d n n n 1 p n n-1 (, Θ) ξ cos nθ (5a) n1 n1 d n wew Θ wew oraz h (, Θ) 1 gdzie oraz Θ W powyższych wzorach n n n p n n-1 (, Θ) 1 ξ sin nθ (6) n1 n1 d n n n 1 n p n n-1 ξ cos nθ (6a) n1 n1 d n p I j) K ( j) I ( j) K ( j ) (7) d n n n1( n1 n1 n1 I j) K ( j) I ( j) K ( j ) (7a) n1( n1 n1 n1 I n 1( j), K n 1( j), I n 1( j), K n 1( j), I n 1( j), K n 1( j) są zmodyfikowanymi funkcjami Bessela odpowiednio pierwszego i drugiego rodzaju, rzędu n-1 oraz n+1, a k R dla 1 4 k [5]. Wpływ odległości między osią przewodów a ekranem Rozkład modułu całkowitego pola magnetycznego w obszarze wewnętrznym ekranu dla różnych wartości parametru w funkcji kąta Θ przedstawiamy na rysunku. Rys.. Rozkład względnej wielkości modułu całkowitego pola magnetycznego w obszarze wewnętrznym ekranu linii dwuprzewodowej dla I I 1 I 148

149 Wnioski Z przedstawionego rozkładu całkowitego pola magnetycznego w dwubiegunowym bifilarnym osłoniętym torze wielkoprądowym oraz analizy otrzymanych wzorów i obliczeń numerycznych wynika, że w miarę wzrostu odległości λ między osią przewodów a ekranem pole magnetyczne staje się coraz bardziej nierównomierne (rys. ). Wzajemna konfiguracja geometryczna między przewodem a ekranem silnie więc wpływa na całkowite pole magnetyczne w tego typu torach wielkoprądowych. Literatura [1] Piątek Z.: Modelowanie linii, kabli i torów wielkoprądowych, Seria Monografie nr 130, Wyd. Pol. Częst., Czestochowa 007. [] Piątek Z.: Impedances of Tubular High Current Busducts, Series Progress in High-Voltage technique, Vol. 8, Polish Academy of Sciences, Committee of Electrical Engineering, Wyd. Pol. Częst., Czestochowa 008. [3] Kusiak D.: Pole magnetyczne dwu i trójbiegunowych torów wielkoprądowych, Rozprawa doktorska, Pol. Częst., Wydz. El., Częstochowa 008. [4] Piątek Z., Kusiak D., Szczegielniak T.: Pole magnetyczne przewodu ekranowanego, Przegląd Elektrotechniczny, ISSN , R. 85, Nr 5/009, ss [5] Piątek Z., Kusiak D., Szczegielniak T.: Influence of the screen on the magnetic field of the flat three phase high current busduct, Przegląd Elektrotechniczny, R. 86, Nr 1/010, ss

150 A COMPARISON OF MAGNETO-MECHANICAL DEPENDENCIES OF A BRUSHLEES MOTOR WITH PERMANENT MAGNET EXCITATION IN BLDC AND PMSM MODES Marek Lis Częstochowa University of Technology Summary: In the paper the magneto-mechanical dependencies of an electric motor with permanent magnets in its rotor and three-phase stator winding are presented as dependencies of total magnetic coupling between electric circuits of stator and electromagnetic moment on currents in these circuits and on the angle of rotor rotation. The calculations were carried out for motors PMSg13 S4 BLDC and PMSg13 S4 PMSM. The results are presented in the form of charts. Introduction The subject of the analysis are contactless electric motors with permanent magnets in their rotors and with multi-phase stator winding, which differ in the design of excitation winding and the method of its supply. These machines are referred to as PMSM (Permanent Magnet Synchronous Motors) and BLDCM (ang. Brush-Less Direct Current Motors), according to international terminology. PMSMs are designed to work at sine supply from a voltage or current source, whose frequencies and initial phases depend on the rotor rotation angle. Such method of supply is referred to as continuous supply. BLDCMs are machines, whose phases are supplied from a DC source in impulse-driven way, according to the rotor position. The shape of phase current in such a machien resembles a trapeze. Such method of supply is referred to as discrete supply. Different supply methods for PMSMs and BLDCMs as well as fundamentally different application requirements results in their different designs, in particular in the setup of active parts of the rotor. Computer-aided simulations of motor operation have been carried out for two types of motors: IPMSg13 S4 PMSM and PMSg13 S4 BLDC produced by BOBRME "Komel". Table 1 includes nominal data concering the motors under research. Table 1. Nominal data concerning the motors under research Type of the motor IPMSg 13 S4 PMSM PMSg13 S4 BLDC Power 4 kw 4 kw Nominal voltage 3x400 V 3x400 V Nominal current 7,5 A 11,5 A Nominal velocity 1500 rotations per minute 1500 rotations per minute Nominal moment 5,5 Nm 5,5 Nm 150

151 Figure 1 depicts exemplary results. In the Figure time dependencies of phase electromotoric forces e1, e, e 3 under conditions of idle run and rotor rotation velocity equal to 1500 rpm are presented. e, V e1, V (BLDS) e, V (BLDS) e3, V (BLDS) e1, V (PMSM) e, V (PMSM) e3, V (PMSM) ,004 0,008 0,01 0,016 0,0 t, s Fig. 1. Time dependencies of phase electromotoric forces e 1, e, e3 under conditions of idle run and rotor rotation equal to 1500 rpm for machines PMSg13 S4 BLDC and IPMSg 13 S4 PMSM On the basis of the results presented in Figure1 it can be stated, that the shape of electromotoric force in a PMSM motor resembles sine wave, due to the special design of the rotor, in which the field from permanent magnets is partially screened by the ferromagnetic core of the rotor. In this case the distribution of radial component of magnetic induction vector in the air gap is close to a harmonic one, however it possesses a significant zero order harmonic. A BLDC motor exhibits a trapeze-like shape of electromotoric force, which is well suited to a control discrete method, ie. such shape of electromotoric force allows us to diminish the pulsations of electromagnetic moment in the permanent magnet machine. 151

152 APROKSYMACYJNY MODEL PĘTLI HISTEREZY DLA MODELI NUMERYCZNYCH OBWODÓW NIELINIOWYCH Michał Łanczont Politechnika Lubelska Wydział Elektrotechniki i Informatyki Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Modelowanie numeryczne elektrycznych obwodów nieliniowych zawierające elementy ferromagnetyczne wymaga uwzględnienia charakterystyki magnesowania takiego elementu. Stosowane modele, Jilesa-Athertona, Chana-Vladimirescu, Hodgdona czy Preisacha są złożonymi i skomplikowanymi wymagającymi znajomości rozbudowanego aparatu matematycznego. Stosując krzywą pierwotną magnesowania w budowanych modelach numerycznych uzyskuje się wyniki o stosunkowo zadowalającej dokładności. Krzywą taką można aproksymować za pomocą: 1. Wielomianu dobrze oddaje pierwotny przebieg w części narastającej, w nasyceniu pojawiają się pewne oscylacje. Funkcji Asinh dość dobrze odwzorowuje przebieg krzywej magnesowania, jednakże w niektórych przypadkach uzyskiwany kształt dla stanu nasycenia jest zbyt mocno rosnący 3. Funkcja Atan wydaje się że jest to funkcja najlepiej oddająca kształt krzywej magnesowania, jednakże w pewnych przypadkach dla niskich wartości natężenia pola kształt w sposób znaczący odbiega od wzorca 4. Funkcja Atan 3 zmodyfikowanie modelu 3. poprzez podniesiecie funkcji Atan do sześcianu zapewni dokładniejsze odwzorowanie początkowej części charakterystyki magnesowania. Korzystając z aproksymacji Atan krzywej magnesowania opracowano prosty model dławika. Uzyskane wyniki symulacji zaprezentowano na Rys.1. Jak można zauważyć uzyskane wyniki z zadowalającym przybliżeniem oddają kształt rzeczywistych przebiegów. Rys. Przebiegi napięć i prądu uzyskane z modelu symulującego załączenie dławika 15

153 Wydaje się że możliwe jest uzyskanie za pomocą aproksymacji Atan i Atan 3 modelu pętli histerezy, jak pokazano na Rys., umożliwi uzyskanie modeli numerycznych elektrycznych obwodów nieliniowych w sposób bardzo dokładny oddających obwody rzeczywiste. Model opierał się będzie na układzie równań. Literatura Rys. 3 Wizualizacja modelu pętli histerezy [1] Baron B., Marcol A., Pawlikowski S., Metody numeryczne w Delphi 4, Helion, Gliwice, 1999 [] Campbell S. L., Chancelier J. P., Nikoukhah R., Modeling and simulation in scilab/scicos, Springer, New York, 006 [3] Krakowski M., Elektrotechnika teoretyczne obwody liniowe i nieliniowe, PWN, Warszawa, 1995 [4] Kudrewicz J., Nieliniowe obwody elektryczne, Wydawnictwo Naukowo-Techniczne, Warszawa, 1996 [5] Marciniak A., Gregukec D., Kaczmarek J., Podstawowe procedury numeryczne w języku turbo Pascal, Nakom, Poznań, 000 [6] Povstenko J., Wprowadzenie do metod numerycznych, Akademicka Oficyna Wydawnicza EXIT, Warszawa,

154 THE IMPACT OF 50HZ OSCILLATING ELECTROMAGNETIC FIELD ON HSP90 EXPRESSION IN HUMAN PLACENTA COTYLEDON PERFUSED IN VITRO Maciej Łopucki 1, A. Nowakowski 1 W.Rogowska 1, Stanisław Pietruszewski 1 Medical University, Ist Department of Oncology Gynecology and Gynecology, Lublin Agricultural University, Department of Physics, Faculty of Production Engineering, Lublin Introduction The exposure to magnetic fields (MFs) with flux densities in the milli Tesla (mt) range and 50Hz frequency generated by modern electric tools and devices accompanies humans during fetal life and from the moment of birth to death. The effects of this exposure on human placenta, the crucial organ for fetal in utero development and growth are unknown. in vivo studies on this topic are both difficult to design and ethically controversial. Heat shock proteins (HSPs) are activated in the response of cells to sublethal heat shock and other stressors. HSP90 constitutes a group of proteins which have been shown to be necessary for viability of cells in higher eukaryotes. It associates with other chaperone proteins to catalyze the maturation and/or activation of over 100 target proteins which are involved in cell regulatory pathways. It has been reported that HSP90 is expressed in normal human placenta and it is expected that together with other HSPs it plays a role in the demonstration of cell viability and function of placental cells. Expression pattern of HSP90 is altered in pathological sections of placentas from pregnancies complicated by fetal intrauterine growth restriction (IUGR) compared to control normal placentas. Increased expression of HSP90 was noticed in chorionic villi of first trimester missed miscarriages compared to full-term placentas. Data on the influence of low frequency MF on Heat Shock Protein (HSP) expression are scarce and inconclusive. Due to the lack of literature data, the aim of our study was to determine the effect of low intensity 50 Hz oscillating MF on the expression of HSP90 in human placenta under the conditions of in vitro perfusion. Materials and methods The study material consisted of 40 human placentas from physiological pregnancies of weeks gestation obtained from the 1st Department of Obstetrics and Pathology of Pregnancy of Medical University in Lublin, Poland. Placentas from women with pathological course of pregnancy or labour and from pregnancies with neonatal weight <500 or >4500g were not included in the study. The placentas were from pregnancies ended by either vaginal delivery or by elective cesarean section and transported immediately to perfusion laboratory. The experiments were carried out in four groups of 10 placentas each: control group (C) sham exposed placenta cotyledons, experimental groups: E 1, E, E 3 cotyledons exposed to 0.5mT (50Hz), mt (50Hz) and 5mT (50Hz) homogenous oscillating sinusoidal MF respectively for 180 minutes. 154

155 Immediately after 180 minutes of perfusion tissue sections of placenta cotyledons were prepared, fixed in 10% buffered formalin and embedded in paraffin. 5-µm paraffin sections were placed on the silane-covered glass slides, deparaffinized in xylene and alcohols and rehydrated in deionised water. Endogenous peroxidase was blocked by incubation in 3% hydrogen peroxide for 30 minutes. For antigen retrieval the sections were incubated in the 700W microwave in 10mM citrate buffer, ph 6.0 twice for 7minutes. After washing with PBS the slides were incubated in 1:100 solution of primary mouse monoclonal antibody against human HSP90 (clone JPB 4; Novocastra Labs., UK) for 4h in a humid chamber at 4 0 C. The Vectastain ABC kit (Vector Laboraatories Inc., USA) was used for visualisation according to manufacturer s protocol and specimens were counterstained with the Mayer s hematoxylin. The proliferative phase mucosa of the uterine cavity was used as the positive control; in the negative control, the primary antibody was neglected. In each group, in the placenta specimens the expression of HSP90 was evaluated under light microscope in the nuclei and cytoplasm of the trophoblast, endothelial cells, Hofbauer cells and decidua according to the scale of Shah et al. [1998; 509]: (-) not stained, (+) just detectable staining, (++) faintly stained and (+++) very well stained. Twenty fields were assessed in each specimen. Results The pattern of staining observed in all 10 specimens in each group was consistent. Expression of HSP90 in placental endothelial nuclei was higher in group E 3 : (++) in comparison to control group C: (+) and remaining groups E 1 : (+) and E : (+). No differences were observed in the expression of HSP90 in the cytoplasm: (++) and nuclei: (+++) of trophoblast cells, cytoplasm: (+) and nuclei: (++) of Hofabauer cells and cytoplasm: (++) and nuclei: (+++) of deciduas cells between the studied groups (Table 1). Table.1. An increase in HSP90 expression assessed as ++ in endothelial nuclei of human placental villi exposed to a 5mT(50Hz) variable homogeneous sinusoidal magnetic field after 180-minute perfusion in vitro (specimen no. E 3 /7/8). Magnification x 00 Morphologic elements of human placenta Groups C E 1 E E 3 Trophoblast *Cytoplasm *Nucleus Endothelium *Nucleus Hofbauer cells *Cytoplasm *Nucleus Decidua *Cytoplasm *Nucleus Symbols used in the table: The degree of a reaction increase evaluated according to the following scale: (-) lack of HSP90 expression, (+) poor expression, (++) medium intensity, (+++) strong reaction. C control group ( human placental lobules perfused in vitro not exposed to VHSMF) E 1 experimental group (human placenta lobules perfused in vitro exposed to a 0.5mT, 50Hz VHSMF) E experimental group (human placenta lobules perfused in vitro exposed to a mt, 50Hz VHSMF) 155

156 E 3 experimental group (human placental lobules perfused in vitro exposed to a 5mT, 50Hz VHSMF) Conclusions 3 hour exposure of human placenta perfused in vitro to 50 Hz 5mT EMF increases the expression of HSP90 in endothelial cells nuclei. Because direct studies of EMF action on the organism of pregnant women and fetus are ethically unjustified we postulated that pregnant women should avoid exposure to 50 Hz EMF field especially of higher densities as this may cause stress reaction of placental cells with unknown consequences on maternal and fetal well-being. 156

157 ANALIZA ZABURZEŃ PROMIENIOWANYCH REAKTORA PLAZMOWEGO TYPU GLIDARC Paweł A. Mazurek Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Rozwijająca się od XIX wieku gospodarka światowa, nie tylko w branży elektrycznej, jest przyczyną znacznej degradacji środowiska naturalnego. Negatywne oddziaływania odnoszą się zarówno do wody, gleby jak i powietrza. Priorytetem stają się więc badania, które poszukują skutecznych metod utylizacji zanieczyszczeń. W ostatnich latach wzrosło zainteresowanie utylizacją zanieczyszczeń gazowych powstających m.in. w procesach przemysłowych metodami plazmo-chemicznymi, bazującymi na wykorzystaniu nietermicznej plazmy. Źródłem nietermicznej, nierównowagowej plazmy są reaktory plazmowe. Jednym z typów reaktorów plazmowych jest reaktor z wyładowaniem łukowym ślizgającym się wzdłuż elektrod o technologicznej nazwie GlidArc. Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Politechniki Lubelskiej posiada taki reaktor. Powstające w nim quasiłukowe wyładowanie jest źródłem plazmy nietermicznej wypełniającej część przestrzeni komory wyładowczej. Źródłem plazmy i sposobem dostarczania do niej energii jest wymuszony przepływ prądu elektrycznego w gazie. Plazma to zjonizowany gaz, który przewodzi prąd elektryczny i tę właściwość wykorzystuje się przy wytwarzaniu plazmy łukowej. Po zainicjowaniu łuku elektrycznego jest on podtrzymywany przez przepływający przez gaz prąd elektryczny i umożliwia wykorzystywanie go jako źródła plazmy. Z samej zasady działania reaktora plazmowego można stwierdzić, że jest on źródłem zaburzeń zarówno w postaci pola elektromagnetycznego rozłożonego przestrzennie wokół komory wyładowczej jak i źródłem zaburzeń oddziaływujących poprzez tor zasilania na lokalny system energetyczny. Występujące, niezaekranowane wyładowanie łukowe wysokiego napięcia w lokalnej przestrzeni oddziałuje na pracujące w najbliższym otoczeniu inne urządzenia. Sytuacja ta wymusza wzrost zainteresowania problematyką harmonijnej pracy reaktora w środowisku innych urządzeń i systemów elektro-energetycznych. Analizie poddano zaburzenia promieniowane mierzone w zakresie 30MHz 3GHz. Zgodnie z wytycznymi unijnej dyrektywy EMC, układ reaktora plazmowego należy traktować jako instalacje stałą. Zgodność z wymaganiami zasadniczymi wykazuje się poprzez zastosowanie procedury oceny emisyjności w miejscu zainstalowania. Pomiar emisyjności zaburzeń sprowadza się do określenia natężenia pola elektromagnetycznego na kierunku maksymalnego promieniowania. Głównymi elementami systemu pomiarowego był pomiarowy odbiornik zakłóceń oraz zestaw anten pomiarowych. Pomiarowy odbiornik zakłóceń (użyto odbiornika ESCI3 Rohde- Schwarz) zgodny z wymogami CISPR 16, zapewnia powtarzalność i porównywalność pomiarów. Szerokopasmowe anteny stosowane do pomiaru pola elektromagnetycznego promieniowanego spełniają następujące warunki: są spolaryzowane liniowo, tłumią składową o polaryzacji ortogonalnej co najmniej 0dB, a krzywa kalibracji anteny umożliwia pomiar natężenia pola z błędem nie większym niż ±3dB. Metodę pomiarową oraz strukturę samego stanowiska pomiarowego oparto na normie CISPR

158 W niniejszym badaniu analizowany jest reaktor o konstrukcji trzech roboczych elektrod i jednej zapłonowej. Pracujące trzy stalowe, duże i płaskie elektrody robocze rozmieszczone są symetrycznie wewnątrz rurowej komory wyładowczej co 10 stopni. Centralnie, na wysokości podstawy elektrod roboczych umieszczone są dwie, krótkie wolframowe elektrody zapłonowe. Pełnią one rolę elektrod pomocniczych, a ich zadaniem jest wstępna jonizacja przestrzeni międzyelektrodowej i zainicjowanie wyładowania łukowego Zaprezentowane zostaną wyniki zmierzonej emisji promieniowanej oraz ich odniesienie do dopuszczalnych limitów. Testom poddany został układ pracujący w kilku konfiguracjach: różnych prądach roboczych reaktora oraz w różnych gazach roboczych podawanych do komory plazmowej. Rys.1. Badanie emisji elektromagnetycznej reaktora plazmowego (anteny pomiarowe działające w trzech podzakresach MHz 0,3-1GHz, 1-3GHz) Praca reaktora w różnych gazach jest różna, nawet wizualnie inaczej pali się łuk. Łuk plazmy w powietrzu ma łagodniejszy charakter, wygląd plazmy jest bardziej rozmyty. Plazma w argonie ma bardziej ostry charakter, czasami wręcz iskrowy. Zaobserwowano w argonie większe poziomy zaburzeń. Szczególnie duże rozbieżności są w niższych częstotliwościach sięgają do 0%. W zakresie wysokich częstotliwości zaburzenia są już bardziej zbieżne ze sobą. W obydwu jednak gazach dopuszczalne limity są przekroczone. Dodatkowo, wzrost prądu również w przypadku atmosfery argonu zwiększa poziom istniejących zaburzeń bardziej niż w powietrzu. Pełna analiza otrzymanych doświadczalnie wyników zostanie zawarta w pełnej wersji artykułu. 158

159 Rys.. Reaktor plazmowy typu GlidArc, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii oraz wartości natężenia pola elektrycznego przy włączonej instalacji reaktora plazmowego, (polaryzacja H, wartości mierzone detektorem maxpeak i average) Literatura [1] Janowski T., Stryczewska H. D.: Zasilacz reaktora plazmowego, Patent Nr [] Stryczewska H. D.: Technologie plazmowe w energetyce i inżynierii środowiska. Wydawnictwo Politechniki Lubelskiej, Lublin 009. [3] Wac-Włodarczyk A., Stryczewska H. D., Mazurek P.A., Komarzyniec G.: Analiza zaburzeń elektromagnetycznych emitowanych przez urządzenia plazmowe, XXVIII Międzynarodowa Konferencja IC-SPETO, Ustroń, V.05, str [4] Mazurek P.A.: Rozkład emisji pola elektrycznego i magnetycznego wokół reaktora plazmowego typu Glidarc, Przegląd Elektrotechniczny, R. 86 NR 1/010, [5] Mazurek P.A.: Wprowadzenie do badań zaburzeń przewodzonych w instalacji reaktora plazmowego, Elektro.info, ISSN , 1/010, str [6] Mazurek P.A.: Raport końcowy projektu badawczego N N , Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii. 159

160 MAGNETIC FLUID HYPERTHERMIA FOR CANCER THERAPY Arkadiusz Miaskowski 1, Andrzej Krawczyk 1 University of Life Sciences in Lublin, Department of Applied Mathematics and Computer Science, Czestochowa University of Technology 1. Introduction Application of heat for a wide variety of medical conditions is a very old medical therapy, but the use of electromagnetic filed to create this heat is relatively new. That is why, the aim of the paper is to introduce basic concepts of hyperthermia with special focus on magnetic fluid hyperthermia, as an example of the advantages of employing electromagnetic energy for heating tissues. There are three main approaches to hyperthermia treatments i.e. whole-body hyperthermia, regional and localized hyperthermia. The whole-body hyperthermia raises the temperature of the entire body to nearly 4 0 C, and it is often uncomfortable for the patients due to high temperature gradients. Besides, the tumors may not reach sufficiently high temperatures. Regional hyperthermia attempts to heat moderately large volumes, such as thorax or pelvis including the cancerous region as well as surrounding healthy tissues. The remainder of the body is kept as close to normal temperature as possible. Localized hyperthermia heats mainly the tumors and it is mainly used for superficial tumors [1]. The above three types of hyperthermia are connected with serious engineering challenges to provide uniform heating throughout the target volume to ensure that all cancerous tissues reach therapeutic temperature and achieve adequate temperature in deep tumors without overheating the body surface. Recently, magnetic fluid hyperthermia has offered some attractive possibilities to overcome some engineering problems remaining in hyperthermia []. Magnetic fluid hyperthermia, which is the combination of inductive applicator and magnetic fluid (nanoparticles) injected into cancerous tissue, has attracted much attention because of their considerable heating effects in time-varying magnetic field (Fig. 1). It can increase the temperature in tumours to C, and therefore leads to apoptosis. According to cancer therapy it seems that magnetic fluid hyperthermia may become one of the forefront applications of bioelectromagnetics. Fig. 1. Low frequency hyperthermia idea the magnetic fluid injected into cancerous tissue and then external magnetic field is applied. 160

161 . Heating mechanisms The mechanism of heat deposition in tissues by electromagnetic field can be expressed as factors of power density (p e ) and eddy currents phenomenon as follows: J p e (1) where is the conductivity of tissues [S/m] and J is a current density vector. The physical basis of the heating of magnetic particles by AC magnetic fields has been reviewed by Rosensweig [3]. It is based on the Debye model, which was originally developed to describe the dielectric dispersion in polar fluids [4]. For small amplitudes, assuming minimal interactions between the constituent particles, the response of the magnetization of a ferrofluid to an AC field can be described in terms of its complex susceptibility χ = χ +iχ, where both χ and χ are frequency dependent. The out-of-phase χ component results in heat generation given by [3]: where: '' 1 ( ) 0 and P B N '' 0f H 0 () and is effective relaxation time understood as the inverse sum of Brownian and Neel processes, which take place parallel. Measurements of the heat generation from magnetic particles are usually quoted in terms of the specific absorption rate (SAR) in units of Wg 1. Multiplying the SAR by the density of the particle yields P [Wm -3 ], so the parameter allows comparison of the efficiency of magnetic particles covering all the size ranges of nanoparticles. On the other hand, as it can be found in [1] power losses in magnetic nanoparticles can be expressed as follows: Q k m f D w B W ml (3) where: k m = [W/Hz/(mgFe/ml)/T /ml], f exciting frequency of applied field [Hz], B external magnetic field [T], D w weight density of magnetic fluid [mgfe/ml]. The paper aims at comparing the above two models. Literature [1] Miaskowski A., Sawicki B., Krawczyk A., Yamada S., The application of magnetic fluid hyperthermia to breast cancer treatment, Electrical Review, pp , 1/010. [] A. Jordan., at al., Presentation of a new magnetic field therapy system for the treatment of human solid tumors with magnetic fluid hyperthermia, Journal of Magnetism and Magnetic Materials, vol. 5, pp , 001. [3] Rosensweig, R. E., Heating magnetic fluid with alternating magnetic field, J. Magn. Magn. Mater. vol. 5, pp , 00 [4] Pankhurst Q. A. at al, Applications of magnetic nanoparticles in biomedicine, J. Phys. D: Appl. Phys. 36, R167 R181,

162 TWO-STEP INVERSE PROBLEM ALGORITHM FOR GROUND PENETRATING RADAR TECHNIQUE Arkadiusz Miaskowski 1, Sławomir Cięszczyk 1 University of Life Sciences in Lublin Lublin University of Technology Ground penetrating radar (GPR) is a non-destructive technique for investigating hidden objects. It detects changes in the electromagnetic properties of materials, principally the permittivity, and is capable of producing cross-sectional representations of what is beneath surfaces [1,,3,5]. This idea is shown schematically in Fig. 1. Fig.1. The idea of GPR technique From Fig. 1 it can be seen that acquiring information from GPR is based on inverse problem solution. There are two main methods of solving such ill-posed inverse problems [4]: Statistical approach which consists in using prepared database with a forward model calculation to learn the statistical model which maps the artificial measurement data to solution space; Physical approach which consists in iterative optimization process of calculating the forward model and minimising the difference between the calculated and measured data. Moreover, the method of signal processing used to solve the inverse problem in GPR imaging can be divided into three categories [7]: Pattern matching method which is mainly based on neural networks; Image-then-detect method which is some kind of tomography; Statistical signal processing method. In our study we have proposed a new method consisting of two steps. First, the method of signal enhancing is used, and then the statistical method based on artificial intelligence is applied to estimate the required parameters. 16

163 In this work the authors have used the Finite-Difference Time-Domain (FDTD) method to numerically describe the basic ideas of GPR technique i.e. to generate synthetic data and then they have used the data to solve the inverse problem. In order to consider the problem numerically some assumptions for the modeling of GPR in two dimensions are necessary: a) all media are considered to be linear and isotropic; b) the transmitting antenna is modelled as a line source, which is a consequence of the assumption of the invariance of the problem in one direction. In our case the model under consideration was as follows (see Fig. ): medium no 1 concrete with r = 6, = 0.1 S/m and dimensions 600x600 mm ; medium no rebar as perfect electric conductor (PEC) with diameter 50 mm; excitation line source with f c = 900 MHz. Fig.. Schematic drawing of the PEC in concrete (the model under consideration) [6]. Literature [1] Gordon M.O., Broughton K., Hardy M.S.A., The assessment of the value of GPR imaging of flexible pavements, NDT&E, 31 (1998), [] Loizos A., Plati Ch., Accuracy of pavement thicknesses estimation using different ground penetrating radar analysis approaches, NDT&E, 40 (007), [3] Saarenketo T., Scullion T., Road evaluation with ground penetrating radar, Journal of Applied Geophysics, 43 (000), [4] Sbartai Z.M., Laurens S., Viriyametanont K., Balayssac J.B., Arliguie G.: Non-destructive evaluation of concrete physical condition using radar and artificial neural networks, Construction and Building Materials 3, 009, pp [5] Miaskowski A., Bochniak A., Krawczyk A., Wac-Włodarczyk A., Dielectric constant and layer thickness estimation of pavements using GPR technique, Przegląd Elektrotechniczny, NR 1/008, pp [6] Giannopoulos A., GprMaxD/3D v..0, User s Manual (005) [7] X. Xu, E. Miller, C. Rappaport, G. Sower: Statistical Method to Detect Subsurface Object Using Array Ground-Penetrating Radar Data, IEEE Transaction on Geosciences and Remote Sensing Vol. 40, No. 4, 00, pp

164 METODY WSPOMAGAJĄCE I UZUPEŁNIAJĄCE DETEKCJĘ RAKA GRUCZOŁU PIERSIOWEGO Joanna Michałowska 1, Arkadiusz Miaskowski, Andrzej Wac-Włodarczyk 1 1 Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii, Uniwersytet Przyrodniczy w Lublinie, Katedra Zastosowań Matematyki i Informatyki Rak sutka jest najgroźniejszym, złośliwym nowotworem wśród kobiet. W Polsce jest on na pierwszym miejscu zachorowań jak i przyczyn zgonów z powodu nowotworu u kobiet [3]. Rys. 1. Zachorowalność na nowotwory złośliwe wśród kobiet w 008r.w Polsce Mimo dynamicznego rozwoju metod diagnostycznych (mammografii, USG i rezonansu magnetycznego) i stałego postępu w rozwoju terapii sytuacja ta zmienia się w niewielkim stopniu, a współczynnik zachorowalności nadal ulega ciągłemu zwiększeniu []. a) b) Rys.. Statystyka raka gruczołu piersiowego: a) zachorowalność, b) śmiertelność Rak sutka jest nowotworem o długiej fazie przedklinicznej. Rokowanie w raku sutka zależy od stopnia zaawansowania, ale istnieje wyraźna zależność między wielkością zmiany a okresem wystąpienia objawów rozprzestrzeniania się raka. Dlatego ciągle poszukuje się nowych metod jego wykrywania oraz leczenia. Jedną z nich jest tomografia mikrofalowa, która ma na celu wspomóc działania diagnostyczne w medycynie i być użyteczna w wykrywaniu zmian nowotworowych o średnicy poniżej 5mm (przypadki takie uznawane są za uleczalne). 164

165 Artykuł ma na celu zaprezentowanie wybranych metod alternatywnych i wspomagających mammografię, ze szczególnym uwzględnieniem tomografii mikrofalowej. Ponadto, przedstawiono krótki opis podstaw fizycznych leżących u podstaw każdej z wymienianych metod oraz uwzględniono ich wady i zalety. Do metod wspomagających badania mammograficzne gruczołu piersiowego zaliczamy m.in. [1,,4,5,6]: technikę dopplerowską, galaktografię (duktografię), mammoscyntygrafię, termografię, tomografię optyczną, tomografię mikrofalową. Literatura [1] Champton S., Nakielny R. Metody obrazowania radiologicznego, Medyczna Praktyka, Kraków 006, [] Deptała A. Onkologia w praktyce, Wydawnictwo Lekarskie PZWL, Warszawa 006, [3] [4] Jassema J. Rak sutka PWN Springer, Warszawa 004, [5] Miaskowski A.,, Zastosowanie mikrofal do detekcji raka sutka, Przegląd Elektrotechniczny, 1/005, str 88-87, [6] Sikora J., Boundary Element Method for Impedance and Optical Tomography, str.13-1, OWPW, Warszawa

166 ZJAWISKO GIGANTYCZNEJ MAGNETOIMPEDANCJI W ZASTOSOWANIACH PRAKTYCZNYCH Mariusz Najgebauer Politechnika Częstochowska, Instytut Elektroenergetyki W latach 80-tych ubiegłego wieku zaobserwowano zjawisko, polegające na dużych zmianach impedancji elementu ferromagnetycznego przewodzącego przemienny prąd elektryczny pod wpływem zewnętrznego pola magnetycznego. Zjawisko to zostało nazwane Gigantyczną Magnetoimpedancją, GMI (ang. Giant Magneto-Impedance) [1,]. Źródłem zjawiska GMI jest efekt naskórkowości. Zjawisko GMI jest charakteryzowane przez współczynnik zmian impedancji (współczynnik GMI), w postaci: Z Z (%) Z H0 ZH0 max ZH 0 max 100%, gdzie: Z moduł impedancji, H 0 stałe, zewnętrzne pole magnetyczne, H 0max maksymalna wartość pola odpowiadająca nasyceniu próbki. W latach 90-tych zjawisko GMI zostało zaobserwowane materiałach magnetycznych, charakteryzujących się wysokimi wartościami konduktywności. Przenikalność magnetyczna tych materiałów może być zmieniona wyniku oddziaływanie stałego pola magnetycznego, co prowadzi do zmiany współczynnika wnikania, a tym samym zmiany impedancji materiału. Zjawisko GMI jest obserwowane w bardzo miękkich materiałach magnetycznych, takich jak taśmy i włókna amorficzne, taśmy nanokrystaliczne, miękkie ferryty czy kompozytowe proszkowe materiały magnetyczne. Obserwowane zmiany impedancji są szczególnie duże w przypadku materiałów amorficznych. Zjawisko GMI w tych materiałach występuje w zakresie częstotliwości 100 khz 10 MHz. Stwierdzono, że w przypadku włókien amorficznych współczynnik GMI może osiągać wartości rzędu 600%, przy częstotliwościach około 1 MHz i dla maksymalnego pola H 0max rzędu 1000 A/m [3-6]. Zjawisko GMI znalazło praktyczne zastosowanie między innymi w czujnikach pola magnetycznego, czujnikach położenia, biosensorach, czujnikach do badań nieniszczących. (1) Czujniki pola magnetycznego Pomiary pól magnetycznych są zagadnieniem bardzo istotnym we współczesnej metrologii. Obecnie istnieje wiele typów czujników do pomiarów magnetycznych, przy czym ich wybór uwarunkowany jest wielkością mierzonego pola magnetycznego: pola średnie do dużych: czujniki Halla oraz GMR, pola małe do średnich: czujniki GMI oraz FluxGate, pola bardzo małe do małych: czujniki SQUID [6]. Czujniki GMI w porównaniu do czujników FluxGate charakteryzują się znacznie mniejszym zużyciem energii oraz do 0 razy mniejszą długością głowicy. W chwili obecnej do budowy 166

167 czujników GMI stosuje się głównie dwie technologie, wykorzystujące druty lub cienkie błony amorficzne [6,7,8]. Czujniki położenia Zjawisko GMI zostało wykorzystane również czujnikach położenia. W większości przypadków, określenia położenia obiektu odbywa się poprzez oszacowanie wartości pola magnetycznego magnesu przymocowanego do badanego obiektu. Przykładowy system do określania położenia może składać się z ruchomego obiektu z magnesem stałym, generatora sygnału oraz obwodu detekcyjnego z drutem amorficznym. Przemieszczenie obiektu, powoduje zmianę wartości pola magnetycznego magnesu. Zmiana ta jest wykrywana przez czujnik, co umożliwia lokalizację obiektu [9,10]. Biosensory We współczesnej medycynie dąży się do bezinwazyjnego badania i monitorowania stanu zdrowia pacjenta. W celu dotarcia do objętych chorobą części ciała, takich jak naczynia krwionośne, oskrzela, żołądek, dwunastnica, często wykorzystywany jest cewnik. W celu sprawdzenia położenia wprowadzonego do organizmu cewnika stosuje się rentgenoskopię, co ma negatywny wpływ na pacjenta i personel medyczny. Wykorzystanie czujników GMI umożliwia monitorowania położenie cewnika w ciele pacjenta bez konieczności wykorzystania promieni rentgenowskich. Czujniki te charakteryzują się również niskim zużyciem energii (10 mw), wysoką czułością (10-10 T), dużą szybkość reakcji (10 MHz) oraz małymi rozmiarami (< mm) [11,1]. Czujniki do badań nieniszczących Techniki nieniszczących badań obiektów (NDT) zdobywają w ostatnich latach coraz większą popularność. Wynika to z możliwości sprawdzenie obiektu podczas jego eksploatacji. Techniki NDT oparte są na odpowiedzi badanego obiektu na promieniowanie rentgenowskie lub gamma, ultradźwięki, prądy wirowe, rezonans (termiczny, chemiczny, magnetyczny) bądź rozpraszaniu strumienia magnetycznego. Do kontroli stanu rurociągów stosuje się czujniki wykorzystujące zjawisko GMI. Pojawienie się defektów w strukturze materiału, takich jak wtrącenia ze stali niskowęglowej czy powierzchniowe pęknięcia, powoduje zaburzenie jednorodności pola magnetycznego na powierzchni materiału. Czujnik GMI wykrywa różnice w polu magnetycznym, co pozwala określić położenie defektów w badanym materiale [13,14]. Literatura [1] Beach R.S., Berkowitz A.E., Giant magnetic field dependent impedance of amorphous FeCoSiB wire, Applied Physics Letters, vol. 64 (1994), [] Panina L.V., Mohri K., Magneto-Impedance Effect in Amorphous Wires, 1994, Applied Physics Letters, vol. 65 (1994), [3] Knobel M., Vazquez M., Kraus L., Giant magneto-impedance, Chapter 5 of Handbook of Magnetic Materials, Elsevier Science B.V., 003,

168 [4] Pirota K.R., Kraus L., Chiriac H., Knobel M., Magnetic properties and giant magnetoimpedance in a CoFeSiB glass-covered microwire, Journal of Magnetism and Magnetic Materials, vol. 1 (000), L43 L47 [5] Vázquez M., Giant magneto-impedance and applications, European School of Magnetism: New magnetic materials and their function, , Cluj-Napoca, Romania [6] Tannous C., Gieralto wski J., Giant magneto-impedance and its applications, arxiv:physics/ v (003), 1-5 [7] Uchiyama T., Mohri K., Shinkai M., Ohshima A., Honda H., Koayashi T., Wakabayashi T., Position sensing of magnetite gel using MI sensor for brain tumor detection, IEEE Transaction on Magnetics, vol. 33 (1997), [8] Kanno T., Mohri K., Yagi T., Uchiyama T., Shen L.P., Amorphous wire MI micro sensor using C-MOS IC multivibrator, IEEE Transaction on Magnetics, vol. 33 (1997), [9] Panina L.V., Mohri K., Magneto-impedance in multilayer films, Sensors and Actuators A: Physical, vol. 81 (000), [10] Valenzuela R., Vázquez M., Hernando A., A position sensor based on magnetoimpedance, Journal of Applied Physics, vol. 79 (1996), [11] Totsu K., Haga Y., Esashi M., Three-axis magneto-impedance effect sensor system for detecting position and orientation of catheter tip, Sensors and Actuators A: Physical, vol. 111 (004), [1] Uchiyama T., Mohri K., Shinkai M., Ohshima A., Honda H., Kobayashi T., Wakabayashi T., Yoshida J., Position sensing of magnetite gel using MI sensor for brain tumor detection, IEEE Transaction on Magnetics, vol. 33 (1997) [13] Goktepe M., Ege Y., Bayri N., Atalay S., Non-destructive Crack detection using GMI sensor, Physica Status Solidi (c), vol. 1() (004), [14] Machado F.L.A., Silva B.L., Montarroyos E., Magnetoresistance of the random anisotropic Co 70.4 Fe 4.6 Si 15 B 10 alloy, Journal of Applied Physics, vol. 73 (1993),

169 ASSESSMENT OF TORQUES FOR A PERMANENT MAGNET BRUSHLESS MOTOR USING FEA Lidija Petkovska 1,, Goga Cvetkovski 1 1 Ss. Cyril and Methodius University, Faculty of Electrical Engineering and Information Technologies, Macedonia International Balkan University, Macedonia 1. Introduction The demand for high performance permanent magnet motors is continuously increasing in industrial applications because of their high efficiency and power density. Another advantage, over comparable motors, is the absence of the excitation winding. However, the machine inherently has a torque ripple which causes vibrations and noises. This deteriorates the performance of position control and speed control systems, particularly at lower speed. As a consequence, it is important to find out accurate methods for calculation and assessment not only the static electromagnetic toque, but the torque ripple, as well. In the paper analysis of torques for Permanent Magnet Brushless (PMBL) motor, through numerical calculations of the magnetic field, are presented. It is started with computations of electromagnetic torque and cogging torque. The particular emphasis is put on determination and analysis of the torque pulsations, due to change of the switching angles of the motor power supply and control device.. Problem Definition There are mainly two contributions to the torque ripple in the PM motors. The first one is the cogging torque which arises from the interaction of the permanent magnets with the stator teeth. As a result, the torque is generated by the tendency of the rotor to align with the stator, at positions where the permeance of the magnetic circuit is maximized. The second contribution is the torque pulsation caused by the presence of harmonics in the air-gap flux density distribution of the permanent magnets [1]. It is analysed one possible configuration of PMBL motor: permanent magnets are mounted on the rotor surface, whilst a three stage winding in wye-connection is placed in the stator teeth. The general scheme of the motor power supply and control system is presented Fig. 1. The PMBL motor is supplied by a full bridge inverter, as presented in Fig., with alternate rectangular current waves. There are six transistors, placed in the upper and lower bank, with a fly-back diode in anti-parallel. Within one full electrical cycle, six different switching modes in transistor gating sequence occur; thus, at any moment, two transistors, one from each bank, are "on", supply two stator windings with opposite current waves, while the third one is left unexcited. The inverter's work is subordinated to the speed and torque control through current regulation and rotor position. In the full paper will be elaborated in detail control algorithm of the motor. 169

170 Fig. 1 Configuration of PMBL motor Fig. Transistor bridge inverter 3. Method of Analysis The PM brushless motor analyzed in this paper is a 3-phase, 6-pole, 36-slot machine, with rated current of 18 A, torque control 0-10 Nm, and speed control rpm. On the rotor surface of the motor, there are mounted six high energy S m C o 5 magnet poles that are magnetized in the radial direction []. The Finite Element Analysis (FEA), using either two-dimensional or three-dimensional field solver, has been used extensively in determination and assessment of electrical machines characteristics. The results presented in this paper are computed using the D FEM code. As the first step, the mesh of finite elements is generated over the whole cross section of the motor; it consists of more than 57,000 nodes and about 115,000 elements. In order to achieve a very close estimation of the torques, the mesh density in the air gap, where the Maxwell stress is highest, has been particularly increased. The numerical calculations start with no-load, i.e. at zero stator current, when the magnetic field is produced by the permanent magnets only. The next FEM results will show the effects of load on the magnetic field distribution in the motor. The computations are carried out with rated current for the motor windings, when are energised as depicted with dotted line in Fig. ; the rotor displacement is arbitrary selected to be clockwise. In the full manuscript, a detailed FE analysis of the magnetic field of the studied motor will be given. There will be calculated and graphically presented the characteristics of the magnetic flux in dependence of the excitation current and rotor position, magnetic flux density distribution in the air-gap, flux linkage and induced back EMF in the stator windings, as well as all torques. 4. Computational Results Knowledge of the static torque is very important for the performance analysis and behaviour of electric motors. For the torque calculations, various approaches exist. In electromagnetic theory the torque is computed from the field solution in a number of ways. Recently, it has been shown that the preferred method for accurately calculating the electromagnetic torque is by the weighted stress tensor of a volume integral, which is used in this paper; this greatly simplifies the computation of torques, as compared to evaluating torques via the stress tensor line integral or differentiation of co-energy. However, the results tend to be more accurate with finer meshing around the region upon which the torque is to be computed. The characteristics T em =f() for two values of the armature current, 18 A and 9 A, are shown in Fig. 3, while T em =f(i) for four values of the rotor position are presented in Fig

171 Torque (Nm) Torque (Nm) Torque (Nm) Cogging torque (Nm) Electromagnetic torque (Nm) Electromagnetic torque (Nm) XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 Cogging torque of PM motors is always a challenging matter for analysis. The cogging (unexcited) torque of the PMBL motor, when the stator windings are not energised, is obtained from the FEM computational results, too. The characteristic T cog =f() is presented in Fig I=In=18 A I=In/=9 A 8 6 Rotor angle 10 deg. Rotor angle 15 deg. Rotor angle 0 deg. Rotor angle 30 deg Rotor angle (deg. mech.) Armature current (A) Rotor displacement (deg. mech.) Fig. 3 Characteristics T em =f(), I=cons. Fig. 4 Characteristics T em =f(i),=cons. Fig. 5 Cogging torque profile The particular interest in investigation of the PMBL motor is certainly a prediction and an assessment of torque pulsations. They result from the fact that 6 times in a period (10 0 mech.), changes in transistor gating occur. Introducing in the simulations the algorithms of the control device, different graphs are derived and analysed. In Fig. 6 are presented charts for 3 typical switching angles, at rated current and leading of 0 0 mech. In the paper, there will be presented full torque ripple analysis of the PMBL motor Control: 40-0 deg. Actual profile Expected profile 4 Control: deg Rotor displacement (deg. mech.) Rotor displacement (deg. mech.) Control: 45-5 deg Rotor displacement (deg. mech.) Fig. 6 Torque pulsations at rated current and switching angles: ; ;

172 References [1] D. M. Ionel, M. Popescu, M. I. Mc Gilp, T. J. E. Miller, S. J. Dellinger, Assessment of Torque Components in Brushless Permanent-Magnet Machines Through Numerical Analysis of the Electromagnetic Field, IEEE Trans. on Industry Applications, Vol. 41, No. 5, September/October 005, pp [] L. Petkovska, G. Cvetkovski, FEM Based Simulation of Permanent Magnet Synchronous Motor Performance Characteristics, Proceedings of CES/IEEE 5th International Power Electronics and Motion Control Conference IPEMC'06, Vol. 1/3, pp , Shanghai, China,

173 REMOTE TRANSMISSION OF CARDIAC IMPLANT PATIENTS DATA Anna Plawiak-Mowna 1, Andrzej Krawczyk 1 University of Zielona Gora, Faculty of Electrical Engineering, Computer Science and Telecommunications Czestochowa University of Technology, Faculty of Electrical Engineering Abstract Telemedicine can be described as the use of electronic communications and information technologies to provide or support clinical care at a distance. Authors focused on telemonitoring of cardiac implant patients and the problem telemetry interference and problem of unauthorized access to clinical/patients data. Keywords: Cardiac implant patients, telemedicine, remote transmission Introduction Telemedicine is a generic term which is used to define various aspects of health care at a distance. Telemedicine is currently used in patient care, professional and patient education, research and public-health applications. The key aspect of telemedicine is the use of electronic signals to transfer information from one site to another. Wireless communications can link the devices together and aid in the diagnosis and treatment of patients. Remote Transmission of Cardiac Implant Patient Data The modern model of communication for electronic devices include the exchange of data via modems, cellular phones or wireless networks. The electronic medical devices (eg cardiac pacemakers) are also using the latest development in technology for cardiac implants communication and data exchange. The wireless implantable devices allow patients with implantable medical devices, such as cardiac pacemakers, defibrillators, and blood-glucose monitors to have their devices checked by medical professionals without time consuming physical connections to the body and in some instances without the need of a trip to a hospital. With the use of cell phones or modems can be transmitted the data, events or ECG signal stored in the implants. The transmitted data can be viewed in the Internet (or receiving station). Remote monitor for cardiac implants patients is recommended (minimum) for every 3-1 months after implantation (pacemaker), for every 3-6 months (ICD), for every 1-3 months at signs of battery depletion, [1,]. Transferring data covers several areas of safety and quality of the signal. The paper will present two of them: the possibility of unauthorized access to clinical data stored in the implant [3] and the disruption of radio telemetry [4]. Experiments carried out by Halperin and his team [3] have shown that data privacy is at risk in case of use commercial programmer, software radio eavesdropper, software radio programmer (1. possibility of determine: (a) if patient has implanted a ICD, (b) what kind of ICD patient has implanted, (c) ID of ICD, (d) personal data (name etc.);. obtain: (a) private telemetry data from ICD, (b) private information about patient history). 173

174 Tests carried out by researchers from the USA [4] show that ipods can produce interference with establishment and maintenance of a telemetry link and can cause telemetry interference with transmission of real time data. Conclusion As a conclusion, possibility of unauthorized access to cardiac implant patient data and telemetry interferences will be reported. References [1] BL. Wilkoff, A. Auricchio, J. Brugada et al.: HRS/EHRA expert consensus on monitoring of mardiovascular implantable electronic devices (CIEDs): description of techniques, indications, personnel, frequency and ethical considerations, Heart Rhythm, Vol. 5(6), pp , Jun 008 [] Umashankar Lakshmanadoss, Abrar Shah and James P Daubert (011). Telemonitoring of the Pacemakers, Modern Pacemakers - Present and Future, Mithilesh Kumar Das (Ed.), ISBN: , InTech, Available from: [3] D. Halperin, TS. Heydt-Benjamin, B. Ransford et al.: Pacemakers and implantable cardiac defibrillators: software radio attacks and zero power defenses, 008 IEEE Symposium on Security and Privacy, [4] AJ. Shah, JD. Brunett, JP. Thaker et a.: Characteristic of telemetry interference with pacemakers caused by digital media players, Pacing and Clinical Electrophysiology, Vol. 33(6), pp.71-70, Jun 010 [5] C. Pergins, G. Klein, E. Toft et al.: The RIONI study rationale and design: validation of the first stored electrocardiograms transmitted via home monitoring in patients with implantable defibrillators, Europace, Vol. 8, pp. 88-9, Apr

175 ANALYSIS AND INVESTGATIONS INTO SENSORLESS CONTROL SYSTEM BASED ON DOUBLY FED MACHINE WORKING AS A GENERATOR Andrzej Popenda Częstochowa University of Technology, Department of Electrical Engineering 1. Introduction Nowadays, slip-ring machines are mainly applied as generators in unconventional power systems converting wind or water energy. A slip-ring machine works as a doubly fed machine (DFM) with stator winding directly connected to the grid and rotor winding connected to the grid via bidirectional frequency converter and isolating transformer. The frequency of induced voltage is not depended directly on the angular velocity of DFM in contrast to synchronous machines being basis for majority conventional power systems. This feature considerably facilitates a choice of a drive for generator. A generator operation of DFM results in necessity of transformation of command signals to the rotor-oriented coordinate system where the rotor current is generated. A rotor position angle required as an argument of the abovementioned transformation may be measured by a position sensor. A new sensorless control system for DFM allowing for adjustment of active and reactive power was developed by the author. The aforementioned system allows achieving dynamic properties similar to the systems equipped with position sensor. A mathematical analysis and experimental results presented in the paper confirm this thesis.. A structure of the system A phase locked loop (PLL) applied in the proposed structure allows removing the position sensor from the DFM-based control system. Applications of PLL instead of position sensor were proposed in the former literature sources. However, authors of these proposals copied directly the PLL known from radio engineering. This solution did not give satisfactory results in DFM-based control systems. Fig. 1. The DFM-based control system with the application of a PLL in order to estimate a rotor position angle In the proposed structure (Fig. 1) a phase locked loop replacing a position sensor controlls the phase angle between stator voltage and estimated rotor current. The PLL consists of proportional-plus-integral (PI) controller and integrator. In both cases, i.e. in the proposed 175

176 system and in the sensor-based system, the rotor position angle t is the output quantity. This feature distinguishes the abovemantioned systems from the system known from literature sources where PLL is used in order to estimate the phase angle i of rotor current. 3. Mathematical analysis of the system An influence of phase locked loop on operation of the system is analysed mathematically whereas an influence of main controllers adjusting active and reactive power is omitted because they are not necessary for stable operation of the system. Results of analysis are presented in the full paper. 4. Experimental results A slip-ring machine driven by separately excited dc motor was used in experimental investigations. The inverter controls DFM according to the block diagram (Fig. 1) on the basis of microprocessor system working in real time. Fig.. Time-dependencies measured in experimental system: (a) example of synchronization, (b) transient responses of the system on a step change of active power reference, where p, q are active power and reactive power of DFM, cos t, sin t are functions of rotor position angle estimated in control system, t is angular velocity of rotor related to the voltage-oriented coordinate system Examples of time-dependencies illustrating synchronization process of investigated system since the inverter is started-up as well as transient responses of the system on a step change of active power reference are given in Fig.. The system is being in synchronism before one period of grid voltage is over i.e. a synchronization time is less than twenty milliseconds. 5. Conclusion The sensorless control system for DFM-based generator developed by author allows for decoupled adjustment of active and reactive power like the system equipped with position sensor. Results of analysis and experimental investigations presented in the paper confirm good properties of the system. 176

177 A GENERAL MATHEMATICAL MODEL OF DRIVE SYSTEM FOR POLYMERIZATION REACTOR BASED ON ASYNCHRONOUS INDUCTION MOTOR WITH PIPE BODY Andrzej Rusek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1. Introduction Polymerization reactors play the most significant role in the production line of polyethylene. The drive system for mixer of polymerization process works in two chambers of the reactor. Operating conditions of the drive system are extraordinary due to the necessity of keeping a constant temperature in reactor chamber under ethylene atmosphere and working pressure up to Pa. The driving motor has non-standard Ms Mzl Mt Mo1 6 Mo 7 Mo3 8 Mo4 9 Mo wirnik silnika - strefa zlepiania 3 - wał wirnik - łożysko cierne 4 - łożysko cierne 5 - wał łożysko cierne - sprzęgło 6 - sprzęgło 7 - wał mieszadła 8 - mieszadło dimensions and construction due to the vertical fixing in a socket in the upper chamber of reactor. A power grid or a motor-generator set or a frequency converter can by a voltage source for the motor. Supply systems are often damaged as a result of extreme working conditions, including feeding the motor via specially designed pressure electrodes providing trouble-free operation for a difference in pressure up to 800 atm. A specially designed motor with pipe body has been made as a result of the carried out designing efforts and alternative developments of prototypes. The motor includes a large-size slide bearing made of sintered carbides. The motor has the following rated parameters: Р n = 55 kw, U 1n = 380V, f n = 50 Hz, M n = 374 Nm, M max = 84,85 Nm, n n = 140 rpm, p b =, I 1n = 108 А, J = 1,0 kg m, G = 385 kg. 10 Fig. 1. Kinematic diagram of the exemplary drive system for polymerization reactor based on asynchronous induction motor with pipe body, where: 1 is rotor of motor, is agglutination area, 3 is shaft between rotor and frictional bearing, 4 is frictional bearing, 5 is shaft between frictional bearing and clutch, 6 is clutch, 7 is shaft of mixer, 8 is mixer. Kinematic diagram of a drive system A kinematic diagram of the exemplary drive system for polymerization reactor based on asynchronous induction motor with pipe body is depicted in Fig Mathematical model The drive system for polymerization reactor based on induction motor with pipe body is a simply climatic system but phenomena occurring during operation of the system do not take place in the standard drive systems. 177

178 178 The following examples of phenomena occur in the running drive system for polymerization reactor. These phenomena step over operation of the standard drive systems and have direct influence on operation of drive system as its load: agglutination of the rotor and stator of asynchronous motor at driving side of the motor as a result of poly-merization in this operating area of reactor chamber sliding friction in the large-size slide bearing made of sintered carbides and cooled by ethylene stream via guide rings of a cooling set filling the construction of mixer with polyethylene in mixing chamber of polymerization reactor sliding friction of mixer filled with polyethylene in the space of charge of polymerization reactor mixing chamber by polyethylene mixing of ethylene stream by mixer in lower chamber of polymerization reactor in part unfilled with polyethylene or for operation of drive system with uncharged mixer. Considering the assumed designation of rotation angles (Fig. 1) a column matrix for respective angles related to inertial moments was determined (1). ' 10 ' 9 ' 8 ' 7 ' 6 ' 5 ' 4 ' 3 ' ' 1 т q (1) The rigid sections containing reduction of rotation do not occur in the computational kinematic diagram (Fig. 1). Therefore, the inertial moments may by introduced directly to diagonal matrix determining inertial moments related to the angles of rotation in column matrix given by (1). The diagonal matrix determining inertial moments related to the independent angles of rotation is given by (). * 10 * 9 * 8 * 7 * 6 * 5 * 4 * 3 * * 1 diag J J J J J J J J J J D () A general mathematical model of the drive system for polymerization reactor based on asynchronous induction motor wit pipe body is expressed by the following system of equations (3) s M c b J ' ' 1 1 ' ' 1 1 ' 1 * 1 zlw M c c b b J ' 3 ' ' ' 1 1 ' 3 ' ' ' 1 1 ' * tw M c c b b J ' 4 ' 3 3 ' 3 ' ' 4 ' 3 3 ' 3 ' ' 3 * 3 0 ' 5 ' 4 4 ' 4 ' 3 3 ' 5 ' 4 4 ' 4 ' 3 3 ' 4 * 4 c c b b J 0 ' 6 ' 5 5 ' 5 ' 4 4 ' 6 ' 5 5 ' 5 ' 4 4 ' 5 * 5 c c b b J 01 ' 7 ' 6 6 ' 6 ' 5 5 ' 7 ' 6 6 ' 6 ' 5 5 ' 6 * 6 M c c b b J 0 ' 8 ' 7 7 ' 7 ' 6 6 ' 8 ' 7 7 ' 7 ' 6 6 ' 7 * 7 M c c b b J 03 ' 9 ' 8 8 ' 8 ' 7 7 ' 9 ' 8 8 ' 8 ' 7 7 ' 8 * 8 M c c b b J 04 ' 10 ' 9 9 ' 9 ' 8 8 ' 10 ' 9 9 ' 9 ' 8 8 ' 9 * 9 M c c b b J 05 ' 10 ' 9 9 ' 10 ' 9 9 ' 10 * 10 M c b J (3)

179 Conclusions The system of differential equations of second type given by (3) and being a general mathematical model of drive system for polymerization reactor based on asynchronous induction motor with pipe body allows simulating the dynamic courses of variables describing the drive system. The model takes into account specific phenomena that do not occur in the standard drive systems. These phenomena result in additional torques occurring in the running polymerization reactor i.e.: a load torque caused by agglutination of rotor and stator of motor; the torque is variable in time and depends on agglutination areas and respective polymerization phases a sliding friction torque in large-size slide bearing made of sintered carbides; the torque is variable in time of operation due to the changes of mixer weight resulting from filling the mixer with polyethylene; it depends on both: conditions of polymerization process course and polymerization phases for determined parameters of the process an inertial moment of mixer resulting from filling the mixer construction with polyethylene; the moment is variable and depends on a level of charge of mixer by polyethylene in lower reactor chamber a sliding friction torque of mixer filled by polyethylene rubbing with polyethylene in the space of charge of lower reactor chamber by polyethylene; the torque is variable in time and depends on variation of charging level in lower chamber of polymerization reactor a fan torque of mixer related to mixing of ethylene; the torque is variable in time and depends on the length of mixer part in lower chamber of polymerization reactor unfilled by polyethylene. 179

180 DETERMINATION OF PARAMETERS TO DEFINE A RESULTANT INERTIAL MOMENT OF THE DRIVE SYSTEM FOR POLYMERIZATION REACTOR BASED ON ASYNCHRONOUS INDUCTION MOTOR WITH A PIPE BODY Andrzej Rusek Politechnika Częstochowska, Wydział Elektryczny 1. Introduction The following examples of phenomena occur in the running drive system for polymerization reactor. These phenomena step over operation of the standard drive systems and have direct influence on operation of drive system as its load: agglutination of the rotor and stator of asynchronous motor at driving side of the motor as a result of polymerization in this operating area of polymerization reactor chamber sliding friction in the large-size slide bearing made of sintered carbides and cooled by ethylene stream via guide rings of a cooling set filling the construction of mixer with polyethylene in mixing chamber of polymerization reactor sliding friction of mixer filled with polyethylene in the space of charge of polymerization reactor mixing chamber by polyethylene mixing of ethylene stream by mixer in lower chamber of polymerization reactor in part unfilled with polyethylene or for operation of drive system with uncharged mixer.. A computational kinematic diagram of the drive system M s M zl M t M o1 M o M o3 M o4 M o5 J s J 1 J J 3 J 4 J 5 J 6 J 8 J 10 J 1 J J 7 J 9 J 11 J 13 J 15 Fig. 1. A simplified kinematic diagram of the drive system for polymerization reactor, where: 1 is motor, is large-size slide bearing set, 3 is clutch of mixer, 4 is mixer, 5 is space of appearance of the agglutination torque concerning stator and rotor 180

181 ' J 1 ' 1 M s ' J ' M zl ' ' J 3 3 M t ' ' J 4 4 ' ' J 5 5 ' ' J 6 6 M o1 ' ' J 7 7 M o ' ' J 8 8 M o3 ' ' J 9 9 M o4 ' J 10 ' 10 M o5 c 1, b 1 c, b c 3, b 3 c 4, b 4 c 5, b 5 c 6, b 6 c 7, b 7 c 8, b 8 c 9, b 9 Fig.. The computational kinematic diagram of the drive system for polymerization reactor based on induction motor with a pipe body A simplified kinematic diagram of the drive system for polymerization reactor based on asynchronous induction motor with pipe body is depicted in Fig. 1. Considering the simplified kinematic diagram of an exemplary drive system for polymerization reactor based on asynchronous induction motor with a pipe body (Fig. 1) the computational kinematic diagram of drive system for polymerization reactor was derived (Fig. ). 3. Determination of parameters Inertial moments of a drive system are fundamental parameters of mathematical model that allows determining dynamic courses of variables describing the system. The inertial moments of the drive system for polymerization reactor are complicated because of polymerization process which causes a time inconstancy of these moments during polymerization process. This is a result of filling the respective mixer parts with the polyethylene. The inertial moment of mixer differ significantly from the inertial moment of filling of mixer what depends on both cross-sectional areas determining the inertial moments and different mass densities of mixer and the filling of mixer. The inertial moment of mixer and notches along the mixer axis, according to the denotation assumed in Fig., is given as follows: J * k ' k, k J, where: k ' m '' m ''', 1 1 m1 * J k is the resultant moment of mixer inertia, '' ''' m, m ' k '' ''' m m (1) ' m 1 '' ''', m, m are components of inertial moment for mass density 1, are components of inertial moment for mass density. The shortened formulas on inertial moments of mixer for various simplifications of crosssectional area of mixer are given by (). J * k c k1 ' ' l m 1lm ck lm l, ' * ' ' ' m l J m k ck 1lm ck lm1 lm () 1 lm where: c k 1, drive system for case P1, c k are constructional constants resulting from mechanical parameters of the c k 1, parameters of the drive system for case P. 1 c k are constructional constants resulting from mechanical 1 181

182 4. Conclusions The dependencies determined by system of equations (3) have been introduced in a shortened version i.e. without constructional parameters of mixer. The constructional details will be presented in the extended version of the paper. The inertial moments determined analytically allow describing a variation of inertial moment of the drive system during polymerization process. The mathematical model of the drive system for polymerization reactor together with description of a mixer inertial moment variability may by applied in order to analyze the dynamic states of the drive system for polymerization reactor. Furthermore, it may also be applied in order to analyze the dynamic states of some drive systems, where there are variable in time inertial moments caused by other technological phenomena differing from the charge of the lower polymerization reactor chamber by polyethylene. 18

183 ZASTOSOWANIE TELEMEDYCYNY Remigiusz Rydz Techniczne Zakłady Naukowe w Częstochowie Telemedycyna w najbardziej potocznym znaczeniu to medycyna na odległość, czyli świadczenie usług medycznych z dala od pacjenta. Polega na rozdzieleniu miejsca, w którym przebywa pacjent i w którym przebywa świadcząca te usługi osoba, np. lekarz, rehabilitant, który prowadzi sesję rehabilitacyjną z pacjentem lub pielęgniarka, która zdalnie odbiera wyniki badań. Telemedycyna jest najnowszą, bardzo dynamicznie rozwijającą się formą medycyny i opieki zdrowotnej, łączącą w sobie elementy telekomunikacji, informatyki oraz medycyny. Korzystając z najnowocześniejszej technologii multimedialnej, wideokomunikacji oraz Internetu, telemedycyna umożliwia zespołom specjalistów przełamanie barier czasowych, przestrzennych, postawienie szybkiej diagnozy i zapewnienie opieki medycznej poprzez podróż informacji, zamiast podróży pacjentów lub lekarzy. Telemedycyna przeznaczona jest głównie dla pacjentów, którzy z różnych powodów nie są w stanie fizycznie przybyć na tradycyjną wizytę i badanie do lekarza, szpitala czy ośrodka zdrowia. Biorąc pod uwagę to, że większość populacji żyje poza granicami miast, w których dostęp do opieki zdrowotnej jest trudniejszy, telemedycyna stanie się w najbliższym czasie jednym z najważniejszych instrumentów ochrony zdrowia oraz rewelacyjnym rozwiązaniem dla chorych. Telemedycyna jest dziedziną bardzo dynamicznie rozwijającą się w wielu kierunkach. Nieustanny rozwój technologiczny wprowadza coraz to nowsze możliwości i standardy w zastosowaniach medycznych. Już niedługo jedyną rzeczą ograniczającą rozwój telemedycyny będzie jedynie inwencja twórcza lekarzy. Obecnie telemedycyna umożliwia między innymi przeprowadzanie operacji na odległość, interaktywne wideokonferencje pomiędzy lekarzami specjalistami, lekarzem i pacjentem, przesyłanie na odległość obrazów statycznych i dynamicznych, zdjęć rentgenowskich, echogramów, EKG, USG, tomografii komputerowej itp. Ostatnio jedną z najszybciej rozwijających się metod przesyłania informacji w świecie jest wideokomunikacja. Dzięki nowoczesnej technologii, wykorzystującej szybkie procesory i algorytmy do cyfrowego przetwarzania i kompresji sygnałów, możliwe jest przesyłanie obrazów o wysokiej rozdzielczości, a także interaktywną transmisję audiowizualną z wyjątkową dokładnością i w czasie rzeczywistym. Telemedycyna oznacza usługi medyczne w zakresie: Teledermatologii, Telepatologii, Telekardiologii, Teleneurologii, Teleopieki domowej, Telechirurgii i robotyki, Telerehabilitacji. 183

184 Telemedycyna ułatwia dostęp do specjalistycznej opieki medycznej, pomaga w usługach specjalistycznych oraz przy konsultacjach, dzięki niech lekarze mogą asystować przy trudnych i skomplikowanych zabiegach i operacjach. Telemedycyna to również ułatwiony dostęp do pomocy medycznej i zmniejszonej hospitalizacji oraz możliwość szkolenia personelu medycznego za pomocą technologii informatycznych. 184

185 SOLVING INVERSE PROBLEM IN EIT BY LEVENBERG MARQUARDT LEVEL SET METHOD Tomasz Rymarczyk, Stefan F. Filipowicz 1, 1 Warsaw University of Technology, Institute of the Theory of Electrical Engineering, Measurement and Information Systems Electrotechnical Institute, Warszawa ABSTRACT: This paper presents the Levenberg Marquardt level set method to solve the inverse problem in the electrical impedance tomography (EIT). The conductivity values in different regions are determined by the finite element method. The representation of the shape of the boundary and its evolution during an iterative reconstruction process is achieved by the Levenberg Marquardt level set method. Introduction In this paper was proposed a method based on the level set idea and the Levenberg Marquardt algorithm to START solve the inverse problem in the electrical impedance tomography [1,3]. The representation of the shape of the boundary and its evolution during an iterative reconstruction process is achieved by the level set method [4,5,6,7]. The conductivity values in different regions are determined by the finite element method []. Numerical algorithm is a combination of the Levenberg Marquardt algorithm, the level set method and the finite element method for computing the velocity. As usual for gradient-type methods, the convergence speed is quite slow for such approaches, in particular if the topological structure of the shape changes during the iteration. The fast alternative to gradient-type methods is the Levenberg Marquardt algorithm (LM), which provides a numerical solution to the problem of minimizing a function. The aim of this paper is using the Levenberg-Marquardt and the level set method (LMLSM) to solve the inverse problem in EIT. The LMLSM consists in minimizing a quadratic functional in each time step to obtain this normal velocity and successively performing a time step for the level set function. Input data Initialization zero level set function NO INVERSE PROBLEM Determination - conductivity Forward problem (finite element method) Adjoint equation Velocity - calculation Update function ϕ Conductivity - calculation Reinitialization Condition YES STOP Results Fig. 1. The iterative algorithm 185

186 Electrical impedance tomography The image reconstruction in Electrical Impedance Tomography is a highly ill-posed inverse problem []. The following functional is minimized: p F 0.5 ( Φ V0 ) ( Φ V0 ) (1) j1 where p is the number of the projection angles. The derivative of F with respect to γ is given by p F j j j1 T where: the electric potential, the adjoint variable. The iterative algorithm was shown in figure 1. The picture presents the images of reconstruction by using the level set methods and the finite element method. a) b) () c) d) Fig.. Images reconstruction: a) c) the original objects and the zero level set function, b) d) the process and the image reconstruction References [1] Burger M.: Levenberg-Marquardt level set methods for inverse obstacle problems, Inverse Problem 0 (004) [] Filipowicz S.F., Rymarczyk T.: Tomografia Impedancyjna, pomiary, konstrukcje i metody tworzenia obrazu. BelStudio, Warsaw 003. [3] Filipowicz S.F., Rymarczyk T., Sikora: J. Level Set Method for inverse problem solution in electrical impedance tomography. XII ICEBI & V EIT Conference. Gdańsk

187 [4] Osher S., Fedkiw R.: Level Set Methods and Dynamic Implicit Surfaces. Springer, New York 003. [5] Osher S., Sethian J.A.: Fronts Propagating with Curvature Dependent Speed: Algorithms Based on Hamilton-Jacobi Formulations. J. Comput. Phys. 79, 1-49, [6] Osher, S., Fedkiw, R.: Level Set Methods: An Overview and Some Recent Results. J. Comput. Phys. 169, , 001. [7] Sethian J.A.: Level Set Methods and Fast Marching Methods. Cambridge Univeristy Press

188 Wymagania klienta Parametry znamionowe obiektu Wymagania eksploatacyjne Przepisy prawne, standardy techniczne Normy techniczne Ochrona środowiska BHP Pomiary wstępne, reverse engineering Analiza zjawisk, badania modelowe Symulacje, obliczenia (CAE) CAD Dobór materiałów Materiały Technologie Park Maszynowy Pomiary i badania XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 NOWOCZESNE TECHNIKI PROJEKTOWANIA I WYTWARZANIA MASZYN ELEKTRYCZNYCH I TRANSFORMATORÓW Stefan Sieradzki, Damian Kardas TurboCare Poland S.A. Referat ukazuje aspekty procesu projektowania i wytwarzania maszyn elektrycznych i transformatorów, odzwierciedlające między innymi współczesne wymagania eksploatacyjne i postęp w produkcji nowoczesnych materiałów konstrukcyjnych. Te nowe uwarunkowania i konkurencyjność produktu na rynku, kształtują jego proces projektowania i wytwarzania, którego cechą znamienną jest daleko idąca optymalizacja. W referacie przedstawiono nowoczesne techniki projektowania i wytwarzania maszyn elektrycznych i transformatorów, na podstawie wybranych projektów realizowanych w firmie TurboCare Poland S.A. 1. Wstęp Wymagania klienta odzwierciedlające współczesne warunki eksploatacji maszyn elektrycznych i transformatorów oraz konkurencyjność ceny, wymuszają daleko idącą optymalizację konstrukcji i procesu ich wytwarzania. Kluczowym jest więc doświadczenie kadry inżynierskiej wsparte badaniami naukowymi, wykorzystanie właściwości nowoczesnych materiałów konstrukcyjnych oraz zastosowanie efektywnych narzędzi obliczeniowych i projektowych. Drugą, równie ważną częścią jest optymalizacja procesu wytwarzania wyrobu. Wymaga to zastosowania wysoko specjalistycznej technologii i parku maszynowego. Uogólniony schemat procesu projektowania i wytwarzania produktu przedstawia rys.1. DANE WEJŚCIOWE PROJEKTOWANIE DOKUMENTACJA TECHNICZNA CAD / CAM PRODUKCJA PRODUKT. Dane wejściowe.1. Wymagania klienta Rys.1 Schemat procesu projektowania i wytwarzania produktu. Niezależnie od typu produktu, wymagania klienta można w skrócie wymienić w kilku najważniejszych punktach: wysoka niezawodność i trwałość produktu, wysoka sprawność, energooszczędność, 188

189 konkurencyjna cena. W procesie projektowania i wytwarzania maszyn elektrycznych i transformatorów wymaganym jest uwzględnienie wszystkich w/w wymagań klienta z określonymi, szczególnymi warunkami eksploatacyjnymi wśród których można m.in. wymienić: rodzaj pracy, charakter i specyfika obciążenia, przeciążalność. Każdy z wymienionych warunków pracy maszyny elektrycznej, transformatora wpływa na trwałość tego wyrobu i kumuluje skutki prowadzące po pewnym czasie do degradacji konstrukcji. Istotnym jest zatem powiązanie poszczególnych stanów pracy urządzeń oraz występujących uszkodzeń i uwzględnienie ich w procesie projektowania wyrobu... Przepisy prawne, normy i standardy techniczne Każdy proces, zarówno na etapie projektowania jak i wytwarzania jest umocowany w ramach przepisów prawnych (m.in. dotyczących BHP i Ochrony Środowiska) oraz standardów technicznych (m.in. normy techniczne, przepisy UDT). Spełnienie wszystkich wymienionych uwarunkowań, ma bezpośredni wpływ na zastosowane rozwiązania konstrukcyjne. 3. Projektowanie 3.1. Pomiary wstępne, reverse engineering Projektowanie produktu może obejmować modernizację istniejącej maszyny elektrycznej i transformatora (zmiana parametrów znamionowych) lub wytworzenie nowego wyrobu. W przypadku modernizacji na wstępie procesu projektowania, wykonywana jest inwentaryzacja, pomiary odtworzeniowe oraz pomiary środowiska pracy. Jedną z najbardziej zaawansowanych form pomiarów odtworzeniowych jest reverse engineering, pozwalający odtworzyć w środowisku trójwymiarowym rzeczywistą geometrię mierzonych przedmiotów. Pomiary wykonywane są za pomocą współrzędnościowych maszyn pomiarowych i skanerów laserowych (rys. ), a wyniki przenoszone są bezpośrednio do środowiska CAD w postaci modeli 3D, stanowiących bazę odniesienia do projektowanych nowych i zmodernizowanych wyrobów. a) b) Rys.. Pomiary współrzędnościowym ramieniem pomiarowym (a) oraz głowicą skanującą (b) 3.. Analiza zjawisk, badania modelowe W maszynach elektrycznych i transformatorach najczęściej dokonuje się analizy następujących zjawisk: elektromagnetycznych, cieplnych i wentylacyjnych, obciążeń elektrycznych i mechanicznych, drgań, hałasu. 189

190 Wszystkie z wymienionych zjawisk są ze sobą ściśle powiązane i mają decydujący wpływ na prawidłową pracę maszyn elektrycznych i transformatorów. Część z nich można zidentyfikować i opisać wykonując badania i pomiary na rzeczywistym obiekcie, np.: badania cieplne, pomiary drgań, hałasu. Przykładem są przedstawione termogramy (rys.3 i 4) rozkładu temperatury na powierzchni korpusu generatora, które pozwoliły na weryfikację przeprowadzonej modernizacji układu wentylacyjnego. Celem modernizacji była eliminacji obszarów o podwyższonej temperaturze w strefie rdzenia i uzwojeń. a) b) Rys. 4. Termogram stojana generatora 55MW przed (a) i po modernizacji (b) Natomiast inne zjawiska, ze względu na specyfikę pracy maszyn elektrycznych i transformatorów, po wykonaniu obliczeń projektowych dla nowych rozwiązań konstrukcyjnych, wymagają wykonania badań modelowych. a) b) Rys. 5. Model prototypu (w skali 1: ) wentylatora na stanowisku prób (a) oraz prototypowy wentylator zamontowany na wirniku generatora 30MW (b) [1] Przykładowo, w trakcie badań modeli prototypów wentylatora (rys. 5), zostały zweryfikowane obliczone charakterystyki przepływowe (rys. 6) dla zmiennej geometrii łopatek, liczby łopatek oraz kąta ich ustawienia. Celem badań było zwiększenie wydajności nowego typu wentylatora przy jednoczesnej poprawie stabilności jego pracy. 190

191 S p iętrzenie całkow ite P [P a] XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec W ent.-oryginalny =45 o (z=9) Wentylator B =36,5 o (z=36) 00 Krzywa oporów Wentylator A =5,5 o (z=9) = 1, [kg/m 3 ] W ydajność V [m 3 /s] Rys. 6. Wyznaczone punkty pracy nowych wentylatorów nastawnych do generatora TWW-30 i wentylatora oryginalnego [1] 3.3. Symulacje komputerowe, obliczenia (CAE) Wykorzystanie współczesnych technik komputerowych dla modelowania zjawisk występujących w maszynach elektrycznych, pozwala w znacznym stopniu ograniczyć liczbę wykonywanych badań i testów. Jednocześnie w oparciu o zebrane dane wciąż poszukuje się coraz doskonalszych modeli matematycznych, pozwalających na symulację działania maszyn oraz poszczególnych ich komponentów (rys. 7). Rys. 7. Geometria 3D modelu obliczeniowego części czołowej uzwojenia stojana oraz wirnika generatora 00MW [8] Jedną z podstawowych grup obliczeń numerycznych maszyn elektrycznych i transformatorów stanowią obliczenia elektromagnetyczne. Pozwalają one na określenie m.in. rozkładu i natężenia linii pól elektromagnetycznych oraz modułu indukcji w elementach konstrukcyjnych (rys. 8). 191

192 a) b) Rys. 8. Wyniki obliczeń elektromagnetycznych stojana generatora 560MW rozkład linii ekwipotencjalnych (a) i modułu indukcji (b) [] W oparciu o rozkład modułu indukcji (Rys. 8b) określony został rozkład strat w obszarze połączeń czołowych uzwojeń, skrajnych pakietów rdzenia oraz w sprężystej talerzowej płycie dociskowej. Wyznaczony rozkład strat pozwolił oszacować przyrosty temperatur, istotnych dla układu izolacyjnego uzwojeń i parametrów wytrzymałościowych płyty dociskowej. Zastosowanie modeli matematycznych, dedykowanych dla poszczególnych typów maszyn elektrycznych i transformatorów, obejmujących rozkład: pól elektromagnetycznych, sił elektrodynamicznych (rys. 9), strat i związanych z nimi przyrostów temperatury, pozwala w krótkim czasie oszacować charakter i wielkość poszczególnych zjawisk. Rys. 9. Rozkład wypadkowej liniowej gęstości sił elektrodynamicznych działających na pręt fazowy (przebiegi czasowe oraz trajektorie wektorów sił) [9] Kolejną grupę analiz, stanowią obliczenia cieplne [3] (rys. 10) i wentylacyjne. 19

193 a) b) 1 pręt uzwojenia 3 4 kanał chłodzący wstawka izolacyjna Rys. 10. Uzwojenie wzbudzenia generatora 00MW: przekrój poprzeczny żłobka wirnika (a) oraz model cieplny (b) [4] Na podstawie obliczonych wartości sił elektrodynamicznych, temperatury, obciążeń mechanicznych statycznych i dynamicznych oraz przyjętych kryteriów optymalizacyjnych, przeprowadzana jest analiza wytrzymałościowa konstrukcji (rys. 11). a) b) Rys. 11. Model dyskretny korpusu generatora 560MW (a) oraz model kadzi transformatora 173MVA (b) z mapą naprężeń mechanicznych Zastosowanie Metody Elementów Skończonych dla obliczeń wytrzymałościowych, pozwala uzyskać mapy rozkładu naprężeń w konstrukcji. Rozkład sił, jak w przypadku kadzi transformatora (Rys. 11b), wyznaczany jest dla kilku przypadków obciążenia, m.in.: próżnią, nadciśnienia oraz w trakcie pracy na stanowisku i w transporcie. W oparciu o wyniki pobrane z analizy wytrzymałościowej, przeprowadzana jest analiza modalna konstrukcji korpusu stojana generatora (rys.1). Wyznaczenie częstotliwości drgań własnych korpusu, pozwala uniknąć zjawiska rezonansu podczas pracy maszyny. a) b) Rys. 1. Poziom częstotliwości drgań własnych korpusu stojana generatora 560MW (a) w zależności od grubości płaszcza (b) [5] 193

194 Poszukiwanie warunków korelacji pomiędzy wszystkimi przeprowadzanymi obliczeniami, opracowanie coraz doskonalszych modeli matematycznych, pozwalających odzwierciedlić z coraz to mniejszym błędem warunki rzeczywiste oraz określenie stopnia uproszeń modeli numerycznych i ocena ich wpływu na wyniki obliczeń, jest procesem skomplikowanym i podlegającym ciągłemu doskonaleniu Oprogramowanie CAD Proces projektowania z zastosowaniem systemu CAD, który jest oparty na w pełni parametrycznym środowisku 3D (rys. 13), pozwala na integrację wszystkich jego etapów, począwszy od wykonania pomiarów, modeli koncepcyjnych, opracowania i obliczeń konstrukcji, do wytworzenia i weryfikacji parametrów urządzenia. a) b) Rys. 13. Parametryczne modele 3D autotransformatora 160MVA (a) i stojana generatora TWW-560 (b) Zintegrowany system CAD pozwala na równoczesną, współbieżną pracę zespołu projektowego złożonego z konstruktorów, technologów oraz analityków (rys. 14). Konstruktor Konstruktor Konstruktor ds. obliczeń numerycznych Konstruktor Technolog Szef Projektu SERWER Rys. 14. Schemat zintegrowanego systemu komputerowego CAD [6] Na podstawie wirtualnych, parametrycznych modeli 3D, generowana jest dokumentacja wykonawcza D oraz karty technologiczne. Ponadto, używając powiązanego oprogramowania CAM generowane są programy obróbcze na obrabiarki CNC (rys. 15), które za pomocą odpowiednich postprocesorów tłumaczone są na kody maszynowe. Kolejnym krokiem jest wysłanie kodów siecią intranetową do sterowników maszyn. 194

195 Rys. 15. Obróbka kołpaka wirnika (a) oraz piasty wentylatora (b) na frezarce CNC Wykonane modele 3D są również podstawą do weryfikacji poprawności geometrii wytworzonych obiektów za pomocą współrzędnościowych maszyn pomiarowych. Możliwości wizualizacji urządzenia już na etapie procesu projektowania (rys. 16), pozwalają zapoznać się wykonawcy i odbiorcy z końcowym efektem prac. a) b) Rys. 16. Komputerowa wizualizacja (a) i zdjęcie rzeczywistego transformatora blokowego 305MVA (b) Zastosowanie środowiska parametrycznego, pozwala tworzyć wielowariantowe koncepcje modyfikowane na poziomie modelu 3D, które znajdują automatyczne odzwierciedlenie w dokumentacji D, środowisku obliczeniowym oraz systemach CAM Dobór materiałów Wśród materiałów stosowanych w konstrukcjach transformatorów i maszyn elektrycznych, można wyróżnić kilka grup: materiały elektroizolacyjne, materiały żelazne (magnetyczne i niemagnetyczne), materiały nieżelazne, materiały kompozytowe. Nowoczesne materiały konstrukcyjne charakteryzują się podwyższonymi własnościami wytrzymałości mechanicznej i elektrycznej, co bezpośrednio przekłada się na niezawodność konstrukcji oraz zmniejszenie gabarytów i masy (rys. 17). 195

196 Rys. 17. Sprężysta talerzowa płyta dociskowa ze stopu aluminium, prasująca rdzeń generatora 30MW Materiały kompozytowe są stosowane jako elementy usztywnień uzwojeń i konstrukcji wsporczych torów prądowych. Najczęściej są to materiały zbrojone włóknem szklanym lub węglowym nasycone żywicą epoksydową. Zastosowanie odpowiednich metod łączenia materiałów konstrukcyjnych różnych typów, pozwala wykonać bariery cieplne, elektryczne i elektromagnetyczne, które jednocześnie spełniają rygorystyczne założenia związane np. z wytrzymałością dynamiczną. 4. Dokumentacja techniczna, CAD/CAM Wynikiem końcowym etapu projektowana jest dokumentacja techniczna, wygenerowana z parametrycznych modeli 3D. Składa się ona z kilku członów: dokumentacji technicznej rysunkowej, zawierającej wygenerowane rysunki wykonawcze elementów oraz rysunki złożeniowe poszczególnych podzespołów, dokumentacji technologicznej, zawierającej opis technologii wykonania elementów i zespołów, kodów maszynowych obrabiarek sterowanych numerycznie (CNC) wraz opisem ustawienia baz przedmiotu, modeli porównawczych dla współrzędnościowych maszyn pomiarowych, wykorzystywanych do weryfikacji wyprodukowanych obiektów. Wszystkie wymienione części składowe dokumentacji są ze sobą ściśle powiązane dzięki zastosowaniu zintegrowanego środowiska projektowego. 5. Wytwarzanie 5.1. Materiały Oprócz geometrii wykonywanego przedmiotu, typ i własności materiału determinują przyjęty proces jego obróbki, gdyż właśnie one charakteryzują jego zachowanie się w czasie procesów produkcyjnych. W oparciu o wyniki prób i testów materiałów konstrukcyjnych, definiowany jest proces obróbki i dobór narzędzi. Przykładem mogą być dwa rodzaje materiałów, wchodzących w skład konstrukcji maszyn elektrycznych i transformatorów: materiały niemagnetyczne oraz materiały elektroizolacyjne zbrojone włóknem szklanym. W przypadku materiałów niemagnetycznych niewłaściwie dobrane parametry i sposób obróbki, mogą powodować pogorszenie ich własności magnetycznych. Konsekwencją tego jest wzrost strat i przyrostu temperatury w maszynie. 196

197 W przypadku materiałów elektroizolacyjnych problemem jest ich trudna obróbka oraz brak typowych narzędzi skrawających. Podczas obróbki z użyciem chłodziwa, istnieje możliwość rozwarstwienia materiału i penetracji cząsteczek wody w głąb materiału, natomiast podczas obróbki na sucho, występuje bardzo duże zapylenie oraz przyśpieszone zużycie narzędzi. Określenie zatem właściwego rodzaju obróbki i jej parametrów oraz typu narzędzi dla stosowanych materiałów, wpływa w zasadniczy sposób na optymalizację procesu wytwarzania. 5.. Technologie W produkcji maszyn elektrycznych i transformatorów szczególne znaczenie mają stosowane technologie w procesach międzyoperacyjnych i montażu. Wśród nich można wyróżnić między innymi: pakietowanie rdzeni, klinowanie uzwojeń w żłobkach, wykonywanie izolacji głównej uzwojeń stojanów generatorów, usztywnianie części czołowych uzwojeń stojanów generatorów, lutowanie połączeń wodno-prądowych uzwojeń stojanów generatorów, wyważanie i odwirowanie wirników, nawijanie uzwojeń transformatorów, suszenie uzwojeń w technologii próżniowej, Dobór odpowiednich parametrów dla technologii zastosowanej w każdej fazie procesu wytwarzania, wpływa bezpośrednio na własności elektryczne i mechaniczne, a w efekcie na jakość produkowanych urządzeń Park maszynowy Zastosowanie w procesie wytwarzania urządzeń, maszyn sterowanych numerycznie (CNC) pozwoliło powiązać proces projektowania komponentów z ich wykonaniem. Dotyczy to zarówno obrabiarek, jak również pras hydraulicznych i automatycznych oplatarek do uzwojeń (rys. 18). a) b) Rys. 18. Prasa hydrauliczna (a) oraz oplatarka CNC (b) do uzwojeń stojanów generatorów Wysokowydajne obrabiarki CNC pozwalają wykonać przedmioty o dowolnej geometrii w znacząco krótszym czasie, w porównaniu z maszynami tradycyjnymi. Ponadto, zastosowanie sond pomiarowych geometrii przedmiotów i narzędzi, eliminuje błędy związane z ustawieniami baz obróbczych przedmiotów i wpływ zużycia narzędzi. Jednostki sterujące w nowoczesnych maszynach CNC, umożliwiają za pomocą sieci intranetu bezpośrednie połączenie z komputerami technologów przygotowujących programy sterujące. Technolodzy mają jednocześnie wgląd w bazy narzędzi maszyn oraz podgląd aktualnego stanu pracy maszyny. 197

198 5.4. Pomiary i badania W procesie wytwarzania maszyn elektrycznych i transformatorów, weryfikuje się geometrię wykonanych elementów i podzespołów za pomocą współrzędnościowych maszyn pomiarowych (rys. 19), wykorzystując porównanie modeli 3D z obiektami rzeczywistymi. a) b) Rys. 19. Weryfikacja geometrii uzwojenia stojana generatora (a) współrzędnościowym ramieniem pomiarowym (b) Każdy wyrób podlega badaniom i próbom końcowym (rys. 0), spośród których wymienić należy m.in.: elektryczne, mechaniczne, cieplne, szczelności. a) b) Rys. 0. Próby końcowe transformatora 70MVA/400kV (a) oraz próba ciśnieniowa korpusu generatora 560MW (b) Spełnienie wszystkich wcześniej założonych kryteriów oceny wyrobu, kończy proces wytwarzania. 6. Produkt Końcowym rezultatem procesu projektowania i wytwarzania jest gotowy produkt, spełniający wszystkie przyjęte wcześniej dane wejściowe dotyczące wymagań klienta, przepisów prawnych i standardów technicznych, przy zachowaniu konkurencyjnej ceny. 198

199 Kolejnym etapem jest zbieranie informacji z monitoringu pracy jednostki w czasie jej eksploatacji, wykonanych pomiarów diagnostycznych oraz z przeprowadzonego procesu walidacji produktu. Wygenerowane informacje wykorzystywane są w procesie projektowania kolejnych, nowych typów maszyn elektrycznych i transformatorów. 7. Podsumowanie Zaprezentowane w referacie nowoczesne techniki projektowania i wytwarzania maszyn elektrycznych i transformatorów, obejmują obszary analiz matematycznych, prac nad wdrażaniem nowoczesnych materiałów konstrukcyjnych, doskonalenia procesów technologicznych, rozwijania systemów CAD/CAM/CAE, maszyn i technologii obróbki, oraz metodologii pomiarów i badań. Zaawansowane techniki projektowania oraz nowoczesny park technologiczny, pozwalają na optymalizację parametrów technicznych produktu, spełnienie wysokich dla niego wymagań jakościowych, środowiska i bezpieczeństwa eksploatacji. Optymalizacja procesu projektowania i wytwarzania w efekcie finalnym zmniejsza jednostkowy wskaźnik zużycia materiałów i pracochłonności dla wytworzenia produktu, co wpływa na obniżenie jego ceny a więc wzrost konkurencyjności na rynku. 8. Literatura [1] Sieradzki S., Adamek J., Otte J., Dziuba J., Prysok E.: Nowa konstrukcja wentylatorów do generatorów dużej mocy, Energetyka, nr 08/09, 007 [] Wiak Sł., Komęza K., Drzymała P., Wefle H.: Obliczenia struktur płaskich (D) turbogeneratorów o mocach 30MW i 560MW. Dokumentacja Energoserwis S.A., 008 [3] Sieradzki S., Adamek J., Krok R.: Modernizacje turbogeneratorów polegające na zamianie układu chodzenia uzwojenia wzbudzenia z pośredniego na bezpośredni zabierakowy na przykładzie turbogeneratora typu TWW XLII International Symposium on Electrical Machines SME'006, Kraków, , ss [4] Krok R., Sieradzki S., Adamek J.: Zastosowanie sieci cieplno-elektrycznych w systemie komputerowego wspomagania projektowania generatorów synchronicznych. XLII International Symposium on Electrical Machines SME'006, Krakow, , ss [5] Maniara R., Kardas D.: Parametryczna optymalizacja korpusu stojana generatora, Urządzenia dla energetyki, nr 5/008, pp. 4-5 [6] Kulik A., Kardas D.: Nowe techniki projektowania na tle wzrostu innowacyjności produktów firmy Energoserwis S.A., XV konferencja Energetyki, Ryn , ss [7] R.E. Fenton, D.R. Ulery, D.N. Walker: Advances in Design Practices to Improve Rotor Dynamics Performance of Medium Sized Generators, CIGRE Paper 11-05, 1994 [8] R.D. Stancheva, I.I. Iatcheva: 3-D Electromagnetic Force Distribution in the End Region of Turbogenerator, IEEE Transactions on Magnetics, Vol. 45, Nr 3, [9] B. Drak: Zagadnienia elektromechaniczne czół uzwojeń stojanów maszyn elektrycznych dużej mocy prądu przemiennego, Zeszyty naukowe Politechniki Śląskiej, Elektryka z 163, Gliwice Autorzy dr inż. Stefan Sieradzki, Dyrektor ds. Technicznych i Rozwoju, Stefan.Sieradzki@energoserwis.pl dr inż. Damian Kardas, Główny specjalista ds. Rozwoju Produktu i Marketingu Damian.Kardas@energoserwis.pl TurboCare Poland S.A. ul. Powstańców Śląskich 85, Lubliniec 199

200 ODWZOROWANIE STANOWISKA PRACY W NUMERYCZNEJ OCENIE NARAŻENIA NA POLE ELEKTOMAGNETYCZNE NA PRZYKŁADZIE OPERATORÓW RADIOSTACJI PLECAKOWYCH Jaromir Sobiech, Jarosław Kieliszek, Wanda Stankiewicz Zakład Ochrony Mikrofalowej Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Warszawa Wstęp Obowiązujące w Polsce regulacje prawne dotyczące ochrony pracowników przed wpływem pola elektromagnetycznego [1] nie rozróżniają ekspozycji całego ciała i ekspozycji miejscowej. Wyjątek dotyczy pracowników obsługujących źródła niskiej impedancji (gdzie dominuje składowa magnetyczna) w zakresie częstotliwości do 800 khz. Regulacja ta mocno ogranicza warunki użytkowania licznej grupy urządzeń łączności bezprzewodowej pracujących w zakresie VHF, takich jak radiotelefony, czy radiostacje plecakowe. Przyczyną tej sytuacji jest znacząca (jak na przepisy bhp) wartość natężenia pola elektromagnetycznego w bezpośrednim sąsiedztwie anten tych urządzeń (15-30 cm od anteny). Wartości te przyjmowane są przeważnie za miarę narażenia pracownika na pole elektromagnetyczne wytwarzane przez te urządzenia. Tymczasem w polu o dużych wartościach znajduje się jedynie fragment głowy, ramion i dłonie operatora. Co więcej, jak pokazaliśmy w dotychczasowej pracy [, 3], w zakresie VHF obserwuje się zdecydowanie większe, jak w głowie, pochłanianie energii pola elektromagnetycznego np. w nogach, które znajdują się w polu o wartościach nawet dwa rzędy mniejszym, jak to, które jest podstawą do oceny ekspozycji przy obsłudze danego urządzenia. Dlatego też trudno jest łączyć rzeczywiste narażenie pracownika z wartością pola w pobliżu anteny obsługiwanego urządzenia. Problem ten rozwiązuje dyrektywa 004/40/WE, w której pracodawca ocenia oraz, w razie potrzeby, dokonuje pomiarów i/lub obliczeń poziomu pól elektromagnetycznych, na których działanie narażeni są pracownicy. Jeżeli dopuszczalne wartości miar zewnętrznych ekspozycji, są przekroczone, pracodawca dokonuje oceny, oraz w razie potrzeby, obliczeń, czy przekroczone zostały dopuszczalne wartości miar wewnętrznych ekspozycji [4]. Miarami zewnętrznymi w zakresie VHF są: natężenie pola elektrycznego i natężenie pola magnetycznego, zaś miarami wewnętrznymi szybkość pochłaniania właściwego SAR i prąd indukowany w ciele człowieka (gęstość prądu). Niezależnie od wybranej miary wewnętrznej oraz sposobu jej wyznaczenia należy zachować identyczne z rzeczywistymi warunki ekspozycji na pole elektromagnetyczne. O ile w przypadku pomiaru jest to łatwe, o tyle w przypadku obliczeń wiąże się z odtworzeniem w środowisku komputera źródła pola, przestrzeni w której pracownik się znajduje oraz zamodelowania interakcji pola elektromagnetycznego z organizmem człowieka. Uszczegóławianie takiego modelu prowadzi do wydłużenia obliczeń, zaś nadmierne upraszczanie do utraty informacji o rzeczywistym narażeniu pracownika. Naszym celem jest 00

201 znalezienie kompromisu między stopniem uszczegóławiania modelu a uzyskaniem użytecznej informacji o narażeniu pracownika. Metoda W pracy skupiono się na wyznaczaniu prądu indukowanego w ciele pracownika obsługującego radiostację plecakową w różnych warunkach otoczenia. Model pracownika oparto na bibliotece The Visible Human [5]. Wykorzystano model jednorodny. Przyjęto założenie, że parametry elektryczne całego organizmu są równe dwóm trzecim odpowiednich wielkości mierzonych dla mięśnia szkieletowego [6, 7]. Opracowanie numerycznego modelu radiostacji poprzedzono pomiarami rozkładu pola elektromagnetycznego w strefie bliskiej jednej w wykorzystywanych w wojsku radiostacji plecakowych. Model radiostacji optymalizowano pod kątem podobieństwa wytwarzanego przez niego pola do wartości zmierzonych w otoczeniu rzeczywistej radiostacji. Model pracownika obsługującego radiostację zwalidowano pomiarami prądów indukowanych w ciele operatora radiostacji. Pomiary wykonano miernikiem ETS-Lindgren HI-4416 sondą prądów indukowanych HI-370. W środowisku komputera analizowano następujące warianty otoczenia pracownika: 1) operator stoi na ziemi, w jego pobliżu nie ma żadnych przedmiotów, ) operator znajduje się w pomieszczeniu o wysokości 3 m w odległości 50 cm od jednej ze ścian, 3) operator znajduje się na zewnątrz budynku w odległości 50 cm od pięciometrowej ściany, 4) operator znajduje się na zewnątrz budynku w odległości m od pięciometrowej ściany. Dobór otoczenia, w którym umieszczono model operatora został podyktowany typowymi warunkami eksploatacji radiostacji plecakowych, tj. pracą w otwartym terenie oraz pracą w warunkach zabudowy mieszkaniowej. Wyniki analizy przedstawiono na rysunkach 1 i. Rys. 1. Wpływ przedmiotów w otoczeniu pracownika na narażenie na pole elektromagnetyczne na przykładzie obliczeń rozkładu gęstości prądu indukowanego w nodze operatora radiostacji plecakowej (częstotliwość nadawania: 70 MHz, kolejno od lewej: 1) brak przedmiotów w otoczeniu operatora, ) operator znajduje się w pomieszczeniu o wysokości 3 m, 3) operator znajduje się 50 cm od ściany parterowego budynku, 4) operator znajduje się m od ściany parterowego budynku 01

202 4,5 J [A/m ] 4 3,5 3,5 1, f [MHz] brak przedmiotów w otoczeniu operatora operator w pomieszczeniu o wysokośći 3 m operator 50 cm od ściany parterowego budynku operator m od ściany parterowego budynku Rys.. Największa lokalna wartość gęstości prądu indukowanego w nodze operatora radiostacji plecakowej Podsumowanie Wyniki analizy wskazują ma możliwość budowania uproszczonych modeli stanowisk pracy operatorów urządzeń łączności bezprzewodowej pracującej w zakresie VHF. W modelach tych należy jednak zwrócić uwagę na położenie elementów otoczenia, które korespondują wymiarami z długością fali, na której prowadzona jest łączność. Literatura [1] Rozporządzenie Ministra Pracy i Polityki Społecznej z dnia 9 listopada 00 r. w sprawie najwyższych dopuszczalnych stężeń i natężeń czynników szkodliwych dla zdrowia w środowisku pracy [] Kieliszek J., Sobiech J., Pomiary prądów indukowanych jako element oceny ekspozycji obsługi przenośnych radiostacji plecakowych, Przegląd Elektrotechniczny, 009, 1, [3] Kieliszek J., Sobiech J., Stankiewicz W., Rongies W., Pomiary prądów indukowanych jako element oceny ekspozycji zawodowej na pole elektromagnetyczne, Przegląd Elektrotechniczny, 010, 1, [4] Dyrektywa 004/40/WE Parlamentu Europejskiego i Rady z dnia 9 kwietnia 004 r. w sprawie minimalnych wymagań w zakresie ochrony zdrowia i bezpieczeństwa dotyczących narażenia pracowników na ryzyko spowodowane czynnikami fizycznymi (polami elektromagnetycznymi) [5] U.S. National Library of Medicine, The Visible Human Project [6] Durney C. H., Massoudi H., lskander M. F., Radiofrequency Radiation Dosimetry Handbook (Fourth Edition), Brooks Air Force Base, 00 [7] Italian National Research Council, Institute for Applied Physics "Nello Carrara" Florence, Calculation of the Dielectric Properties of Body Tissues in the frequency range 10 Hz 100 GHz 0

203 IMMUNOMODULACYJNE DZIAŁANIE POLA 900MHZ Wanda Stankiewicz, Marek J. Dąbrowski, Jarosław Kieliszek, Jaromir Sobiech, Paweł Bodera, Andrzej Krawczyk, Maciej P. Dąbrowski Wojskowy Instytut Higieny i Epidemiologii, Zakład Ochrony Mikrofalowej, Warszawa Wstęp Rosnące od wielu lat zainteresowanie biologicznym wpływem pól elektromagnetycznych( PEM ) nie przyniosło, jak dotychczas, jednoznacznych wyników określających ich swoiste efekty oddziaływania. Przyjmując, że swoisty efekt biologiczny to określona zmiana struktury i/lub funkcji biologicznego układu, przypisana znanej jakości i dawce PEM, należy przyznać, że jedynie zmiany termiczne wywołane przez PEM, odpowiadają temu kryterium. Natomiast wyniki badań nietermicznych intensywności PEM nie wykazują pełnej charakterystyki efektu swoistego. Zgodnie z raportem WHO, należy na razie przyjąć ogólnikowy i wymagający naukowej weryfykacji pogląd, że nietermiczne intensywności RF i MF mogą stanowić słaby czynnik oddziaływania biologicznego (3). Badania wpływu słabych czynników biologicznych wymagają zastosowania odpowiednio czułych detektorów oceny.w perspektywie dalszych badań zmierzających do określenia biologicznych wpływów słabych PEM zasadnicze znaczenie mają dobrze kontrolowane dozymetrycznie, ekspozycje układów odpowiedzialnych za stan homeostatycznej równowagi zdrowotnej organizmu na różne częstotliwości i długości fal RF/MF. Do takich układów, poza układem nerwowym i hormonalnym, należy układ odpornościowy, tworzący w czynnościowym powiązaniu z poprzednimi t.zw. sieć neurohormonalno-odpornościową odpowiedzialną za prawidłowy przebieg metabolicznych, obronnych, immunoregulacyjnych i regeneracyjnych funkcji organizmu. Celem doświadczeń nad wpływem PEM na izolowane komórki odpornościowe było stwierdzenie czy obserwowane immunotropowe oddziaływania PEM wynikają z bezpośredniego wpływu na komórki odpornościowe oraz czy ewentualne zmiany w badaniach in vitro dotyczą w równym stopniu komórek pobranych od 0 zdrowych i 15 chorych na atopowe zapalenie skóry (coraz częściej występującej choroby alergicznej ) Przedmiotem badań była ocena czynnościowa limfocytów T: a/ich zdolności proliferacyjnych w odpowiedzi na miogeny PHA, ConA b/właściwości pro-, przeciwzapalnych i immunoregulacyjnych poprzez określenie stężenia cytokin IL-6,IL-10, TGFβ,wskaźnika LM i SAT. Dla zbliżenia doświadczalnego układu in vitro do warunków in vivo, w których wpływ PEM odnosi się w głównej mierze do komórek znajdujących się w aktywnych fazach cyklu (G1, S, G), należało eksponować komórki na wpływ PEM w trakcie hodowli (). W tym celu w Zakładzie Ochrony Mikrofalowej WIHE skonstruowano specjalną komorę bezechową, którą zainstalowano w inkubatorze ASSAB służącym do hodowli tkankowych (37 o C, 5%CO, wilgotność względna 90%). W komorze, pod płytką z mikrohodowlami, umieszczono emiter PEM (900 MHz, natężenie pola elektrycznego 0V/m, SAR 0.03 W/kg, 03

204 czas ekspozycji po 15 min. w kolejnych dniach hodowli) (3). Parametry czynnościowe porównywano z wynikami hodowli nie poddawanych polu elektromagnetycznemu Wyniki Wyniki przedstawiono w tabeli 1 i. Tabela 1. Wartości odpowiedzi proliferacyjnej na PHA i ConA oraz wartości wskaźnika LM i SAT w grupie chorych z AZS oraz grupie kontrolnej Badany parametr PHA (dpm x /hod) Bez PEM Grupa chorych AZS 81031,7101, GK k 751,7115,1 PHA 77000, ,61008 (dpm x /hod) Z PEM ConA 1343,6981,3 3670,5871,9 (dpm x /hod) Bez PEM ConA 3415,7943* 3510,81176 (dpm x /hod) z PEM P/C 3,79 1,3 1,970, Bez PEM P/C,0,* 1,90,5 z PEM LM (%) 18,54,1 3,5,1 Bez PEM LM (%) 10,31,9* 8,,3* z PEM SAT(%) 3,9,9 31,5 Bez PEM SAT(%) 6,83,* 39,5,7* z PEM *różnice statystycznie znamienne p<0,05 04

205 Tabela. Wartości średnie odchylenie standardowe stężenia IL-10, TGFβLoceniane w i nadsączu hodowli limfocytów pacjentów z AZS i osób stanowiących grupę kontrolną przed i po PEM oceniane grupy nadsącz hodowli PBMC bez PEM A IL-10 (pg/ml) nadsącz hodowli PBMC z PEM B nadsącz hodowli PBMC bez PEM A TGF-β (pg/ml) nadsącz hodowli PBMC z PEM B IL-6 (pg/ml) nadsącz hodowli PBMC bez PEM A nadsącz hodowli PBMC z PEM AZS * * GK k *różnice statystycznie znamiennep<0,05 Posługując się w badaniach własnych metodą hodowli ludzkich limfocytów i monocytów, zaobserwowaliśmy zmiany czynnościowe w hodowlach ludzkich limfocytów i monocytów. Badania te wykazały wzrost odpowiedzi limfocytów na PHA w grupie kontrolnej natomiast niezamienne statystycznie obniżenie w grupie z AZS stąd pod wpływem działanie PEM normalizacja wyjściowo podwyższonej wartości P/C. Wzrost aktywności monokin pod wpływem pola,w grupie zdrowych a obniżenie, wyjściowo podwyższonych wartości LM w grupie z AZS z wyraźnym obniżeniem wartości IL-6 w grupie z AZS. Wpływ immunoregulacyjny pola, był wyraźny wyrażony podwyższeniem aktywności supresyjnej SAT i wzrostem stężenia IL-10. B Podsumowanie Przedstawione badania wskazują, że ludzkie komórki odpornościowe izolowane z krwi (limfocyty T, monocyty) bez względu na fazę swego cyklu życiowego, pozostają wrażliwe na immunomodulacyjne wpływy PEM. Różnice jedynie dotyczą wpływu pola w zależności od wartości wyjściowej badanych parametrów.poprawa wartości parametrów immunoregulacyjnych komórek odpornościowych u chorych z AZS może stanowić przesłankę do dalszych badań nad immunoterapeutycznym wykorzystaniem jakościowo i energetycznie określonych PEM. Piśmiennictwo [1] Dąbrowski M.P., Stankiewicz W., Kubacki R. i wsp., Immunotropic effects in cultured human blood mononuclear cells pre-exposed to low-level 1300 MHz pulse-modulated microwave field., Electromagnetic Biol. Med., 003,, 1, [] Stankiewicz W., Dąbrowski M.P., Kubacki R. i wsp., Immunotropowe oddziaływanie mikrofalowe wobec pobudzonych in vitro komórek odpornościowych izolowanych z krwi ludzkiej. W: Elektromagnetyzm w medycynie i biologii, Kubacki R., Krawczyk A. (red), wyd. Instytut Naukowo Badawczy ZTUREK, Warszawa 004, [3] WHO/INIRC report., Environmental health criteria No 137: Electromagnetic fields (300Hz GHz), WHO Genewa, 1993,

206 DESIGN OF PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MACHINE FOR MICRO-HYBRID ELECTRIC VEHICLE OPERATION 1, Bojan Štumberger, 1, Miralem Hadžiselimović 1, University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia 1, University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science The paper presents characteristics of a permanent magnet synchronous machine designed for micro-hybrid electric vehicle operation. Appropriate design of interior permanent magnet machine with 36 stator slots and 8 stator poles for operation in motor and generator operation mode was investigated. Finite element analysis is employed in order to determine the machine performance. Introduction In general, the hybrid electric vehicle should benefit from the best features of both conventional ICE (internal combustion engine) vehicle and electric vehicle. According to the grade of hybridization the micro, mild and full hybrid configurations are known. Different grade of hybridization of hybrid electric vehicles demands quite different role of electric machine as well. In micro-hybrids systems electric machines should exhibit start/stop, alternator and sometimes regenerative breaking functions, while electric machine normally does not supply additional torque when the ICE machine is running. Compared to the conventional vehicles, micro hybrid systems allow in city driving up to 5-10% fuel savings. Side-mounted belt-driven starter-generator architecture is presented in this paper. The electric machine has to enable starting the ICE and to develop additional torque during acceleration of the vehicle for a short time, typically lower than 8 s. The torque demand about 10 Nm is required in order to crank the engine (assuming 3:1 gear ratio using the belt drive, the corner motor speed with maximal torque in the motor operation mode is around 1500 rpm). Above the corner speed in the motor operation mode, the torque demand is inversely decreasing with increasing of speed. After certain speed the electric machine has to transit from motor to generator mode of operation smoothly (typical transition speed is rpm). The electric machine used for starter-generator has to enable regenerative breaking as well, where the maximal regenerative breaking torque value is similar to the maximal torque value in the motor operation mode. Practically all known electric machines can be used as starter-generators, however, induction and permanent magnet machines are frequently used [1-7]. Design of electric machine for starter-generator application, however, does not represent a straightforward and easy task. There are several limitations that should be carefully taken into account during the machine design, as for example: maximum and minimum battery voltage, maximal charging voltage, maximal and nominal continuous charging and discharging current, cooling conditions and used cooling media for the machine, torque and current control of the machine, battery power management, battery cooling capability, etc. According to all mentioned limitations, the interior permanent magnet machine has been selected for this study, primarily due to the high efficiency in generator mode of operation and good flux weakening possibility [8], [9]. The results for the interior permanent magnet machine with 36 stator slots and 8 rotor poles in the motor and 06

207 generator operation mode (outer stator diameter of 130 mm, inner stator diameter of 80 mm, active axial length of the machine 90 mm, NdFeB permanent magnets and liquid stator cooling) are presented in Fig. 1 and Fig.. a) b) c) Fig. 1. Flux distribution over machine cross-section in motor operation mode: (a) no-load case; (b) maximal torque; (c) maximal flux-weakening a) b) Fig.. Calculated performance of 36 slot/8 pole machine: (a) calculated performance in motor mode of operation; (b) calculated performance in generator mode of operation during regenerative breaking References [1] M. Barcaro et al. Performance evaluation of an integrated starter alternator using an interior permanent magnet machine, IET Electr. Power Appl., 4 (010) pp 539 [] L. Alberti et al. IPM machine drive design and tests for an integrated starter alternator application, IEEE Transactions on Industry Applications, 46 (010) pp 993 [3] L. Chedot et al. Integrated starter generator: The need for an optimal design and control approach. Application to a permanent magnet machine, IEEE Transactions on Industry Applications 43 (007) pp 551. [4] J. G. Seo et al. Rotor-design strategy of IPMSM for 4 V integrated starter generator, IEEE Transactions on Magnetics, 46 (010) pp 458 [5] J. Legranger et al. Combination of finite element and analytical models in the optimal multidomain design of the machines: application to an interior permanent magnet starter generator, IEEE Transactions on Industry Applications 46 (010) pp 3 [6] C. Feng et al. The performance research of starter-generator based on reluctance torque used in HEV, IEEE Transactions on Magnetics, 45 (009) pp 635 [7] S. Chen et al. Design and testing of a belt-driven induction starter-generator, IEEE Transactions on Industry Applications 38 (00) pp 155 [8] B. Ńtumberger et al. Power and cooling capability of synchronous generator with interior permanent magnets: laboratory verification of machine characteristics Przeglad Electrotechniczny, 3 (011) pp 183. [9] B. Ńtumberger at al. Analysis of iron loss in interior permanent magnet synchronous motor over a wide range of constant output power operation IEEE Transactions on Magnetics, 36 (000) pp

208 FLUX-WEAKENING PERFORMANCE OF FRACTIONAL-SLOT PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTORS WITH CONCENTRATED WINDINGS Bojan Štumberger 1,, Miralem Hadžiselimović 1, University of Maribor, Faculty of Energy Technology, Slovenia University of Maribor, Faculty of Electrical Engineering and Computer Science, Slovenia Abstract: The paper presents a comparison of flux-weakening performance of fractional-slot permanent magnet synchronous motors with concentrated windings and interior permanent magnets. Inner PM rotor machines with 1 slot/10 poles and 1 slot/8 poles were investigated. Finite element analysis is employed in order to determine the performance of each motor. It is shown that the flux-weakening performance of the machine is strongly dependent on the stator slot number/rotor pole number combination, rotor barrier design and on the quality of used PM material. Introduction Fractional-slot permanent magnet (PM) synchronous motors with concentrated windings have in recent years received particular attention due to the several important advantages in comparison to the machines with distributed windings. Those advantages can be shortly assembled in following sentences: shorter end winding length when the machine is built in concentrated non-overlapping stator windings technology; higher slot fill factor in comparison to the machines with distributed windings; good flux weakening performance; high torque and fault tolerant capability; good efficiency, etc. 1,. The main disadvantages of fractional-slot PM machines with concentrated windings are as following: stator magnetomotive force (MMF) distribution contains a large number of space harmonics; lower and higher order stator MMF harmonics, rotating at speeds different from the rotor speed, cause localised core saturation, higher iron core losses and eddy current loss in permanent magnets. While the use of fractional-slot PM machines with surface mounted PMs is quite frequent, the use of fractional-slot PM machines built in concentrated non-overlapping stator technology with rotor magnets buried inside the rotor construction is still limited. Due to the significant interpole leakage flux the buried PM machines are normally equipped with strong Nd-Fe-B magnets in order to minimize influence of interpole leakage effect on the machine performance. However, the price of the Nd-Fe-B magnets during last two years has increased significantly. Therefore, it would be interesting and important to substitute expensive Nd-Fe-B magnets with cheaper ferrite magnets without significant lost of machine performance. The goal of this paper is the attempt to fill the gap in this field. Method of analysis The comparison between the flux-weakening performances of PM motors with inner rotor and embedded PMs is made by the finite element analysis for 1 slot/10 pole and 1 slot/ 8 pole 08

209 combination. The influence of iron losses on motor performances was considered in the analysis by the posterior iron loss calculation 3, 4. All motors have to fulfill the same requested characteristics: nominal torque 1.5 Nm (maximal torque 3 Nm) at 500 rpm and 0.3 Nm at rpm. a.) b.) Fig. 1. Different machines` cross sections: (a) 1 slot/8 pole PM machine with Nd-Fe-B magnets; (b) 1 slot/8 pole PM machine with ferrite magnets a.) b.) c.) d.) Fig.. Calculated performance of 1 slot/8 pole machine with Nd-Fe-B magnets: (a) calculated cogging torque profile; (b) calculated back-emf waveform at speed 55 rpm; (c) calculated electromagnetic torque ripple at nominal load and speed 55 rpm; (d) calculated electromagnetic torque ripple at speed rpm Results Machines cross sections accounted for in the comparison are presented in Fig.1. In the first machine with 1 slot/8 poles combination Nd-Fe-B magnets are used in the rotor construction, while in the second machine the ferrite magnets are used. Calculated values of back EMF 09

210 waveform, cogging torque and electromagnetic torque ripple over one electrical cycle are presented in Fig. for the machine with Nd-Fe-B magnets. Results for the 1 slot/8 pole and 1 slot/10 pole machines with ferrite magnets will be presented in the full paper version. References [1] J. Cros et al. IEEE Trans. Energy Convers. 17 (00) 48. [] N. Bianchi et al. IEEE Trans. Energy Convers. 4 (009) 33. [3] B. Ńtumberger et al. J. Magn. Magn. Mater. 15 (000) 753. [4] B. Ńtumberger et al. J. Magn. Magn. Mater. 45 (003)

211 WPŁYW WARUNKÓW PRACY NA PARAMETRY ZANIKANIA NADPRZEWODZENIA W PRZEWODZIE NADPRZEWODNIKOWYM MgB /Cu Paweł Surdacki Politechnika Lubelska, Instytut Podstaw Elektrotechniki i Elektrotechnologii Ulepszenie technologii wytwarzania kompozytowych przewodów nadprzewodnikowych MgB /Cu otwiera coraz większe możliwości zastosowania tych przewodów w silnoprądowych urządzeniach nadprzewodnikowych. Temperatura krytyczna dwuborku magnezu MgB T c = 39 K umożliwia pracę tego nadprzewodnika w kąpieli ciekłego wodoru (0 K) lub w zakresie temperatur 0-30 K zapewnianej przez kriochłodziarki mechaniczne. Praca przewodów kompozytowych z włókien MgB stabilizowanych miedzią przy gęstościach prądu zbliżonych do gęstości prądu krytycznego wymaga zapewnienia stabilności termicznej wobec zewnętrznych zaburzeń energetycznych [1], które mogą wywołać niekontrolowaną lawinową utratę nadprzewodzenia prowadzącą do przegrzania i zniszczenia przewodu jak też całego uzwojenia nadprzewodnikowego. W celu zaprojektowania stabilnej i bezpiecznej pracy przewodów nadprzewodnikowych w takich warunkach, opracowano model matematyczny termicznych stanów dynamicznych zanikania nadprzewodzenia [,3]. W niniejszej pracy, korzystając z opracowanego modelu i programu dokonano określenia wpływu temperatury T 0 przewodu oraz prądu roboczego I r na wybrane parametry dynamicznego procesu zanikania nadprzewodzenia: minimalnej energii utraty nadprzewodzenia E q, temperatury zaburzenia T z, temperatury utraty nadprzewodzenia T q i czasu utraty nadprzewodzenia t q (rys. 1). Temperatura w miejscu zaburzenia po osiągnięciu lokalnego maksimum T z maleje, a następnie w zależności od wartości dostarczonego impulsu energetycznego w danych warunkach pracy, powraca do wartości początkowej (odzyskanie nadprzewodzenia) albo rośnie w sposób lawinowy i niekontrolowany (całkowita utrata nadprzewodzenia. Wzrost względnego prądu roboczego i r (odniesionego do prądu krytycznego nadprzewodnika I c ) oraz temperatury T 0 przewodu powoduje istotne obniżenie wartości minimalnej energii utraty nadprzewodzenia E q (rys. ), pogarszając tym samym warunki stabilności termicznej przewodu nadprzewodnikowego. Powyższe parametry robocze przewodu wpływają również na wartości parametrów stanów dynamicznych: temperatury zaburzenia (rys. 3), temperatury utraty nadprzewodzenia (rys. 4) i czasu utraty nadprzewodzenia (rys. 5) dla wyznaczonych wartości minimalnej energii utraty nadprzewodzenia przy założonych warunkach pracy. 11

212 Rys. 1. Przebieg temperatury w miejscu poddanym zaburzeniu energetycznemu podczas dynamicznego procesu zanikania nadprzewodzenia; Parametry procesu: t z czas trwania zaburzenia T z maksymalna temperatura zaburzenia, t z czas utraty nadprzewodzenia T q - temperatura utraty nadprzewodzenia. Rys.. Zależność minimalnej energii utraty nadprzewodzenia E q od temperatury roboczej T 0 przewodu MgB /Cu przy różnych wartościach względnego prądu roboczego i r = I r /I c (T) Rys. 3. Zależność temperatury zaburzenia T z od temperatury roboczej T 0 przewodu MgB /Cu przy różnych wartościach względnego prądu roboczego i r = I r /I c (T) Rys. 4. Zależność temperatury utraty nadprzewodzenia T q od temperatury roboczej T 0 przewodu MgB /Cu przy różnych wartościach względnego prądu roboczego i r = I r /I c (T) Rys. 5. Zależność czasu utraty nadprzewodzenia t q od temperatury roboczej T 0 przewodu MgB /Cu przy różnych wartościach względnego prądu roboczego i r = I r /I c (T) Przeprowadzona analiza umożliwia dobranie warunków pracy kompozytowego przewodu nadprzewodnikowego MgB /Cu w celu zapewnienia stabilnej pracy nadprzewodnika, tzn. odzyskania stanu nadprzewodzenia w przypadku wystąpienia lokalnych zaburzeń energetycznych. 1

213 Literatura [1] Martinez E., Munoz O., Angurel L.A., et al., Analysis of the quench onset and propagation in MgB conductors, IEEE Trans. on Appl. Superconductivity, 19 (009), 3, Part 3, [] Surdacki P., Numeryczny model termicznych stanów dynamicznych przewodów nadprzewodnikowych z dwuborku magnezu, Proc. XXXIV IC-SPETO, Ustroń, [3] Surdacki P., Termiczne stany dynamiczne wysokotemperaturowych przewodów nadprzewodnikowych z dwuborku magnezu, Przegląd Elektrotechniczny 86 (010) no. 1,

214 DIAGNOSTYKA PATOLOGII RUCHU NA PODSTAWIE ZREDUKOWANYCH DANYCH KINEMATYCZNYCH Adam Świtoński 1, Romualda Mucha, Dariusz Danowski 3, Monika Mucha, Grzegorz Cieślar Andrzej Polański 1, Konrad Wojciechowski 1, Aleksander Sieroń 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych Śląski Uniwersytet Medyczny, Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej 3 Zespół Sanatoryjno-Szpitalny Rehabilitacji Narządu Ruchu, Goczałkowice Zdrój Wstęp W opinii lekarzy ortopedów odpowiednio wyszkolony specjalista jest w stanie na podstawie wizualnej obserwacji chodu pacjenta zauważyć i nazwać występujące w nim patologie. Wadą percepcyjnej oceny chodu jest jej subiektywizm i brak możliwości wyznaczenia ilościowych miar zauważonych patologii. Rozwój technik pomiarowych ruchu postaci ludzkiej dostarczył środków technicznych dla wielomodalnego pomiaru ruchu. Przykładem zaawansowanego systemu pomiaru ruchu jest Laboratorium Pomiaru Ruchu (HML) Polsko- Japońskiej Wyższej Szkoły Technik Komputerowych umożliwiające jednoczesny i synchroniczny pomiar ruchu jednej osoby, na który składają się dane pochodzące z czterech następujących podsystemów: 1)kinematyki ruchu, ) elektromiografii dynamicznej (EMG) 3) reakcji sił podłoża (GRF) 4) video. System zapewnia również zapis, odtwarzanie i przeglądanie danych. Dane pochodzące z wymienionych podsystemów są obszerne, dokładne i uniwersalne i pozwalają na wieloaspektową analizę ruchu. Ceną płaconą za możliwość pozyskania takich danych jest koszt aparatury laboratorium i jego niewielka mobilność. W chwili obecnej pozyskanie trajektorii danych kinematycznych jest możliwe przy użyciu taniego systemu kamer dostarczającego map głębi, które następnie mogą być przekształcone do chmury punktów a ta do szkieletu i danych ruchu w formacie Acclaim. Jednak wcześniej należy zbadać czy dane kinematyczne są wystarczającą podstawą diagnozy. W związku z powyższym w ramach pracy badane są następujące problemy: i)diagnozy patologii ruchu, jedynie na podstawie trajektorii danych kinematycznych, ii)redukcji wysokowymiarowych trajektorii danych kinematycznych do mniejszej liczby danych, iii)uzasadnienia poprawności diagnozy dokonanej na podstawie danych zredukowanych przez porównanie jej z diagnozą opartą na pełnym zestawie danych możliwych do pozyskania w HML. Diagnoza patologii ruchu na podstawie danych kinematycznych Dla celów badań przedstawionych w pracy wybrano patologię ruchu powodowaną chorobą zwyrodnieniową stawów która jest jednym z najczęściej spotykanych schorzeń układu ruchu współczesnego człowieka. Miejscami szczególnie narażonymi na zmiany zwyrodnieniowe jest dolny odcinek kręgosłupa oraz stawy kończyn dolnych, zwłaszcza biodrowe i kolanowe. Zmiany zwyrodnieniowe stawu biodrowego prowadzą do zaburzenia chodu, wyrażającego się zaburzeniami faz chodu pacjenta oraz obniżeniem siły mięśniowej obręczy biodrowej po stronie chorej co powoduje niefizjologiczne ustawienie miednicy, przesunięcie środka ciężkości, objawiające się utykaniem i chodem kaczkowatym [1] Wykorzystując pełne możliwości pomiarowe HML, przeprowadzono badania chodu dla grupy 15 osób, wśród 14

215 których znajdowały się osoby zdrowe i osoby ze zwyrodnieniem stawu biodrowego. Na podstawie pełnego zestawu danych, lekarze specjaliści ortopedzi sformułowali dla każdej osoby z badanego zbioru diagnozę jakościową nazywaną dalej referencyjną. Następnie, ci sami specjaliści sformułowali diagnozę jedynie na podstawie danych kinematycznych. Celem tej fazy badań było sprawdzenie czy lekarz specjalista może wystawić prawidłową diagnozę jedynie na podstawie danych kinematycznych. Pozytywna odpowiedź pozwoliła na przejście do kolejnych faz badań. Redukcja wymiarowości danych kinematycznych Kinematyczne dane ruchu są wysoko-wymiarowe. Wynika to z tego, że wzajemna orientacja kości połączonych stawem wymaga w przyjętej reprezentacji trzech kątów Eulera co pomnożone przez założoną liczbę stawów wynoszącą daje po doliczeniu 3 katów określających orientację względem układu świata 69 wymiarowy zbiór danych dla jednej chwili dyskretnej. Wizualizacja w postaci krzywej parametrycznej tak wysoko wymiarowych danych nie jest możliwa podobnie jak ich dalsza analiza i klasyfikacja. Jednocześnie w literaturze obecna jest hipoteza, że w przypadku chodu dane kinematyczne leżą na jedno wymiarowej rozmaitości zanurzonej w przestrzeni 69 wymiarowej (69D). W koncepcji pracy redukcję wymiarowości przeprowadzono w dwóch etapach. W etapie pierwszym zredukowano wymiarowość reprezentacji pozy z 69D do 3D. W konsekwencji trajektorię ruchu w której każdy punkt jest reprezentowany przez 69 liczb zredukowano do trajektorii w przestrzeni 3D. W etapie drugim kierując się zauważonymi cechami kształtu trajektorii 3D a przede wszystkim jej okresowością wyznaczono dla niej współczynniki transformaty Fouriera czyli dokonano redukcji wymiarowości w dziedzinie czasu. Ostatecznie wektorem cech dla klasyfikatora było kilkanaście danych. Do redukcji wymiarowości póz zastosowano technikę PCA. Największa swoboda występowała w redukcji wymiarowości póz i z tego powodu badano dane pochodzące z pojedynczego kroku, wielu kroków, bazę lokalną i globalną oraz różne fragmenty łańcucha kinematycznego. Przykładowe wyniki przedstawiają rys. 1.. Rys.1 Trajektorie ruchu po redukcji do 3D Rys. Współczynniki Fouriera Diagnoza na podstawie danych zredukowanych Dane kinematyczne zredukowane do postaci modułów współczynników dyskretnej transformaty Fouriera stosowano jako wektor cech dla klasyfikatora knn. W badanym zbiorze osób uzyskano 100% zgodność klasyfikatora z diagnozami lekarzy specjalistów. 15

216 Dalszych badań wymaga sprawdzenie uzyskanych wyników na większej grupie osób jak również opracowanie metod liczbowej oceny stopnia patologii. Literatura [1] Kiwerski J.: Rehabilitacja medyczna; PZWL, Warszawa 006; [] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann, 005 [3] Lee J. A., Verleysen M., Nonlinear Dimensionality Reduction, Springer, 007. [4] Locantore N.,Maron J.S., Simpson D.G., Tripoli N., Zhang J.T., Cohen K.L, Robust principal component analysis for functional data, Test, vol. 8 no. 1,Springer, 1999 [5] Schoelkopf B., Smola A., Mueller K.-R.: Nonlinear Component Analysis as a Kernel Eigenvalue Problem. Technical Report No. 44, Max-Planck-Institut fuer biologische Kybernetik,

217 DIAGNOSTYKA PRZEDNIEGO I TYLNEGO ODCINKA GAŁKI OCZNEJ Z WYKORZYSTANIEM OBRAZOWANIA WIELOSPEKTRALNEGO Adam Świtoński 1,, Tomasz Błachowicz, Marcin Zieliński 3, Marta Misiuk-Hojto 3, Konrad Wojciechowski 1, 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych Politechnika Śląska 3 Katedra i Klinika Okulistyki Akademii Medycznej we Wrocławiu Wstęp Techniczny rozwój systemów akwizycji spowodował pojawienie się nowej klasy obrazów nazywanych wielospektralnymi i hiperspektralnymi. W przyjętej konwencji obraz wielospektralny lub hiperspektralny reprezentowany jest przez tak zwaną kostkę obrazową będącą uporządkowanym według położenia okna spektralnego zbiorem obrazów D. Odpowiednio do tego mówimy o rozdzielczości przestrzennej odnoszącej się do każdego z obrazów D kostki i rozdzielczości spektralnej odnoszącej się do liczby okien/kanałów spektralnych, a w bardziej pogłębionej analizie również do ich szerokości W kostce obrazowej z pojedynczym pikselem związany jest wektor, którego składowe są wynikiem próbkowania widma promieniowania docierającego do układu akwizycji/kamery hiperspektralnej, a ich liczba jest równa liczbie kanałów spektralnych. Wektor ten bywa nazywany spektralną sygnaturą piksela. Jest oczywiste, że obraz wielospektralny/multispektralny dostarcza więcej informacji niż obraz barwny, stąd też diagnoza medyczna wspomagana obrazowaniem wielospektralnym daje nowe możliwości. Szczególnie istotne wyzwanie w leczeniu chorób oka stanowią jaskra i retinopatia cukrzycowa, dwie najczęstsze przyczyny ślepoty, dla których skuteczność leczenia w dużym stopniu zależy od wczesnej diagnozy. Widoczne objawy jaskry i retinopatii pojawiają sie na dnie oka. Jaskra charakteryzuje się rozrostem wnęki naczyniowej w stosunku do dysku optycznego, natomiast retinopatia cukrzycowa wywołuje zmiany patologiczne: mikroaneuryzmaty, wysieki i wylewy. Trudność w automatycznej detekcji powyższych struktur anatomicznych i obszarów patologicznych stanowi słaba ich rozróżnialność w przestrzeniach barw granice pomiędzy dyskiem optycznym a wnęką naczyniową bardzo często w ogóle są niewidoczne, rozróżnienie wysięków od dysku optycznego możliwe jest jedynie ze względu na ich kształt, zaś kontrast pomiędzy siatkówką, a mikroaeuryzmatami, wylewami i naczyniami krwionośnymi jest słaby. W związku z powyższym, zastosowanie obrazowanie wielospektalnego jest uzasadnione. Akwizycja obrazów wielospektralnych Pierwszym etapem w opracowaniu wielospektralnego systemu diagnostyki gałki ocznej jest budowa urządzenia do akwizycji wielospektralnej. W tradycyjnych badaniach okulistycznych powszechnie stosowanym przyrządem jest lampa szczelinowa. Zamontowana w niej szczelina 17

218 umożliwia uzyskanie przekroju optycznego wnętrza oka. Regulując kąt ustawienia szczeliny możemy odpowiednio podświetlać różne struktury gałki ocznej i obserwować je w powiększeniu za pośrednictwem mikroskopu, będącego jego integralną częścią. Do okularu końcowego lampy szczelinowej dociera pełne promieniowanie elektromagnetyczne pochodzące od obserwowanego obiektu, które to dopiero przez narząd wzroku diagnosty zamieniane jest na obraz barwny. Tak więc lampa szczelinowa może stanowić również urządzenie wejściowe dla dalszej akwizycji wielospektralnej, służące jako przyrząd optyczny skupiający promieniowanie pochodzące od wybranego fragmentu gałki ocznej. Opracowane system akwizycji wielospektralnej zaprezentowano na Rys. 1. Kluczowym elementem systemu jest sterowany napięciowo filtr ciekłokrystaliczny. Istotą filtru jest tworzenie okna przepuszczalności promieniowania w zależności od podanego na filtr napięcia. Promieniowanie po przejściu przez filtr rejestrowane jest przez wysokiej czułości kamerę monochromatyczną z matrycą CCD. Cały proces jest powtarzany niezależnie dla każdego z kanałów obrazu wielospektralnego, a za synchronizację pracy filtru i kamery odpowiada dedykowane oprogramowanie sterujące. Wynik akwizycji przechowywany jest w bazie danych, przy czym możliwy jest zapis w trybie ciągłym, tj. w postaci sekwencji kolejnych klatek wielospektralnych lub w trybie pojedynczego zdjęcia. Rys. 1 Schemat opracowanego urządzenia Rys. Prototyp urządzenia W zastosowanym rozwiązaniu sprzętowym wybrano ciekłokrystaliczny filtr firmy VariSpec oraz kamerę Andor Luca. Pozwoliło to na uzyskanie rozdzielczości przestrzennej VGA, natomiast rozdzielczości spektralnej zawierającej 1 niepokrywających się ze sobą kanałów ze skalą 16 bitową z zakresu światła widzialnego. Podgląd fotografowanego obiektu możliwy jest poprzez drugi okular lampy szczelinowej lub z wykorzystaniem oprogramowania sterującego, Oprogramowanie pozwala na bieżąco śledzić wybrany kanał spektralny w postaci obrazu monochromatycznego, z dodatkowo zdefiniowanym przekształceniem punktowym lub kontekstowym, a także odtwarza obraz kolorowy. Ze względu na fakt, że w zależności od długości fali zarówno szerokość okna przepuszczalności jak i tłumienie filtra w oknie ulegają zmianie co wymaga odpowiedniej korekcji amplitudowej, do kalibracji urządzenia tj. wyznaczenia globalnej transformacji z przestrzeni spektralnej urządzenia do przestrzeni RGB zastosowano klasyfikację nadzorowaną z numerycznym atrybutem klasowym. Przyjęto model liniowy, a do wyznaczenia liniowych kombinacji RGB wybrano klasyczną regresję liniową z metodą najmniejszych kwadratów. Zbiór treningowy przygotowano na bazie zdjęć próbnika kolorów X-Rite Colorchecker Classic dla którego znane są widma i barwy wzorcowe. Na obecnym etapie dodatkowa diagnoza możliwa jest na bazie analizy uzyskanych kanałów spektralnych oraz uśrednionego widma dla zadanych podregionów obrazu. 18

219 Komputerowe wspomaganie diagnostyki Planowana jest dalsza rozbudowa systemu komputerowego wspomagania diagnostyki oka z wykorzystaniem obrazowania wielospektralnego. Przeprowadzona zostanie dodatkowa wizualizacja w postaci obrazu barwnego w oparciu o metody redukcji wymiarowości przestrzeni spektralnej: analizę składowych głównych w wersji liniowej i jądrowej oraz wielowymiarowe skalowanie na bazie rozmaitości matematycznych. Obrazy poddane zostaną procesowi segmentacji w oparciu o nienadzorowane grupowanie sygnatur spektralnych. Przewidziana jest również próba opracowania metod automatycznej detekcji zadanych struktur anatomicznych i jednostek chorobowych. Do tego celu planowane jest zastosowanie technik nadzorowanego uczenia maszynowego dla sygnatur spektralnych oraz porównań sygnatur z widmami wzorcowymi. Aby porównania były możliwe niezbędna będzie kalibracja, przy czym tym razem wykonywana ona będzie pomiędzy spektralnymi przestrzeniami urządzenia oraz widm wzorcowych. Literatura [1] Gat N.: Imaging spectroscopy using tunable filters: a review., Proc SPIE-Internatiinal Soc Opt Eng. 000 [] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann, 005 [3] Świtoński A., Michalak M., Josiński H., Wojciechowski K.: Detection of Tumor Tissue Based on the Multispectral Imaging, in Computer Vision and Graphics, Lecture Notes in Computer Science, Part, p , Springer 010. [4] Stąpor K., Świtoński A., Automatic analysis of fundus eye images using mathematical morphology and neural networks for supporting glaucoma diagnosis. Machine Vision and Graphics,

220 IDENTYFIKACJA OSOBY NA PODSTAWIE KINEMATYKI JEJ CHODU Adam Świtoński 1, Romualda Mucha, Dariusz Danowski 3, Grzegorz Cieślar, Andrzej Polański 1, Konrad Wojciechowski 1, Aleksander Sieroń 1 Polsko-Japońska Wyższa Szkoła Technik Komputerowych Śląski Uniwersytet Medyczny, Katedra i Klinika Chorób Wewnętrznych, Angiologii i Medycyny Fizykalnej, 3 Zespół Sanatoryjno-Szpitalny Rehabilitacji Narządu Ruchu, Goczałkowice Zdrój W potocznej opinii obecny jest pogląd, że człowiek jest w stanie rozpoznać znaną osobę jedynie na podstawie jej ruchu w szczególności chodu. W pracy podjęto próbę weryfikacji tego poglądu a w szczególności zbadania jakie cechy kinematyki ruchu człowieka są najbardziej istotne dla jego rozpoznania. Rozwiązanie tak postawionego problemu było możliwe dzięki dostępności do zaawansowanego technicznie systemu pomiaru ruchu jakim jest Laboratorium Pomiaru Ruchu (HML) Polsko-Japońskiej Wyższej Szkoły Technik Komputerowych wyposażone w system Motion Capture firmy VICON. W celu przeprowadzenia eksperymentu wyselekcjonowano grupę 5 mężczyzn w wieku 0-35 lat, dla których dokonano akwizycji kinematyki chodu. Chód odbywał się wzdłuż odcinka prostego o długości 4-5m, w zależności od długości kroku aktora. Zgromadzona w ten sposób baza danych zawierała 353 instancje z opisem chodu, co daje w przybliżeniu 15 pomiarów dla jednego aktora. Dane źródłowe z systemu Motion Capture zapisywane były w formacie ASF/AMC z pełnym szkieletem i rotacjami opisanymi za pomocą kątów Eulera. Model szkieletowy składa się z segmentów a rotacja każdego z nich reprezentowana jest za pomocą trzech kątów Eulera. Wliczając dodatkowe trzy kąty do opisu globalnej rotacji oraz trzy wartości reprezentujące translację układu globalnego otrzymujemy opis pojedynczej pozy w przestrzeni 7 wymiarowej. Czas każdego przejścia wahał się w granicach od do 5 sekund w zależności od tempa chodu, co przy akwizycji z częstotliwością 100Hz daje sekwencje od 500 do 1000 klatek. W ramach przetwarzania wstępnego opracowano metodę wykrywania pełnego podwójnego kroku chodu zawierającego sekwencję dwóch kolejnych kroków wykonanych lewą i prawą nogą. Metoda bazuje na śledzeniu odległości pomiędzy stopami i wykrywaniu maksimów. Dodatkowo, aby podwójny krok zaczynał się od ruchu tej samej nogi wyznaczane są odległości obydwu stóp od punktu początkowego i końcowego. Zarejestrowane dane kinematyczne były standaryzowane do tej samej długości kroku. Przetwarzanie wstępne obejmowało również estymację prędkości i przyspieszeń kątowych. W zrealizowanych badaniach stosowano w tym celu najprostszy schemat różnicowy. Do wyznaczania cech chodu, dla trajektorii każdego z katów definiujących wzajemne orientacje kości szkieletu przeprowadzono ekstrakcję cech. Zastosowano następujące podejścia: i)statystyczne, ii)oparte na transformacie Fouriera, iii)wykorzystujące fragmenty trajektorii. W podejściu statystycznym wyznaczano dla każdego kąta wartość średnią i wariancję kąta czyli dwa pierwsze momenty lub estymowano funkcję gęstości prawdopodobieństwa dla kąta w postaci histogramu. W przypadku histogramu wybierano zakres wartości kąta oraz krok dyskretyzacji. W podejściu z wykorzystaniem transformaty Fouriera wyznaczano dla każdego kąta określoną liczbę składowych Fouriera o najniższych częstotliwościach. W podejściu wykorzystującym fragmenty trajektorii, każdy fragment 0

221 zawierał informacje o wartościach kątów w określonych chwilach czasu, wyznaczonych przez procentowy podział całego chodu na zadaną liczbę równych okresów. Podsumowując, liczby cech wyznaczonych dla każdego przejścia były różne. I tak dla podejścia statystycznego z średnią i wariancją otrzymano 138 cech, przy wyznaczaniu histogramów z kwantyzacją na 0 przedziałów liczba cech to 1380, natomiast przy zastosowaniu transformaty Fouriera z jedynie 0 składowymi o najniższych częstotliwościach liczba cech wzrasta do 760. Uwzględniając dodatkowo prędkości i przyspieszenia kątowe liczba cech wzrasta trzykrotnie i wynosi odpowiednio 414, 4140 i 860. W celu ograniczenia liczby cech wejściowych i wyselekcjonowania najbardziej informatywnych z punktu widzenia identyfikacji postaci przeprowadzono selekcję cech. Dla pełnych zestawów cech, zastosowanie technik przeszukiwania wyczerpującego, czyli ocena wszystkich możliwych kombinacji jest niemożliwa ze względu na złożoność obliczeniową. Nawet dla najmniejszego zbioru cech wejściowych przykładowo przy podejściu statystycznym z średnią i wariancją oraz bez uwzględnienia prędkości i przyspieszeń kątowych liczba kombinacji, którą należałoby zbadać to 3,48449E+41. Z tego względu selekcję cech przeprowadzono w oparciu o ranking, w którym ocena poszczególnych cech bazowała na wynikach testu chi kwadrat mierzącego stopień zależności pomiędzy cechą a atrybutem klasowym oraz wyznaczany na bazie entropii. Zastosowano również bardziej zaawansowaną selekcję cech polegającą na ocenie podzbiorów cech zamiast pojedynczej cechy i zrealizowaną z wykorzystaniem metod przeszukiwania wspinaczkowego oraz algorytmów genetycznych. Do oceny podzbioru cech w tym podejściu realizowano klasyfikację lub wyznaczano korelację pomiędzy cechami podzbioru i atrybutem klasowym. W selekcji cech wykorzystano nadzorowane techniki uczenia maszynowego, to jest zakładano znajomość atrybutu klasowego. Z tego względu wyróżniono dwie strategie "jeden przeciw wszystkim" oraz "wszyscy przeciw wszystkim". W pierwszej selekcja cech odbywała się niezależnie dla każdej z identyfikowanych osób, w wyniku czego otrzymywano podzbiory cech w największym stopniu różnicujące kolejne osoby względem wszystkich pozostałych. Natomiast przy drugim podejściu podzbiór był wspólny i odzwierciedlał on cechy najbardziej różnicujące chód w ramach badanej populacji. Na bazie tak przygotowanych zbiorów cech przeprowadzono klasyfikację. Do tego celu w fazie wstępnej wybrano klasyfikator k najbliższych sąsiadów, naiwny klasyfikator Bayesa z rozkładem normalnym i estymatorem jądrowym. Dla najbardziej obiecujących kombinacji cech wejściowych przeprowadzono dodatkowa klasyfikację z wykorzystaniem funkcyjnego klasyfikatora typu wielowarstwowy perceptron charakteryzującego się znacznie większą złożonością obliczeniową. Do oceny otrzymanych wyników klasyfikacji wyznaczano sprawność klasyfikatora, to jest procent poprawnie zidentyfikowanych przejść. Podział zbioru zestawów cech na część testową i uczącą przeprowadzono z wykorzystaniem metody walidacji krzyżowej. Dla zgromadzonej bazy danych przejść udało się uzyskać 100% sprawność klasyfikacji. Przeprowadzano selekcja cech wykazała, że uzyskanie wysokiej sprawności klasyfikacji wymaga śledzenia kinematyki ruchu wielu stawów, ograniczenie obserwacji do jednego lub kilku znacznie pogarsza jej skuteczność. W dalszych badaniach planuje się zastąpienie reprezentacji orientacji pomiędzy stawami opartej na kątach Eulera przez reprezentację wykorzystującą kwaterniony. 1

222 Literatura [1] Witten I., Frank E.: Data Mining: Practical Machine Learning Tools and Techniques, Morgan Kaufmann, 005 [] Zonghua Zhang,Nikolaus F Troje:, View-independent person identification from human gait, Neurocomputing 69, 005 [3] Muller M., Roder T.: 00 A Relational Approach to Content-based Analysis of Motion Capture Data. Vol. 36 of Computational Imaging and Vision, ch. 0, , 007. [4] Poppe R.: Vision-based human motion analysis: An overview, Computer Vision and Understanding, 007

223 OCENA WŁASNOŚCI ELEKTROCHEMICZNYCH ZMODYFIKOWANEGO POWIERZCHNIOWO STOPU TI-6AL-4V ELI Janusz Szewczenko, Magdalena Pochrząst, Witold Walke Politechnika Śląska, Instytut Materiałów Inżynierskich i Biomedycznych, Gliwice Wstęp Jakość finalna implantów ze stopów tytanowych zależy od składu chemicznego, jakości metalurgicznej, rodzaju struktury i umocnienia struktury podłoża oraz struktury, rodzaju i grubości warstwy powierzchniowej. Warstwa powierzchniowa kształtowana jest poprzez zastosowanie różnych technologii inżynierii powierzchni. Obróbkę powierzchniową stopów warunkują możliwości technologiczne producenta i wiedza z zakresu uwarunkowań biomechanicznych, a także znajomość reaktywności implantu w trakcie zabiegu implantowania i użytkowania wyrobu. Istotne są też kryteria ekonomiczne przemysłowe i kliniczne kształtowania i stosowania danego wyrobu. Możliwe jest wytwarzanie warstw o bardzo dobrej adhezji do podłoża, odpornych na ścieranie, zabezpieczających metal przed rozwojem procesów korozyjnych czy też warstw aktywnych biologicznie. Stosowane obecnie metody modyfikacji powierzchni nie zawsze gwarantują otrzymanie wymaganej odporności na korozję, a w konsekwencji biokompatybilności w odniesieniu do środowiska tkankowego wytwarzanych powłok. W pracy wykorzystano metodę potencjodynamiczną i impedancyjną do określenia własności elektrochemicznych zmodyfikowanego powierzchniowo stopu Ti-6Al-4V ELI. Zastosowanie tych metod pozwoliło na charakterystykę odporności korozyjnej stopu o zmodyfikowanej powierzchni, a także zweryfikowano przydatność stosowanych w tym celu metod. Materiał i metody W badaniach wykorzystano stop Ti-6Al-4V ELI, w postaci prętów o średnicy d = 14 mm. Skład chemiczny badanego stopu spełniał wymagania zawarte w normie ISO 583-3:007. Modyfikacja powierzchni próbek została przeprowadzona za pomocą zabiegów, którym przyporządkowano następujące oznaczenia: 1 - szlifowanie, 3 - polerowanie mechaniczne, 4 piaskowanie, 5 polerowanie elektrolityczne, XV anodyzację (X oznacza wartość potencjału, przy którym przeprowadzano proces). Ponadto część próbek poddano zabiegowi sterylizacji parowej S. Szlifowanie mechaniczne prowadzono kolejno na wodnych papierach ściernych o gradacji ziarn/mm. Polerowanie mechaniczne przeprowadzono na szlifierce ręcznej z wykorzystaniem szczotek sizalowych i pasty polerskiej. Następnie wybłyszczano na tarczach płóciennych do uzyskania i lustrzanej powierzchni, Piaskowanie przeprowadzono w iniekcyjnej kabinie śrutowniczej, wykorzystując jako medium robocze kulki szklane. Polerowanie elektrolityczne prowadzono w kąpieli na bazie kwasu chromowego (E-395 Firmy POLIGRAT Gmbh). Proces anodyzacji, 3

224 prowadzony był z użyciem elektrolitu na bazie kwasów fosforowego i siarkowego (Titan Color Firmy POLIGRAT GmbH) przy potencjałach 57V, 77V, 87V oraz 97V. Sterylizację parową przeprowadzono w autoklawie Basic Plus firmy Mocom, w temperaturze 134 o C, ciśnieniu,1 bar przez 1 minut. Odporność na korozję elektrochemiczną oceniano w oparciu o rejestrację krzywych polaryzacji anodowej. W badaniach potencjodynamicznych zastosowano system do badań VoltaLab PGP01 firmy Radiometer. Elektrodą odniesienia była nasycona elektroda kalomelowa (NEK) typu KP-113, natomiast elektrodą pomocniczą - elektroda platynowa typu PtP 01. Na podstawie zarejestrowanych krzywych polaryzacji anodowej wyznaczono charakterystyczne wielkości opisujące odporność na korozję elektrochemiczną, tj.: potencjał korozyjny, opór polaryzacji, potencjał przebicia lub potencjał transpasywacji. Dla wyznaczenia wartości oporu polaryzacji zastosowano metodę Sterna. Badania przeprowadzono w roztworze Ringera, firmy B. Braun Melsungen AG w temperaturze 37 ± 1 C. W celu uzyskania informacji o własnościach fizykochemicznych powierzchni próbek ze stopu Ti-6Al-4V ELI przeprowadzono dodatkowo badania z wykorzystaniem elektrochemicznej spektroskopii impedancyjnej (EIS). Pomiary przeprowadzono z wykorzystaniem systemu pomiarowego AutoLab PGSTAT 30N wyposażonego w moduł FRA (Frequency Response Analyser). Zastosowany układ pomiarowy umożliwił prowadzenie badań w zakresie częstotliwości Hz. W badaniach wyznaczono impedancyjne widma układu i dopasowano uzyskane dane pomiarowe do układu zastępczego. Dobór tej metody umożliwił scharakteryzowanie impedancji granicy faz: stop Ti-6Al-4VELI warstwa powierzchniowa roztwór Ringera na drodze aproksymacji danych impedancyjnych za pomocą modelu elektrycznego obwodu zastępczego. Wyniki Przeprowadzone badania potencjodynamiczne wykazały korzystny wpływ procesu anodyzacji powierzchni na odporność na korozję wżerową stopu Ti-6Al-4V ELI zarówno bezpośrednio po obróbce mechanicznej, jaki i po polerowaniu elektrochemicznym. Wyznaczone krzywe polaryzacji anodowej dla wszystkich wariantów obróbki powierzchniowej charakteryzowały się brakiem występowania pętli histerezy w zakresie pomiarowym do E = mv, co jest zjawiskiem korzystnym. Uzyskane wyniki charakterystycznych wielkości opisujących odporność na korozję wżerową jednoznacznie wykazały zasadność stosowania poszczególnych zabiegów modyfikujących własności powierzchni stopu Ti-6Al-4V ELI. Przeprowadzona dodatkowo analiza impedancyjna wykazała, że w przypadku próbek anodyzowanych, po procesie polerowania elektrochemicznego, przy potencjale o wartości E = +57V oraz E = +97V występuje pojedyncza szczelna warstwa pasywana (tlenkowa) skutecznie zabezpieczająca stop przed oddziaływaniem środowiska korozyjnego. Z kolei na powierzchni próbek anodyzowanych przy potencjale E = +77V oraz E = +87V oprócz szczelnej warstwy pasywnej zaobserwowano również występowanie dodatkowej warstwy porowatej o dużym rozwinięciu powierzchni. Pominięcie procesu polerowania elektrochemicznego stopu Ti-6Al-4V ELI spowodowało pojawienie się w układzie zastępczym impedancji Wartburga (W) sugerującej możliwość inicjacji procesów korozyjnych w wyniku dyfuzji reagentów. Jest to zjawisko niekorzystne. Uzyskane wyniki jednoznacznie wskazują, iż uzasadnionym jest zastosowanie polerowania elektrochemicznego jako obróbki ostatecznej przed procesem anodyzacji. W badaniach wykazano również, że proces sterylizacji parą wodną pod ciśnieniem nie spowodował obniżenia odporności korozyjnej dla poszczególnych wariantów obróbki powierzchniowej. 4

225 WPŁYW SZCZELINY POWIETRZNEJ WOKÓŁ MAGNESU STAŁEGO NA PRACĘ KONCENTRATORA STRUMIENIA NABIEGUNNIKA W WIRNIKU SILNIKA SYNCHRONICZNEGO Z MAGNESAMI STAŁYMI Z WEWNĘTRZNYM OBWODEM MAGNETYCZNYM Krzysztof Szewczyk, Rafał Golisz, Tomasz Walasek, Zygmunt Kucharczyk Politechnika Częstochowska W silniku z magnesami stałymi z wewnętrznym obwodem magnetycznym magnesy umieszczone są wewnątrz wirnika. Tego rodzaju konstrukcja daje doskonałe właściwości mechaniczne wirnika. Przykładową konstrukcję takiego silnika przedstawiono na rys. 1. W celu zmniejszenia kąta opasania nabiegunnika wirnika zastosowano koncentrator magnetyczny, którego zadaniem jest zagęszczenie strumienia pochodzącego od magnesu stałego. M K K M M K M K Rys.1 Silnik z magnesami stałymi Gęstość strumienia magnesu stałego wynika z jego właściwości. Daje to ograniczenie na generowany moment obrotowy. Zastosowanie koncentratora pozwala na zawężenie przekroju przez który przepływa strumień. Jeżeli na koncentrator użyje się materiału o większym niż w pozostałym wirniku poziomie nasycenia, można się spodziewać zwiększonej gęstości strumienia, a co za tym idzie, większych sił oraz momentów. Ze względu na to, że cały magnes otoczony jest przez ferromagnetyk, zróżnicowany jedynie właściwościami, strumień może podążać w niepożądanym kierunku. Pogarsza to właściwości wirnika. Aby tego uniknąć należało by ograniczyć strumień strat. Można tego dokonać poprzez powiększenie reluktancji w obwodzie magnetycznym przez który płynie strumień strat. Na rys. przedstawiono propozycję rozwiązania. Pionowa ciemna strzałka oznacza kierunek polaryzacji magnesu M, a strzałka jasna wskazuje szczelinę powietrzną ograniczającą drogę strumienia. 5

226 Rys.. Umiejscowienie szczeliny powietrznej W artykule przedstawiono wyniki symulacji tego rodzaju silnika. Wyliczono moment statyczny wirnika silnika dla układu z oraz bez szczeliny powietrznej Silnik bez szczeliny powietrznej Silnik ze szczeliną przy magnesach Rys.3. Porównanie momentu obrotowego dla silnika z koncentratorem strumienia z oraz bez szczeliny powietrznej w obszarze wokół magnesu stałego nabiegunnika wirnika. Wyliczeń dokonano w oparciu o metodę elementów skończonych (Finite Elements Method ). Wykorzystano programy FEMM 3.4 oraz FLUX d V10.1. W artykule przedstawiono również wyniki wyliczeń momentu zaczepowego dla powyższych konstrukcji, którego wpływ widać na wykresie z rys. 3. Analiza tego typu obwodu magnetycznego pozwala na znaczne zwiększenie momentu obrotowego. Zwiększenie momentu zaczepowego w tego rodzaju silniku może mieć również praktyczne znaczenie w układach samohamownych serwomechanizmów. Zatrzymanie silnika z użyciem dużego momentu hamującego pochodzącego od siły zaczepowej pozwoli na oszczędzanie energii w czasie regulacji położenia obiektu sterowanego serwomotorem. 6

227 NOWOCZESNE METODY IDENTYFIKACJI LOKALIZACJI LUDZI W PODZIEMNYCH WYROBISKACH KOPALNIANYCH ORAZ W JASKINIACH I TUNELACH KOMUNIKACYJNYCH Zygmunt Szymański Politechnika Śląska, Gliwice W referacie przedstawiono opis typowych konfiguracji podziemnych wyrobisk kopalnianych, tuneli komunikacyjnych oraz jaskiń, eksploatowanych i eksplorowanych dla celów przemysłowych, transportowych, i komunikacyjnych. Podczas eksploatacji pomieszczeń znajdujących sie pod ziemią mogą się pojawić różne sytuacje awaryjne (zawały, obrywy, wstrząsy górotworu), związane z uszkodzeniem maszyn górniczych, maszyn transportowych oraz wypadki komunikacyjne, lub inne niebezpieczne zdarzenia powodujące zawał, uszkodzenie lub zasypanie całości lub części wyrobiska. Podstawowym zadaniem służb technicznych i służb ratowniczych jest lokalizacja położenia ludzi przebywających w tym wyrobisku, oraz nawiązanie z nimi kontaktu. Ułatwia to podjęcie decyzji o sposobie prowadzenia akcji ratowniczej oraz określenie sił i środków potrzebnych do jej skutecznej realizacji. W referacie przedstawiono przegląd metod oraz spektrum układów oraz urządzeń wykorzystywanych aktualnie do lokalizacji osób przebywających w podziemnych tunelach. W referacie zamieszczono także nowoczesne metody identyfikacji, aparaturę pomiarową, oraz opracowane przy współudziale Autora nowoczesne układy lokalizacji i transmisji sygnałów z podziemiach wyrobisk kopalnianych. W referacie zamieszczono wybrane modele matematyczne, fizyczne oraz symulacyjne różnych wariantów podziemnych wyrobisk: chodniki w kopalniach, tunele kolei podziemnej, jaskinie. Dla wybranych modeli fizycznych analizowanych obiektów, przeprowadzono obliczenia rozkładu pól elektromagnetycznych w tych wyrobiskach, dla najczęściej występujących stanów awaryjnych: zawał, zasypanie chodnika, zgubienie się w jaskini. Osoba przebywająca w tunelu powinna być wyposażona w specjalny mikro chip (mikro nadajnik), który będzie źródłem sygnału wykrywanego przez anteny urządzenia lokalizacyjnego. W referacie zamieszczono przykładowe wyniki obliczeń rozkładów pola magnetycznego i elektrycznego, przeprowadzone dla wybranych warunków eksploatacyjnych. W referacie przedstawiono krótki opis urządzeń (Wajl 7, oraz Aszym) opracowane przez Autora referatu, i sprawdzone w warunkach przemysłowych, zapewniających skuteczną lokalizację ludzi w podziemnych pomieszczeniach. Opracowane układy były sprawdzane w różnych warunkach terenowych i spełniały skutecznie swoje zadania. W referacie zamieszczono także przykładowe opisy badań przemysłowych układów prototypowych. 7

228 DAMAGES OF ELECTRIC POWER FACILITIES CAUSED BY THE 011 EASTERN JAPAN GREAT EARTHQUAKE AND TSUNAMI - A BRIEF SURVEY - Mitsuhiko Toho Polish-Japanese Institute of Information Technology Warsaw 1. The 001 Eastern Japan Great Earthquake and Tsunami The Eastern Japan Great Earthquake Disaster was caused by a 9.0-magnitude undersea megathrust earthquake off the coast of Japan that occurred at 14:46 JST (05:46 UTC) on Friday, 11 March 011. The epicenter was approximately 7 km east of the Oshika Peninsula of Tohoku, with the hypocenter at an underwater depth of approximately 3 km. The energy released by the earthquake 1.9± joules was the biggest in the history of Japan. The earthquake which was caused by 8 meters upthrust on 180-kilometer wide seabed at 60 kilometers offshore from the east coast of Tohoku resulted in a major tsunami which destructed the Pacific coastline and resulted in the loss of thousands of lives and devastated entire towns. The tsunami propagated across the Pacific, and warnings were issued and evacuations carried out in many countries bordering the Pacific, including the entire Pacific coast of North and South America from Alaska to Chile. An estimated wave height of tsunami reached 38 m at Miyako, Iwate. Fig.. Fukushima I Nuclear Plant, March 1, 011 (Photo: []) Fig.1. Map of the 011 Eastern Japan Great Earthquake and aftershocks. [1] 8

229 (W XXI Sympozjum PTZE, Lubliniec 011 Officially confirmed numbers of casualties by the Japan s National Police Agency was 1,175 deaths and 15,489 people missing across eighteen prefectures (April 4, 011). These numbers are expected to increase. Around 190,000 buildings were destroyed or damaged by the quake and tsunami. Of those, 45,700 were destroyed. The damaged buildings included 9,500 in Miyagi, 1,500 in Iwate and,400 in Fukushima.. Damaged facilities of power supply Facilities of electric power supply also were damaged in big scale. The most serious object is Fukushima Daiichi Nuclear Power Station of Tokyo Electric Power Company TEPCO. Although all nuclear plants in Tohoku and Kanto regions stopped to run automatically immediate after the earthquake, tsunami hit Fukushima Daiichi and Daini NPS with waves of 14m height. After 3 weeks from the earthquake Fukushima Daiichi is still in critical situation. Fig.3. Damaged power line in Soma, Fukushima, moved 3 km by tsunami from the Pacific coast (Photo: Beside nuclear plants in Fukushima another nuclear plants in Iwate, generators of 1 thermal plants, 4 generators of 3 geothermal plants and water power stations went offline after the earthquake in the area served by TEPCO and Tohoku Power Electric (TEP). It reduced TEPCO's total capacity by 1 GW. A lot of power lines and 9 transformation stations also damaged seriously. As a result more than 4 million households in Kanto area (TEPCO) were cut electricity. In the case of TEP blackouts came up to 4.4 million households in northeastern Japan. Rolling blackouts of TEPCO began on 14 March. 3. Recovery All water power stations were recovered in days after the earthquake. Thermal plants are under reconstructions. The Japanese government as well as TEPCO announced an abolishment of both Fukushima I and II NPS. Rolling blackouts and voluntary reduced electricity use by consumers in the Kanto and Tohoku area helped reduce the predicted frequency and duration of the blackouts. It is too early to make recovery plan of electricity supply. References [1] 011 年 東 北 地 方 太 平 洋 沖 地 震 の 被 害 影 響 (The aftermath of the 011 Tohoku earthquake and tsunami), Wikipedia [] 010 TEPCO Illustrated, TEPCO, Tokyo 011 9

230 MODEL OBWODOWY DWUUZWOJENIOWEGO SILNIKA VCM DLA SYSTEMÓW POZYCJONOWANIA GŁOWIC DYSKÓW TWARDYCH Tomasz Trawiński, Krzysztof Kluszczyński Politechnika Śląska, Wydział Elektryczny, Katedra Mechatroniki Podstawowe źródło momentu napędowego współczesnych systemów pozycjonowania głowic dysków twardych stanowią silniki łukowe prądu stałego wzbudzone magnesami trwałymi, czyli tzw. silniki VCM (z ang. Voice Coil Motor). Obserwowany ostatnio bardzo intensywny wzrost gęstości powierzchniowych danych [1], w laboratoriach sięgających już Tb/in (a spodziewa się znacznie większych wartości gęstości powierzchniowych), wymaga ciągłego ulepszania konstrukcji silników już powszechnie stosowanych oraz wprowadzania napędu dodatkowego (pomocniczego, wykonanego przykładowo z wykorzystaniem silników piezoelektrycznych). Proponowano wiele różnych konstrukcji silników VCM ze zmodyfikowanymi uzwojeniami obwodu twornika [-4], mającymi na celu zwiększenie stałej przyśpieszeniowej, ograniczających siły działające ma łożyska E-bloku itp. Patrząc na fazy pracy współczesnego systemu pozycjonowania: faza wyszukiwania, faza umiejscawiania i faza śledzenia można dojść do wniosku, że w zależności od fazy pracy, w jakiej aktualnie się znajduje silnik VCM musi sprostać całkowicie różnym wymaganiom. W fazie wyszukiwania wymagana jest duża stała przyśpieszeniowa ponieważ chodzi o jak najszybsze dojście do zadanej pozycji kątowej (w okolice zadanej ścieżki), zaś w fazie śledzenia wymagana jest duża precyzja (rozdzielczość) i zdolność eliminacji zakłóceń o dużych częstotliwościach. Spełnienie tych wymagań w jednotwornikowych (jednouzwojeniowych) silnikach VCM jest trudne i w praktyce silniki te wspomagane są (w rozwiązaniach współczesnych) przez silniki pomocnicze (silniki piezoelektryczne). Interesujące własności może mieć tutaj silnik dwuuzwojeniowy (dwutwornikowych), o dwóch uzwojeniach o zbliżonych parametrach elektrycznych, które zasilane mogą być z dwóch różnych źródeł np. napięciowego z falą MSI oraz z napięciowego z sygnałem ciągłym. Przykładowe zdjęcie obwodu twornika nowoczesnego silnika VCM przedstawiono na rys.1a). natomiast na rys.1b) przedstawiono sposób namagnesowania jednego z magnesów trwałych. a) b) Rys. 4. Obwód twornika (uzwojenie w charakterystycznym kształcie, przypominającym trapez) a), sposób namagnesowania magnesów trwałych stojana b) 30

231 Strukturę blokową pomocną przy formułowaniu modelu matematycznego dwutwornikowego silnika VCM przedstawiono na rys.. Na tym rysunku zaznaczono wzajemne sprzężenia pomiędzy układami elektromagnetycznymi tworników a układem mechanicznym, do których należy zaliczyć sprzężenia w postaci: momentów elektromagnetycznych (T e1 i T e ), przemieszczeń kątowych (), prędkości ( r ) i sprzężenia elektromagnetycznego pomiędzy twornikami (L m ). u 1 (t) u (t) L m r Twornik 1 Twornik T e1 T e Układ mechaniczny Rys. 5. Schemat blokowy przedstawiający sprzężenia wewnętrzne w dwutwornikowym silniku VCM W niniejszym artykule przedstawiony zostanie sposób formułowania modelu matematycznego silnika. Analizie zostaną poddane podstawowe własności silnika przy współpracy z układem mechanicznym reprezentowanym przez zespół mas bezwładnościowych połączonych sprężyście [5 7]. Literatura [3] Trawiński T.: Gęstości powierzchniowe danych i dodatkowe napędy piezoelektryczne w systemach pozycjonowania głowic dysków twardych, Biuletyn PTZE, 011. [4] Kuwajima H., i inni: Development of balanced-type high shock suspension for 0.85-in hard disk drive, IEEE Transaction on Magnetics, vol. 4, no., p , February 006,. [5] Heang-Soo Lee, i inni: VCM design to improve dynamic performance of an actuator in disk drive, IEEE Trans. On Mag., vol. 41., no., p , 005, [6] Lin H., Li Q., He Z., Chen S.: Development of a single coil coupled force vcm actuator for high tpi magnetic recording, IEEE Transactions on Magnetics, vol. 37, no., p , March 001. [7] Trawiński T., Wituła R.: Modeling of HDD head positioning systems regarded as robot manipulators using block matrices, Robot Manipulators New Achievements, Aleksandar Lazinica and Hiroyuki Kawai (Ed.), ISBN: , INTECH, 010, p [8] Trawiński T.: Odwracanie macierzy o wybranych strukturach przy pomocy macierzy blokowych. Przegląd Elektrotechniczny, ISSN , R. 85, NR 6/009, s [9] Trawiński T., Kluszczyński K.: Modelowanie matematyczne dwuwarstwowego aktuatora głowic dysku twardego jako manipulatora, Przegląd Elektrotechniczny, R.84, nr 6/008, s Praca naukowa finansowana ze środków na naukę w latach jako projekt badawczy N N

232 WPŁYW PRZEWODNOŚCI CIEPLNEJ GRUNTU NA ROZKŁAD POLA TEMPERATURY W UKŁADACH KABLOWYCH 110 kv Janusz Tykocki Państwowa Wyższa Szkoła Informatyki i Przedsiębiorczości w Łomży Redystrybucja energii elektrycznej coraz częściej wymaga zastosowania linii kablowych wysokiego napięcia, układanych pod powierzchnią ziemi. Czynnikami wymuszającymi te zmiany to urbanizacja i ochrona środowiska, przesyłanie energii w obrębie parków narodowych i krajobrazowych, działów wodnych, terenów wojskowych, lotnisk, itp. Ilość przesyłanej energii jest determinowana temperaturą rdzenia kabla. Główny wpływ na rozkład pola temperatury w rdzeniu, pomijając temperaturę nad powierzchnią ziemi oraz jej rozkład pod powierzchnią w zależności od głębokości położenia kabli, ich konstrukcji, wzajemnego ułożenia w systemach trójfazowych jest przewodność cieplna gruntu, zależna od rodzaj gruntu i jego wilgotność. W artykule zostanie omówiony rozkład pola temperatury w kablach wysokonapięciowych 64/110kV: XS(FL) z żyłą miedzianą. W symulacji wykorzystano profesjonalny program NISA/Heat Transfer wykorzystujący w obliczeniach metodę elementów skończonych (MES). 1. Konstrukcja kabli wysokonapięciowych Kable z izolacją z polietylenu usieciowanego XLPE stosowane są od początku lat 60 tych dla zakresu napięć średnich. Od 1971 roku powszechnie stosowane są kable z izolacją XLPE na napięcie 13kV. Aktualnie z powodzeniem, wytwarzane są i oddawane do eksploatacji kable na napięcie 500kV. Przy pozostających w przybliżeniu stałych właściwościach elektrycznych i dielektrycznych zwiększona odporność na wydzielaną energię cieplną, oznacza także większą dopuszczalną obciążalność w trybie pracy ciągłej oraz w przypadku zwarcia. Inne zalety, produkowanych obecnie kabli wysokonapięciowych to: mniejszy współczynnik strat tan δ = 4x10 4 przenikalność dielektryczna względna ε r =,4 (a dzięki temu niższa pojemność robocza) mniejsza masa mniejszy promień gięcia łatwa obsługa w trakcie układania łatwy montaż akcesoriów niewymagana konserwacja instalacji kablowej. Model numeryczny kabla Dobór kabla elektroenergetycznego jak i inne parametry dokonano na podstawie technicznej specyfikacji firmy Tele-Fonika Kable S.A: AXS(FL)YY-GC-FR 1x000RMS/10 64/110 (13)kV IEC

233 Tabela 1. Prąd w żyle głównej Temperatura powietrza Temperatura ziemi Odległość od powierzchni ziemi [A] [ 0 C] [ 0 C] [m] Na Rys. 1 przedstawiono model numeryczny analizowanego układu, a poniżej na Rys.. rozkład temperatury w układzie dla typowych warunków brzegowych [Tabela1] zakładając przewodność cieplną ziemi λ=1[w /mk]. Rys.1. Model FEM Rys. 3. Rozkładu temperatury w kablu i w ziemi Rys.. Rozkład temperatury (dla warunków brzegowych z Tab 1) Widoczne są znaczne różnice temperatury w rdzeniu kabla dla przewodności cieplnej ziemi λ z 0,0,8[W /mk] rys. 4, dochodzące dla założonych warunków brzegowych do 40 0 C. Na rys. 5. przedstawiono rozkład temp. w rdzeniu, ekranie i powierzchni kabla na różnych głębokościach. Rozkład temperatur dla różnych głębokości stabilizuje się począwszy od 10m a różnice temp. pomiędzy poszczególnymi jego warstwami są stałe dla różnych głębokości. Rys. 4. Zmiany temp. w rdzeniu kabla ziemi na różnych głębokościach (1 do 8m), przy różnych wartościach przewodności cieplnej (0, do 1,). Rys 5. Analiza rozkładu temp. w rdzeniu kabla dla różnych głębokości (1-40m). 33